JP4555900B2

JP4555900B2 - Method for optical measurement of samples

Info

Publication number: JP4555900B2
Application number: JP2006502763A
Authority: JP
Inventors: ディヴィッドビーグルホール
Original assignee: Rudolph Technologies Inc
Current assignee: Rudolph Technologies Inc
Priority date: 2003-02-03
Filing date: 2004-01-29
Publication date: 2010-10-06
Anticipated expiration: 2024-01-29
Also published as: EP1595135A1; JP2006516731A; WO2004070365A1; EP1595135A4

Description

本発明は、楕円率測定等の試料の光学測定を行う方法に関する。 The present invention relates to a method of performing optical measurement of a sample such as ellipticity measurement.

楕円偏光計（エリプソメーター）は、何年もの間、薄膜の測定に使用されてきた。特に、楕円偏光計は、半導体の酸化物その他の層の測定に使用されてきた。楕円偏光計は、２つのパラメータを測定しながら、表面からの反射により導出された楕円率を分析するものである。この技術は、例えば、反射計の値を用いることができるものよりさらに正確な値を用いることができる。
単純な楕円偏光計は、偏光子を通って平面偏光ビームを形成する光ビームを生成する光源を含む。光源は、単一波長の測定の場合は、レーザー又はＬＥＤとすることができ、或いは分光測定の場合は、白色光源とすることができる。ビームは、試料の表面に当たる前に、リターダ（補償器と呼ばれることがある）を通る。反射光は、第２の偏光子（通常、検光子と呼ばれる）を通り、光検出器に入る。光検出器は、通常は、光ダイオード又は光電子増倍管である。単一の光ダイオード又は光電子増倍検出器を有する楕円偏光計は、単一チャネルの楕円偏光計である。 Ellipsometers have been used for many years for thin film measurements. In particular, ellipsometers have been used to measure semiconductor oxides and other layers. The ellipsometer analyzes the ellipticity derived by reflection from the surface while measuring two parameters. This technique can use values that are more accurate than those that can use, for example, reflectometer values.
A simple ellipsometer includes a light source that produces a light beam that forms a plane-polarized beam through a polarizer. The light source can be a laser or LED for single wavelength measurements or a white light source for spectroscopic measurements. The beam passes through a retarder (sometimes called a compensator) before hitting the surface of the sample. The reflected light passes through a second polarizer (usually called an analyzer) and enters the photodetector. The photodetector is usually a photodiode or a photomultiplier tube. An ellipsometer with a single photodiode or photomultiplier detector is a single channel ellipsometer.

リターダは回転することができる。或いは、複屈折変調器を用いることができる。この変調器は、典型的には、それに加えられた歪みに依存する複屈折を有する要素を含む光弾性変調器である。圧電変換器により周期的な歪みが加えられ、その結果、複屈折は、通常は機械的な共振モードの高周波数（角周波数ω₀）において変調される。
単一チャネルの複屈折変調器の楕円偏光計は、典型的には一般的な回転要素の楕円偏光計より１００倍大きな感度を有する。楕円偏光計は、１つの検出器を有する。それは、ω₀及び２ω₀において作動するロックイン増幅器のコヒーレント検出を用いることによって非常に高い感度を達成する。これにより、電子回路は、低ノイズ領域となり、周波数及び位相の両方を有するロックインのコヒーレント検出によって変調器とコヒーレントでないノイズ信号が除去される。さらに、変調要素は、重心が動くことなく機械的な共振を受け、これにより、多くの場合、回転要素型設計において残留漂遊信号（レジデュアル・ストレイ・シグナル）をもたらす検出器の光ビームの移動が排除される。 The retarder can rotate. Alternatively, a birefringence modulator can be used. This modulator is typically a photoelastic modulator comprising an element having birefringence that depends on the strain applied thereto. Periodic strain is applied by the piezoelectric transducer so that the birefringence is modulated at a high frequency (angular frequency ω ₀ ), usually in a mechanical resonance mode.
Single channel birefringence modulator ellipsometers typically have 100 times greater sensitivity than typical rotating element ellipsometers. The ellipsometer has one detector. It achieves very high sensitivity by using coherent detection of lock-in amplifiers operating at ω ₀ and 2ω ₀ . This puts the electronic circuit in a low noise region and removes non-coherent noise signals from the modulator by lock-in coherent detection with both frequency and phase. In addition, the modulation element undergoes mechanical resonance without moving its center of gravity, which often causes movement of the detector's light beam resulting in a residual stray signal in a rotating element design. Is eliminated.

複屈折変調器の楕円偏光計の通常の構成は、供給源、Ｐ、Ｍ、試料、Ａ、検出器であり、ここで、Ρ、Ｍ及びＡは、それぞれ偏光子、変調器及び検光子（それは、試料に続いて変調器と併せて用いられることがある）である。通常の構成において、偏光子及び検光子は、４５°に向けられ、変調器は、ｓ方向に平行又は垂直である（ｓ方向は、試料の表面に平行であり、入射面に垂直である）。この場合、

である。
ここで、Ｉ₀は入射強度であり、Ｉは検光子に従う強度であり、ｒ_sはｓの振幅反射率の大きさであり、ρ及びΔは反射偏光楕円のパラメータであり、ρは大きさであり、Δは位相角であり、δは、δ＝δ₀ｓｉｎω₀ｔとして時間とともに変化する変調器の位相シフトである。この式を展開して次のように示すことができる。

The usual configuration of an ellipsometer for a birefringence modulator is a source, P, M, sample, A, detector, where Ρ, M, and A are a polarizer, modulator, and analyzer (respectively) It may be used in conjunction with a modulator following the sample). In a normal configuration, the polarizer and analyzer are oriented at 45 ° and the modulator is parallel or perpendicular to the s direction (s direction is parallel to the sample surface and perpendicular to the entrance surface). . in this case,

It is.
Where I ₀ is the incident intensity, I is the intensity according to the analyzer, r _s is the magnitude of the amplitude reflectance of s, ρ and Δ are the parameters of the reflected polarization ellipse, and ρ is the magnitude Where Δ is the phase angle and δ is the phase shift of the modulator that varies with time as δ = δ ₀ sin ω ₀ t. This equation can be expanded and shown as follows.

ここで、Ｊ₀、Ｊ₁、Ｊ₂…は、変調器の位相シフトδ₀の大きさに依存する整数のベッセル関数であり、級数の和はより高い次数（order）に進む。３つの最低周波数の項は、
直流成分の

角周波数ω₀における交流成分の

角周波数２ω₀における交流成分の

である。
ω₀及び２ω₀に合わせられたロックイン振幅器が、ω₀及び２ω₀信号の振幅を出力する。交流／直流信号の比は、これらの２つのパラメータを導出することができるρ及びΔを含む２つの式を与える。次に、パラメータ（ｘ，ｙ）は、ρ及びΔから導出することができ、ここで、

である。 Here, J ₀ , J ₁ , J ₂ ... Are integer Bessel functions that depend on the magnitude of the phase shift δ ₀ of the modulator, and the sum of the series proceeds to a higher order. The three lowest frequency terms are
DC component

Of AC component at angular frequency ω ₀

Of AC component at angular frequency 2ω ₀

It is.
omega ₀ and lock-amplitude instrument keyed to 2 [omega ₀ outputs the amplitude of omega ₀ and 2 [omega ₀ signal. The ratio of the AC / DC signal gives two equations including ρ and Δ from which these two parameters can be derived. The parameters (x, y) can then be derived from ρ and Δ, where

It is.

楕円偏光計は、ＣＣＤ等のマルチチャネル・アレイ検出器が用いられる画像形成モードで使用することができる。この場合、回転変調器が使用され、一組のＣＣＤ画像が、リターダの異なる向きで表示され、次に、それを分析して、照射された試料領域にわたってｘ及びｙ、又はρ及びΔの画像を形成することができる。
そのような楕円偏光計では、複屈折変調器の有利な特徴（安定変調が高く、重心がほとんど又は全く動かない）を維持することが望ましい。マルチチャネルＣＣＤ検出器のフレーム速度は、典型的には、１秒当たり２０から２００フレームの範囲であるが、典型的な複屈折変調器の変調周波数ω₀は、約５０ｋＨｚである。その他の好適な検出器を用いても急速に変化する変調信号に追従することは不可能である。 The ellipsometer can be used in an imaging mode in which a multichannel array detector such as a CCD is used. In this case, a rotary modulator is used and a set of CCD images is displayed with different orientations of the retarder, which is then analyzed to produce an x and y or ρ and Δ image over the illuminated sample area. Can be formed.
In such an ellipsometer, it is desirable to maintain the advantageous characteristics of a birefringence modulator (high stability modulation and little or no centroid movement). The frame rate of a multi-channel CCD detector is typically in the range of 20 to 200 frames per second, but the modulation frequency ω ₀ of a typical birefringence modulator is about 50 kHz. Even with other suitable detectors, it is impossible to follow a rapidly changing modulation signal.

マルチ検出器の楕円偏光計は、米国特許第５，７５７，６７１号に記載されている。用いられた検出器は光ダイオードであり、全検出器からの信号が、単一のアナログ／デジタル変換器に多重化される。信号は、その後、フーリエ分解される。この方法では、多数のチャネルに容易に拡張することができない。
複屈折変調器に基づいた分光楕円偏光計は、別の望ましい機器の例である。ここでは、マルチチャネル検出器は、同時に全色を測定することができる。これを達成する単純な方法は、各々がそれらの関連する２つのロックイン増幅器を有する、単一チャネルの多くの検出器から構成されるものである。そのような機器は、非常に大きいものとなる。マルチチャネルのＣＣＤ検出器は、あまりに遅くて変調信号に追従することができない。 A multi-detector ellipsometer is described in US Pat. No. 5,757,671. The detector used is a photodiode, and the signals from all detectors are multiplexed into a single analog / digital converter. The signal is then Fourier decomposed. This method cannot be easily extended to a large number of channels.
A spectroscopic ellipsometer based on a birefringence modulator is an example of another desirable instrument. Here, the multi-channel detector can measure all colors simultaneously. A simple way to achieve this consists of a number of single-channel detectors, each with their associated two lock-in amplifiers. Such a device would be very large. Multi-channel CCD detectors are too slow to follow the modulation signal.

本発明の第１の態様では、偏光照射ビームを試料に照射し、該試料からの戻りビームを直線偏光させ、一次変調信号に従って複屈折変調器で該照射又は戻りビームを変調し、該一次変調信号との所定の位相関係を有する二次変調信号を生成し、複数の検出要素を有するマルチチャネル検出器上に該戻りビームを向け、各々の検出要素において検出値を同時に生成し、該同時に生成された検出値を処理して、各々の値がそれぞれの検出要素に対応し、該試料により誘起された照射ビーム上の変化の指標となる複数の値を求め、該二次変調信号に従って該照射又は戻りビームを変調するか、又は該二次変調信号に従って該検出値の生成又は処理を制御することを含む、試料の測定を行う方法を提供する。 In the first aspect of the present invention, a polarized irradiation beam is irradiated onto a sample, a return beam from the sample is linearly polarized, and the irradiation or return beam is modulated by a birefringence modulator in accordance with a primary modulation signal. Generate a secondary modulation signal having a predetermined phase relationship with the signal, direct the return beam onto a multi-channel detector having a plurality of detection elements, and simultaneously generate detection values at each detection element. The detected values are processed, each value corresponds to a respective detection element, and a plurality of values are obtained as indicators of changes on the irradiation beam induced by the sample, and the irradiation is performed according to the secondary modulation signal. Alternatively, a method is provided for measuring a sample comprising modulating a return beam or controlling the generation or processing of the detected value according to the secondary modulation signal.

本発明の第２の態様では、放射線源と、偏光子と、一次変調信号に従って照射又は戻りビームを変調するように構成された複屈折変調器と、検光子と、該一次変調信号との所定の位相関係を有する二次変調信号を生成する手段と、各々の検出要素において検出値を同時に生成するように構成された複数の検出要素を有するマルチチャネル検出器と、該同時に生成された検出値を処理して、各々の値がそれぞれの検出要素に対応し、該試料により誘起された照射ビーム上の変化の指標となる複数の値を求めるプロセッサと、該二次変調信号に従って該照射又は戻りビームを変調するか、又は該二次変調信号に従って該検出値の生成又は処理を制御する手段と、を含む測定装置を提供する。 In a second aspect of the present invention, a radiation source, a polarizer, a birefringence modulator configured to modulate an illumination or return beam according to a primary modulation signal, an analyzer, and a predetermined of the primary modulation signal Means for generating a secondary modulated signal having a phase relationship of: a multi-channel detector having a plurality of detection elements configured to simultaneously generate detection values in each detection element; and the simultaneously generated detection values A processor for determining a plurality of values, each value corresponding to a respective detection element and indicative of a change on the illumination beam induced by the sample, and the illumination or return according to the secondary modulation signal Means for modulating a beam or controlling the generation or processing of the detected value according to the secondary modulation signal.

同時に生成された一組の検出値を処理することによって、本発明は、高速であり、且つ、多数のチャネルに容易に拡張可能である真の並列システムを提供する。これは、各々の検出器の値が異なる時点で生成される米国特許第５，７５７，６７１号のシステムとは異なるであろう。
画像形成又は分光構成において、これは、基板が短時間で調査分析されることを可能にする。本発明のこの態様は、表面特徴が時間とともに変化する、半導体製造又は状況等の時間が肝心なプロセスにおいて特に有用である。
複屈折変調器を使用すると、安定変調が比較的高く、重心がほとんど又は全く動かないという利点がもたらされる。 By processing a set of detection values generated at the same time, the present invention provides a true parallel system that is fast and easily scalable to multiple channels. This would be different from the system of US Pat. No. 5,757,671, where each detector value is generated at a different time.
In imaging or spectroscopic configurations, this allows the substrate to be investigated and analyzed in a short time. This aspect of the invention is particularly useful in time critical processes such as semiconductor manufacturing or situations where surface features change over time.
The use of a birefringence modulator provides the advantage that the stable modulation is relatively high and the centroid moves little or not.

さらに、本発明では、二次変調信号を用いて同時照射又は検出を行う。これは、それぞれの作動周波数が異なっていても、変調器及び検出器／プロセッサが同時に作動することを可能にする。例えば、それは、一次変調信号に追従することはできないが、変調器の周期の一部にわたって検出信号を積分することができる「遅い」検出器の使用を可能にする。そのような検出器は、典型的には、一次変調信号の時間より長い応答時間を有し、一般的には積分検出器でもある。しかしながら、「高速」検出器を採用することもでき、検出値は該検出器それ自体によってではなく、後続する電子回路において積分されることに注目すべきである。
本発明では、一般的には、例えば５００の並列チャネルのために必要な数において、非常に大きく費用がかかるものとなる通常のロックイン増幅器の検出器に対する必要性も無くす。 Furthermore, in the present invention, simultaneous irradiation or detection is performed using a secondary modulation signal. This allows the modulator and detector / processor to operate simultaneously, even though their operating frequencies are different. For example, it allows the use of a “slow” detector that cannot follow the primary modulation signal but can integrate the detection signal over a portion of the modulator period. Such detectors typically have a response time that is longer than the time of the primary modulation signal, and are generally also integral detectors. However, it should be noted that a “fast” detector can also be employed, and the detection value is integrated in the subsequent electronics, not by the detector itself.
The present invention also generally eliminates the need for a conventional lock-in amplifier detector that would be very large and expensive, eg, in the number required for 500 parallel channels.

二次変調信号を使用すると、様々な検出方式を採用することを可能にする融通性がもたらされる。典型的には、二次変調信号は、２つ又はそれ以上の測定モード間で順に切り替わるが、幾つかの有用なパラメータの測定は、単一の測定モードのみを使用することによって達成されることが可能である。しかしながら、後述される好ましい方式においては、直流測定モードを含めて少なくとも３つのモードがある。 The use of a secondary modulation signal provides flexibility that allows various detection schemes to be employed. Typically, the secondary modulation signal switches in sequence between two or more measurement modes, but the measurement of some useful parameters is achieved by using only a single measurement mode. Is possible. However, in the preferred method described later, there are at least three modes including the DC measurement mode.

幾つかの好ましい測定手順において、二次変調信号は、第１の測定モードの間の一次変調信号との第１の位相関係と、第２の測定モードの間の該一次変調信号との第２の位相関係とを有する。例えば、二次変調信号は、第１の測定モードの間の一次変調信号との第１の位相関係を有する一連のパルスと、第２の測定モードの間の該一次変調信号との第２の位相関係を有する一連のパルスとを含むことができる。或いは、二次変調信号は、第１の測定モードの間の第１のパルス幅を有する一連のパルスと、第２の測定モードの間の第２のパルス幅を有する一連のパルスとを含むことができる。
他の好ましい測定手順において、二次変調信号は、第１の測定モードの間の第１の周波数成分と、第２の測定モードの間の第２の周波数成分とを有する。例えば、二次変調信号は、第１の変調モードの間の一次変調信号の周波数の１つ又はそれ以上の第１の組の高調波と、第２の変調モードの間の該一次変調信号の周波数の１つ又はそれ以上の第２の組の高調波とを含むことができる。或いは、二次変調信号は、第１の測定モードの間の第１の周波数における方形波パルス列と、第２の測定モードの間の第２の周波数における方形波パルス列とを含むことができる。 In some preferred measurement procedures, the secondary modulated signal has a first phase relationship with the primary modulated signal during the first measurement mode and a second phase with the primary modulated signal during the second measurement mode. Phase relationship. For example, the secondary modulated signal is a second pulse of a series of pulses having a first phase relationship with the primary modulated signal during the first measurement mode and the primary modulated signal during the second measurement mode. And a series of pulses having a phase relationship. Alternatively, the secondary modulation signal includes a series of pulses having a first pulse width during the first measurement mode and a series of pulses having a second pulse width during the second measurement mode. Can do.
In another preferred measurement procedure, the secondary modulation signal has a first frequency component during the first measurement mode and a second frequency component during the second measurement mode. For example, the secondary modulation signal may include one or more first sets of harmonics of the frequency of the primary modulation signal during the first modulation mode and the primary modulation signal during the second modulation mode. And one or more second sets of harmonics of the frequency. Alternatively, the secondary modulated signal can include a square wave pulse train at a first frequency during the first measurement mode and a square wave pulse train at a second frequency during the second measurement mode.

所望のコヒーレント検波を行うために、二次変調信号を用いて様々なハードウェア要素を制御することができる。例えば、照射又は戻りビームは、該照射又は戻りビームの経路内のゲートを開閉することによって変調できる。好ましい実施形態において、これは、増倍型電荷結合素子（ＩＣＣＤ）を使用することによって達成されるが、任意の制御可能ゲート（変調器とコヒーレントなチョッパ等）を使用することができる。或いは、照射ビームは、フラッシュ・ランプ等の放射線源をオンに及びオフにすることによって、二次変調信号に従って変調できる。これは、供給源が或る程度の時間だけオンであり、これにより所要電力を削減し、供給源の寿命を延ばすという利点を有する。或いは、照射ビームは、発光ダイオード、すなわちＬＥＤ等の放射線源の強度を変えることによって、二次変調信号に従って変調できる。或いは、検出値の生成又は処理は、二次変調信号に従ってマルチチャネル検出器の利得を変える、すなわち、後続する電子回路を制御することによって制御できる。
一連の放射パルスを生成するために放射線源がオンに及びオフにされ、該パルスのスペクトルが加熱及び冷却作用中に時間と共に変化する場合には、この方法はさらに、各々の放射パルスの間の放射又は戻りビームの経路内のゲートを閉鎖するステップか、又は各々の放射パルスの間に検出器の利得を減少させるステップを含むことができる。これは、望ましくない信号を廃棄することによって、放射パルスの「スペクトルのクリーンアップ」を行う。 Various hardware elements can be controlled using the secondary modulation signal to perform the desired coherent detection. For example, the illumination or return beam can be modulated by opening and closing a gate in the illumination or return beam path. In the preferred embodiment, this is accomplished by using a multiplying charge coupled device (ICCD), although any controllable gate (such as a modulator and a coherent chopper) can be used. Alternatively, the illumination beam can be modulated according to the secondary modulation signal by turning on and off a radiation source such as a flash lamp. This has the advantage that the source is on for a certain amount of time, thereby reducing power requirements and extending the life of the source. Alternatively, the illumination beam can be modulated according to the secondary modulation signal by changing the intensity of a radiation source such as a light emitting diode, ie LED. Alternatively, detection value generation or processing can be controlled by changing the gain of the multi-channel detector according to the secondary modulation signal, i.e. by controlling the subsequent electronics.
If the radiation source is turned on and off to produce a series of radiation pulses, and the spectrum of the pulses changes over time during heating and cooling operations, the method further includes between each radiation pulse. Closing the gate in the path of the radiation or return beam, or reducing the detector gain during each radiation pulse can be included. This performs “spectral cleanup” of the radiation pulse by discarding unwanted signals.

並列で生成されるが、検出値は、典型的には、マルチチャネル検出器から連続的に読み取られる。
後述される好ましいハードウェアの例では、マルチチャネル検出器は、電荷結合素子（ＣＣＤ）検出器である。或いは、検出器は、好適なゲート機能を有する、相補型金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）検出器か又は光ダイオード・アレイ（ＰＤＡ）検出器とすることができる。
様々な複屈折変調器を使用することができる。後述される好ましいハードウェアの例では、光弾性変調器等の共振変調器が使用される。しかしながら、様々な液晶リターダ又はファラデー若しくはカー効果のリターダ等の、他の非共振タイプの複屈折変調器を使用することができる。 Although generated in parallel, the detection values are typically read continuously from a multi-channel detector.
In the preferred hardware example described below, the multi-channel detector is a charge coupled device (CCD) detector. Alternatively, the detector can be a complementary metal oxide semiconductor (CMOS) detector or a photodiode array (PDA) detector with a suitable gate function.
A variety of birefringence modulators can be used. In an example of preferable hardware described later, a resonant modulator such as a photoelastic modulator is used. However, other non-resonant type birefringence modulators such as various liquid crystal retarders or Faraday or Kerr effect retarders can be used.

この方法は、試料の特性を表す２次元画像が形成される画像形成装置に採用することができる。或いは、これらの装置は、格子（又は他の波長分散要素）を用いて検出器に入射する光を散乱させ、値を波長の関数として構成する分光モードに使用され得る。
この方法を採用して、実測された特性が試料を通して透過すること、並びに、試料から反射することに関連する様々な測定を行うことができる。例として、楕円率、透過円偏光二色性、応力複屈折及び表面の光学的異方性が挙げられる。 This method can be employed in an image forming apparatus in which a two-dimensional image representing the characteristics of a sample is formed. Alternatively, these devices can be used in spectroscopic modes where a grating (or other chromatic dispersion element) is used to scatter light incident on the detector and configure the value as a function of wavelength.
This method can be employed to make various measurements related to the transmission of measured properties through and reflected from the sample. Examples include ellipticity, transmitted circular dichroism, stress birefringence and surface optical anisotropy.

ここでは、添付図面を参照して、例として本発明を説明する。
ここでは、第１のハードウェアの例（図１）及び第２のハードウェアの例（図５）を参照して、本発明の種々の実施形態を説明する。 The present invention will now be described by way of example with reference to the accompanying drawings.
Various embodiments of the present invention will now be described with reference to a first hardware example (FIG. 1) and a second hardware example (FIG. 5).

１．第１のハードウェアの例：変調器周期のゲート・インターバルにわたって積分される、変調器とコヒーレントな検出器信号：
１.１ハードウェア
図１は、分光楕円偏光計を示す。白色光源１からの光が、偏光子２を透過し、平面偏光ビームを形成する。偏光ビームは、圧電駆動要素４により共振させられる溶融シリカの変調器部分３を含む光弾性複屈折変調器により変調される。圧電ゲージ要素５が、変調器部分の振動に応じて信号を生成し、該信号を、フィードバック経路６を介して駆動要素にフィードバックする。好適な変調器の例は、ニュージーランド、ウェリントン、サラマンカ通り３２所在のビーグルホール・インストゥルメント・リミテッド社により製造されたHigh Stability Birefringence Modulatorである。
ビームは、試料７の表面に当たる前に、変調器と、集光レンズ１６とを透過する。反射光が、対物レンズ８、第２の偏光子９（通常は検光子と呼ばれる）を透過し、出口平面において増倍型電荷結合素子（ＩＣＣＤ）カメラを有する分光写真器２０の入射スリット上に合焦される。ＩＣＣＤカメラは、ＣＣＤ１０と、５ｎｓまで（製造業者による）の時間内で開閉可能なＣＣＤカメラの正面にあるゲートとを有する。ゲートは、増倍器１１と、蛍光スクリーン１２とを含む。増倍器は、光電子増倍管と同様な方法で作動し、増倍器１１の利得は、入力ライン１３を介して制御することができる。好適なＩＣＣＤカメラの例は、０８６１９、ＮＪ、トレントン、クエーカーブリッジ通り３６６０所在のローパー・サイエンティフィック社により製造されたＰＩ＿ＭＡＸ１０２４である。 1. First hardware example: modulator and coherent detector signal integrated over the gate interval of the modulator period:
1.1 Hardware FIG. 1 shows a spectroscopic ellipsometer. The light from the white light source 1 passes through the polarizer 2 and forms a plane polarized beam. The polarized beam is modulated by a photoelastic birefringence modulator that includes a fused silica modulator portion 3 resonated by a piezoelectric drive element 4. The piezoelectric gauge element 5 generates a signal in response to the vibration of the modulator portion and feeds back the signal to the drive element via the feedback path 6. An example of a suitable modulator is the High Stability Birefringence Modulator manufactured by Beagle Hall Instruments Limited, located at 32 Salamanca Street, Wellington, New Zealand.
The beam passes through the modulator and the condenser lens 16 before hitting the surface of the sample 7. The reflected light passes through the objective lens 8 and the second polarizer 9 (usually called an analyzer), and on the exit slit of the spectrograph 20 having a multiplying charge coupled device (ICCD) camera at the exit plane. Focused. The ICCD camera has a CCD 10 and a gate in front of the CCD camera that can be opened and closed within 5 ns (by the manufacturer). The gate includes a multiplier 11 and a fluorescent screen 12. The multiplier operates in the same way as a photomultiplier tube, and the gain of the multiplier 11 can be controlled via the input line 13. An example of a suitable ICCD camera is PI_MAX1024 manufactured by Roper Scientific, Inc., located at 3660, Quakerbridge Street, 08619, NJ, Trenton.

幾つかのＩＣＣＤカメラにおいて、蛍光スクリーン１２とＣＣＤ１０とは、光ファイバ・ケーブル（図示せず）により結合される。代替的な配置において、複屈折変調器が、試料と検光子９との間に配置されてもよい。
ゲート・コントローラ１４がゲートを制御し、そしてまた、ゲート・コントローラ１４は、ＣＣＤ１０からデータを受信して処理するコンピュータ１５により制御される。ゲート・コントローラ１４は、ゲージ要素５から受信した一次変調信号の正に向かう各々のゼロ交差から、変調器とコヒーレントなパルスの各々の周期を導き出し、変調器が振動する間の特定の時点においてゲートを開閉する。例えば、ゲートは、変調器の１つの完全な周期Ｔにわたって開放されたままに保つことができ、その場合、

を求め、ａｃ項は平均化されてゼロになる。例えば、０からＴ／２、０から５Ｔ／８といった他の時間間隔により、ρｃｏｓΔ及びρｓｉｎΔの関数が与えられ、そこからρ及びΔを導出することができる。ショット雑音が制限される場合は、検出器の雑音は、測定時間の間に検出器に当たる光子数の平方根に比例し、それでこの数が、設計効率の尺度となる。この場合、検出器に入射する光子の約１／４は使用されず、Ｉ₀及び２つの楕円偏光パラメータを求めるのに３つの別の時間間隔の測定が必要となる。 In some ICCD cameras, the fluorescent screen 12 and the CCD 10 are coupled by a fiber optic cable (not shown). In an alternative arrangement, a birefringence modulator may be arranged between the sample and the analyzer 9.
A gate controller 14 controls the gate, and the gate controller 14 is also controlled by a computer 15 that receives and processes data from the CCD 10. The gate controller 14 derives the period of each of the modulator and coherent pulses from each positively crossing zero of the primary modulated signal received from the gauge element 5 and gates at a particular point in time while the modulator oscillates. Open and close. For example, the gate can be kept open for one complete period T of the modulator, in which case

And the ac term is averaged to zero. For example, other time intervals such as 0 to T / 2 and 0 to 5T / 8 give functions of ρcosΔ and ρsinΔ, from which ρ and Δ can be derived. When shot noise is limited, detector noise is proportional to the square root of the number of photons hitting the detector during the measurement time, so this number is a measure of design efficiency. In this case, about 1/4 of the photons incident on the detector are not used, and three separate time interval measurements are required to determine I ₀ and the two elliptical polarization parameters.

ＣＣＤ１０は、データを処理して一組の楕円率値を算出するコンピュータ１５により読み取られる。コンピュータ１５は、個々のＣＣＤピクセルの各々からのデータを処理することもできるし、或いは単にピクセルのブロック（「ビンニング(binning)」として一般的に知られている技術）から取られた合計値を処理することもできる。また、コンピュータは、ＣＣＤ全体から又はＣＣＤの視野内の特定の対象領域（ＲＯＩ）のみから取られたデータを処理することもできる。
図１のハードウェアは、様々な測定手順を用いて作動させることができる。測定手順の例に従う楕円偏光分析の３つの測定手順が下記に示される。 The CCD 10 is read by a computer 15 that processes the data and calculates a set of ellipticity values. The computer 15 can process the data from each of the individual CCD pixels, or simply take the total value taken from a block of pixels (a technique commonly known as “binning”). It can also be processed. The computer can also process data taken from the entire CCD or only from a specific region of interest (ROI) within the CCD's field of view.
The hardware of FIG. 1 can be operated using various measurement procedures. Three measurement procedures for ellipsometry according to an example measurement procedure are shown below.

１.２.１楕円偏光分析（第１の測定手順）
単一チャネルの変調楕円偏光計で測定された信号は、

であり、ここで、Δは、試料による光位相シフトであり、δは、変調器の光位相シフトであり、δ＝δ₀ｓｉｎωｔである。
第１の測定手順において、信号は、時間ｔ₁からｔ₂までの間で積分され、すなわち、

である。 1.2.1 Ellipsometry (first measurement procedure)
The signal measured with a single channel modulation ellipsometer is

Where Δ is the optical phase shift due to the sample, δ is the optical phase shift of the modulator, and δ = δ ₀ sin ωt.
In the first measurement procedure, the signal is integrated between times t ₁ and t ₂ , ie

It is.

以下の表は、時間ｔ₁＝０から時間ｔ₂まで（すなわちＴは変調器の期間２π／ωに等しい）積分されたＩ₀ｒ_s ²により正規化された３つの項の値を示す。

The following table shows the values of the three terms normalized by I ₀ r _s ² integrated from time t ₁ = 0 to time t ₂ (ie, T is equal to the modulator period 2π / ω).

項ρｓｉｎΔ及び項ρｃｏｓΔは、楕円率を完全に定める複素振幅反射率比の実数部(real part)及び虚数部(imaginary part)である。これらは、δ₀によって決まるとみなすことができ、δ₀は変調器の複屈折の振幅によって決まり、そして変調器の複屈折の振幅は光波長に反比例して変化する。最低次数のベッセル関数が式を支配するが、高い次数のベッセル関数は、大きいδ₀において僅かに寄与する。
強度への依存性を取り除くために、異なる積分時間にわたって得られた２つの値の比をとる。ｔ₂＝３Ｔ／４のときの全信号をとり、これをｔ₂＝Ｔのときの全信号で割ると、

という比が得られ、ここで、α、βは、δ₀及びＴの単関数である。異なる時間を選択すると、

に比例した比を同様に得ることができる。これらの比から、楕円率パラメータを導出することができる。 The terms ρsinΔ and the term ρcosΔ are the real part and the imaginary part of the complex amplitude reflectance ratio that completely defines the ellipticity. These can be seen as determined by the [delta] _0, [delta] ₀ is determined by the amplitude of the birefringence of the modulator, and the amplitude of the birefringence of the modulator varies inversely with the light wavelength. The lowest order Bessel function dominates the equation, while the higher order Bessel function contributes slightly at large δ ₀ .
To remove the dependence on intensity, take the ratio of the two values obtained over different integration times. Taking all signals when t ₂ = 3T / 4 and dividing this by all signals when t ₂ = T,

Where α and β are simple functions of δ ₀ and T. If you choose a different time,

A ratio proportional to can be obtained as well. From these ratios, ellipticity parameters can be derived.

１.２.２第１の測定手順の例
図２は、第１の測定手順の例のタイミング図である。一次変調信号は、角周波数ω₀の正弦波として図２の（ａ）に示される。ゲート・コントローラ１４は、一次変調信号の各々の正に向かうゼロ交差からのパルスを生成し、それは、（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示されたゲート制御信号の位相を制御するのに用いられる。手順は、次の通りである。 1.2.2 Example of First Measurement Procedure FIG. 2 is a timing diagram of an example of the first measurement procedure. The primary modulation signal is shown in FIG. 2A as a sine wave having an angular frequency ω ₀ . The gate controller 14 generates a pulse from the positive zero crossing of each of the primary modulation signals, which controls the phase of the gate control signal shown in (b), (c) and (d). Used for. The procedure is as follows.

露光１：一次変調信号のｎ₁周期においてＣＣＤを完全に露光する。値ｎ₁は、ＣＣＤがほぼ完全に（ピクセル・ウェルがほぼ完全に）露光されるように選択される。露光１の間の入力ライン１３上のゲート制御信号が、図２の（ｂ）に示される。図２の例では、ｎ₁は、２つの値をもつように示されており、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り１：ＣＣＤを読み取る。
露光２：一次変調信号のｎ₂周期において、１周期当たりＴ／２秒にわたってＣＣＤを露光する。値ｎ₂は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択され、露光１の場合の値ｎ₁と異なってもよい。露光２の間の入力ライン１３上のゲート制御信号が、図２の（ｃ）に示される。図２の例では、ｎ₂は、２つの値をもつように示されており、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り２：ＣＣＤを読み取る。
露光３：一次変調信号のｎ₃周期において、１周期当たり５Ｔ／８秒にわたってＣＣＤを露光する。値ｎ₃は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択され、露光１の場合の値ｎ₁及び／又は露光２の場合の値ｎ₂と異なってもよい。露光３の間の入力ライン１３上のゲート制御信号が、図２の（ｄ）に示される。図２の例では、ｎ₃は、２つの値をもつように示され、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り３：ＣＣＤを読み取る。 Exposure 1 : The CCD is completely exposed in the n ₁ period of the primary modulation signal. The value n ₁ is selected so that the CCD is almost completely exposed (pixel well is almost completely exposed). The gate control signal on the input line 13 during exposure 1 is shown in FIG. In the example of FIG. 2, n ₁ is shown as having two values, so that the gate is opened in this case in two periods.
Reading 1 : Read the CCD.
Exposure 2 : The CCD is exposed for T / 2 seconds per period in the n ₂ period of the primary modulation signal. The value n ₂ is selected such that the CCD is almost completely exposed and may differ from the value n _{1 for} exposure 1. The gate control signal on the input line 13 during exposure 2 is shown in FIG. In the example of FIG. 2, n ₂ is shown to have two values, so that the gate is opened in this case in two periods.
Read 2 : Reads the CCD.
Exposure 3: n ₃ cycles of the primary modulation signal, exposes the CCD over 5T / 8 seconds per cycle. The value n ₃ is selected such that the CCD is almost completely exposed and may differ from the value n _{1 for} exposure ₁ and / or the value n _{2 for} exposure 2. The gate control signal on the input line 13 during exposure 3 is shown in FIG. In the example of FIG. 2, n ₃ is shown as having two values, so that the gate is opened in this case in two periods.
Read 3 : Read the CCD.

次に、データの雑音が望まれるだけ小さくなるまで、上記のステップを繰り返す。次に、露光周期数ｎ₁、ｎ₂、ｎ₃を適切に考慮に入れて、上記の式に従ってＣＣＤフレームの読み取りを処理する。 The above steps are then repeated until the data noise is as low as desired. Next, taking the exposure cycle numbers n ₁ , n ₂ , and n ₃ into consideration, the CCD frame reading is processed according to the above formula.

１.３.１楕円偏光分析（第２の測定手順）
第２の測定手順においては、利得Ｇは、以下のように矩形波としてオフとＧ＝１との間で切り換えられる。
・時間間隔ｔ／Ｔ＝０から１／２のとき、奇数変調Ｇ_odd＝１であり、時間ｔ／Ｔ＝１／２から１のとき、Ｇ_odd＝０である。
・時間間隔ｔ／Ｔ＝０から１／８、３／８から５／８、７／８から１のとき、偶数変調Ｇ_even＝０である。時間ｔ／Ｔ＝１／８から３／８、５／８から７／８のとき、Ｇ_even＝１である。 1.3.1 Ellipsometric analysis (second measurement procedure)
In the second measurement procedure, the gain G is switched between OFF and G = 1 as a rectangular wave as follows.
When the time interval t / T = 0 to 1/2, the odd modulation G _odd = 1, and when the time t / T = 1/2 to 1, G _odd = 0.
When the time interval t / T = 0 to 1/8, 3/8 to 5/8, and 7/8 to 1, even modulation G _even = 0. When the time t / T = 1/8 to 3/8 and 5/8 to 7/8, G _even = 1.

総オン時間は、両方の場合において各々の全周期のＴ／２である。測定される信号は、多くの周期にわたり時間平均された積ＧＩである。奇数及び偶数の変調関数は、Ｔ／２に関するそれらの対称により分類される異なる平均値を有する。

次のように変調器の光位相δの時間変数を展開する。

１周期にわたる時間独立項を平均すると、

により与えられるＳ_dcが得られる。Ｇ_even＝１のオンタイムのときの偶数の時間独立項を平均すると、

が得られる。θ＝ω₀ｔ＝２πｔ／Ｔに時間変数を変化させると、

が得られる。
同様に、Ｇ_oddを用いて、

が求められる。 The total on-time is T / 2 for each full period in both cases. The signal measured is the product GI time averaged over many periods. The odd and even modulation functions have different average values that are classified by their symmetry with respect to T / 2.

The time variable of the optical phase δ of the modulator is developed as follows.

When the time-independent terms over one period are averaged,

S _dc given by is obtained. When the even time independent terms with G _even = 1 on time are averaged,

Is obtained. When the time variable is changed to θ = ω ₀ t = 2πt / T,

Is obtained.
Similarly, using G _odd ,

Is required.

測定において、変調のないｎ₁全周期における時間積分信号を測定し、Ａ＝「直流」信号を得る。奇数変調に関して測定し、Ｂ＝「直流」−「奇数」を記録する。偶数変調に関して測定し、Ｃ＝「直流」＋「偶数」を記録する。次に、

が得られる。
（ｘ´，ｙ´）、すなわち、

から、パラメータｘ、ｙ、すなわち、

を導出することができる。 In the measurement, the time integration signal in the whole n ₁ period without modulation is measured, and A = “DC” signal is obtained. Measure for odd modulation and record B = “DC” − “Odd”. Measure for even modulation and record C = “DC” + “Even”. next,

Is obtained.
(X ′, y ′), that is,

From parameters x, y, ie

Can be derived.

１.３.２第２の測定手順の例
図３は、第２の測定手順の例のタイミング図である。手順は、次の通りである。
露光１：一次変調信号のｎ₁周期においてＣＣＤを完全に露光する。値ｎ₁は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択される。露光１の間の入力ライン１３上のゲート制御信号が、図３の（ｂ）に示される。図３の例では、ｎ₁は、２つの値をもつように示され、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り１：ＣＣＤを読み取る。
露光２：ｔ＝Ｔ／２について奇数である周波数ω₀の方形波をもつ一次変調信号のｎ₂周期においてＣＣＤを露光する。値ｎ₂は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択され、露光１の場合の値ｎ₁と異なってもよい。露光２の間の入力ライン１３上のゲート制御信号が、図３の（ｃ）に示される。図３の例では、ｎ₂は、２つの値をもつように示され、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り２：ＣＣＤを読み取る。
露光３：ｔ＝Ｔ／２について偶数である周波数２ω₀の方形波をもつ一次変調信号のｎ₃周期においてＣＣＤを露光する。値ｎ₃は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択され、露光１の場合の値ｎ₁及び／又は露光２の場合の値ｎ₂と異なってもよい。露光３の間の入力ライン１３上のゲート制御信号が、図３の（ｄ）に示される。図３の例では、ｎ₃は、２つの値をもつように示され、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り３：ＣＣＤを読み取る。
次に、信号のゆらぎが望まれるだけ小さくなるまで、上記のステップを前の場合と同様に繰り返す。 1.3.2 Example of Second Measurement Procedure FIG. 3 is a timing diagram of an example of the second measurement procedure. The procedure is as follows.
Exposure 1 : The CCD is completely exposed in the n ₁ period of the primary modulation signal. The value n ₁ is selected so that the CCD is almost completely exposed. The gate control signal on the input line 13 during exposure 1 is shown in FIG. In the example of FIG. 3, n ₁ is shown as having two values, so that the gate is opened in this case in two periods.
Reading 1 : Read the CCD.
Exposure 2 : The CCD is exposed in the n ₂ period of the primary modulation signal having a square wave with a frequency ω ₀ that is an odd number for t = T / 2. The value n ₂ is selected such that the CCD is almost completely exposed and may differ from the value n _{1 for} exposure 1. The gate control signal on the input line 13 during exposure 2 is shown in FIG. In the example of FIG. 3, n ₂ is shown to have two values, so the gate is opened in this case in two periods.
Read 2 : Reads the CCD.
Exposure 3 : The CCD is exposed in the n ₃ period of the primary modulation signal having a square wave of frequency 2ω ₀ that is an even number with respect to t = T / 2. The value n ₃ is selected such that the CCD is almost completely exposed and may differ from the value n _{1 for} exposure ₁ and / or the value n _{2 for} exposure 2. The gate control signal on the input line 13 during exposure 3 is shown in FIG. In the example of FIG. 3, n ₃ is shown to have two values, so the gate is opened in this case in two periods.
Read 3 : Read the CCD.
The above steps are then repeated as before until the signal fluctuation is as small as desired.

１.３.３実験データ
図７は、第２の測定手順を用いた、パラメータｘ、ｙの幾つかの予備測定を示す。偏光子及び検光子が、６３０ｎｍにおいてはｙが１まで、ｘが０までの、４２０ｎｍから８００ｎｍまでの範囲でのみ有効であることに注目されたい。
図８は、正規化データを示すグラフである。上方の実線曲線は、ｄｃで割った偶数データを示し、下方の実線曲線は、ｄｃで割った奇数データを示す。破線は、比較する目的のための計算値を示す。 1.3.3 Experimental Data FIG. 7 shows some preliminary measurements of parameters x, y using the second measurement procedure. Note that the polarizer and analyzer are only valid in the range from 420 nm to 800 nm, where y is 1 and x is 0 at 630 nm.
FIG. 8 is a graph showing normalized data. The upper solid curve shows even data divided by dc, and the lower solid curve shows odd data divided by dc. The dashed line shows the calculated value for the purpose of comparison.

１.４.１楕円偏光分析（第３の測定手順）
矩形変調ゲートを用いるのではなく増倍管を用いて、利得が偶数及び奇数の調和正弦波の合計として時間を経て変化するように、検出器の利得（ゲイン）Ｇを変調することができる。
利得が１／２Ｇ₀｛１＋ｃｏｓ（ω_gｔ＋φ_g）｝として変調されると、信号は、

となる。
式が展開される場合は、強度の半分は、前の場合と同様に同じｄｃ及びａｃを取り、他の半分は、角周波数ω_g±ω₀、ω_g±２ω₀を有する和の項及び差分項を含む。このように、ω_gが順に０、ω₀、２ω₀に設定される場合には、差分周波数は、ｄｃ及びａｃの各々についてゼロになり、３つのゼロ周波数信号の時間平均測定を行うことができる。利得変調信号は、それが正確にコヒーレントとなるように変調振動振幅から導出されることに注目されたい。効率は約１／３である。利得の位相シフトφ_gは、最大ゼロ周波数信号に合わせて調整することができる。第３の測定手順が、効果的に検出器を自動ロックイン増幅器に変える。 1.4.1 Elliptical ellipsometry (third measurement procedure)
Using a multiplier rather than a rectangular modulation gate, the detector gain (gain) G can be modulated such that the gain varies over time as the sum of even and odd harmonic sine waves.
When the gain is modulated as 1/2 G ₀ {1 + cos (ω _g t + φ _g )}, the signal is

It becomes.
When the expression is expanded, half of the intensity takes the same dc and ac as before, and the other half is the sum term with angular frequencies ω _g ± ω ₀ , ω _g ± 2ω ₀ and Includes a difference term. Thus, when ω _g is set to 0, ω ₀ , 2ω ₀ in order, the difference frequency becomes zero for each of dc and ac, and the time average measurement of the three zero frequency signals can be performed. it can. Note that the gain modulation signal is derived from the modulation oscillation amplitude so that it is exactly coherent. The efficiency is about 1/3. The gain phase shift φ _g can be adjusted for a maximum zero frequency signal. A third measurement procedure effectively turns the detector into an automatic lock-in amplifier.

利得変調関数はまた、次式のように偶数及び奇数のより高い調波の等しい振幅を有するように生成することができる。

次に、ゼロ周波数の項を、上記の式３、式４、式５の交流、直流項における偶数及び奇数調波から導出することができ、

に比例したゼロ周波数信号が与えられる。 The gain modulation function can also be generated to have equal amplitudes of even and odd higher harmonics as follows:

Next, the zero frequency term can be derived from the even and odd harmonics in the AC, DC terms of Equation 3, Equation 4, and Equation 5 above,

A zero frequency signal proportional to is given.

固定した変調器において、振幅δ₀は光波長の関数であり、幅広いスペクトル域が用いられる場合には、式３、式４におけるＪ₁、Ｊ₂…のベッセル関数のゼロが、これらの領域においてρ、Δに対する低い感度をもたらす。式８におけるベッセル関数の和にはゼロがなく、「デッド(dead)」領域が排除できる。効率は、同様に約１／３である。
検出器の利得を変える代わりに、光源の輝度を均等に変えることができる。ＬＥＤは、明るく、且つ、本質的には非コヒーレントな供給源であり、画像形成楕円偏光用途に適当な狭い帯域供給源を提供することができる。レーザ・ダイオードはまた、高い周波数で変調することができるが、コヒーレンス長を長くすれば、これらは、画像形成用途には適当とならなくなる。ＬＥＤ照射は、同じコヒーレンスをもたない。 In a fixed modulator, the amplitude δ ₀ is a function of the optical wavelength, and when a wide spectral range is used, the zero of the Bessel function of J ₁ , J ₂ . Low sensitivity to ρ and Δ. There is no zero in the sum of the Bessel functions in Equation 8, and the “dead” region can be eliminated. The efficiency is also about 1/3.
Instead of changing the gain of the detector, the brightness of the light source can be changed equally. LEDs are a bright and essentially incoherent source that can provide a narrow band source suitable for imaging elliptically polarized applications. Laser diodes can also be modulated at high frequencies, but longer coherence lengths make them unsuitable for imaging applications. LED illumination does not have the same coherence.

１.４.２第３の測定手順の例
図４は、第３の測定手順の例を示す。手順は次の通りである。
露光１：一次変調信号のｎ₁周期においてＣＣＤを完全に露光する。値ｎ₁は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択される。露光１の間の入力ライン１３上のゲート制御信号が、図４の（ｂ）に示される。図４の例では、ｎ₁は、２つの値をもつように示され、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り１：ＣＣＤを読み取る。
露光２：図４の（ｃ）に示すように、ｔ＝Ｔ／２について奇数である、３つの奇数の正弦の和で利得が変調された、一次変調信号のｎ₂周期においてＣＣＤを露光する。値ｎ₂は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択され、露光１の場合の値ｎ₁と異なってもよい。図４の例では、ｎ₂は、２つの値をもつように示され、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り２：ＣＣＤを読み取る。
露光３：図４の（ｄ）において示すように、ｔ＝Ｔ／２について偶数である、３つの偶数の正弦の和で利得が変調された、一次変調信号のｎ₃周期においてＣＣＤを露光する。値ｎ₃は、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択され、露光１の場合の値ｎ₁及び／又は露光２の場合の値ｎ₂と異なってもよい。図４の例では、ｎ₃は、２つの値をもつように示され、そのためゲートは、この場合２つの周期において開かれる。
読み取り３：ＣＣＤを読み取る。
次に、上記のステップを繰り返す。 1.4.2 Example of Third Measurement Procedure FIG. 4 shows an example of the third measurement procedure. The procedure is as follows.
Exposure 1 : The CCD is completely exposed in the n ₁ period of the primary modulation signal. The value n ₁ is selected so that the CCD is almost completely exposed. The gate control signal on the input line 13 during exposure 1 is shown in FIG. In the example of FIG. 4, n ₁ is shown to have two values, so that the gate is opened in this case in two periods.
Reading 1 : Read the CCD.
Exposure 2 : As shown in FIG. 4 (c), the CCD is exposed in the n ₂ period of the primary modulation signal whose gain is modulated by the sum of three odd sine numbers, which is an odd number with respect to t = T / 2. . The value n ₂ is selected such that the CCD is almost completely exposed and may differ from the value n _{1 for} exposure 1. In the example of FIG. 4, n ₂ is shown to have two values, so that the gate is opened in this case in two periods.
Read 2 : Reads the CCD.
Exposure 3: As shown in FIG. 4 (d), an even number for t = T / 2, the gain is modulated by the sum of three even-numbered sinusoidal, exposing the CCD in n ₃ cycles of the primary modulation signal . The value n ₃ is selected such that the CCD is almost completely exposed and may differ from the value n _{1 for} exposure ₁ and / or the value n _{2 for} exposure 2. In the example of FIG. 4, n ₃ is shown to have two values, so the gate is opened in this case in two periods.
Read 3 : Read the CCD.
Next, the above steps are repeated.

２．第２のハードウェアの例：コヒーレントな短いフラッシュ・ランプ・パルス照射
２.１ハードウェア
代替的な分光楕円偏光計が、図５に示される。ハードウェアの大部分は、図１に示されるハードウェアと同じであり、それで参照符号は、同じ構成要素について繰り返し用いられる。
通常の光源１は、半値全幅値（ＦＷＨＭ）において１．７５μｓまでの幅を有するパルスを生成するHamamatsu Supere-quiet 15W Xe Flash管等のフラッシュ・ランプ２１に置き換えられる。フラッシュの各々は、０．１５Ｊのエネルギーを必要とする。ランプは、１秒当たり１００回のフラッシュを与えることができる。ランプは、１．５ｍｍのアーク・サイズを有する。変調器の時間Ｔは２０μｓであり、それで以下の分析においては、第１の近似としてパルス幅がその時間と比較して小さいと仮定する。より詳細な分析では、有限幅を考慮に入れることができる。
キセノン・アーク・ランプ２１は、１００Ｈｚまでの最大反復周波数を有するパルスを生成するトリガ・パルス・モードで作動できる。例えば、ｔ／Ｔ＝０、１／４、１／２、３／４における周期の間の４つの異なる時点で測定を行う場合には、Ｉ₀、δ₀、ρ及びΔを導出することができる。フラッシュ・ランプの時間平均輝度は、可視スペクトルの大部分にわたって７５ＷＣＷＸｅランプより小さいが、より多くの深紫外線光を有する。効率は、上述の第１の実施形態の平均モードより高い。 2. Second Hardware Example: Coherent short flash lamp pulse illumination 2.1 A hardware alternative spectroscopic ellipsometer is shown in FIG. Most of the hardware is the same as the hardware shown in FIG. 1, so that reference numerals are used repeatedly for the same components.
The ordinary light source 1 is replaced by a flash lamp 21 such as a Hamamatsu Supere-quiet 15W Xe Flash tube that generates a pulse having a width up to 1.75 μs at full width at half maximum (FWHM). Each of the flashes requires 0.15 J of energy. The lamp can give 100 flashes per second. The lamp has an arc size of 1.5 mm. The modulator time T is 20 μs, so in the following analysis, the first approximation assumes that the pulse width is small compared to that time. For a more detailed analysis, a finite width can be taken into account.
The xenon arc lamp 21 can operate in a trigger pulse mode that produces pulses having a maximum repetition frequency of up to 100 Hz. For example, if measurements are made at four different times during the period at t / T = 0, 1/4, 1/2, 3/4, I ₀ , δ ₀ , ρ and Δ can be derived. it can. The time average brightness of the flash lamp is smaller than the 75W CW Xe lamp over the majority of the visible spectrum, but has more deep ultraviolet light. The efficiency is higher than the average mode of the first embodiment described above.

２.１.１楕円偏光分析
変調楕円偏光計の単一チャネルで測定された信号は、

であり、ここで、Δは、試料による光位相シフトであり、δは、変調器の光位相シフトであり、δ＝δ₀ｓｉｎωｔである（上式は、Ｃ／λまでの波長によって変化する）。
短時間にわたって測定する場合には、例えば、次の表に示すように、ωｔの特定値におけるΙを記録する。

ωｔ＝０、π／２、π及び３π／２において輝度の４つの測定を行うと、次の比を求めることができる。

2.1.1 The signal measured by a single channel of the elliptically polarized light analysis modulation ellipsometer is

Where Δ is the optical phase shift due to the sample, δ is the optical phase shift of the modulator, and δ = δ ₀ sin ωt (the above equation varies with wavelength up to C / λ) ).
When measuring over a short time, for example, as shown in the following table, the wrinkles at a specific value of ωt are recorded.

If four measurements of luminance are performed at ωt = 0, π / 2, π, and 3π / 2, the following ratio can be obtained.

分母は、ｃｏｓδ₀の項を除去するが、線形寄与を大きくするＡ＋Ｃとすることができることに注目されたい。δ₀＝π／２及びｃｏｓδ₀＝０の場合に最良に作用するが、δ₀の波長変動が、全波長についてこれを阻止する。

に注目されたい。
関数（ｘ´，ｙ´）は、通常の変調楕円偏光関数（ｘ，ｙ）に近く、後者は直接（ｘ´，ｙ´）から導出することができ、そのスケーリングはδ₀及びｘ´によって決まる。

ｃｏｓδ₀（１＋ｘ´）＝１の場合に共振が起こり、ｙについてもδ₀＝πのときに共振が起こることに注目されたい。これらの共振間には、ｘ´、ｙ´の測定されたパラメータを正確に訂正することができる３の係数の範囲がある。
Ｂ及びＤの測定は、他の位相において行うことができ、例えば、π／４なら、δの値は

となり、それに応じて輝度の範囲が変更されることになることに注目されたい。 Note that the denominator can be A + C, which removes the term cos δ ₀ but increases the linear contribution. best serves a case of δ ₀ = π / 2 and cos [delta] ₀ = 0, but the wavelength variation of [delta] ₀ is, to prevent this for all wavelengths.

Please pay attention to.
The function (x ′, y ′) is close to the normal modulation elliptical polarization function (x, y), the latter can be derived directly from (x ′, y ′), and its scaling is given by δ ₀ and x ′ Determined.

Note that resonance occurs when cos δ ₀ (1 + x ′) = 1, and also occurs for y when δ ₀ = π. Between these resonances, there is a range of 3 coefficients that can accurately correct the measured parameters of x ′, y ′.
B and D measurements can be made at other phases, for example, if π / 4, the value of δ is

Note that the luminance range will be changed accordingly.

２.１.２スペクトル・クリーンアップ
フラッシュ・ランプにより放出される輝度は、電気トリガ・パルスにより作動させられる短い持続時間の光パルスである。通常は、メインフラッシュに追従してゆっくりと減衰する尾部が存在する。この尾部は、メインフラッシュにより放出されるスペクトルと異なる光スペクトルを有する。従って、スペクトルに依存する光信号は、スペクトルの変化、並びに、時間と共に変わる輝度に関連する第１の変化による時間依存を有することになる。
フラッシュの主要部分のみを調査すれば、スペクトルの変化を削減することができる。尾部の影響を削減する比較的簡単な方法は、フラッシュを作動させる同じトリガの制御を受けるゲート検出器を使用することである。フラッシュ・トリガ・パルスの生成とフラッシュの発生との間には、通常或る程度の一定した遅れがある。従って、この同じトリガ・パルスを使用して、検出器へのゲートを開閉することができる。 2.1.2 The brightness emitted by the spectral cleanup flash lamp is a short duration light pulse activated by an electrical trigger pulse. There is usually a tail that slowly follows the main flash and decays slowly. This tail has a light spectrum that is different from the spectrum emitted by the main flash. Thus, a spectrum-dependent optical signal will have a time dependence due to a first change associated with a change in spectrum as well as a luminance that varies with time.
Examining only the main part of the flash can reduce spectral changes. A relatively simple way to reduce the effects of the tail is to use a gate detector that is controlled by the same trigger that activates the flash. There is usually some constant delay between the generation of the flash trigger pulse and the generation of the flash. This same trigger pulse can therefore be used to open and close the gate to the detector.

ゲート・コントローラ１４は、フラッシュが発生する前に増倍器１１を開放する。次に、増倍器は、該増倍器がメインフラッシュの後で直ちに閉鎖されるように、選択された時間間隔の後に閉鎖することができ、それにより尾部の検出が排除される。この方法は、実際にうまく作動することが示された。ゲーティング間隔は、フラッシュによる検出器の積分信号を記録し、次いでゲート閉鎖までの間隔を積分信号が減少し始めるまで短くすることによって、フラッシュと増倍器との組み合わせに関連した特定の遅れに合わせて調整された。増倍器の閉鎖までの時間を短くすることによって積分強度が〜１０％だけ減少されたときに起こる信号のクリーンアップを観察した。
増倍器技術が高電圧の高速切り換えに依存するため、増倍器をＣＣＤに付加することは高価な選択である。幾つかのＣＣＤ（例えば、ライン間転送）は、１０マイクロ秒ほどの短い時間間隔を下回る露光制御を行うことができる。従って、図５に示されるＩＣＣＤを使用する代わりに、電子回路が（ｉ）露光を開始し、（ｉｉ）フラッシュ・トリガを送信し、（ｉｉｉ）尾部を遮断するのに適当な時間で露光を停止する、正確なタイミングを有する場合には、増倍器を必要とすることなく、これらのカメラを使用することができる。タイミングには、特定のフラッシュ／カメラの組み合わせに合わせるために慎重な調整が必要となるが、フラッシュが露光間隔の最終部において発生するような調整が容易に達成される。 The gate controller 14 opens the multiplier 11 before a flash occurs. The multiplier can then be closed after a selected time interval so that the multiplier is closed immediately after the main flash, thereby eliminating tail detection. This method has been shown to work well in practice. The gating interval is a specific delay associated with the flash and multiplier combination by recording the detector integration signal due to the flash and then shortening the interval until gate closure until the integration signal begins to decrease. It was adjusted together. We observed the signal cleanup that occurred when the integrated intensity was reduced by -10% by shortening the time to close of the multiplier.
Adding the multiplier to the CCD is an expensive choice because the multiplier technology relies on fast switching of high voltages. Some CCDs (eg, line-to-line transfer) can perform exposure control below a time interval as short as 10 microseconds. Thus, instead of using the ICCD shown in FIG. 5, the electronic circuit (i) initiates an exposure, (ii) sends a flash trigger, and (iii) exposes at an appropriate time to shut off the tail. If you have the exact timing to stop, you can use these cameras without the need for a multiplier. The timing requires careful adjustment to match a particular flash / camera combination, but adjustments are easily achieved such that the flash occurs at the end of the exposure interval.

２.１.３例示的な手順
図６は、図５のシステムの例示となる作動を示す。ゲート・コントローラ１４は、（ｂ）から（ｅ）に示すように、フラッシュ・ランプ及びゲート制御信号の位相を制御する。
手順は、次の通りである。
露光１：位相点Ａにおけるフラッシュ・ランプのｎ回のフラッシュでＣＣＤを露光する。フラッシュ・ランプは、典型的には、１００Ｈｚから３００Ｈｚの範囲のペースでフラッシュできる。値ｎは、ＣＣＤがほぼ完全に露光されるように選択される。露光１の１回のみのフラッシュの間のフラッシュ・ランプ出力が（ｂ）において示され、ゲート制御信号は（ｃ）において示される。値ｎは、典型的には、２つか又は３つの値を取ることができる。
読み取り１：ＣＣＤを読み取る。
露光２：位相点Ｂにおけるフラッシュ・ランプのｎ回のフラッシュでＣＣＤを露光する。露光２の１回のみのフラッシュの間のフラッシュ・ランプ出力が（ｄ）に示され、ゲート制御信号は（ｅ）に示される。
読み取り２：ＣＣＤを読み取る。
露光３：位相点Ｃにおけるフラッシュ・ランプのｎ回のフラッシュでＣＣＤを露光する。露光３の間のフラッシュ・ランプの出力及びゲート制御信号は図６に示されていない。
読み取り３：ＣＣＤを読み取る。
露光４：位相点Ｄにおけるフラッシュ・ランプのｎ回のフラッシュでＣＣＤを露光する。露光４の間のフラッシュ・ランプの出力及びゲート制御信号は図６に示されていない。
読み取り４：ＣＣＤを読み取る。
次に、上記のステップを繰り返す。 2.1.3 Exemplary Procedure FIG. 6 illustrates an exemplary operation of the system of FIG. The gate controller 14 controls the phase of the flash lamp and the gate control signal as shown in (b) to (e).
The procedure is as follows.
Exposure 1 : The CCD is exposed with n flashes of the flash lamp at phase point A. The flash lamp can typically flash at a pace in the range of 100 Hz to 300 Hz. The value n is chosen so that the CCD is almost completely exposed. The flash lamp output during only one flash of exposure 1 is shown in (b) and the gate control signal is shown in (c). The value n can typically take two or three values.
Reading 1 : Read the CCD.
Exposure 2 : The CCD is exposed with n flashes of the flash lamp at the phase point B. The flash lamp output during only one flash of exposure 2 is shown in (d) and the gate control signal is shown in (e).
Read 2 : Reads the CCD.
Exposure 3 : The CCD is exposed with n flashes of the flash lamp at phase point C. The flash lamp output and gate control signals during exposure 3 are not shown in FIG.
Read 3 : Read the CCD.
Exposure 4 : The CCD is exposed with n flashes of the flash lamp at the phase point D. The flash lamp output and gate control signals during exposure 4 are not shown in FIG.
Read 4 : Read the CCD.
Next, the above steps are repeated.

２.１.４実験データ
図９は、トリガ・フラッシュ・ランプ法を用いたスペクトル生データを示すグラフである。
３．用途
３.１分光楕円偏光計
既述の例では、本発明は、分光楕円偏光計に採用される。分光楕円偏光計は、ＩＣＣＤの表面にわたって戻りビームを分散させる分光写真器２０を含んでいたので、各々のピクセルが、その関連する波長の輝度を記録する。
３.２画像形成楕円偏光計
この用途では、試料は、コンデンサにより照射され、次いで、対物レンズが、マルチチャネルＣＣＤ又はＩＣＣＤ上に該試料の画像を形成する。次に、上述の手順の１つ又は他のものを用いて画像の各地点についての楕円率パラメータを見出すことができる。コンピュータは、所望の対象領域（ＲＯＩ）内の又は全画像領域にわたる楕円率パラメータを算出し、所望の形式で該楕円率パラメータを表示することができる。例えば、楕円率パラメータｘ又はｙは、画像内の各ピクセルの輝度が試料表面上のその地点におけるパラメータ値を示す、グレースケール画像内で表すことができる。
４．要約
本発明がその実施形態の説明により例示され、且つ、実施形態を詳細に説明してきたが、添付の請求項の範囲をそのような詳細に限定するか又は多少なりとも制限することは、出願人の意向ではない。さらなる利点及び修正が、当業者には容易に明らかになるであろう。それゆえ、そのより幅広い態様における本発明は、特定の詳細、代表的な装置及び方法、並びに示され説明された図示例に限定されるものではない。従って、出願人の一般的な発明概念の精神又は範囲から逸脱することなく、そのような詳細から逸脱することができる。 2.1.4 Experimental Data FIG. 9 is a graph showing spectral raw data using the trigger flash ramp method.
3. Applications 3.1 Spectral Ellipsometer In the above-described example, the present invention is employed in a spectroscopic ellipsometer. Since the spectroscopic ellipsometer included a spectrograph 20 that disperses the return beam across the surface of the ICCD, each pixel records the brightness of its associated wavelength.
3.2 Imaging Ellipsometer In this application, the sample is illuminated by a condenser, and then the objective lens forms an image of the sample on a multi-channel CCD or ICCD. The ellipticity parameter for each point in the image can then be found using one or the other of the procedures described above. The computer can calculate ellipticity parameters within a desired region of interest (ROI) or over the entire image area and display the ellipticity parameters in a desired format. For example, the ellipticity parameter x or y can be represented in a grayscale image where the brightness of each pixel in the image indicates the parameter value at that point on the sample surface.
4). SUMMARY The present invention is illustrated by the description of the embodiments, and, it has been described the embodiment in detail, to either the scope of the appended claims to limit such detail or in any way limit, filed It is not the intention of a person. Additional advantages and modifications will be readily apparent to those skilled in the art. The invention in its broader aspects is therefore not limited to the specific details, representative apparatus and method, and illustrative examples shown and described. Accordingly, departures may be made from such details without departing from the spirit or scope of applicants' general inventive concept.

分光楕円偏光計を示す。A spectroscopic ellipsometer is shown. 第１の測定工程についてのタイミングを示す。The timing about a 1st measurement process is shown. 第２の測定工程についてのタイミングを示す。The timing about a 2nd measurement process is shown. 第３の測定工程についてのタイミングを示す。The timing about a 3rd measurement process is shown. トリガ・フラッシュ・ランプを有する分光楕円偏光計を示す。1 shows a spectroscopic ellipsometer with a trigger flash lamp. 第４の測定工程についてのタイミングを示す。The timing about a 4th measurement process is shown. 予備データを示すグラフである。It is a graph which shows preliminary data. 正規化データを示すグラフである。It is a graph which shows normalized data. トリガ・フラッシュ・ランプ法を用いたスペクトル生データを示すグラフである。It is a graph which shows the spectrum raw data using the trigger flash lamp method.

Claims

試料の測定を行う方法であって、
偏光照射ビームを前記試料に照射し、
前記試料からの戻りビームを直線偏光させ、
一次変調信号に従って複屈折変調器で前記照射ビーム又は戻りビームを変調し、
前記一次変調信号との所定の位相関係を有する二次変調信号を生成し、
複数の検出要素を有するマルチチャネル検出器上に前記戻りビームを方向付け、
各々の検出要素において検出値を同時に生成し、
前記同時に生成された検出値を処理して、各々の値がそれぞれの検出要素に対応し、前記試料により誘起された前記照射ビームの位相変化に依存する複数の値を求め、
前記二次変調信号に従って前記照射又は戻りビームを変調するか、又は前記二次変調信号に従って前記検出値の生成又は処理を制御する、
ことを含み、
前記検出値の前記生成又は処理が、前記二次変調信号に従って前記マルチチャネル検出器の利得を変化させることによって制御されることを特徴とする方法。 A method for measuring a sample, comprising:
Irradiating the sample with a polarized irradiation beam;
Linearly polarizing the return beam from the sample,
Modulating the illumination beam or return beam with a birefringence modulator according to a primary modulation signal;
Generating a secondary modulation signal having a predetermined phase relationship with the primary modulation signal;
Directing the return beam onto a multi-channel detector having a plurality of detection elements;
A detection value is simultaneously generated in each detection element,
Processing the simultaneously generated detection values, each value corresponding to a respective detection element, and determining a plurality of values depending on the phase change of the irradiation beam induced by the sample;
Modulating the illumination or return beam according to the secondary modulation signal, or controlling the generation or processing of the detection value according to the secondary modulation signal;
Look at including it,
The method wherein the generation or processing of the detection value is controlled by changing the gain of the multi-channel detector according to the secondary modulation signal.