JP4563278B2 - 自動周波数制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、移動通信システム等に用いられる自動周波数制御装置に関するものである。

一般的に無線通信において、水晶発振器（ＴＣＸＯ等）の製品ばらつきや温度変化によって生じる送信周波数と受信周波数との周波数誤差を補償する技術として、自動周波数制御（以下、ＡＦＣ：Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が用いられる。このＡＦＣを実現する手段として、スペクトラム拡散信号受信装置（例えば、特許文献１参照）や自動周波数制御装置及び自動周波数制御方法（例えば、特許文献２参照）が提供されている。

以下、従来の自動周波数制御装置について説明する。受信アンテナで受信された信号（以下、受信信号）は、受信側アンプ、受信周波数変換器を介して、Ａ／Ｄ変換器に入力される。Ａ／Ｄ変換器の出力のうち、パイロット信号をパイロット信号逆拡散部にて逆拡散し、周波数誤差算出部にて、逆拡散されたパイロットシンボルの一定シンボル間隔における位相回転量を算出し、それを基に周波数誤差を算出する。

以下、周波数誤差算出部について説明する。第１遅延回路でパイロットシンボルのＩ成分（Ｒ（ｔ）＊ｓｉｎ（θ（ｔ）））を複数シンボル遅延させ（Ｒ（ｔ＋Δｔ）＊ｓｉｎ（θ（ｔ＋Δｔ）））、第１乗算器で、パイロットシンボルのＱ成分（Ｒ（ｔ）＊ｃｏｓ（θ（ｔ）））と乗算する。
同様に第２遅延回路でパイロットシンボルのＱ成分（Ｒ（ｔ）＊ｃｏｓ（θ（ｔ）））を複数シンボル遅延させ（Ｒ（ｔ＋Δｔ）＊ｃｏｓ（θ（ｔ＋Δｔ）））、第２乗算器で、パイロットシンボルのＩ成分（Ｒ（ｔ）＊ｓｉｎ（θ（ｔ）））と乗算する。この２つの乗算結果を減算器で減算し、その結果に基づいて、複数シンボル前のパイロットシンボルとの位相差を検出している。上記計算は次式のように表せる。
Ｒ（ｔ）＊ｓｉｎ（θ（ｔ））＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）＊ｃｏｓ（θ（ｔ＋Δｔ））
−Ｒ（ｔ＋Δｔ）＊ｓｉｎ（θ（ｔ＋Δｔ））＊Ｒ（ｔ）＊ｃｏｓ（θ（ｔ））
＝Ｒ（ｔ）＊Ｒ（ｔ＋Δｔ）＊ｓｉｎ（θ（ｔ）−θ（ｔ＋Δｔ））

この周波数誤差算出部の出力は、誤差平均算出部で平均化される。この平均化された周波数誤差（Δｆ）を基に、ＡＦＣ制御値算出部にてＡＦＣを行う制御値（制御周波数）を算出する。
この制御値の算出方法としては、Δｆの正負から±ａと固定にする方法、または周波数誤差Δｆから＋Δｆとする方法、または周波数誤差Δｆを閾値でｎ個の範囲に分類し、その範囲によって制御値を±ａ₁，ａ₂，・・・ａ_nとする方法等がある。
ＡＦＣ制御値算出部の出力は、ＴＣＸＯ制御部にてＴＣＸＯを制御する信号に変換された後、ＴＣＸＯの発振周波数が変更される。このＴＣＸＯは、受信部シンセサイザと送信部シンセサイザの源振となっており、受信部シンセサイザの発振周波数及び送信部シンセサイザの発振周波数を変える。
受信部シンセサイザの発振周波数が変わることにより、受信周波数変換器で変換された受信信号は、周波数誤差が補正される。また同時に、Ｄ／Ａ変換器で変換された送信信号は、送信周波数変換器で受信信号と同様に周波数補正され、送信側アンプを介して、送信アンテナから基地局へ送信される。

このように、パイロットチャネル逆拡散部から周波数誤差算出部、誤差平均算出部、ＡＦＣ制御値算出部、ＴＣＸＯ制御部までの一連のフィードバック制御部をＡＦＣ制御部と呼ぶ。
このようなＡＦＣのフィードバック制御により、送信周波数と受信周波数との周波数誤差を低減することが可能になる。
ここで、ＡＦＣのフィードバック制御の周期は、周波数誤差算出部で、遅延回路の遅延量Δｔ毎に周波数誤差を算出し、また誤差平均算出部でＮ回平均すると、Δｔ×Ｎとなる。たとえばΔｔ＝４シンボル、Ｎ＝２５回とすると、ＡＦＣの制御周期は１００シンボル毎となる。

しかしながら、従来のＡＦＣでは、フェージングによるドップラーシフトの影響について考慮されておらず、また移動機の受信信号の復調性能を主に考慮した制御を行うため、次のような問題が生じる。
移動機が移動している時、ドップラーによる周波数シフトが生じる。このドップラーシフト量（Ｆｄ）を周波数誤差と認識し、更にＴＣＸＯの周波数誤差（ΔＴＣＸＯ）も加えて周波数誤差Δｆ（＝Ｆｄ＋ΔＴＣＸＯ）を検出する。
従来技術では、この周波数誤差Δｆが０Ｈｚになるように、ＴＣＸＯの発振周波数をΔｆシフトするＡＦＣのフィードバック制御を行う。
このようにＡＦＣの制御を行うと、受信信号の周波数誤差は減少し、受信信号の復調性能の改善に繋がる。しかしながら、前述のように、同時に送信信号の搬送波周波数もΔｆシフトしてしまい、更に、移動時は送信信号にも同様のドップラーシフトが付加される。そのため、基地局が受信するドップラーシフト量は、Ｆｄ＋Δｆ＝２Ｆｄ＋ΔＴＣＸＯとなってしまい、基地局には２倍のドップラーシフト量が付加されるような形となる。その結果、基地局の受信制御に大きな負荷がかかり、受信、復調が困難となる。

特開平９−８６９９号公報 特開２００２−２６７６９号公報

従来の自動周波数制御装置は、以上のように構成されていたので、ドップラーシフトの影響が大きくなる速度で移動機が移動している時、基地局、移動機を含め、移動通信システムの通信性能の劣化に繋がるという課題があった。

この発明は上記のような課題を解消するためになされたもので、フェージングによるドップラーシフトが発生した場合でも、ドップラーシフトに追従しない安定したＡＦＣを行い、結果として移動機と基地局の双方の受信劣化を適切に配分して、移動通信システムの通信性能向上を図ることができる自動周波数制御装置を提供することを目的とする。

この発明に係る自動周波数制御装置は、一定時間平均化した周波数誤差を算出する誤差平均算出部と、移動機のドップラーシフト量を検出するドップラーシフト検出部と、前記周波数誤差と前記ドップラーシフト量との比較を行う比較器と、前記比較の結果に基づいてＡＦＣ制御値を設定するＡＦＣ制御値算出部とを備え、前記周波数誤差が前記ドップラーシフト量より大きい場合にのみ、前記ＡＦＣ制御値でＡＦＣを行うものである。

この発明によれば、ドップラーシフトに追従しない安定したＡＦＣを行うことが可能となり、結果として移動機と基地局の双方の受信劣化を適切に配分することになり、移動通信システムの通信性能向上を図ることができる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、パイロットチャネル逆拡散部１０１は、パイロットチャネル拡散符号を用いてパイロット信号を逆拡散する。
周波数誤差算出部１０２は、逆拡散されたパイロットシンボルを用いて周波数誤差を算出する。
誤差平均算出部１０３は、周波数誤差を一定時間平均化する。
ＡＦＣ制御値算出部１０４は、周波数誤差の平均値及び速度検出部１０６の出力である移動速度検出値を基に、ＡＦＣを行う制御値（制御周波数）を算出する。
ＴＣＸＯ制御部１０５は、ＡＦＣ制御値に基づいて、ＴＣＸＯ制御を行う信号を生成する。
速度検出部１０６は、移動機の移動速度を検出する。速度検出部１０６における速度検出方式として、実施の形態１では、パイロットシンボルを用いて検出しているが、他に、受信信号を復調して位置情報から検出する方法、ＧＰＳの位置情報から検出する方法等でもよい。本発明では、移動機の移動速度を検出する手段であれば、その速度検出方法は特に限定されない。
比較器１０７は、速度検出部１０６が検出した移動速度を閾値判定する。

次に、動作について説明する。受信信号のうちパイロット信号を、パイロットチャネル逆拡散部１０１にて逆拡散し、周波数誤差算出部１０２へ出力する。周波数誤差算出部１０２では、逆拡散されたパイロットシンボルの一定シンボル間隔における位相回転量を算出し、それを基に周波数誤差を算出する。誤差平均算出部１０３では、周波数誤差算出部１０２で算出された周波数誤差を一定時間平均化する。速度検出部１０６では、パイロットシンボルを用いて移動機の移動速度を検出し、比較器１０７で閾値判定を行った後、ＡＦＣ制御値算出部１０４に出力する。ＡＦＣ制御値算出部１０４では、比較器１０７での閾値判定結果に基づいて、ＡＦＣすべき周波数（以下、ＡＦＣ制御値）、即ち、ＴＣＸＯを制御する周波数を算出する。

図２は、図１の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図２において、速度検出部１０６が移動機の移動速度（ｖ）を検出する（ステップＳＴ２０１）。

比較器１０７は、移動速度の絶対値（｜ｖ｜）と移動速度の閾値（Ｔｈ＿ｖ）との比較判定を行う（ステップＳＴ２０２）。｜ｖ｜＞Ｔｈ＿ｖであればステップＳＴ２０３へ移行し、そうでなければステップＳＴ２０４へ移行する。

ステップＳＴ２０３では、フェージングによるドップラーシフトが発生したと判断し、ＡＦＣ制御値算出部１０４が、ＡＦＣ制御値を通常より小さく設定する。
例えば、通常のＡＦＣ制御値が±ａである場合、検出された移動速度が閾値以上であると判定された時、通常のＡＦＣ制御値を１倍未満の定数倍することにより、±Ｋ＊ａ，（Ｋ＜１）と設定する。

ステップＳＴ２０４では、ドップラーシフトは発生していないと判断し、ＡＦＣ制御値算出部１０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＝１）と設定する。

ＴＣＸＯ制御部１０５は、ＡＦＣ制御値算出部１０４で算出されたＡＦＣ制御値に基づいて、ＴＣＸＯ制御を行う信号を生成する（ステップＳＴ２０５）。

ここで、移動速度の閾値を複数設定し（Ｔｈ＿ｖ₁，．．．，Ｔｈ＿ｖ_n）、対応するＡＦＣ制御値±Ｋ₁＊ａ，．．．，±Ｋ_n＊ａをとしてもよい。この時、１＞Ｋ₁．．．＞Ｋ_n＞０，Ｔｈ＿ｖ₁＜．．．＜Ｔｈ＿ｖ_nとすると、速度が速くなるにつれてＡＦＣ制御値を小さくする動作が可能になる。

例えば、ＡＦＣ制御値を変更する閾値として、移動速度１００ｋｍ／ｈとし、この閾値未満の速度ではＡＦＣ制御値を±２０Ｈｚ、閾値以上の速度では±２Ｈｚとする。このようにＡＦＣのフィードバックループゲインを変更することにより、移動速度１００ｋｍ／ｈ以上の時のＡＦＣの追従を遅くすることが可能になる。従って、ドップラーシフトに追従しない安定したＡＦＣを行うことが可能となり、結果として移動機と基地局の双方の受信劣化を適切に配分することになり、移動通信システムの通信性能向上を図ることができる。

同種の先行技術として、特許文献２に記載されているものがある。特許文献２の実施の形態７では、周波数誤差値算出のタイミングを検出移動速度によって変更することにより、一定時間内のＡＦＣ回数を変えている。これにより、移動速度が遅い場合に一定時間内のＡＦＣ回数を多くし、ＡＦＣの引き込み速度を上げる効果を得ている。
この逆を考えると、移動速度が速い場合に、一定時間内のＡＦＣ回数を少なくして、ドップラーシフトに追従しないＡＦＣを実現可能と考えられるが、移動速度が遅い場合は、一定時間内の制御回数を多くするため、制御一回あたりに用いる信号観測時間が逆に短くなり、平均効果が失われて誤差が大きくなる。即ち、一回あたりの周波数誤差算出の精度が損なわれてしまうという問題がある。
これに対して、実施の形態１では、一定時間内の制御回数を変更することなく、一回あたりのＡＦＣ制御量を変えることにより、周波数誤差算出の精度を保ちつつ、ドップラーシフトへの追従性を抑えることができる点が異なる。

以上のように、この実施の形態１によれば、移動速度に基づいてＡＦＣ制御値を変更するで、移動速度が閾値以上の場合は、ＡＦＣ制御値が小さくなる。即ち、ＡＦＣのフィードバックループゲインが小さくなる。
従って、ドップラーシフトに追従しない安定したＡＦＣを行うことが可能となり、結果として移動機と基地局の双方の受信劣化を適切に配分することになり、移動通信システムの通信性能向上を図ることができる。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２について説明する。図３は、この発明の実施の形態２に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態２は、実施の形態１の速度検出部１０６をドップラーシフト検出部２０１に、また比較器１０７をドップラーシフト量の閾値判定を行う比較器２０７に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態１（図１）と同様であるので説明を省略する。

図３において、ドップラーシフト検出部２０１は、パイロットチャネル逆拡散部１０１の出力であるパイロットシンボルから、ドップラーシフト量を検出する。検出方法としては、複数のバンドパスフィルタを複数用いた、フィルタバンクの出力レベルから検出する方法、またはパイロットシンボルをフーリエ変換して求める方法等がある。本発明では、ドップラーシフト量の検出方法は特に限定されない。
また、比較器２０７は、ドップラーシフト検出部２０１が検出したドップラーシフト量を閾値判定する。

次に、動作について説明する。図４は、図３の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図４において、ドップラーシフト検出部２０１が、ドップラーシフト量（Ｆｄ）を検出する（ステップＳＴ４０１）。

比較器２０７は、ドップラーシフト量の絶対値（｜Ｆｄ｜）とドップラーシフト量の閾値（Ｔｈ＿Ｆｄ）との比較判定を行う（ステップＳＴ４０２）。｜Ｆｄ｜＞Ｔｈ＿ＦｄであればステップＳＴ４０３へ移行し、そうでなければステップＳＴ４０４へ移行する。

ステップＳＴ４０３では、フェージングによるドップラーシフトが発生したと判断し、ＡＦＣ制御値算出部１０４が、ＡＦＣ制御値を通常より小さく設定する。例えば、検出されたドップラーシフト量が閾値以上であると判定された時、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＜１）と設定する。

ステップＳＴ４０４では、ドップラーシフトは発生していないと判断し、ＡＦＣ制御値算出部１０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＝１）と設定する。

ＴＣＸＯ制御部１０５は、ＡＦＣ制御値算出部１０４で算出されたＡＦＣ制御値に基づいて、ＴＣＸＯ制御を行う信号を生成する（ステップＳＴ４０５）。

ここで、ドップラーシフト量の閾値を複数設定し（Ｔｈ＿Ｆｄ₁，．．．，Ｔｈ＿Ｆｄ_n）、対応するＡＦＣ制御値±Ｋ₁＊ａ，．．．，±Ｋ_n＊ａをとしてもよい。この時、１＞Ｋ₁．．．＞Ｋ_n＞０，Ｔｈ＿Ｆｄ₁＜．．．＜Ｔｈ＿Ｆｄ_nとすると、ドップラーシフト量が大きくなるにつれてＡＦＣ制御値を小さくする動作が可能になる。

以上のように、この実施の形態２によれば、ドップラーシフト量に基づいてＡＦＣ制御値を変更するので、ドップラーシフト量が一定以上の場合は、ＡＦＣ制御値が小さくなる。即ち、ＡＦＣのフィードバックループゲインが小さくなる。
従って、実施の形態１と同様に、ドップラーシフトに追従しない安定したＡＦＣを行うことが可能となり、結果として移動機と基地局の双方の受信劣化を適切に配分することになり、移動通信システムの通信性能向上を図ることができる。

実施の形態３．
以下、この発明の実施の形態３について説明する。図５は、この発明の実施の形態３に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態３は、実施の形態２の比較器２０７を、誤差平均算出部１０３及びドップラーシフト検出部２０１の出力を入力とする比較器３０７に置き換え、ＡＦＣ制御値算出部１０４を算出方法を変えたＡＦＣ制御値算出部３０４に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態２（図３）と同様であるので説明を省略する。

図５において、比較器３０７は、ドップラーシフト検出部２０１の出力であるドップラーシフト量と、誤差平均算出部１０３の出力である周波数誤差とを比較判定する。
また、ＡＦＣ制御値算出部３０４は、比較器３０７の判定結果に基づいて、ＡＦＣ制御値を設定する。

次に、動作について説明する。図６は、図５の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図６において、誤差平均算出部１０３が、周波数誤差（Δｆ）を算出する（ステップＳＴ６０１）。
ドップラーシフト検出部２０１が、ドップラーシフト量（Ｆｄ）を検出する（ステップＳＴ６０２）。

比較器３０７は、周波数誤差の絶対値（｜Δｆ｜）とドップラーシフト量の絶対値（｜Ｆｄ｜）との比較判定を行う（ステップＳＴ６０３）。｜Δｆ｜＞｜Ｆｄ｜であればステップＳＴ６０４へ移行し、そうでなければステップＳＴ６０５へ移行する。

ステップＳＴ６０４では、比較器３０７がＡＦＣ制御値算出部３０４へ制御情報を出力する。ドップラーシフト以外の要因（温度偏差等）で周波数誤差が発生したと判断し、ＡＦＣ制御値算出部３０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＝１）と設定する。

ステップＳＴ６０５では、ドップラーシフト以外の要因で周波数誤差が発生していないと判断し、ＡＦＣ制御値算出部３０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＝０）と設定する。即ち、ＡＦＣは行われない。

ＴＣＸＯ制御部１０５は、ＡＦＣ制御値算出部３０４で算出されたＡＦＣ制御値に基づいて、ＴＣＸＯ制御を行う信号を生成する（ステップＳＴ６０６）。

以上のように、この実施の形態３によれば、周波数誤差がドップラーシフト量を超えた場合、ドップラーシフト以外の要因で周波数誤差が発生したと判断し、フェージングによるドップラーシフトには追従しないが、それ以外の要因の周波数誤差には追従するＡＦＣを実現することができる。

実施の形態４．
以下、この発明の実施の形態４について説明する。図７は、この発明の実施の形態４に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態４は、実施の形態３におけるＡＦＣ制御値算出部３０４を、算出方法を変えたＡＦＣ制御値算出部４０４に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態３（図５）と同様であるので説明を省略する。

次に、動作について説明する。図８は、図７の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。図８において、実施の形態３（図６）と相違するステップＳＴ８０４についてのみ説明する。
ステップＳＴ８０３において、周波数誤差（Δｆ）がドップラーシフト量（Ｆｄ）を超えた場合に、ドップラーシフト以外の要因で周波数誤差が発生したと判断し、ＡＦＣ制御値算出部４０４が、ＡＦＣ制御値を±（｜Δｆ｜−｜Ｆｄ｜）とする（ステップＳＴ８０４）。

以上のように、この実施の形態４によれば、ドップラーシフト以外の要因での周波数誤差分を即時に引き込むことが可能となり、周波数誤差の追従速度を向上させることができる。

実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態５について説明する。図９は、この発明の実施の形態５に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態５は、実施の形態３のＡＦＣ制御値算出部３０４を、算出方法を変えたＡＦＣ制御値算出部５０４に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態３（図５）と同様であるので説明を省略する。

次に、動作について説明する。図１０は、図９の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。図１０において、実施の形態３（図６）と相違するステップＳＴ１００４、１００５についてのみ説明する。
ステップＳＴ１００３において、周波数誤差（Δｆ）がドップラーシフト量（Ｆｄ）を超えた場合（｜Δｆ｜＞｜Ｆｄ｜）に、ＡＦＣ制御値算出部５０４が、ＡＦＣ制御値を通常より大きく設定する。例えば、通常のＡＦＣ制御値が±ａである場合、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＞１）と設定する（ステップＳＴ１００４）。

ステップＳＴ１００３において、周波数誤差（Δｆ）がドップラーシフト量（Ｆｄ）を超えない場合には、ＡＦＣ制御値算出部５０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＝１）と設定する（ステップＳＴ１００５）。

以上のように、この実施の形態５によれば、周波数誤差Δｆがドップラーシフト量Ｆｄを超えた場合に、ドップラーシフト以外の要因（温度偏差等）で周波数誤差が発生したと判断して、単位時間あたりのＡＦＣ制御量を大きくすることにより引き込み速度を上げ（ＡＦＣのフィードバックループゲインを大きくする）、周波数誤差の追従速度を向上させることができる。即ち、フェージングによるドップラーシフトには追従しないが、それ以外の要因の周波数誤差が発生した場合は、周波数誤差の追従速度を向上させることができる。

実施の形態６．
以下、この発明の実施の形態６について説明する。図１１は、この発明の実施の形態６に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態６は、実施の形態５の誤差平均算出部１０３を、平均算出間隔を変更できる誤差平均算出部６０３に置き換え、ＡＦＣ制御値算出部３０４をＡＦＣ制御値算出部６０４に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態５と同様であるので説明を省略する。
図１１において、誤差平均算出部６０３は、周波数誤差を一定時間平均化するものであり、この平均化時間（Ｔ＿ａｖｅ）を変更する。
ＡＦＣ制御値算出部６０４は、ＡＦＣ制御値を±ａとする。

次に、動作について説明する。図１２は、図１１の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図１２において、誤差平均算出部６０３が、周波数誤差（Δｆ）を算出する（ステップＳＴ１２０１）。
ドップラーシフト検出部２０１が、ドップラーシフト量（Ｆｄ）を検出する（ステップＳＴ１２０２）。

比較器３０７は、周波数誤差の絶対値（｜Δｆ｜）とドップラーシフト量の絶対値（｜Ｆｄ｜）との比較判定を行う（ステップＳＴ１２０３）。｜Δｆ｜＞｜Ｆｄ｜であればステップＳＴ１２０４へ移行し、そうでなければステップＳＴ１２０５へ移行する。

ステップＳＴ１２０４では、比較器３０７が誤差平均算出部６０３に制御情報を出力し、誤差平均算出部６０３が、平均化時間（Ｔ＿ａｖｅ）を通常時（周波数誤差がドップラーシフト量以下の場合）より短く設定する。
例えば、通常の平均化時間をＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_aとすると、ΔｆがＦｄを上回ったと判定された時、平均化時間をＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_b，（Ｔ_a＞Ｔ_b）として、平均化時間を短くする。これによりＡＦＣの制御周期を短くし、ＡＦＣの引き込み速度を上げ、周波数誤差の追従速度を向上させる。

ステップＳＴ１２０５では、誤差平均算出部６０３が、平均化時間を通常のＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_a，（Ｔ_a＞Ｔ_b）とする。

以上のように、この実施の形態６によれば、実施の形態５と同様に、周波数誤差（Δｆ）がドップラーシフト量（Ｆｄ）を超えた場合に（｜Δｆ｜＞｜Ｆｄ｜）、ドップラーシフト以外の要因（温度偏差等）で周波数誤差が発生したと判断して、ＡＦＣの制御周期を短くすることにより引き込み速度を上げ（ＡＦＣのフィードバックループゲインを大きくする）、周波数誤差の追従速度を向上させることができる。即ち、フェージングによるドップラーシフトには追従しないが、それ以外の要因の周波数誤差が発生した場合は、周波数誤差の追従速度を向上させることができる。

実施の形態７．
以下、この発明の実施の形態７について説明する。図１３は、この発明の実施の形態７に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態７は、実施の形態１の速度検出部１０６、比較器１０７をＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部７０９に置き換え、ＡＦＣ制御値算出部１０４をＡＦＣ制御値算出部７０４に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態１（図１）と同様であるので説明を省略する。
図１３において、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部７０９は、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加または削除が発生した場合、トリガ信号を出力する。
ＡＦＣ制御値算出部７０４は、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部７０９のトリガ信号を受信して、ＡＦＣ制御値を算出する。

Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加／削除について、以下に説明する。ＣＤＭＡシステムでは、複数の基地局と同時通信を行うＳＨＯ（ソフトハンドオーバ）機能がある。個々の基地局と通信接続、切断することを「Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加／削除」と称する。
高速移動でＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加または削除を行う時、遠ざかる基地局と近付く基地局とのドップラーシフトの違いにより、周波数誤差が大きく観測される。しかしながら、ドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置においては、その周波数誤差に対して迅速に追従することができない。

そこで実施の形態７では、ドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置（実施の形態１〜６の自動周波数制御装置）において、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加または削除を行った時、ＡＦＣ制御値を通常より大きく設定する。

次に、動作について説明する。図１４は、図１３の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図１４において、誤差平均算出部１０３が、周波数誤差（Δｆ）を算出する（ステップＳＴ１４０１）。

Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部７０９は、周波数誤差（Δｆ）の大きさに基づいてＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加／削除判定を行う（ステップＳＴ１４０２）。Δｆが大きければＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加／削除したと判定してステップＳＴ１４０３へ移行し、そうでなければステップＳＴ１４０４へ移行する。Δｆの大きさ判定としては、閾値判定等が挙げられる。

ステップＳＴ１４０３では、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加／削除が行われた時、ＡＦＣ制御値算出部７０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＞１）と設定する。

ステップＳＴ１４０４では、ＡＦＣ制御値算出部７０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＝１）と設定する。

ＴＣＸＯ制御部１０５は、ＡＦＣ制御値算出部７０４で算出されたＡＦＣ制御値に基づいて、ＴＣＸＯ制御を行う信号を生成する（ステップＳＴ１４０５）。

以上のように、この実施の形態７によれば、通常はドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置においても、高速移動でＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加または削除する時に発生する周波数誤差に対して、高速に引き込むことが可能となる。

実施の形態８．
以下、この発明の実施の形態８について説明する。図１５は、この発明の実施の形態８に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態８は、実施の形態７におけるＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部７０９の出力先を、誤差平均算出部８０３としたものである。また、ＡＦＣ制御値算出部７０４をＡＦＣ制御値算出部８０４に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態７（図１３）と同様であるので、説明を省略する。
図１５において、誤差平均算出部８０３は、周波数誤差を一定時間平均化するものであり、平均化時間を変更する。
ＡＦＣ制御値算出部８０４は、ＡＦＣ制御値を±ａとする。

実施の形態８の目的は実施の形態７と同様であり、ドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置（実施の形態１〜６の自動周波数制御装置）において、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加または削除を行った時、誤差平均算出部８０３の平均化時間を通常時（周波数誤差がドップラーシフト量以下の場合）より短く設定する。

次に、動作について説明する。図１６は、図１５の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図１６において、誤差平均算出部６０３が、周波数誤差（Δｆ）を算出する（ステップＳＴ１６０１）。

Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部７０９は、周波数誤差（Δｆ）の大きさに基づいてＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加／削除判定を行う（ステップＳＴ１６０２）。Δｆが大きければＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加／削除したと判定してステップＳＴ１６０３へ移行し、そうでなければステップＳＴ１６０４へ移行する。Δｆの大きさ判定としては、閾値判定等が挙げられる。

ステップＳＴ１６０３では、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部７０９が誤差平均算出部８０３に制御情報を出力し、誤差平均算出部８０３が、平均化時間（Ｔ＿ａｖｅ）を通常時（周波数誤差がドップラーシフト量以下の場合）より短く設定する。例えば、通常の平均化時間をＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_aとすると、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加／削除したと判定された時、平均化時間をＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_b，（Ｔ_a＞Ｔ_b）と設定する。これによりＡＦＣの制御周期を短くし、ＡＦＣの引き込み速度を上げ、周波数誤差の追従速度を向上させる。

ステップＳＴ１６０４では、誤差平均算出部８０３が、平均化時間を通常のＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_a，（Ｔ_a＞Ｔ_b）とする。

以上のように、この実施の形態８によれば、通常はドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置においても、高速移動でＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加または削除する時に発生する周波数誤差に対して、高速に引き込むことが可能となる。

実施の形態９．
以下、この発明の実施の形態９について説明する。図１７は、この発明の実施の形態９に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。図１７において、既に説明した構成と同符号の構成については説明を省略する。
周波数誤差記憶部９０６は、誤差平均算出部１０３の出力である周波数誤差を記憶する。
比較器９０７は、誤差平均算出部１０３の出力である周波数誤差と、周波数誤差記憶部９０６の出力である前回の周波数誤差との差が閾値を超える場合にトリガ信号を出力する。
ＡＦＣ制御値算出部９０４は、比較器９０７のトリガ信号を受信してＡＦＣ制御値を算出する。

実施の形態９の目的は、実施の形態７、８と同様であり、ドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置（実施の形態１〜６の自動周波数制御装置）において、時間的に前後する今回の周波数誤差と前回の周波数誤差との差が閾値を超える場合、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加または削除が発生したと判断し、ＡＦＣ制御値を通常時より大きく設定する。

次に、動作について説明する。図１８は、図１７の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図１８において、誤差平均算出部１０３が、今回の周波数誤差（Δｆ）を算出する。また、周波数誤差記憶部９０６は、記憶している前回の周波数誤差（Δｆ_n-1）を出力する（ステップＳＴ１８０１）。

比較器９０７は、今回の周波数誤差（Δｆ_n）と前回の周波数誤差（Δｆ_n-1）との差の絶対値が閾値（Ｔｈ＿Δｆ）を超えるかどうかを判定する（ステップＳＴ１８０２）。｜Δｆ_n−Δｆ_n-1｜＞Ｔｈ＿ΔｆであればステップＳＴ１８０３へ移行し、そうでなければステップＳＴ１８０４へ移行する。

ステップＳＴ１８０３において、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加または削除が行われたと判断し、ＡＦＣ制御値算出部９０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＞１）と設定する。

ステップＳＴ１８０４において、ＡＦＣ制御値算出部９０４が、ＡＦＣ制御値を±Ｋ＊ａ，（Ｋ＝１）と設定する。

ＴＣＸＯ制御部１０５は、ＡＦＣ制御値算出部９０４で算出されたＡＦＣ制御値に基づいて、ＴＣＸＯ制御を行う信号を生成する（ステップＳＴ１８０５）。

以上のように、この実施の形態９によれば、通常はドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置においても、高速移動でＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加または削除する時に発生する周波数誤差に対して、高速に引き込むことが可能となる。

実施の形態１０．
以下、この発明の実施の形態１０について説明する。図１９は、この発明の実施の形態１０に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１０は、実施の形態９における比較器９０７の出力先を、誤差平均算出部１００３としたものである。また、ＡＦＣ制御値算出部９０４をＡＦＣ制御値算出部１００４に置き換えたものである。その他の構成は、実施の形態９（図１７）と同様であるので、説明を省略する。

図１７において、誤差平均算出部１００３は、周波数誤差を一定時間平均化するものであり、平均化時間を変更する。
ＡＦＣ制御値算出部１００４は、ＡＦＣ制御値を±ａとする。

実施の形態１０の目的は形態７〜９と同様であり、ドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置（実施の形態１〜６の自動周波数制御装置）において、今回の周波数誤差と前回の周波数誤差との差が一定値を超える場合、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋの追加または削除が発生したと判断し、誤差平均算出部１００３の平均化時間を通常時（周波数誤差と前回の周波数誤差との差が閾値以下の場合）より短く設定する。

次に、動作について説明する。図２０は、図１９の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。
図２０において、誤差平均算出部１００３が、今回の周波数誤差（Δｆ）を算出する。また、周波数誤差記憶部９０６は、記憶している前回の周波数誤差（Δｆ_n-1）を出力する（ステップＳＴ２００１）。

比較器９０７は、今回の周波数誤差（Δｆ_n）と前回の周波数誤差（Δｆ_n-1）との差の絶対値が閾値（Ｔｈ＿Δｆ）を超えるかどうかを判定する（ステップＳＴ２００２）。｜Δｆ_n−Δｆ_n-1｜＞Ｔｈ＿ΔｆであればステップＳＴ２００３へ移行し、そうでなければステップＳＴ２００４へ移行する。

ステップＳＴ２００３では、比較器９０７が誤差平均算出部１００３に制御情報を出力し、誤差平均算出部１００３が、平均化時間（Ｔ＿ａｖｅ）を通常時（｜Δｆ_n−Δｆ_n-1｜≦Ｔｈ＿Δｆ）より短く設定する。例えば、通常の平均化時間をＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_aとすると、Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加／削除したと判定された時、平均化時間をＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_b，（Ｔ_a＞Ｔ_b）と設定する。これによりＡＦＣの制御周期を短くし、ＡＦＣの引き込み速度を上げ、周波数誤差の追従速度を向上させる。

ステップＳＴ２００４では、誤差平均算出部１００３が、平均化時間を通常のＴ＿ａｖｅ＝Ｔ_a，（Ｔ_a＞Ｔ_b）とする。

以上のように、この実施の形態１０によれば、通常はドップラーシフトに追従しない程度に動作している自動周波数制御装置においても、高速移動でＲａｄｉｏ Ｌｉｎｋを追加または削除する時に発生する周波数誤差に対して、高速に引き込むことが可能となる。

実施の形態１１．
以下、この発明の実施の形態１１について説明する。図２１は、この発明の実施の形態１１に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。図２１において、既に説明した構成と同符号の構成については説明を省略する。
周波数誤差算出部１１０２は、パイロットチャネル逆拡散部１０１で逆拡散された周辺複数セル（Ｃｅｌｌ）の各パイロットシンボルを用いて、各セルの周波数誤差を算出する。
誤差平均算出部１１０３は、周波数誤差算出部１１０２からの各セルの周波数誤差を一定時間平均化する。
ＡＦＣ制御値算出部１１０４は、誤差平均算出部１１０３の出力を用いて重み付け平均を行い、ＡＦＣの誤差を算出する。そして、ＡＦＣの誤差を用いてＡＦＣ制御値を算出する。

次に、動作について説明する。図２２は、図２１の自動周波数制御装置におけるＡＦＣの誤差ΔＴＣＸＯ算出を表す概念図である。例えば、図２２のように、複数の基地局９２０１からの信号を移動機９２０２が受信する場合、それぞれの基地局との通信に対応する各セルの周波数誤差（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）を観測する。
このΔｆ₁，．．．，Δｆ_nを、重み付け係数（ａ₁，．．．，ａ_n）で重み付け平均すると、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を数式１のように算出する。

ここでａ₁，．．．，ａ_nは、各セルの信号レベルに比例した重み付けや、ａ₁，．．．，ａ_n＝１とする単純平均等が考えられる。

以上のように、この実施の形態１１によれば、複数セルの周波数誤差を平均化することにより、ドップラーシフトを平均化する効果があり、ドップラーシフトに追従しにくい安定したＡＦＣの制御が可能になる。

実施の形態１２．
以下、この発明の実施の形態１２について説明する。図２３は、この発明の実施の形態１２に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１２は、実施の形態１１におけるＡＦＣ制御値算出部１１０４をＡＦＣ制御値算出部１２０４としたものである。その他の構成は、実施の形態１１（図２１）と同様であるので説明を省略する。

次に、動作について説明する。ＡＦＣ制御値算出部１２０４は、誤差平均算出部１１０３の出力である各セルの周波数誤差（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）から、その最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択し、Δｆ_max，Δｆ_minを用いて重み付け平均を行い、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を算出する。そして、ＡＦＣの誤差を用いてＡＦＣ制御値を算出する。

図２４は、図２３中のＡＦＣ制御値算出部１２０４におけるΔｆ_max，Δｆ_minの選択方法を表す概念図である。図２４において、誤差平均算出部１１０３における周波数誤差の平均算出時間（Δｔ）毎に、Δｆ₁，．．．，Δｆ_nからΔｆ_maxとΔｆ_minを選択する。
このΔｆ_max，Δｆ_minを、重み付け係数（ｂ_max，ｂ_min）で重み付け平均すると、ΔＴＣＸＯを数式２のように算出する。

ここで、ｂ_max，ｂ_minは、各セルの信号レベルに比例した重み付けや、ｂ_max，ｂ_min＝１とする単純平均等が考えられる。

図２５は、図２３中の周波数誤差算出部１１０２の出力Δｆ₁，．．．，Δｆ_nのスペクトルを表す概念図である。図２５において、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）による周波数誤差（中心のΔＴＣＸＯ）が存在し、これを中心に最大ドップラー周波数（Ｆｄ）の広がりがあり、更に直接波に相当するレベルの強い成分がある。直接波の周波数は、移動機の移動速度と到来角によって決まり、周波数はΔＴＣＸＯ＋Ｆｄ〜ΔＴＣＸＯ−Ｆｄの間で変化する。
この様な受信信号から直接波の影響を取り除き、ΔＴＣＸＯを検出するには、周波数のΔｆ_maxとΔｆ_minを測定し、ΔＴＣＸＯ＝（Δｆ_max＋Δｆ_min）／２を計算すれば、精度良くΔＴＣＸＯが算出される。これは、数式２においてｂ_max，ｂ_min＝１とすることで算出することができる。

以上のように、この実施の形態１２によれば、周波数誤差の最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）とを平均することにより、精度良くＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を算出できる。
また、複数のセルの信号を観測することにより、測定精度を改善することが可能であると共に、ドップラーシフトを平均化する効果があるため、ドップラーシフトに追従しにくい安定したＡＦＣの制御が可能になる。
更に、ここで、Ｆｄ＝（Δｆ_max−Δｆ_min）／２を計算すれば、最大ドップラー周波数（Ｆｄ）を同時に算出することも可能であり、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）と最大ドップラー周波数（Ｆｄ）とを同時に検出可能な自動周波数制御装置が実現できる。

実施の形態１３．
以下、この発明の実施の形態１３について説明する。図２６は、この発明の実施の形態１３に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１３は、実施の形態１２におけるＡＦＣ制御値算出部１２０４をＡＦＣ制御値算出部１３０４としたものである。その他の構成は、実施の形態１２（図２３）と同様であるので説明を省略する。

次に、動作について説明する。ＡＦＣ制御値算出部１３０４は、誤差平均算出部１１０３の出力（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）を一定時間（ΔＴ）観測し、その一定時間内における全セルのΔｆから最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択し、Δｆ_max，Δｆ_minを用いて重み付け平均を行うことにより、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を算出する。そして、ＡＦＣの誤差を用いてＡＦＣ制御値を算出する。

図２７は、図２６中のＡＦＣ制御値算出部１２０４におけるΔｆ_max，Δｆ_minの選択方法を表す概念図である。図２７において、誤差平均算出部１１０３の平均算出時間（Δｔ）毎に出力される各セルの周波数誤差（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）を一定時間（ΔＴ）観測し、この一定時間（ΔＴ）における観測値の中から最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択する。
このΔｆ_max，Δｆ_minを、重み付け係数（ｂ_max，ｂ_min）で重み付け平均すると、ＡＦＣの誤差を数式２のように算出する。
ここで、ｂ_max，ｂ_minは、各セルの信号レベルに比例した重み付けや、ｂ_max，ｂ_min＝１とする単純平均等が考えられる。

図２５に示したように、誤差平均算出部１１０３の出力のスペクトルは、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）による周波数誤差（中心のΔＴＣＸＯ）が存在し、これを中心に最大ドップラー周波数（Ｆｄ）の広がりがあり、更に直接波に相当するレベルの強い成分がある。
更に、見通しのよい環境では直接波が支配的であり、短時間における最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）の測定では、最大ドップラー周波数（Ｆｄ）の広がりを観測できない。そのためΔＴＣＸＯを精度良く測定することができない。

そこで、到来角が前方から後方まで十分に変化する程度の時間（ΔＴ）の観測値から最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を求めれば、実施の形態１２と比較して、ΔＴＣＸＯの算出精度を改善することができる。

以上のように、この実施の形態１３によれば、到来角が前方から後方まで十分に変化する程度の時間（ΔＴ）の観測値から最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を求めることにより、実施の形態１２と比較して、ΔＴＣＸＯの算出精度を改善することができる。
また、一定時間（ΔＴ）での最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択することにより、１セルの場合でもΔＴＣＸＯを精度良く測定することが可能になる。
更に、複数のセルの信号を観測することにより、測定精度を改善すると共に、ドップラーシフトを平均化する効果があるため、ドップラーシフトに追従しにくい安定したＡＦＣの制御が可能になる。
実施の形態１１と同様に、Ｆｄ＝（Δｆ_max−Δｆ_min）／２を計算すれば、最大ドップラー周波数（Ｆｄ）を同時に算出することも可能であり、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）と最大ドップラー周波数（Ｆｄ）とを同時に検出可能な自動周波数制御装置が実現できる。

実施の形態１４．
以下、この発明の実施の形態１４について説明する。図２８は、この発明の実施の形態１４に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１４は、実施の形態１１における周波数誤差算出部１１０２を周波数誤差算出部１４０２に置き換えたものである。その他の構成については、実施の形態１１（図２１）と同様であるので説明を省略する。

次に、動作について説明する。周波数誤差算出部１４０２は、パイロットチャネル逆拡散部１０１で逆拡散された複数パス（Ｐａｔｈ）の各パイロットシンボルを用いて、各パスの周波数誤差を算出する。
誤差平均算出部１１０３は、周波数誤差算出部１４０２からの各パスの周波数誤差を一定時間平均化する。
ＡＦＣ制御値算出部１１０４は、各パスの誤差平均算出部１１０３の出力（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）を用いて重み付け平均を行い、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を算出する。ここで、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）の算出方法は、実施の形態１１と同様である。そして、ＡＦＣの誤差を用いてＡＦＣ制御値を算出する。

図２９は、図２８の自動周波数制御装置におけるＡＦＣの誤差ΔＴＣＸＯ算出を表す概念図である。例えば、図２９に示すように、基地局９２０１からのマルチパス信号を移動機９２０２が受信する場合、到来角が異なるパス毎の周波数誤差（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）を観測する。
このΔｆ₁，．．．，Δｆ_nを、重み付け係数（ａ₁，．．．，ａ_n）で重み付け平均し、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を数式１のように算出する。
ここでａ₁，．．．，ａ_nは、各パスの信号レベルに比例した重み付けや、ａ₁，．．．，ａ_n＝１とする単純平均等が考えられる。

以上のように、この実施の形態１４によれば、ＣＤＭＡの特徴であるマルチパス検出機能を用いて、パス毎に異なる周波数誤差を観測することにより、実施の形態１１と比較して測定精度を改善することが可能になる。
また、１セルの場合においても複数パスの信号を観測することにより、測定精度を改善することが可能になる。
更に、ドップラーシフトを平均化する効果が増えるため、ドップラーシフトに追従しにくい安定したＡＦＣの制御が可能になる。

実施の形態１５．
以下、この発明の実施の形態１５について説明する。図３０は、この発明の実施の形態１５に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１５は、実施の形態１４におけるＡＦＣ制御値算出部１１０４を、実施の形態１２におけるＡＦＣ制御値算出部１２０４としたものである。その他の構成は、実施の形態１４（図２８）と同様であるので、説明を省略する。

次に、動作について説明する。ＡＦＣ制御値算出部１２０４は、各パスの誤差平均算出部１１０３の出力（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）から、その最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択し、Δｆ_max，Δｆ_minを用いて重み付け平均を行い、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を算出する。ここで、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）の算出方法は、実施の形態１２と同様である。そして、ＡＦＣの誤差を用いてＡＦＣ制御値を算出する。

実施の形態１２において、平均算出時間（Δｔ）毎の複数セルの周波数誤差から最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を平均することにより、精度良くΔＴＣＸＯを算出できることを述べた。
実施の形態１５は、ＣＤＭＡの特徴であるマルチパス検出機能を用いて複数パスの周波数誤差を観測し、平均算出時間（Δｔ）毎の周波数誤差の最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を平均することにより、更に精度良くΔＴＣＸＯを算出する。

以上のように、この実施の形態１５によれば、マルチパス検出機能を用いて、パス毎に異なる周波数誤差を観測することにより、測定精度を改善することが可能になる。また、１セルの場合においても複数パスの信号を観測することにより、測定精度を改善することが可能になる。
また、ドップラーシフトを平均化する効果が増えるため、ドップラーシフトに追従しにくい安定したＡＦＣの制御が可能になる。
更に、ここで、Ｆｄ＝（Δｆ_max−Δｆ_min）／２を計算すれば、最大ドップラー周波数（Ｆｄ）を同時に算出することも可能であり、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）と最大ドップラー周波数（Ｆｄ）とを同時に検出可能な自動周波数制御装置が実現できる。

実施の形態１６．
以下、この発明の実施の形態１６について説明する。図３１は、この発明の実施の形態１６に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１６は、実施の形態１５におけるＡＦＣ制御値算出部１２０４を、実施の形態１３におけるＡＦＣ制御値算出部１３０４としたものである。その他の構成は、実施の形態１５（図３０）と同様であるので説明を省略する。

次に、動作について説明する。ＡＦＣ制御値算出部１３０４は、各パスの誤差平均算出部１１０３の出力（Δｆ₁，．．．，Δｆ_n）を一定時間（ΔＴ）観測し、その一定時間内における全セルの観測値から最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択し、Δｆ_max，Δｆ_minを用いて重み付け平均を行うことにより、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）を算出する。ここで、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）の算出方法は、実施の形態１３と同様である。そして、ＡＦＣの誤差を用いてＡＦＣ制御値を算出する。

実施の形態１３において、一定時間（ΔＴ）における最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択し平均することにより、精度良くΔＴＣＸＯを算出できることを述べた。実施の形態１６は、ＣＤＭＡの特徴であるマルチパス検出機能を用いて、複数パスの周波数誤差を観測し、一定時間（ΔＴ）における全てのパスの周波数誤差の最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を平均することにより、更に精度良くΔＴＣＸＯを算出する。

以上のように、この実施の形態１６によれば、マルチパス検出機能を用いてパス毎に異なる周波数誤差を観測することにより、測定精度を改善することが可能になる。また、１セルの場合においても複数パスの信号を観測することにより、測定精度を改善することが可能になる。更に、一定時間（ΔＴ）での最大値（Δｆ_max）と最小値（Δｆ_min）を選択することにより、１パスの場合でもΔＴＣＸＯを精度良く測定することが可能になる。
以上のことから、ドップラーシフトを平均化する効果が更に増え、ドップラーシフトに追従しにくい安定したＡＦＣの制御が可能になる。
更に、ここで、Ｆｄ＝（Δｆ_max−Δｆ_min）／２を計算すれば、最大ドップラー周波数（Ｆｄ）を同時に算出することも可能であり、ＡＦＣの誤差（ΔＴＣＸＯ）と最大ドップラー周波数（Ｆｄ）とを同時に検出可能な自動周波数制御装置が実現できる。

実施の形態１７．
以下、この発明の実施の形態１７について説明する。図３２は、この発明の実施の形態１７に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。図３２において、実施の形態１１と同符号の構成については、説明を省略する。
通信状態判定部１７０８は、移動機の通信状態が、主に受信のみである「待ち受け受信中」か、送受信共に行う「連続通信中」かを判定する。
受信品質測定部１７０９は、パイロットチャネルの受信信号レベルやＳＩＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｒａｔｉｏ）等、各セルの受信品質を測定する。
誤差平均選択部１７１０は、受信品質測定部１７０９と通信状態判定部１７１０の出力に基づいて、最良のセルの周波数誤差を誤差平均算出部１１０３の出力（各セルの周波数誤差）から選択する。
ＡＦＣ制御値算出部１７０４は、誤差平均選択部１７１０の出力より、ＡＦＣの制御値を算出する。

次に、動作について説明する。図３３は、図３２の自動周波数制御装置における周波数誤差選択の動作フローを示すフローチャートである。
図３２において、誤差平均算出部１１０３が各セルの周波数誤差を算出する（ステップＳＴ３３０１）。

通信状態判定部１７０８が、移動機の通信状態が待ち受け受信中であるか、音声、データ、パケット通信等、送信を伴う連続通信中であるかを判定する（ステップＳＴ３３０２）。

ここで、待ち受け受信中である場合、通信品質測定部１７０９にて、受信している各セルの受信品質を測定し、最も受信品質が良いセルを誤差平均選択部１７１０に通知する（ステップＳＴ３３０３）。
誤差平均選択部１７１０は、待ち受け受信中である場合、最も受信品質が良いセルの周波数誤差を誤差平均算出部１１０３の出力から選択する（ステップＳＴ３３０５）。
そして、ＡＦＣ制御値算出部１７０４にてＡＦＣ制御値を算出する（ステップＳＴ３３０６）。

一方、ステップＳＴ３３０２において、連続通信中であると判定された場合は、受信している全セルの周波数誤差を選択する（ステップＳＴ３３０４）。
そして、ＡＦＣ制御値算出部１７０４にて、ＡＦＣ制御値を算出する（ステップＳＴ３３０６）。この場合、ＡＦＣ制御値算出方法は、実施の形態１１〜１６のうちのいずれの方法を用いてもよい。

従来技術では、移動機が移動している場合（特に連続受信中である場合）には、発生するドップラーシフトにＡＦＣが追従し、送信信号に大きな影響を与えることを述べた。しかし、移動機が待ち受け受信中である場合、通信は主に受信のみで送信信号に対する影響は無いため、受信性能を優先したＡＦＣの制御を行うことが可能になる。実施の形態１７は、この待ち受け受信中と連続受信中との判定を行うことにより、両者の場合のＡＦＣの制御を変えることで通信性能の向上を図っている。

以上のように、実施の形態１７によれば、移動機の通信状態を判定し、待ち受け受信中は受信性能を優先したＡＦＣを行い、音声、データ、パケット通信等送信を伴う連続通信中である場合は、ドップラーシフトに追従しにくい安定したＡＦＣの制御を行うことにより、移動通信システムの通信性能向上を図ることができる。
なお、実施の形態１７では、最も受信品質が良いセルの周波数誤差を利用しているが、最も受信品質が良いパスの周波数誤差を利用することもできる。

この発明の実施の形態１に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図１の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態２に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図３の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図５の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態４に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図７の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態５に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図９の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態６に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図１１の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態７に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図１３の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態８に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図１５の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態９に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図１７の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１０に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図１９の自動周波数制御装置におけるＡＦＣ制御値算出の動作フローを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１１に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図２１の自動周波数制御装置におけるＡＦＣの誤差ΔＴＣＸＯ算出を表す概念図である。 この発明の実施の形態１２に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図２３中のＡＦＣ制御値算出部におけるΔｆ_max，Δｆ_minの選択方法を表す概念図である。 図２３中の周波数誤差算出部の出力Δｆ₁，．．．，Δｆ_nのスペクトルを表す概念図である。 この発明の実施の形態１３に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図２６中のＡＦＣ制御値算出部におけるΔｆ_max，Δｆ_minの選択方法を表す概念図である。 この発明の実施の形態１４に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図２８の自動周波数制御装置におけるＡＦＣの誤差ΔＴＣＸＯ算出を表す概念図である。 この発明の実施の形態１５に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１６に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１７に係る自動周波数制御装置の構成を示すブロック図である。 図３２の自動周波数制御装置における周波数誤差選択の動作フローを示すフローチャートである。

符号の説明

１０１ パイロットチャネル逆拡散部、１０２ 周波数誤差算出部、１０３ 誤差平均算出部、１０４ ＡＦＣ制御値算出部、１０５ ＴＣＸＯ制御部、１０６ 速度検出部、１０７ 比較器、２０１ ドップラーシフト検出部、２０７ 比較器、３０４ ＡＦＣ制御値算出部、３０７ 比較器、４０４ ＡＦＣ制御値算出部、５０４ ＡＦＣ制御値算出部、６０３ 誤差平均算出部、 ６０４ ＡＦＣ制御値算出部、７０４ ＡＦＣ制御値算出部、７０９ Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ追加／削除判定部、８０３ 誤差平均算出部、８０４ ＡＦＣ制御値算出部、９０４ ＡＦＣ制御値算出部、 ９０６ 周波数誤差記憶部、９０７ 比較器、１００３ 誤差平均算出部、１００４ ＡＦＣ制御値算出部、１１０２ 周波数誤差算出部、１１０３ 誤差平均算出部、１１０４ ＡＦＣ制御値算出部、１２０４ ＡＦＣ制御値算出部、１３０４ ＡＦＣ制御値算出部、１４０２ 周波数誤差算出部、１７０４ ＡＦＣ制御値算出部、１７０８ 通信状態判定部、１７０９ 受信品質測定部、１７１０ 誤差平均選択部、９２０１ 基地局、９２０２ 移動機。

Claims (4)

1. 一定時間平均化した周波数誤差を算出する誤差平均算出部と、
   移動機のドップラーシフト量を検出するドップラーシフト検出部と、
   前記周波数誤差と前記ドップラーシフト量との比較を行う比較器と、
   前記比較の結果に基づいてＡＦＣ制御値を設定するＡＦＣ制御値算出部とを備え、
   前記周波数誤差が前記ドップラーシフト量より大きい場合にのみ、前記ＡＦＣ制御値でＡＦＣを行うことを特徴とする自動周波数制御装置。
2. 前記ＡＦＣ制御値算出部が、前記ＡＦＣ制御値を、前記周波数誤差と前記ドップラーシフト量との差分値と設定することを特徴とする請求項１記載の自動周波数制御装置。
3. 一定時間平均化した周波数誤差を算出する誤差平均算出部と、
   移動機のドップラーシフト量を検出するドップラーシフト検出部と、
   前記周波数誤差と前記ドップラーシフト量との比較を行う比較器と、
   前記周波数誤差が前記ドップラーシフト量より大きい場合に、ＡＦＣ制御値を通常値より大きく設定するＡＦＣ制御値算出部とを備えた自動周波数制御装置。
4. 一定時間平均化した周波数誤差を算出する誤差平均算出部と、
   移動機のドップラーシフト量を検出するドップラーシフト検出部と、
   前記周波数誤差と前記ドップラーシフト量との比較を行う比較器とを備え、
   前記周波数誤差が前記ドップラーシフト量より大きい場合に、前記比較器が前記誤差平均算出部に制御信号を送信し、前記誤差平均算出部が前記周波数誤差の平均化時間を通常値より短く設定することを特徴とする自動周波数制御装置。

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