JP4552389B2

JP4552389B2 - Surface acoustic wave filter

Info

Publication number: JP4552389B2
Application number: JP2003169075A
Authority: JP
Inventors: 祐己佐藤; 徹櫻川; 弘三村上
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-11-13
Filing date: 2003-06-13
Publication date: 2010-09-29
Anticipated expiration: 2019-11-11
Also published as: JP2003332883A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話などの移動体通信機器に用いられる弾性表面波フィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１０に従来の弾性表面波フィルタの回路構成を示す。図１０において、１０１，１０２，１０３は圧電基板上に構成された弾性表面波共振素子であり、１０４および１０５はそれぞれ入力端子および出力端子である。ここでは、３素子の共振器を用いて帯域除去フィルタを構成している。
【０００３】
図１０に示す従来の回路構成を用いて、圧電基板としてＬｉＴａＯ₃（リチウムタンタレート）を用い３素子の帯域除去フィルタを構成した場合、その特性は図１１に示した特性となる。また、弾性表面波共振素子の等価回路は図１２に示されたものとなる。なお、図中の１１１は並列容量Ｃ０、１１２は直列等価インダクタＬ１、１１３は直列等価コンデンサＣ１、１１４は等価抵抗Ｒ１である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記の構成では、圧電基板の材料特性により図１２に示す回路において容量比η＝Ｃ０／Ｃ１なる物理定数が決定されてしまう。（ＬｉＴａＯ₃であればη＝約１３）そのとき、弾性表面波共振素子の直列共振周波数Fsおよび並列共振周波数Fpは、
Fs＝１／（２π（Ｌ１＊Ｃ１）＾０．５）
Fp＝１／（２π（Ｌ１＊Ｃ１＊Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２））＾０．５）
となる。従って、ここで、Ｃ１とＣ２の間には、容量比ηで決まる関係があるため、電気的な特性として弾性表面波共振素子の直列共振周波数と並列共振周波数の周波数間隔が任意に設定できず、その結果、フィルタ特性で重要な減衰特性ならびに通過特性にも、図１１に示すように限界を有していた。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、任意に減衰特性および通過特性が設定可能な弾性表面波フィルタを実現することを目的とする。
【０００６】
この目的を達成するために本発明の弾性表面波フィルタは、同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第１の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第２の共振器の入力端子を接続し、さらに前記圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第３の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第４の共振器の入力端子を接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器の接続点と前記第３の共振器の入力端子との間に前記第１と第３の共振器からなる直列腕の直列共振周波数もしくは前記第２と第４の共振器からなる並列腕の並列共振周波数において位相が任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続した構成を具備するものである。
【０００７】
これにより、任意に減衰特性および通過特性が設定可能な帯域阻止フィルタもしくは帯域通過フィルタを構成することができるものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の弾性表面波フィルタは、同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する共振器を少なくとも二つ具備し、第１の共振器の出力端子と第２の共振器の入力端子の間に前記共振器の直列共振周波数において位相が５度から１７５度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続したものであり、これにより、比較的任意な減衰および通過特性を有する帯域除去フィルタを構成することができる。
【０００９】
また望ましくは、同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する共振器を少なくとも二つ具備し、前記共振器の各出力端子を接地し、且つ前記共振器の入力端子間に前記共振器の並列共振周波数において位相が５度から１７５度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続したものであり、これにより、比較的任意な減衰および通過特性を有する帯域通過フィルタを構成することができる。
【００１０】
また望ましくは、同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第１の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第２の共振器の入力端子を接続し、さらに前記圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第３の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第４の共振器の入力端子を接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器の接続点と前記第３の共振器と前記第４の共振器の接続点との間に前記第１もしくは第３の共振器の直列共振周波数もしくは前記第２もしくは前記第４の共振器の並列共振周波数において位相が５度から１７５度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続したものであり、これにより、比較的任意な減衰および通過特性を有する帯域通過フィルタを構成することができる。
【００１１】
また望ましくは、同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第１の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第２の共振器の入力端子を接続し、さらに前記圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第３の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第４の共振器の入力端子を接続し、前記第１の共振器と前記第２の共振器の接続点と前記第３の共振器の入力端子との間に前記第１もしくは第３の共振器の直列共振周波数もしくは前記第２もしくは前記第４の共振器の並列共振周波数において位相が５度から１７５度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続したものであり、これにより、比較的任意な減衰および通過特性を有する帯域通過フィルタを構成することができる。
【００１２】
また望ましくは、前記伝送線路をシャントにコンデンサ、シリーズにインダクタを接続したπ型もしくはＴ型の回路で実現したことを特徴とするものであり、これにより、通過帯域の周波数の２倍程度以上の高い周波数での不要信号を除去できるフィルタとすることができる。
【００１３】
また望ましくは、前記伝送線路をシャントにインダクタ、シリーズにコンデンサを接続したπ型もしくはＴ型回路で実現したことを特徴とするものであり、これにより、通過帯域の周波数の２分の１程度以下の低い周波数において不要な周波数を除去できるフィルタとすることができる。
【００１４】
また望ましくは、上記回路を複数直列に接続した回路において、一部の伝送線路をπ型もしくはＴ型にシャントにコンデンサ、シリーズにインダクタを接続して等価構成し、他の伝送線路をπ型もしくはＴ型にシャントにインダクタ、シリーズにコンデンサを接続して構成したことを特徴とするものであり、これにより、通過帯域の周波数の２倍程度以上の高い周波数および２分の１程度以下の低い周波数に含まれる不要な信号をともに除去できるフィルタとすることができる。
【００１５】
また望ましくは、伝送線路を構成するコンデンサがシャントに接続されている場合には通過帯域においてその合成インピーダンスが等しくなるように前記コンデンサと直列にインダクタを接続した構成、もしくは、伝送線路を構成するコンデンサがシリーズに接続されているときには通過帯域においてその合成アドミッタンスが等しくなるように前記コンデンサと並列にインダクタを接続した構成、もしくは、伝送線路を構成するインダクタがシャントに接続されている場合には通過帯域においてその合成インピーダンスが等しくなるように前記インダクタと直列にコンデンサを接続した構成、もしくは、伝送線路を構成するインダクタがシリーズに接続されている場合には通過帯域においてその合成アドミッタンスが等しくなるように前記インダクタと並列にコンデンサを接続した構成のいずれかを具備したことを特徴とするものであり、これにより、帯域外に新たに減衰極を設けることができ、不要な信号成分をより効率的に除去できるフィルタとすることができる。
【００１６】
また望ましくは、伝送線路を比誘電率が１０以下の誘電体の積層体の中に構成し、前記積層体を前記圧電基板の気密封止材の一部として用いたことを特徴とするものであり、これにより、より小型で低コストな弾性表面波フィルタを得ることができる。
【００１７】
また望ましくは、前記伝送線路を主材料として銀もしくは銅のペーストを印刷して構成したことを特徴とするものであり、これにより、低損失な弾性表面波フィルタを得ることができる。
【００１８】
（実施の形態１）
図１、図２は本発明の実施の形態１における弾性表面波フィルタの回路図およびその特性図である。図において、１１，１２，１３は同一の圧電基板上に形成された弾性表面波共振器、１４ａ，１５ａは伝送線路、１６，１７は入力端子、出力端子である。なお、本実施の形態では圧電基板としてリチウムタンタレートを用いている。
【００１９】
ここでの回路動作を説明すると、減衰周波数において、弾性表面波共振器１１は直列共振して０オームであり、弾性表面波共振器１１と伝送線路１４ａの接続点は接地された状態である。仮に、伝送線路１４ａの電気長が９０度であるとした場合、伝送線路１４ａの反対側（弾性表面波共振器１２との接続側）から見たインピーダンスはオープンとなる。
【００２０】
しかし、一方、弾性表面波共振器１２もほぼ同様の周波数設定されているため、弾性表面波共振器１２と伝送線路１４ａの接続点もショートである。従って、伝送線路１４ａと弾性表面波共振器１２の接続点において両側のインピーダンスが大きく異なることになる。通常、高周波回路においてはある点から両側を見たときのインピーダンスが複素共役の関係であるときが整合条件を満たすことになるが、この関係から離れるほど通過特性において不整合による減衰特性を大きくすることができる。したがって、弾性表面波共振器の間に伝送線路を接続することにより、同様の効果が期待できるのである。
【００２１】
実際の回路においては、インピーダンスの関係が複雑になり、単純に位相を９０度にすれば良いというものではなく、インピーダンス変化素子として働く伝送線路の特性インピーダンスおよび電気長を最適化することによって、インピーダンス変換のようすを調整すれば、高減衰で低損失なフィルタを得ることができるのである。
【００２２】
この回路において伝送線路１４ａおよび１５ａの特性インピーダンスおよび通過帯域の中心周波数における線路長を、それぞれ５０Ω６８度および５０Ω５５度とした場合、フィルタ特性は図２に示されるようなものが得られ、通過帯域における損失が１．９ｄＢ、減衰量が３３ｄＢの良好な特性が得られる。
【００２３】
本発明の特徴は、伝送線路１４ａおよび１５ａと弾性表面波共振器１１、１２および１３を組み合わせたことであり、これら伝送線路はインピーダンス変換素子として動作するため、その特性インピーダンスおよび電気長を最適化すると良好なフィルタ特性を得ることができる。本実施の形態は一例としての組み合わせを示したものである。なお、伝送線路の電気長としては、インピーダンス変換素子として顕著にその働きを示すのは、線路長が電気位相として５〜１７５度であり、０および１８０度では全くインピーダンス変換素子としての動作をしない。
【００２４】
（実施の形態２）
図３、図４は本発明の実施の形態２における弾性表面波フィルタの回路図およびその特性図である。図において、３１〜３５は図１に示す伝送線路１４ａおよび１５ａと電気的に等価な働きをする回路素子であり、本実施の形態においてはシャントにコンデンサ、シリーズにインダクタを接続したπ型の低域通過型の回路構成を形成している。
【００２５】
本回路のフィルタ特性は図４に示されるようなものが得られ、通過帯域近辺で実施の形態１の特性とほぼ同等の良好な特性が得られるとともに、高い周波数において、４０ｄＢ以上の大きな減衰が得られている。その理由は、伝送線路を本発明では、最終、５素子の集中素子で等価変換しており、これら集中素子のインピーダンスの周波数特性により、高調波での減衰特性として作用するためである。
【００２６】
このように伝送線路を等価的にπ型に接続された素子を用いることにより、素子の変更が容易で開発の効率化や量産時の歩留まり向上が期待できるとともに、特に通過帯域から離れたところでの減衰特性を持たせることができる。また、Ｔ型の回路構成もしくはシャントにインダクタ、シリーズにコンデンサを接続した高域通過型の回路構成を用いても同様の効果が得られるが、この場合、低周波側での減衰特性を大きくすることができる。
【００２７】
（実施の形態３）
図５、図６は本発明の実施の形態３における弾性表面波フィルタの回路図およびその特性図である。図において、５１，５２，５３は同一の圧電基板上に形成された弾性表面波共振器、５４，５５は伝送線路、１６，１７は入力端子、出力端子である。なお、本実施の形態では圧電基板としてリチウムタンタレートを用いている。
【００２８】
この回路において伝送線路５４および５５の特性インピーダンスおよび通過帯域の中心周波数における線路長をそれぞれ６６Ω７９度および３８Ω１４２度とした場合、フィルタ特性は図６に示されるようなものが得られ、通過帯域における損失が２．７ｄＢ、減衰量が３８ｄＢの良好な特性が得られる。
【００２９】
本発明の特徴は、伝送線路５４および５５と弾性表面波共振器５１、５２および５３を組み合わせたことであり、これら伝送線路はインピーダンス変換素子として動作するため、その特性インピーダンスおよび電気長を最適化すると良好なフィルタ特性を得ることができる。本実施の形態は一例としての組み合わせを示したものである。なお、伝送線路の電気長としては、インピーダンス変換素子として顕著にその働きを示すのは、線路長が電気位相として５〜１７５度であり、０および１８０度では全くインピーダンス変換素子としての動作をしない。
【００３０】
本実施の形態は、通過帯域に弾性表面波共振器の直列共振点をあわせ、減衰大域に弾性表面波共振器の並列共振器を合わせる設計しており、さらに必ず弾性表面波共振器の直列共振点が並列共振点より低い周波数となるため、実施の形態１の場合と異なり、通過帯域の上側を主に減衰させる特性が要求される場合に有効である。
【００３１】
（実施の形態４）
図７、図８は本発明の実施の形態４における弾性表面波フィルタの回路図およびその特性図である。図において、７１〜７６は同一の圧電基板上に構成された弾性表面波共振器、７７，７８は伝送線路、１６，１７は入力端子、出力端子である。なお、本実施の形態では圧電基板としてリチウムタンタレートを用いている。
【００３２】
この回路において伝送線路７７および７８の特性インピーダンスおよび通過帯域の中心周波数における線路長をそれぞれ４３Ω１０２度および６７Ω８１度とした場合、フィルタ特性は図８に示されるようなものが得られ、通過帯域における損失が２．７ｄＢ、減衰量が３５ｄＢの良好なバンドパス特性が得られる。
【００３３】
本発明の特徴は、伝送線路７７および７８と弾性表面波共振器７１〜７６を組み合わせたことであり、これら伝送線路はインピーダンス変換素子として動作するため、その特性インピーダンスおよび電気長を最適化すると良好なフィルタ特性を得ることができる。本実施の形態は一例としての組み合わせを示したものである。なお、伝送線路の電気長としては、インピーダンス変換素子として顕著にその働きを示すのは、線路長が電気位相として５〜１７５度であり、０および１８０度では全くインピーダンス変換素子としての動作をしない。
【００３４】
さらに、本実施の形態においては、ラダー型に組まれた共振器組、たとえば弾性表面波共振器７１と７２をユニットとして設計をしており、通過帯域の下側の減衰特性は弾性表面波共振器７１、７３および７５、また、通過帯域の上側の減衰特性は弾性表面波共振器７２、７４および７６でえるという思想の設計となっている。
【００３５】
ここで、図７に示した伝送線路７７および７８は、実施の形態１，２で示したように、コンデンサおよびインダクタを用いたπ型もしくはＴ型の低域通過型もしくは高域通過型の等価回路を用いて構成しても同様の効果が得られる。その際には、通過特性から比較的遠く離れた周波数での減衰特性を得ることができる。
【００３６】
さらに伝送線路のどちらか一方を高域通過型とし、他方を低域通過型とすればブロードな特性を持つバンドパスフィルタを融合させた特性とすることができ、帯域から離れた所の不要な信号成分をより効率的に除去することができる。すなわち、弾性表面波共振器の特性のみでは減衰できない周波数での減衰を得ることができるので、従来、場合によっては特別に別のフィルタを準備する必要があったが、この構成によれば、その必要性がなくなる。
【００３７】
（実施の形態５）
図９は本発明の実施の形態５における弾性表面波フィルタの分解構成図である。図において、９１，９２，９３は誘電体からなるシートの積層体、９４は圧電基板、９５ａ，９５ｂは積層体９２上に印刷形成された伝送線路、９６は同じく印刷形成されたシールド電極、９７は圧電基板９４を覆うように設けられたキャップである。
【００３８】
なお、本実施の形態は回路的には図１に示したものを具現化したものであり、圧電基板９４上に構成された弾性表面波共振器と伝送線路９５ａと９５ｂとはビアホール９９で接続されている。
【００３９】
また、伝送線路９５ａと９５ｂの特性インピーダンスおよび線路長はその線路幅や上下グランド電極との距離、すなわち誘電体シート９１および９２の厚みと物理的な印刷長さによって設計値を実現している。
【００４０】
また、下部にシールド電極を設けることにより、特性インピーダンスを安定化させるとともに、外部、例えばマザー基板のパターンの影響などを回避するためにもこのシールド電極を設けた方がよい。
【００４１】
上記のような構成とすることにより、誘電体シートの積層化により、より小型で高信頼性な弾性表面波フィルタとすることができる。また、例えば、携帯電話などに用いる場合、数ミリ程度のフィルタを想定するため、積層体の厚みが約１ｍｍ、線路幅が０．１ｍｍ程度のトリプレート構造のストリップライン伝送線路を想定した場合、伝送線路の特性インピーダンスが５０Ω近辺とした場合、積層に用いる材料の比誘電率は、１０近辺以下のものがよい。たとえば、酸化アルミニウム、フォルステライト、ガラスセラミックスなどである。さらに、伝送線路を構成する材料に銀や銅、またはその含有率の高い金属材料を用いることにより、低損失なフィルタとすることができる。
【００４２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インピーダンス変換素子となる伝送線路もしくはそれを等価変換して得られる集中定数回路と弾性表面波共振器を組み合わせることにより、少ない段数で減衰域の減衰を大きくすることができるので、大きな減衰特性および低損失な通過特性を有する帯域阻止もしくは帯域通過フィルタを構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における弾性表面波フィルタの回路図
【図２】同フィルタの電気的特性を示す図
【図３】本発明の実施の形態２における弾性表面波フィルタの回路図
【図４】同フィルタの電気的特性を示す図
【図５】本発明の実施の形態３における弾性表面波フィルタの回路図
【図６】同フィルタの電気的特性を示す図
【図７】本発明の実施の形態４における弾性表面波フィルタの回路図
【図８】同フィルタの電気的特性を示す図
【図９】本発明の実施の形態５における弾性表面波フィルタの分解構成図
【図１０】従来の弾性表面波フィルタの回路図
【図１１】同従来フィルタの電気的特性を示す図
【図１２】同従来フィルタの等価回路図
【符号の説明】
１１〜１３，５１〜５３，７１〜７６弾性表面波共振器
１４ａ，１５ａ，１４ｂ，１５ａ，５４，５５，７７，７８伝送線路
１６，１７入力端子、出力端子
９１〜９３誘電体シート
９４圧電基板
９５ａ，９５ｂ伝送線路
９６シールド電極
９７封止キャップ
９８ボンディングワイヤ
９９ビアホール[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a surface acoustic wave filter used in a mobile communication device such as a mobile phone.
[0002]
[Prior art]
FIG. 10 shows a circuit configuration of a conventional surface acoustic wave filter. In FIG. 10, reference numerals 101, 102, and 103 denote surface acoustic wave resonance elements formed on a piezoelectric substrate, and reference numerals 104 and 105 denote an input terminal and an output terminal, respectively. Here, a band elimination filter is configured using a three-element resonator.
[0003]
When a three-element band elimination filter is configured using LiTaO ₃ (lithium tantalate) as a piezoelectric substrate using the conventional circuit configuration shown in FIG. 10, the characteristics are those shown in FIG. An equivalent circuit of the surface acoustic wave resonance element is as shown in FIG. In the figure, 111 is a parallel capacitance C0, 112 is a series equivalent inductor L1, 113 is a series equivalent capacitor C1, and 114 is an equivalent resistance R1.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above configuration, the physical constant of the capacitance ratio η = C0 / C1 is determined in the circuit shown in FIG. 12 due to the material characteristics of the piezoelectric substrate. (Η = about 13 for LiTaO ₃ ) At that time, the series resonance frequency Fs and the parallel resonance frequency Fp of the surface acoustic wave resonance element are:
Fs = 1 / (2π (L1 * C1) ^ 0.5)
Fp = 1 / (2π (L1 * C1 * C2 / (C1 + C2)) ^ 0.5)
It becomes. Accordingly, here, since there is a relationship determined by the capacitance ratio η between C1 and C2, the frequency interval between the series resonance frequency and the parallel resonance frequency of the surface acoustic wave resonance element cannot be arbitrarily set as an electrical characteristic. As a result, the attenuation characteristic and the pass characteristic which are important in the filter characteristic have a limit as shown in FIG.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
An object of the present invention is to realize a surface acoustic wave filter that can arbitrarily set attenuation characteristics and pass characteristics.
[0006]
In order to achieve this object, a surface acoustic wave filter according to the present invention includes an output terminal of a first resonator having comb-shaped interdigital electrodes disposed on the same piezoelectric substrate and having an input terminal and an output terminal, and the piezoelectric substrate. A comb-shaped interdigital electrode is disposed oppositely to connect an input terminal of a second resonator having an input terminal and an output terminal, and a comb-shaped interdigital electrode is disposed oppositely on the piezoelectric substrate. An output terminal of a third resonator having an output terminal is connected to an input terminal of a fourth resonator having an input terminal and an output terminal, the comb-shaped interdigital electrodes formed on the piezoelectric substrate facing each other, and The series resonance frequency of the series arm composed of the first and third resonators or the second resonance point between the connection point of the first resonator and the second resonator and the input terminal of the third resonator. And parallel resonance circumference of the parallel arm consisting of the 4th resonator Those having a structure in which phases are connected equivalent transmission line to rotate an arbitrary angle in the number.
[0007]
As a result, it is possible to configure a band rejection filter or a band pass filter that can arbitrarily set attenuation characteristics and pass characteristics.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The surface acoustic wave filter of the present invention comprises at least two resonators having comb-shaped interdigital electrodes facing each other on the same piezoelectric substrate and having an input terminal and an output terminal, and the output terminal of the first resonator and the second resonator A transmission line equivalent to rotating at an arbitrary angle in the range of 5 to 175 degrees at the series resonance frequency of the resonator is connected between the input terminals of the resonator. A band elimination filter having excellent attenuation and pass characteristics can be configured.
[0009]
Desirably, a comb-shaped interdigital electrode is disposed on the same piezoelectric substrate so as to have at least two resonators each having an input terminal and an output terminal, each output terminal of the resonator is grounded, and A transmission line equivalent to rotating at an arbitrary angle in the range of 5 to 175 degrees at the parallel resonance frequency of the resonator is connected between the input terminals, and thereby, a relatively arbitrary attenuation and pass characteristic can be obtained. A band-pass filter having
[0010]
Desirably, the comb-shaped interdigital electrodes are disposed opposite to each other on the same piezoelectric substrate, and the output terminal of the first resonator having the input terminal and the output terminal is disposed opposite to the comb-shaped interdigital electrodes disposed on the piezoelectric substrate. The input terminal of the second resonator having the input terminal and the output terminal is connected, and the comb-shaped interdigital electrode is disposed oppositely on the piezoelectric substrate, and the output terminal of the third resonator having the input terminal and the output terminal. A comb-shaped interdigital electrode formed on the piezoelectric substrate and connected to an input terminal of a fourth resonator having an input terminal and an output terminal, and the first resonator and the second resonator Between the connection point of the first resonator and the third resonator and the connection point of the fourth resonator, the series resonance frequency of the first or third resonator, or the parallel of the second or fourth resonator. The phase is 5 to 175 degrees at the resonance frequency. It is obtained by connecting an equivalent transmission line to an arbitrary angular rotation range, which makes it possible to constitute a bandpass filter having a relatively arbitrary attenuation and pass characteristics.
[0011]
Desirably, the comb-shaped interdigital electrodes are disposed opposite to each other on the same piezoelectric substrate, and the output terminal of the first resonator having the input terminal and the output terminal is disposed opposite to the comb-shaped interdigital electrodes disposed on the piezoelectric substrate. The input terminal of the second resonator having the input terminal and the output terminal is connected, and the comb-shaped interdigital electrode is disposed oppositely on the piezoelectric substrate, and the output terminal of the third resonator having the input terminal and the output terminal. A comb-shaped interdigital electrode formed on the piezoelectric substrate and connected to an input terminal of a fourth resonator having an input terminal and an output terminal, and the first resonator and the second resonator The phase is 5 degrees at the series resonance frequency of the first or third resonator or the parallel resonance frequency of the second or fourth resonator between the connection point of the third resonator and the input terminal of the third resonator. Any angle in the range of 175 degrees It is obtained by connecting an equivalent transmission line to rotate, thereby, it is possible to constitute a bandpass filter having a relatively arbitrary attenuation and pass characteristics.
[0012]
Preferably, the transmission line is realized by a π-type or T-type circuit in which a capacitor is connected to a shunt and an inductor is connected to a series. It can be set as the filter which can remove the unnecessary signal in a high frequency.
[0013]
Preferably, the transmission line is realized by a π-type or T-type circuit in which an inductor is connected to a shunt and a capacitor is connected to a series. The filter can remove unnecessary frequencies at low frequencies.
[0014]
Preferably, in a circuit in which a plurality of the above circuits are connected in series, some transmission lines are equivalently configured by connecting a capacitor to a shunt to a π-type or T-type and an inductor to a series, and another transmission line is a π-type or The T type is composed of an inductor connected to a shunt and a capacitor connected to a series. This allows a high frequency more than twice the frequency of the passband and a low frequency less than about a half. It is possible to make a filter that can remove both unnecessary signals included in the.
[0015]
Preferably, when a capacitor constituting the transmission line is connected to the shunt, an inductor is connected in series with the capacitor so that the combined impedance is equal in the pass band, or a capacitor constituting the transmission line. When the inductor is connected to the series, the inductor is connected in parallel with the capacitor so that the combined admittance is equal in the pass band, or the pass band when the inductor constituting the transmission line is connected to the shunt. In the configuration in which a capacitor is connected in series with the inductor so that the combined impedance is equal, or when the inductor configuring the transmission line is connected in series, the combined admittance is equalized in the pass band. It is characterized by having one of the configurations in which a capacitor is connected in parallel with the inductor, which makes it possible to provide a new attenuation pole outside the band and more efficiently remove unnecessary signal components. It can be a filter that can.
[0016]
Preferably, the transmission line is configured in a dielectric laminate having a relative dielectric constant of 10 or less, and the laminate is used as a part of the hermetic sealing material of the piezoelectric substrate. With this, it is possible to obtain a surface acoustic wave filter that is smaller and less expensive.
[0017]
Desirably, the transmission line is formed by printing a silver or copper paste as a main material, whereby a low-loss surface acoustic wave filter can be obtained.
[0018]
(Embodiment 1)
1 and 2 are a circuit diagram and a characteristic diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 1 of the present invention. In the figure, 11, 12, and 13 are surface acoustic wave resonators formed on the same piezoelectric substrate, 14a and 15a are transmission lines, and 16 and 17 are input terminals and output terminals. In this embodiment, lithium tantalate is used as the piezoelectric substrate.
[0019]
The circuit operation here will be described. At the attenuation frequency, the surface acoustic wave resonator 11 is in series resonance and 0 ohms, and the connection point between the surface acoustic wave resonator 11 and the transmission line 14a is grounded. If the electrical length of the transmission line 14a is 90 degrees, the impedance viewed from the opposite side of the transmission line 14a (the side connected to the surface acoustic wave resonator 12) is open.
[0020]
However, since the surface acoustic wave resonator 12 is also set to substantially the same frequency, the connection point between the surface acoustic wave resonator 12 and the transmission line 14a is also short-circuited. Therefore, the impedances on both sides greatly differ at the connection point between the transmission line 14a and the surface acoustic wave resonator 12. Normally, in a high-frequency circuit, the matching condition is satisfied when the impedance when looking at both sides from a certain point is a complex conjugate relationship, but as the distance from this relationship increases, the attenuation characteristic due to mismatching increases in the pass characteristic. be able to. Therefore, the same effect can be expected by connecting a transmission line between the surface acoustic wave resonators.
[0021]
In an actual circuit, the impedance relationship becomes complicated, and it is not simply necessary to set the phase to 90 degrees. By optimizing the characteristic impedance and electrical length of the transmission line that functions as an impedance change element, the impedance By adjusting the state of conversion, a filter with high attenuation and low loss can be obtained.
[0022]
In this circuit, when the characteristic impedances of the transmission lines 14a and 15a and the line lengths at the center frequency of the passband are 50Ω68 degrees and 50Ω55 degrees, respectively, the filter characteristics as shown in FIG. Good characteristics with a loss of 1.9 dB and an attenuation of 33 dB can be obtained.
[0023]
A feature of the present invention is that transmission lines 14a and 15a and surface acoustic wave resonators 11, 12, and 13 are combined. Since these transmission lines operate as impedance conversion elements, their characteristic impedance and electrical length are optimized. Then, good filter characteristics can be obtained. This embodiment shows a combination as an example. Note that the electrical length of the transmission line is notable as an impedance conversion element when the line length is 5 to 175 degrees as an electrical phase, and does not operate as an impedance conversion element at 0 and 180 degrees. .
[0024]
(Embodiment 2)
3 and 4 are a circuit diagram and a characteristic diagram of the surface acoustic wave filter according to Embodiment 2 of the present invention. In the figure, reference numerals 31 to 35 denote circuit elements that are electrically equivalent to the transmission lines 14a and 15a shown in FIG. 1, and in this embodiment, a π-type low-resistance circuit in which a capacitor is connected to a shunt and an inductor is connected to a series. A band-pass circuit configuration is formed.
[0025]
The filter characteristic of this circuit is as shown in FIG. 4, and a good characteristic almost equal to that of the first embodiment is obtained in the vicinity of the pass band, and a large attenuation of 40 dB or more is obtained at a high frequency. Has been obtained. The reason is that, in the present invention, the transmission line is equivalently converted by five lumped elements in the present invention, and acts as an attenuation characteristic at higher harmonics due to the frequency characteristics of the impedance of these lumped elements.
[0026]
By using elements with transmission lines equivalently connected in a π-type in this way, the elements can be easily changed, and development efficiency and yield can be improved during mass production. Attenuation characteristics can be provided. The same effect can be obtained by using a T-type circuit configuration or a high-pass circuit configuration in which an inductor is connected to a shunt and a capacitor is connected to a series, but in this case, the attenuation characteristic on the low frequency side is increased. be able to.
[0027]
(Embodiment 3)
5 and 6 are a circuit diagram and a characteristic diagram of the surface acoustic wave filter according to Embodiment 3 of the present invention. In the figure, 51, 52 and 53 are surface acoustic wave resonators formed on the same piezoelectric substrate, 54 and 55 are transmission lines, and 16 and 17 are input terminals and output terminals. In this embodiment, lithium tantalate is used as the piezoelectric substrate.
[0028]
In this circuit, when the characteristic impedances of the transmission lines 54 and 55 and the line lengths at the center frequency of the passband are 66Ω79 ° and 38Ω142 °, respectively, the filter characteristics as shown in FIG. Good characteristics of 2.7 dB and attenuation of 38 dB can be obtained.
[0029]
A feature of the present invention is that transmission lines 54 and 55 and surface acoustic wave resonators 51, 52 and 53 are combined. Since these transmission lines operate as impedance conversion elements, their characteristic impedance and electrical length are optimized. Then, good filter characteristics can be obtained. This embodiment shows a combination as an example. Note that the electrical length of the transmission line is notable as an impedance conversion element when the line length is 5 to 175 degrees as an electrical phase, and does not operate as an impedance conversion element at 0 and 180 degrees. .
[0030]
In this embodiment, the series resonance point of the surface acoustic wave resonator is matched with the pass band, the parallel resonator of the surface acoustic wave resonator is matched with the large attenuation region, and the series resonance of the surface acoustic wave resonator is surely made. Since the point has a frequency lower than that of the parallel resonance point, unlike the case of the first embodiment, it is effective when a characteristic that mainly attenuates the upper side of the passband is required.
[0031]
(Embodiment 4)
7 and 8 are a circuit diagram and a characteristic diagram of the surface acoustic wave filter according to Embodiment 4 of the present invention. In the figure, reference numerals 71 to 76 are surface acoustic wave resonators formed on the same piezoelectric substrate, 77 and 78 are transmission lines, and 16 and 17 are input terminals and output terminals. In this embodiment, lithium tantalate is used as the piezoelectric substrate.
[0032]
In this circuit, when the characteristic impedances of the transmission lines 77 and 78 and the line lengths at the center frequency of the passband are 43 Ω102 degrees and 67 Ω81 degrees, respectively, the filter characteristics as shown in FIG. Is 2.7 dB and the attenuation is 35 dB.
[0033]
A feature of the present invention is that transmission lines 77 and 78 and surface acoustic wave resonators 71 to 76 are combined. Since these transmission lines operate as impedance conversion elements, it is preferable to optimize their characteristic impedance and electrical length. Filter characteristics can be obtained. This embodiment shows a combination as an example. Note that the electrical length of the transmission line is notable as an impedance conversion element when the line length is 5 to 175 degrees as an electrical phase, and does not operate as an impedance conversion element at 0 and 180 degrees. .
[0034]
Further, in the present embodiment, a resonator set assembled in a ladder type, for example, surface acoustic wave resonators 71 and 72 are designed as a unit, and the attenuation characteristic on the lower side of the pass band is the surface acoustic wave resonance. Further, the damping characteristics on the upper side of the pass band are designed by the surface acoustic wave resonators 72, 74 and 76.
[0035]
Here, the transmission lines 77 and 78 shown in FIG. 7 are equivalent to a π-type or T-type low-pass type or high-pass type using capacitors and inductors, as shown in the first and second embodiments. Even if the circuit is used, the same effect can be obtained. In that case, it is possible to obtain an attenuation characteristic at a frequency relatively far from the pass characteristic.
[0036]
Furthermore, if either one of the transmission lines is a high-pass type and the other is a low-pass type, it can be combined with a band-pass filter having a broad characteristic, which is unnecessary in a place away from the band. The signal component can be removed more efficiently. In other words, since it is possible to obtain attenuation at a frequency that cannot be attenuated only by the characteristics of the surface acoustic wave resonator, conventionally, it has been necessary to prepare a separate filter in some cases. There is no need.
[0037]
(Embodiment 5)
FIG. 9 is an exploded configuration diagram of the surface acoustic wave filter according to the fifth embodiment of the present invention. In the figure, 91, 92, and 93 are laminates of dielectric sheets, 94 is a piezoelectric substrate, 95a and 95b are transmission lines printed on the laminate 92, 96 is a shield electrode that is also printed, 97 Is a cap provided to cover the piezoelectric substrate 94.
[0038]
In the present embodiment, the circuit shown in FIG. 1 is embodied, and the surface acoustic wave resonator formed on the piezoelectric substrate 94 and the transmission lines 95a and 95b are connected by a via hole 99. Has been.
[0039]
The characteristic impedances and line lengths of the transmission lines 95a and 95b are designed according to the line width and the distance from the upper and lower ground electrodes, that is, the thicknesses of the dielectric sheets 91 and 92 and the physical printing length.
[0040]
Further, it is preferable to provide the shield electrode in order to stabilize the characteristic impedance by providing the shield electrode at the lower portion and to avoid the influence of the outside, for example, the pattern of the mother substrate.
[0041]
With the above-described configuration, a smaller and more reliable surface acoustic wave filter can be obtained by stacking dielectric sheets. In addition, for example, when used for a mobile phone or the like, in order to assume a filter of about several millimeters, when assuming a stripline transmission line having a triplate structure with a laminated body thickness of about 1 mm and a line width of about 0.1 mm, When the characteristic impedance of the transmission line is around 50Ω, the relative dielectric constant of the material used for lamination is preferably around 10 or less. For example, aluminum oxide, forsterite, glass ceramics and the like. Furthermore, a low loss filter can be obtained by using silver, copper, or a metal material having a high content ratio as a material constituting the transmission line.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the attenuation of the attenuation region is increased with a small number of stages by combining a transmission line serving as an impedance conversion element or a lumped constant circuit obtained by equivalently converting the transmission line and a surface acoustic wave resonator. Therefore, a bandstop or bandpass filter having a large attenuation characteristic and a low-loss pass characteristic can be configured.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing electrical characteristics of the filter. FIG. 3 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to a second embodiment of the present invention. FIG. 4 is a diagram showing electrical characteristics of the filter. FIG. 5 is a circuit diagram of a surface acoustic wave filter according to Embodiment 3 of the invention. FIG. 6 is a diagram showing electrical characteristics of the filter. FIG. 8 is a circuit diagram showing the electrical characteristics of the surface acoustic wave filter according to the fourth embodiment of the present invention. FIG. 9 is an exploded configuration diagram of the surface acoustic wave filter according to the fifth embodiment of the present invention. 10 is a circuit diagram of a conventional surface acoustic wave filter. FIG. 11 is a diagram showing the electrical characteristics of the conventional filter. FIG. 12 is an equivalent circuit diagram of the conventional filter.
11-13, 51-53, 71-76 SAW resonators 14a, 15a, 14b, 15a, 54, 55, 77, 78 Transmission lines 16, 17 Input terminals, output terminals 91-93 Dielectric sheet 94 Piezoelectric substrate 95a, 95b Transmission line 96 Shield electrode 97 Sealing cap 98 Bonding wire 99 Via hole

Claims

通過帯域近傍における減衰量を大きくするための弾性表面波フィルタであって、同一圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第１の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第２の共振器の入力端子を接続し、前記第２の共振器の出力端子を接地し、さらに前記圧電基板上に櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第３の共振器の出力端子と、前記圧電基板上に構成され櫛形のすだれ状電極を対向設置し入力端子と出力端子を有する第４の共振器の入力端子を接続し、前記第４の共振器の出力端子を接地し、前記第１の共振器と前記第２の共振器の接続点と前記第３の共振器の入力端子との間に前記第１と第３の共振器からなる直列腕の直列共振周波数もしくは前記第２と第４の共振器からなる並列腕の並列共振周波数において位相が５度から１７５度の範囲で任意の角度回転するに等価な伝送線路を接続した構成を具備することを特徴とする弾性表面波フィルタ。 A surface acoustic wave filter for increasing the attenuation in the vicinity of the passband, wherein an output terminal of a first resonator having a comb-shaped interdigital electrode opposed to each other on the same piezoelectric substrate and having an input terminal and an output terminal; Comb-shaped interdigital electrodes formed on the piezoelectric substrate are opposed to each other, input terminals of a second resonator having an input terminal and an output terminal are connected, an output terminal of the second resonator is grounded, and A comb-shaped interdigital electrode is disposed oppositely on a piezoelectric substrate and an output terminal of a third resonator having an input terminal and an output terminal, and an interdigital transducer formed on the piezoelectric substrate is disposed oppositely to input and output. An input terminal of a fourth resonator having terminals, an output terminal of the fourth resonator is grounded, a connection point between the first resonator and the second resonator, and the third resonance The first and third common terminals are connected to the input terminal of the container. A transmission line equivalent to rotating at an arbitrary angle in the range of 5 to 175 degrees at the series resonance frequency of the series arm consisting of the resonator or the parallel resonance frequency of the parallel arm consisting of the second and fourth resonators is connected. A surface acoustic wave filter comprising the above structure.