JP4534859B2 - Servo control device, servo control method, and optical disk recording or reproducing device - Google Patents
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Description
本発明は、例えば光ディスク、光磁気ディスク等のディスク状光記録媒体に情報を記録する光ディスク記録装置や、ディスク状光記録媒体に記録されている情報を再生する光ディスク再生装置に使用される、光学ヘッドの二軸アクチュエータのフォーカスサーボ機構、トラッキングサーボ機構、又はニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータのギャップサーボ機構に好適なサーボ制御装置及びサーボ制御方法に関する。また、本発明に係るサーボ制御装置及びサーボ制御方法を光学ヘッドの二軸アクチュエータのフォーカスサーボ機構、トラッキングサーボ機構、又はニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータのギャップサーボ機構に適用する光ディスク記録又は再生装置に関する。 The present invention is an optical disk recording apparatus that records information on a disk-shaped optical recording medium such as an optical disk and a magneto-optical disk, and an optical disk reproducing apparatus that reproduces information recorded on the disk-shaped optical recording medium. The present invention relates to a servo control apparatus and a servo control method suitable for a focus servo mechanism, a tracking servo mechanism of a head biaxial actuator, or a gap servo mechanism of a biaxial actuator of an optical head used in a near field. Further, an optical disk recording in which the servo control device and the servo control method according to the present invention are applied to a focus servo mechanism, a tracking servo mechanism of a biaxial actuator of an optical head, or a gap servo mechanism of a biaxial actuator of an optical head used in the near field. Or it relates to a playback device.
従来、記録媒体のうち、記録及び／又は再生装置に着脱自在とされた光ディスクは、記録及び／又は再生装置に装着されたとき、ディスクの中心部をディスク回転駆動機構を構成するターンテーブルにクランプされることでターンテーブルと一体に回転可能となる。このよに、中心部をターンテーブルにクランプされて回転する光ディスクは、回転駆動されるとき、クランプされた中心部を支点にして上下に揺れながら回転するいわゆる面ぶれを生じやすい。 2. Description of the Related Art Conventionally, among recording media, an optical disc that is detachably attached to a recording and / or reproducing device is clamped to a turntable that constitutes a disc rotation driving mechanism when the optical disc is attached to the recording and / or reproducing device. This makes it possible to rotate together with the turntable. As described above, when an optical disk that rotates with its center portion clamped by a turntable is rotated, it tends to cause a so-called surface shake that rotates while swinging up and down with the center portion clamped as a fulcrum.
記録及び／又は再生装置に装着され、ディスク回転駆動機構によって回転駆動される光ディスクに面ぶれが生じると、情報の記録又は再生時に、主にフォーカスエラーを生じやすくなる。 When the optical disc attached to the recording and / or reproducing apparatus and driven to rotate by the disc rotation driving mechanism is subject to surface wobbling, a focus error is likely to occur mainly during information recording or reproduction.
したがって、記録及び／又は再生装置に着脱自在とされた光ディスクは、ターンテーブルにクランプされるとき、傾きを生じさせることなくターンテーブルに水平に載置することが望ましいが、正確にターンテーブルに対し水平に装着してクランプすることが困難である。 Therefore, it is desirable that the optical disk that is detachable from the recording and / or reproducing device is placed horizontally on the turntable without being inclined when clamped on the turntable. It is difficult to mount and clamp horizontally.
このような実情から、着脱自在とされた光ディスクを記録媒体に用いる記録及び／又は再生装置では、ディスク回転駆動機構に装着して回転駆動されるときにある程度の面ぶれが発生することを想定し、光ディスクの回転駆動時に発生する面ぶれに対して記録及び／又は再生装置側のフォーカスサーボ機構によって対処するようにしている。例えば、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）などでは、回転平面に対し上下に±３００μｍの面ぶれが発生しても、記録及び／又は再生装置側のフォーカスサーボ機構によりフォーカスエラーを生じさせないように対策が施されている。 From such a situation, it is assumed that a recording and / or reproducing apparatus that uses a removable optical disk as a recording medium will cause a certain amount of surface shake when it is mounted on a disk rotation drive mechanism and rotated. In addition, the surface servo generated when the optical disk is driven to rotate is dealt with by a focus servo mechanism on the recording and / or reproducing apparatus side. For example, in a DVD (Digital Versatile Disc), measures are taken to prevent a focus error from being generated by the focus servo mechanism on the recording and / or playback device side even if a surface shake of ± 300 μm occurs up and down with respect to the rotation plane. Has been.
最近、光ディスクのような光記録媒体に、光ビームを照射することで所定の情報を記録又は再生する装置において、エバネセント光を利用することで、光の回折限界を超えて高密度な記録再生を可能とする技術が提案されている。 Recently, in an apparatus that records or reproduces predetermined information by irradiating an optical recording medium such as an optical disk with a light beam, high density recording / reproduction can be performed exceeding the diffraction limit of light by using evanescent light. Technologies that make it possible have been proposed.
エバネセント光を利用して光記録媒体に情報の記録を行い、光記録媒体に記録された情報の再生を行う技術として、エバネセント光発生用レンズにＳＩＬ（Solid Immersion Lens）を用いたものがある。 As a technique for recording information on an optical recording medium using evanescent light and reproducing the information recorded on the optical recording medium, there is a technique using an SIL (Solid Immersion Lens) as an evanescent light generating lens.
エバネセント光を用いて光記録媒体に情報の記録又は再生を行うには、光記録媒体に照射される光ビームを集光する光学系として、ＳＩＬと非球面レンズとを組み合わせた２群レンズとして開口数ＮＡを１以上としたものを用い、光学系の光出射面と光記録媒体の情報記録面との間隔を、ＳＩＬに入射する光ビームの波長の半分以下にする必要がある。例えば、上記間隔は、光ビームの波長λが４００ｎｍであったならば、２００ｎｍ以下とされる。 In order to record or reproduce information on an optical recording medium using evanescent light, an aperture is formed as a two-group lens combining an SIL and an aspheric lens as an optical system for condensing a light beam irradiated on the optical recording medium. It is necessary that the number NA is 1 or more, and the distance between the light emitting surface of the optical system and the information recording surface of the optical recording medium is set to be half or less of the wavelength of the light beam incident on the SIL. For example, if the wavelength λ of the light beam is 400 nm, the interval is set to 200 nm or less.
良好な記録又は再生を行うためには、集光光学系の光出射面と光記録媒体の情報記録面との間隔を一定に保つ必要がある。そこで、ＳＩＬを搭載した光ヘッドにおいては、光記録媒体からの戻り光量の違いをエラー信号として利用し、このエラー信号に応じて光ヘッドのアクチュエータを駆動制御することにより、集光光学系の光記録媒体に対する位置を制御するようにした技術が下記特許文献１において提案されている。
In order to perform good recording or reproduction, it is necessary to keep the distance between the light emitting surface of the condensing optical system and the information recording surface of the optical recording medium constant. Therefore, in an optical head equipped with a SIL, the difference in the amount of return light from the optical recording medium is used as an error signal, and the actuator of the optical head is driven and controlled in accordance with this error signal. A technique for controlling the position with respect to the recording medium is proposed in
上述したように、エバネセント光を利用して良好な記録再生を実現するには、ナノオーダの非常に短い間隔で集光光学系の光出射面と光記録媒体の情報記録面との位置を制御しながら光ヘッドを記録媒体の情報記録面に追従させる必要がある。 As described above, in order to achieve good recording and reproduction using evanescent light, the positions of the light exit surface of the condensing optical system and the information recording surface of the optical recording medium are controlled at very short intervals on the order of nanometers. However, the optical head needs to follow the information recording surface of the recording medium.
また、ディスク状光記録媒体自身にも偏芯がある。この偏芯が原因で、光ヘッドのアクチュエータはトラックにビームスポットを正確に追従するのを妨げられるので、トラッキングサーボ機構によるトラッキングサーボ制御が必要になる。 Also, the disc-shaped optical recording medium itself has eccentricity. Because of this eccentricity, the actuator of the optical head is prevented from accurately following the beam spot on the track, so that tracking servo control by a tracking servo mechanism is required.
従来、トラッキングサーボ制御装置で行われるトラッキングサーボ制御や、フォーカスサーボ制御装置で行われるフォーカスサーボ制御では、上記面ぶれや偏芯による外乱の影響を受けたトラッキングエラー信号やフォーカスエラー信号を検出し、これらのサーボエラー信号から上記外乱の影響を排除したサーボエラー信号を取り出し、これらサーボエラー信号を０にするように、トラッキングサーボ機構、フォーカスサーボ機構を制御していた。 Conventionally, in tracking servo control performed by a tracking servo control device and focus servo control performed by a focus servo control device, a tracking error signal and a focus error signal affected by disturbance due to surface blurring and eccentricity are detected, The servo error signal from which the influence of the disturbance is removed is extracted from these servo error signals, and the tracking servo mechanism and the focus servo mechanism are controlled so that these servo error signals are set to zero.
また、上記サーボエラー信号をメモリに保存し、メモリに保存されたエラー信号を用いて、サーボエラー信号に含まれる上記外乱成分を抑制していた。この場合の制御系は、むだ時間システムとなり、虚軸上に無数の極を有し、厳密に固有なシステムでは、このままでは閉ループ系を安定化させることはできない。そこで、上記エラー信号をそのままメモリするのではなく、閉ループ系を安定化させるために、フィルタを通してメモリに保存することが行われるようになった。 Further, the servo error signal is stored in a memory, and the disturbance component included in the servo error signal is suppressed using the error signal stored in the memory. In this case, the control system is a dead time system, and has an infinite number of poles on the imaginary axis. In a strictly unique system, the closed loop system cannot be stabilized as it is. Therefore, instead of storing the error signal as it is, storing the error signal in a memory through a filter is performed in order to stabilize the closed loop system.
ところで、従来は、上記閉ループ系を安定化させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、試行錯誤で人為的に決定していた。このため、設計に時間がかかるだけでなく、フィルタ性能は、設計者に依存し、サーボ品質が一定でなかった。 By the way, conventionally, the multiplication coefficient of the filter for stabilizing the closed loop system has been artificially determined by trial and error so as to satisfy the stability condition. For this reason, not only does the design take time, but the filter performance depends on the designer, and the servo quality is not constant.
このような状況を鑑みて、本発明は、閉ループ系を安定させるためのフィルタをサーボエラー信号から適応的に自動設定し、かつ精度の高いサーボ制御を行うことのでき、さらに、特定帯域のゲインをブーストすることが可能であるサーボ制御装置の提供を目的とする。 In view of such a situation, the present invention can adaptively automatically set a filter for stabilizing a closed loop system from a servo error signal and perform highly accurate servo control. An object of the present invention is to provide a servo control device capable of boosting the frequency.
さらに、本発明は、サーボ品質が一定であるサーボ制御を行うことができる光ディスク記録又は再生装置の提供を目的とする。 Furthermore, an object of the present invention is to provide an optical disc recording or reproducing apparatus capable of performing servo control with constant servo quality.
本発明に係るサーボ制御装置は、上記実情に鑑みてなされたものであり、外乱が加えられた制御対象の観測信号から外乱信号を低減した観測信号を生成し、この観測信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御するサーボ制御装置において、目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号算出部と、上記第１のエラー信号算出部によって求められた第１のエラー信号に外乱信号を加算した信号に基づいて上記制御対象を主に制御する主制御部と、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存し、このメモリから取り出した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号をフィードフォワードして上記第１のエラー信号に加算した第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部と、上記第３のエラー信号からフィルタ部により回転同期成分を抽出し、上記主制御部と並行に、上記制御対象に印加する補助制御部とを備える。 The servo control device according to the present invention is made in view of the above situation, generates an observation signal in which the disturbance signal is reduced from the observation signal of the control target to which the disturbance is applied, and controls the control target based on the observation signal. In the servo control apparatus for controlling the servo mechanism, a first error signal calculation unit for obtaining a first error signal from the target signal and the observation signal, and a first error signal obtained by the first error signal calculation unit. A main control unit that mainly controls the control target based on a signal obtained by adding a disturbance signal to an error signal, and an adaptive line spectrum enhancement process or an adaptive linear prediction process using the delayed signal as the first error signal. To obtain a second error signal, store the second error signal in a memory having a capacity for one cycle, and perform repetitive control using the second error signal extracted from the memory. Ri adaptively generates a disturbance signal, and a repetitive control unit for outputting a third error signal obtained by adding the disturbance signal the generated feedforward to the first error signal, the filter from said third error signal An auxiliary control unit that extracts a rotation synchronization component by the unit and applies it to the control object in parallel with the main control unit.
繰り返し制御部によって、閉ループを安定化させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、サーボエラー信号から適応的に自動設定し、かつ繰り返し制御部によるエラー信号の取れ残り量の低域成分を補助制御部によって抽出し、繰り返し制御部、及び主制御部に対してフィードバックする。 The repeat control unit adaptively automatically sets the multiplication coefficient of the filter for stabilizing the closed loop, etc. from the servo error signal so as to satisfy the stability condition, and the low frequency range of the error signal remaining by the repeat control unit The components are extracted by the auxiliary control unit and fed back to the repetition control unit and the main control unit.
本発明に係るサーボ制御方法は、上記実情に鑑みてなされたものであり、外乱が加えられた制御対象の観測信号から外乱信号を低減した観測信号を生成し、この観測信号に基づいて制御対象のサーボ機構を制御するサーボ制御方法において、目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号算出工程と、上記第１のエラー信号算出工程によって求められた第１のエラー信号に外乱信号を加算した信号に基づいて上記制御対象を主に制御する主制御工程と、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存し、このメモリから取り出した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号をフィードフォワードして上記第１のエラー信号に加算した第３のエラー信号を出力する繰り返し制御工程と、上記第３のエラー信号からフィルタ部により回転同期成分を抽出し、上記主制御部と並行に、上記制御対象に印加する補助制御工程とを備える。 The servo control method according to the present invention has been made in view of the above circumstances, and generates an observation signal in which the disturbance signal is reduced from the observation signal of the control target to which the disturbance is applied, and the control target is based on the observation signal. In the servo control method for controlling the servo mechanism, a first error signal calculation step for obtaining a first error signal from a target signal and the observed signal, and a first error signal obtained by the first error signal calculation step. A main control step for mainly controlling the control target based on a signal obtained by adding a disturbance signal to an error signal, and an adaptive line spectrum enhancement process or an adaptive linear prediction process using the delayed signal for the first error signal. To obtain a second error signal, store the second error signal in a memory having a capacity for one cycle, and repeat using the second error signal extracted from the memory Adaptively generates a disturbance signal by control, and repeated control step disturbance signal this generated by feedforward outputs the third error signal obtained by adding to the first error signal from said third error signal An auxiliary control step of extracting a rotation synchronization component by the filter unit and applying it to the controlled object in parallel with the main control unit;
繰り返し制御工程によって、閉ループを安定化させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、サーボエラー信号から適応的に自動設定し、かつ繰り返し制御工程によるエラー信号の取れ残り量の低域成分を補助制御工程によって抽出し、繰り返し制御工程、及び主制御工程に対してフィードバックする。 The adaptive control is automatically set from the servo error signal so as to satisfy the stability condition such as the multiplication coefficient of the filter for stabilizing the closed loop through the iterative control process, and the low error signal remaining amount by the iterative control process. The components are extracted by the auxiliary control process and fed back to the repeated control process and the main control process.
本発明に係る光ディスク記録又は再生装置は、上記実情に鑑みてなされたものであり、着脱自在なディスク状光記録媒体を装着する装着部と、上記装着部に装着したディスク状記録媒体を所定の回転数で回転させる回転駆動部と、所定のレンズを二軸駆動機構によって二軸方向に駆動しながら、上記回転駆動部によって回転される上記ディスク状記録媒体の情報記録面に光ビームを出射して情報信号を記録するか、又は上記情報記録面からの戻り光に応じた信号を出力して情報信号を再生する光学ヘッド部と、上記光学ヘッド部の所定のレンズの二軸駆動機構に加えられた外乱を観測信号から低減し、この観測信号に基づいて上記二軸駆動機構のサーボ機構を制御するサーボ制御部とを備え、上記サーボ制御部は、目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号算出部と、上記第１のエラー信号算出部によって求められた第１のエラー信号に外乱信号を加算した信号に基づいて上記制御対象を主に制御する主制御部と、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存し、このメモリから取り出した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号をフィードフォワードして上記第１のエラー信号に加算した第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部と、上記第３のエラー信号からフィルタ部により回転同期成分を抽出し、上記主制御部と並行に、上記制御対象に印加する補助制御部とを有する。 An optical disc recording or reproducing apparatus according to the present invention has been made in view of the above circumstances, and a mounting portion for mounting a detachable disc-shaped optical recording medium, and a disc-shaped recording medium mounted on the mounting portion for a predetermined amount. A light beam is emitted to the information recording surface of the disc-shaped recording medium rotated by the rotation driving unit while a predetermined driving lens is driven in a biaxial direction by a biaxial driving mechanism. In addition to an optical head unit that records an information signal or outputs a signal corresponding to the return light from the information recording surface to reproduce the information signal, and a biaxial drive mechanism for a predetermined lens of the optical head unit And a servo control unit that controls the servo mechanism of the biaxial drive mechanism based on the observation signal, and the servo control unit includes a target signal, the observation signal, A first error signal calculation section for obtaining a et first error signal, the said controlled object based on a first signal obtained by adding the disturbance signal to the error signal obtained by the first error signal calculating unit mainly A main control unit to control, and the first error signal is subjected to adaptive line spectrum enhancement processing or adaptive linear prediction processing using the delayed signal to obtain a second error signal. A disturbance signal is adaptively generated by repetitive control using the second error signal extracted from the memory, and the generated disturbance signal is fed forward to feed the first a repetitive control unit for outputting a third error signal obtained by adding the error signal, and extracts a rotation synchronous component by a filter unit from said third error signal, in parallel with the main control unit, the control With the auxiliary control unit to be applied to the elephants.
サーボ制御部の繰り返し制御部によって、閉ループを安定化させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、サーボエラー信号から適応的に自動設定し、かつ繰り返し制御部によるエラー信号の取れ残り量の低域成分を補助制御部によって抽出し、繰り返し制御部、及び主制御部に対してフィードバックする。 The repetitive control unit of the servo control unit automatically sets the multiplication coefficient of the filter for stabilizing the closed loop adaptively from the servo error signal so that the stability condition is satisfied, and the error signal is not left by the repetitive control unit. The amount of the low frequency component is extracted by the auxiliary control unit and fed back to the repetitive control unit and the main control unit.
本発明に係るサーボ制御装置及びサーボ制御方法は、閉ループ系を安定化させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、サーボエラー信号から適応的に自動設定することができ、さらに、特定帯域のゲインをさらにブーストすることが可能であり、その結果、特定帯域にあるエラー成分をさらに抑圧することが可能となる。 The servo control device and the servo control method according to the present invention can adaptively automatically set from the servo error signal so as to satisfy a stability condition such as a multiplication coefficient of a filter for stabilizing the closed loop system, The gain of the specific band can be further boosted, and as a result, the error component in the specific band can be further suppressed.
本発明に係る光ディスク記録又は再生装置は、サーボ品質が一定であるサーボ制御を行って、情報信号をディスク状光記録媒体に対して記録又は再生することができる。 The optical disk recording or reproducing apparatus according to the present invention can perform servo control with constant servo quality to record or reproduce an information signal on a disk-shaped optical recording medium.
以下、本発明を実施するための最良の形態を説明する。この実施の形態は、例えば光ディスク、光磁気ディスク等のディスク状光記録媒体（以下、代表して光ディスクと称する）に情報を記録する光ディスク記録装置や、光ディスクに記録されている情報を再生する光ディスク再生装置で用いられるサーボ制御装置である。このサーボ制御装置は、光学ヘッドの二軸アクチュエータのフォーカスサーボ系、トラッキングサーボ系、又はニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータのギャップサーボ系に適用される。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described. In this embodiment, for example, an optical disk recording apparatus that records information on a disk-shaped optical recording medium (hereinafter, referred to as an optical disk) such as an optical disk or a magneto-optical disk, and an optical disk that reproduces information recorded on the optical disk This is a servo control device used in a playback device. This servo control device is applied to a focus servo system of a biaxial actuator of an optical head, a tracking servo system, or a gap servo system of a biaxial actuator of an optical head used in the near field.
図１はサーボ制御装置１の構成図である。サーボ制御装置１には入力端子２から目標信号r(t)が与えられる。また、入力端子８から外乱信号d(t)が与えられる。出力端子９からは観測信号y(t)が出力される。
FIG. 1 is a configuration diagram of the
目標信号r(t)は、光ディスク記録又は再生装置では一定値であり、一般にゼロである。外乱信号d(t)は、例えば、フォーカスサーボ系ならば面ぶれ、トラッキングサーボ系ならば偏芯に相当する。観測信号y(t)は、例えば、光ディスク記録装置のフォトディテクタで検出されたフォーカスエラー信号又はトラッキングエラー信号に相当する。 The target signal r (t) is a constant value in the optical disk recording or reproducing apparatus, and is generally zero. The disturbance signal d (t) corresponds to, for example, a surface blur in a focus servo system and an eccentricity in a tracking servo system. The observation signal y (t) corresponds to, for example, a focus error signal or a tracking error signal detected by a photodetector of the optical disk recording apparatus.
入力端子２から入力された目標信号r(t)は、減算器３に供給される。減算器３には、後述の加算器７から出力された観測信号y(t)も供給される。減算器３は、目標信号r(t)から観測信号y(t)を減算し、（r(t)−y(t)）からなる第１のエラー信号e(t)を出力し、繰り返し制御器４に供給する。
The target signal r (t) input from the
繰り返し制御器４は、適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器を用いて、第１のエラー信号から非回転同期成分を低減した第２のエラー信号（主に回転同期信号からなる）を得て、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存しながら、上記第１のエラー信号を逐次更新した第３のエラー信号を出力することで、サーボエラー信号（観測信号）の繰り返し制御を実現する。
The
繰り返し制御器４は、第１のエラー信号e(t)を加算器１０及び加算器１１で受け取る。加算器１０には、後述するフィードバック成分も供給されており、エラー信号erpt(t)信号（これも第１のエラー信号と定義する）を加算出力として、適応フィルタ（FA(z)）１２に入力する。適応フィルタ（FA(z)）１２は、ディレイmに基づいて適応線スペクトル強調器（Adaptive Line Enhancer:ALE）又は適応線予測器として動作する部分であり、繰り返し制御を適応的に行う主要部である。この適応フィルタ（FA(z)）１２の出力（第２のエラー信号）は遅延器（Z-n）１３に供給され、遅延器（Z-n）１３により遅延されてから、加算器１０にフィードバックされる。また、遅延器（Z-n）１３の遅延出力には係数乗算器１４により所定係数ｋが乗算されて適応的に外乱信号d＾(t)が生成される。この適応的に生成された外乱信号d＾(t)は、加算器１１にフィードフォワードされる。
The
加算器１１は減算器３の減算出力である第１のエラー信号e(t)と上記適応的に生成された外乱信号d＾(t)を加算し、その加算出力を第３のエラー信号として制御器（C(s)）５に供給する。
The adder 11 adds the first error signal e (t) which is the subtraction output of the
制御器（C(s)）５は、制御対象(P(s))６に接続している。制御対象(P(s))６は、光ディスク記録／再生装置の場合、２軸アクチュエータに相当する。制御対象(P(s))６の出力は加算器７に供給される。加算器７には外乱信号d(t)も供給されている。加算器７は、制御対象(P(s))６の出力に外乱信号d(t)を加算して観測信号y(t)を出力端子９から導出すると共に、観測信号y(t)を減算器３にフィードバックする。図２は適応フィルタ（FA(z)）１２の構成を示した図であるが、連続信号を離散化信号に変換する部分、離散化信号を連続信号に変換する部分については省略している。適応フィルタ（FA(z)）１２は、入力端子１５を介して図１中の加算器１０から供給される第１のエラー信号erpt(t)信号を遅延器（Z-m）１６により遅延してから適応フィルタ（Fadp(z)）１７でフィルタリングし、フィルタリングされた第４のエラー信号ea(n)として出力する。このフィルタリング信号（第４のエラー信号）は、減算器１８に供給される。減算器１８は、上記第１のエラー信号erpt(t)信号から上記フィルタリング信号（第４のエラー信号）を減算し、減算結果ε(n)を第５のエラー信号として適応フィルタ（Fadp(z)）１７に供給する。これにより、減算器１８は、適応フィルタ（Fadp(z)）１７側から第１のエラー信号erpt(t)信号を遅延し適応フィルタによりフィルタリングした信号（第４のエラー信号）と、遅延させずまたフィルタリングもされない第１のエラー信号erpt(t)信号との相関部分を抜き出し、第５のエラー信号である減算結果ε(n)として出力することになる。この第５のエラー信号ε(n)を０とするように、適応フィルタ（Fadp(z)）１７は、遅延器（Z-m）１６の遅延出力である遅延エラー信号erpt(t)信号を適応的にフィルタリングし、フィルタ出力エラー信号ea(n)を出力端子１９から図１中の遅延器（Z-n）１３に出力する。
The controller (C (s)) 5 is connected to the controlled object (P (s)) 6. The control target (P (s)) 6 corresponds to a biaxial actuator in the case of an optical disk recording / reproducing apparatus. The output of the control object (P (s)) 6 is supplied to the
図２中の遅延器（Z-m）１６にあって、遅延mが１ならば、つまりm＝１であると適応フィルタ（Fadp(z)）１７は適応線形予測器として動作する。また、遅延mが１より大ならば、つまりm＞１であると適応フィルタ（Fadp(z)）１７は適応線スペクトル強調フィルタとして動作する。 In the delay unit (Z -m ) 16 in FIG. 2, if the delay m is 1, that is, if m = 1, the adaptive filter (F adp (z)) 17 operates as an adaptive linear predictor. If the delay m is greater than 1, that is, if m> 1, the adaptive filter (F adp (z)) 17 operates as an adaptive line spectrum enhancement filter.
以下、適応フィルタ（Fadp(z)）１７の設定について説明する。図３は遅延mに基づいて処理手順を異ならせる適応フィルタ（Fadp(z)）１７のフローチャートである。ステップＳ１にて遅延m＝１であるとき、ステップＳ２に進み、フィルタ出力エラー信号ea(n)とエラー信号erpt(t)信号との差である誤差信号ε(n)の２乗誤差を求める。そして、ステップＳ３にて誤差信号ε(n)の２乗誤差に基づいて適応フィルタ（Fadp(z)）１７を決定する。 Hereinafter, the setting of the adaptive filter (F adp (z)) 17 will be described. FIG. 3 is a flowchart of the adaptive filter (F adp (z)) 17 that changes the processing procedure based on the delay m. When the delay m = 1 in step S1, the process proceeds to step S2, and the square error of the error signal ε (n), which is the difference between the filter output error signal e a (n) and the error signal e rpt (t) signal. Ask for. In step S3, an adaptive filter (F adp (z)) 17 is determined based on the square error of the error signal ε (n).
また、ステップＳ１にて遅延m＞１であるとき、ステップＳ４に進み、erpt(n-m)信号とエラー信号erpt(n)信号との差である誤差信号ε(n)の２乗誤差を求める。そして、ステップＳ５にて誤差信号ε(n)の２乗誤差に基づいて適応フィルタ（Fadp(z)）１７を決定する。 If the delay m> 1 in step S1, the process proceeds to step S4, and the square error of the error signal ε (n), which is the difference between the erpt (nm) signal and the error signal erpt (n) signal, is calculated. Ask. In step S5, the adaptive filter (F adp (z)) 17 is determined based on the square error of the error signal ε (n).
図４は、遅延m＝１のときの適応フィルタ（Fadp(z)）１７の構成図である。入力端子１５から入力されたエラー信号erpt(n)信号は遅延器（Z-１）１６−１により遅延されてerpt(n-1)信号となる。このerpt(n-1)信号は、適応フィルタ（Fadp(z)）１７に供給される。適応フィルタ（Fadp(z)）１７のフィルタリング出力ea(n)はエラー信号erpt(n)信号から減算器１８により減算されて誤差信号ε(n)が適応フィルタ（Fadp(z)）１７に供給される。適応フィルタ（Fadp(z)）１７は、誤差信号ε(n)の２乗誤差が０となるように、適応線形予測器のFadp(z)を決定して、フィルタリング出力ea(n)を出力端子１９から図１中の遅延器（Z-n）１３に出力する。
FIG. 4 is a configuration diagram of the adaptive filter (F adp (z)) 17 when the delay m = 1. The error signal erpt (n) signal input from the
この遅延m＝１のときの適応フィルタ（Fadp(z)）１７の各タップ係数をf(i)とすると、上記ea(n)は下記の（１）式となる。 When each tap coefficient of the adaptive filter (F adp (z)) 17 when the delay m = 1 is f (i), the above e a (n) is expressed by the following equation (1).
この（１）式によれば過去のerpt(t)から現在の信号e＾rpt(t)を推定していることになるので、適応フィルタ（Fadp(z)）１７は適応線形予測器と呼ばれいる。この構成では、上述したように、ea(n)とerpt(t)との２乗誤差が最小となるように適応フィルタ（Fadp(z)）１７が決定される。 According to the equation (1), since the current signal e rpt (t) is estimated from the past e rpt (t), the adaptive filter (F adp (z)) 17 is an adaptive linear predictor. It is called. In this configuration, as described above, the adaptive filter (F adp (z)) 17 is determined so that the square error between e a (n) and e rpt (t) is minimized.
適応フィルタ（Fadp(z)）１７のタップ数は有限であることから、結局ホワイトノイズ成分（下記（２）式のv(n)）は、予測できず、元の信号erpt(n)から上記ノイズ分がカットされた信号ea(n)を得ることができ、所望のローパスフィルターを得ることができる。 Since the number of taps of the adaptive filter (F adp (z)) 17 is finite, the white noise component (v (n) in the following equation (2)) cannot be predicted after all, and the original signal e rpt (n) Thus, the signal e a (n) from which the noise is cut can be obtained, and a desired low-pass filter can be obtained.
図５は、遅延m＝３のときの適応フィルタ（Fadp(z)）１７の構成図である。このとき遅延mは、遅延させない信号と遅延させた信号との相関がないように選ばれる。入力端子１５から入力されたエラー信号erpt(n)信号は遅延器（Z-３）１６−３により遅延されてerpt(n-3)信号となる。このerpt(n-3)信号は、適応フィルタ（Fadp(z)）１７に供給される。適応フィルタ（Fadp(z)）１７のフィルタリング出力ea(n-3)はエラー信号erpt(n)信号から減算器１８により減算されて誤差信号ε(n)が適応フィルタ（Fadp(z)）１７に供給される。
FIG. 5 is a configuration diagram of the adaptive filter (F adp (z)) 17 when the delay m = 3. At this time, the delay m is selected so that there is no correlation between the non-delayed signal and the delayed signal. The error signal e rpt (n) signal input from the
erpt(n)は、回転同期信号と回転非同期信号とからなり、次の（２）式のように表現される。 e rpt (n) is composed of a rotation synchronization signal and a rotation asynchronous signal, and is expressed as the following equation (2).
このようなノイズ（本例の場合、ホワイトノイズ成分v(n)）を含む周期信号から、ノイズを低減もしくは抑制して、周期信号成分を得るのが適応線スペクトル強調器である。 An adaptive line spectrum enhancer obtains a periodic signal component by reducing or suppressing the noise from a periodic signal including such noise (in this example, white noise component v (n)).
図５において、erpt(n-3)とerpt(n)の差ε(n)の２乗誤差が最小になるように、適応フィルタ（Fadp(z)）１７の各タップ係数が決定される。erpt(n-3)とerpt(n)とは、相関がないことから、結局、（２）式において相関のある回転同期信号成分を適応フィルタ（Fadp(z)）１７が出力することになり、v(n)は適応フィルタ（Fadp(z)）１７により阻止されることになる。この意味で、適応フィルタ（Fadp(z)）１７はm＞１のとき線スペクトル強調器と呼ばれ、所望のローパスフィルタを適応的に得ることから、適応線スペクトル強調器と呼ばれている。 In FIG. 5, each tap coefficient of the adaptive filter (F adp (z)) 17 is determined so that the square error of the difference ε (n) between erpt (n−3) and erpt (n) is minimized. Is done. Since e rpt (n-3) and e rpt (n) have no correlation, the adaptive filter (F adp (z)) 17 outputs the rotational synchronization signal component correlated in the equation (2). Therefore, v (n) is blocked by the adaptive filter (F adp (z)) 17. In this sense, the adaptive filter (F adp (z)) 17 is called a line spectrum enhancer when m> 1, and is called an adaptive line spectrum enhancer because it obtains a desired low-pass filter adaptively. .
次に、図１に示した、サーボ制御装置１を導きだすに至った原理を、いくつかの比較例と比較しながら説明する。
Next, the principle that led to the
図６は、一般的な光ディスクのフォーカスサーボ、又はトラッキングサーボ機構のようなサーボ制御装置（比較例１）２０の構成図である。このサーボ制御装置２０は、図１に示したサーボ制御装置１から繰り返し制御器４を除いた構成である。
FIG. 6 is a configuration diagram of a servo control device (Comparative Example 1) 20 such as a general optical disk focus servo or tracking servo mechanism. The
サーボ制御装置２０には入力端子２から目標信号r(t)が与えられる。また、入力端子８から外乱信号d(t)が与えられる。出力端子９からは観測信号y(t)が出力される。
The
入力端子２から入力された目標信号r(t)は、減算器３に供給される。減算器３には、加算器７から出力された観測信号y(t)も供給されており、フィードバック制御ループを構成している。したがって、減算器３は、目標信号r(t)から観測信号y(t)を以下の（３）式に示すように減算してエラー信号e(t)を出力する。
The target signal r (t) input from the
この（３）式にあって、目標信号r(t)をゼロとすると、r(t)=0であり、下記（４）式が得られる。 In this equation (3), when the target signal r (t) is zero, r (t) = 0, and the following equation (4) is obtained.
図６に示すフィードバック制御では、エラー信号e(t)=0となるように、制御器（C）５から制御量が制御対象（P）６に出力され、２軸アクチュエータのような制御対象（P）６を動作させ、外乱d(t)に追従させる。言い換えると、例えばフォトディテクタのような検出器によって検出された検出信号をフィードバックすることによって、検出信号中の外乱d(t)を抑制するようにサーボを掛けて、エラー信号e(t)が０になるように制御する。エラー信号e(t)は、動作誤差に相当し、エラー信号e(t)を減算器３にフィードバックさせることで、理論的にはe(t)=0となる。
In the feedback control shown in FIG. 6, the control amount is output from the controller (C) 5 to the control object (P) 6 so that the error signal e (t) = 0, and the control object (such as a biaxial actuator) ( P) Operate 6 to follow the disturbance d (t). In other words, by feeding back a detection signal detected by a detector such as a photodetector, for example, the servo is applied to suppress disturbance d (t) in the detection signal, and the error signal e (t) becomes zero. Control to be. The error signal e (t) corresponds to an operation error, and e (t) = 0 is theoretically obtained by feeding back the error signal e (t) to the
しかしながら、安定性を確保するためのサーボ帯域の制限から、完全にエラー信号e(t)=0とすることは、実際には難しく、何らかの取れ残りが生じる。光ディスク記録／再生装置を例とすると、例えばフォーカスサーボの場合では、焦点深度内に入っていれば、フォーカスずれの影響はないので、取れ残り許容量は焦点深度以下と規定される。例えば、ＣＤでは±1.9μm、ＤＶＤでは±0.9μm程度である。また、トラッキングサーボの場合は、ＲＦ信号処理にも依存する。例えば、トラックピッチの±3-4％程度である。 However, it is actually difficult to completely set the error signal e (t) = 0 because of the limitation of the servo band for ensuring the stability, and there is some remaining. Taking an optical disk recording / reproducing apparatus as an example, in the case of focus servo, for example, if it is within the depth of focus, there is no influence of focus shift, so the remaining amount is defined as the depth of focus or less. For example, it is about ± 1.9 μm for CD and about ± 0.9 μm for DVD. In the case of tracking servo, it also depends on RF signal processing. For example, it is about ± 3-4% of the track pitch.
一方で、光ディスク記録／再生装置では、転送レートの向上を目指し、高速回転の要求が高まっている。この場合、高速回転に応じて、サーボ帯域を向上させることにより、取れ残りを許容量以下にすることができる場合がある。しかし、アクチュエータの特性（２次共振等）の制約により、サーボ帯域を上げられない場合もある。 On the other hand, in the optical disk recording / reproducing apparatus, there is an increasing demand for high-speed rotation in order to improve the transfer rate. In this case, there is a case where the remaining amount can be reduced to an allowable amount or less by improving the servo band according to the high speed rotation. However, there are cases where the servo band cannot be increased due to restrictions on actuator characteristics (secondary resonance, etc.).
この場合、エラー信号は取れ残り量が増え、例えば図７に示すようになり、フォーカスエラー、トラッキングエラーの許容誤差を超えてしまう。図７は目標信号r(t)に対する観測信号y(t)の差として求めたエラー信号e(t)の時間（sec）に対する振幅レベル変化を示している。目標値r(t)に対するエラー信号の取れ残り量の変動が大きいのが明らかである。 In this case, the remaining amount of error signals increases, as shown in FIG. 7, for example, which exceeds the allowable error of focus error and tracking error. FIG. 7 shows a change in amplitude level with respect to time (sec) of the error signal e (t) obtained as a difference between the observed signal y (t) and the target signal r (t). It is clear that the error signal remaining amount varies greatly with respect to the target value r (t).
この図７に示した取れ残り量の変動を抑えて観測信号y(t)を目標値r(t)に近づけるには、先ずDCゲインを上げてやることが考えられる。1/DCゲインで変動を抑圧できるのでDCゲインを上げれば変動を抑えて観測信号y(t)を目標値r(t)に近づけられるはずである。しかし、DCゲインを上げると安定性が得られなくなるのでDCゲインを上げるという方法は採用できない。 In order to suppress the fluctuation of the remaining amount shown in FIG. 7 and bring the observation signal y (t) closer to the target value r (t), it is conceivable to first increase the DC gain. Since the fluctuation can be suppressed by 1 / DC gain, if the DC gain is increased, the fluctuation should be suppressed and the observation signal y (t) should be brought close to the target value r (t). However, if the DC gain is increased, stability cannot be obtained, so the method of increasing the DC gain cannot be adopted.
そこで、観測信号y(t)から回転成分を抑制することが考えられる。光ディスクの場合には、回転体であるので、一般に取れ残りエラー信号成分は、回転周期の整数倍の和の成分が大きく、以下のような（５）式で表せる。 Therefore, it is conceivable to suppress the rotation component from the observation signal y (t). In the case of an optical disk, since it is a rotator, generally the unrecovered error signal component has a large sum of integer multiples of the rotation period and can be expressed by the following equation (5).
ここで、（５）式の第１項は回転同期成分、第２項は非回転同期成分である。図７で示したエラー信号の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）解析結果を図８に示す。図８にあって、横軸は周波数（Hz)であり、縦軸は振幅を示している。ピークが立っている580Hzのところが、第１項の回転同期成分のＮ倍に相当し、高域に広がっているベース部分の周波数成分が、第２項の非回転同期成分に相当する。 Here, the first term of the equation (5) is a rotation synchronization component, and the second term is a non-rotation synchronization component. FIG. 8 shows the result of fast Fourier transform (FFT) analysis of the error signal shown in FIG. In FIG. 8, the horizontal axis represents frequency (Hz) and the vertical axis represents amplitude. The peak at 580 Hz corresponds to N times the rotation-synchronized component of the first term, and the frequency component of the base portion spreading in the high range corresponds to the non-rotation-synchronized component of the second term.
従って、制御理論でよく知られている「内部モデル原理」により、制御器（C）５に外乱発生モデル、この比較例１の場合、上記第１項を発生させる機構をサーボループ内に設ければ、第１項の回転同期成分を抑制できる。図８でみてもわかるように第１項が支配的なので、上記の方法により、取れ残りエラーの改善が可能である。 Therefore, according to the “internal model principle” well known in the control theory, a disturbance generation model is provided in the controller (C) 5, and in the case of this comparative example 1, a mechanism for generating the first term is provided in the servo loop. For example, the rotation synchronization component of the first term can be suppressed. As can be seen from FIG. 8, the first term is dominant, so that the remaining error can be improved by the above method.
そこで、上記外乱発生モデルとして、エラー信号の１周期分を記憶（メモリ）して繰り返し制御を行う繰り返し制御器が使われる。この繰り返し制御器を、図６の制御器（C）５に接続して構成したのが図９のサーボ制御装置２１（比較例２）である。この比較例２内の繰り返し制御器２２で実行されるのが繰り返し制御と呼ばれる手法である。繰り返し制御器２２内のメモリ（e−ｓＴ）２４は、１周期分のエラー信号を記憶する。Ｔは１周期の時間である。また、ｓはラプラス演算子である。
Therefore, a repetitive controller that stores (memory) one cycle of the error signal and performs repetitive control is used as the disturbance generation model. The repetitive controller is connected to the controller (C) 5 of FIG. 6 to configure the servo controller 21 (Comparative Example 2) of FIG. What is executed by the
比較例２の構成を示す図９にあって、減算器３から出力されたエラー信号e(t)は繰り返し制御器２２内の加算器２３を介して１周期分の容量を持つメモリ（e−ｓＴ）２４に供給される。メモリ（e−ｓＴ）２４は、上記エラー信号を保存してから、繰り返し制御器２２内の加算器２３に供給する。またメモリ（e−ｓＴ）２４は、１周期分保存したエラー信号e'(t)を制御器（C(s)）５にフィードフォワードして供給する。制御器（C(s)）５は、制御量を制御対象（P(S)）６に供給する。この繰り返し制御器２２は、上記取れ残り成分をメモリ（e−ｓＴ）２４に保存しながら、その取れ残り成分e＾(t)を加算器２８にフィードフォワードしている。加算器２８は、減算器３から出力されたエラー信号e(t)に取れ残り成分e＾(t)を加算する。加算器２８から加算出力は制御器（C(s)）５に供給され、制御器（C(s)）５は加算出力に基づいた制御量を制御対象（P(S)）６に供給する。したがって、比較例２の加算器７から導出される観測信号y(t)は回転同期成分が抑制された信号となる。
In FIG. 9 showing the configuration of Comparative Example 2, the error signal e (t) output from the
繰り返し制御の安定性を考えるために、図９において、制御器（C(s)=１）５として繰り返し制御のみに注目してみる。この場合、図９において、目標値r(t)からエラー信号e(t)への伝達関数Ter(s)は、以下の（６）式のようになる。 In order to consider the stability of the repetitive control, attention is paid to only the repetitive control as the controller (C (s) = 1) 5 in FIG. In this case, in FIG. 9, the transfer function T er (s) from the target value r (t) to the error signal e (t) is expressed by the following equation (6).
（６）式において、s→∞を考えると、P(∞)=0となる。なぜなら、制御対象P(s)６であるアクチュエータは、厳密にプロバー（分母次数＞分子次数）だからである。逆に、分母次数≦分子次数であると、未来値により現在値が決まることになり、物理法則の因果律から考えてあり得ない。 In the equation (6), considering s → ∞, P (∞) = 0. This is because the actuator that is the control target P (s) 6 is strictly a prober (denominator order> numerator order). Conversely, if the denominator order is equal to or less than the numerator order, the current value is determined by the future value, which cannot be considered from the causality of the physical law.
また、ｓ＝j(2kπ)/Tとおいて、kを大きくすると、虚軸上の無限遠点のこれらの周期的位置で、以下の（７）式が成立するようになり、閉ループ系の安定性が保証されなくなる。 When k is increased when s = j (2kπ) / T, the following equation (7) is established at these periodic positions at the infinity point on the imaginary axis, and the stability of the closed loop system is stabilized. Sexuality is no longer guaranteed.
そこで、次に説明する修正型の繰り返し制御器が考えられる。この修正型の繰り返し制御器を、図９の繰り返し制御器２２の代わりに用いて、制御器（C(s)）５に接続したのが、図１０に示すサーボ制御装置（比較例３）２５である。
Accordingly, a modified repetitive controller described below can be considered. This modified repetitive controller is used in place of the
図１０にあって、減算器３から出力されたエラー信号e(t)は修正型の繰り返し制御器２６内の加算器２７及び加算器２８に供給される。エラー信号e(t)が供給された加算器２７には１周期分の容量を持つメモリ（e−ｓＴ ）３０から戻されたエラー信号も供給される。加算器２７は、上記エラー信号e(t)にメモリ（e−ｓＴ ）３０から戻されたエラー信号を加算し、その加算出力をフィルタ（F（s)）２９に供給する。フィルタ（F（s)）２９のフィルタ出力はメモリ（e−ｓＴ ）３０に保持されてからエラー信号e＾(t)として上述したように加算器２７に戻されると共に、加算器２８にもフィードフォワードにより供給される。加算器２８は上記エラー信号e(t)とエラー信号e＾(t)を加算した加算出力を制御器（C(s)）５に供給する。制御器（C(s)）５は、制御量を制御対象（P(S)）６に供給する。
In FIG. 10, the error signal e (t) output from the
この場合、目標値r(t)からエラーe(t)への伝達関数Ter(s)は、以下の（８）式のようになる。 In this case, the transfer function T er (s) from the target value r (t) to the error e (t) is expressed by the following equation (8).
これに対して、以下の（９）式で示す条件Ａ．、（１０）式で示す条件Ｂ．を満たすように、フィルタ（F（s)）２９を選べば、周期Ｔにかかわらず、繰り返し制御器２６は安定となることが知られている。
On the other hand, condition A. shown by the following formula (9). , (10) Condition B. It is known that if the filter (F (s)) 29 is selected so as to satisfy the condition, the
条件Ａ．については、繰り返し制御器２６がない場合のフィードバック制御系が閉ループ安定であるならば、安定である。制御系設計では、閉ループ安定であるように設計されるので、Ａ．の条件は、通常、満足している。
Condition A. Is stable if the feedback control system without the
条件Ｂ．については、条件Ｂ．を満たすようにフィルタ（F（s））２９を設計するのがポイントとなる。ここで、F(s)＝１でかつ、条件Ａ．かつ条件Ｂ．を満たせば、以下の（１１−１）式及び（１１−２）式となる。 Condition B. For condition B. The point is to design the filter (F (s)) 29 to satisfy the above. Here, F (s) = 1 and conditions A. And condition B. If these are satisfied, the following equations (11-1) and (11-2) are obtained.
このため、目標値R(s)の虚軸の極は、Ter(s)のゼロ点とキャンセルされることとなり、完全にエラーをゼロとすることができる。 For this reason, the pole of the imaginary axis of the target value R (s) is canceled as the zero point of T er (s), and the error can be completely zero.
しかし、制御対象P(s)６は、厳密にプロパーであり、P(∞)＝０であることから、Ｂの条件がくずれ、全域にわたってF(s)=1とおくことができない。そこで、フィルタ（F(s)）２９は、条件Ｂ．を満たす範囲のローパスフィルタに設定することとなる。 However, since the control object P (s) 6 is strictly proper and P (∞) = 0, the condition of B is broken, and F (s) = 1 cannot be set over the entire area. Therefore, the filter (F (s)) 29 is a condition B.I. It is set to a low-pass filter in a range that satisfies the above.
フィルタ（F(s)）２９としては、一般に１次遅れ型ローパスフィルタが用いられることが多い。図１１に、１次遅れ型ローパスフィルタの代表的な伝達関数1+CPとFとの関係を示す。この図１１では、カットオフ周波数を4kHzとしている。図１１に示した伝達関数1+CPとFの関係は、条件Ｂ．を満たしている。しかしながら、１次遅れ型のローパスフィルタの場合、例えば、以下の（１２）式とすると、図１０において、繰り返し制御器２６の伝達関数H(s)は、以下の（１３）式のようになる。
As the filter (F (s)) 29, a first-order lag type low-pass filter is generally used in many cases. FIG. 11 shows a relationship between a
このとき、繰り返し制御器２６の伝達関数H(s)は、周期外乱周波数ωｋを以下の（１４−１）式としたときには、（１４−２）式としか機能しない。
At this time, the transfer function H (s) of the
つまり、F(s)=1の理想の場合、つまりT=0と比較した場合、理想の場合は、
H(s)=∞
となるのに対して、１次遅れ型のローパスフィルタを用いた場合、ゲインは制限され、十分な抑制効果が得られないことになる。
That is, in the ideal case of F (s) = 1, that is, when compared with T = 0, in the ideal case,
H (s) = ∞
On the other hand, when the first-order lag type low-pass filter is used, the gain is limited and a sufficient suppression effect cannot be obtained.
この問題が生じるのは、図１２に示すように、１次遅れ型ローパスフィルタが、ゲインがあまり下がらないにもかかわらず（例えば、1kHz以下）、位相が回り、かつ位相回りの特性に直線位相特性がないからである。直線位相特性があれば、たとえ位相が回っても波形は時間シフトするだけで周波数は変わらない（波形は歪まない）。直線位相特性は、例えばむだ時間に相当する。そこで、1次遅れ型ローパスフィルタを用いる場合、以下の（１５）式に示すようにディレイτにて、繰り返し周期を補正する。つまり、繰り返し周期よりτだけ補正した周期にて、繰り返し制御器を構成する方法が知られている。 This problem occurs because, as shown in FIG. 12, the first-order lag type low-pass filter has a phase rotation and a linear phase characteristic in the phase rotation characteristic even though the gain does not decrease much (for example, 1 kHz or less). This is because there is no characteristic. If there is a linear phase characteristic, even if the phase rotates, the waveform will only shift in time and the frequency will not change (the waveform will not be distorted). The linear phase characteristic corresponds to dead time, for example. Therefore, when a first-order lag low-pass filter is used, the repetition period is corrected with a delay τ as shown in the following equation (15). In other words, a method is known in which the repetitive controller is configured with a period corrected by τ from the repetitive period.
あるいは、上記１次遅れ型ローパスフィルタの問題を回避するために、ローパスフィルタとして、直線位相特性を持つＦＩＲフィルタを用いる手法もある。図１３にＦＩＲフィルタのゲイン特性と位相特性の一例を示す。 Alternatively, in order to avoid the problem of the first-order lag type low-pass filter, there is a method using an FIR filter having a linear phase characteristic as the low-pass filter. FIG. 13 shows an example of gain characteristics and phase characteristics of the FIR filter.
図１３に示すように、ＦＩＲフィルタは直線位相特性を持ち、１次遅れ型のローパスフィルタを用いた場合のゲイン制限の問題は生じない。 As shown in FIG. 13, the FIR filter has a linear phase characteristic, and there is no problem of gain limitation when a first-order lag type low-pass filter is used.
ＦＩＲ型ローパスフィルタを用いた場合、設計手法としては、所望の特性を離散周波数空間で与え、それを逆離散フーリエ変換することで、時間応答を求め係数を設定する手法が知られているが、１次遅れ型パスフィルタの場合と比較して複雑である。また、仕様が合致するまで、係数決定までに、やはり試行錯誤が必要である。 In the case of using an FIR type low-pass filter, as a design method, a method is known in which a desired characteristic is given in a discrete frequency space and an inverse discrete Fourier transform is performed to obtain a time response to set a coefficient. Compared to the case of the first-order lag type pass filter, it is more complicated. In addition, trial and error is still necessary until the coefficients are determined until the specifications are met.
また、１次遅れ型ローパスフィルタでも、ＦＩＲフィルタでも、条件Ｂ．をみたす様に可能な限りローパスフィルタの帯域をあげることで、回転同期成分に起因する誤差は減少する。しかしながら、回転同期信号だけでなく回転非同期信号も記憶し、回転非同期信号成分については、繰り返し制御を用いない場合と比較して増大し、かえって悪化してしまう。 Whether the first-order lag low-pass filter or FIR filter is used, the condition B. By increasing the band of the low-pass filter as much as possible, the error due to the rotation synchronization component is reduced. However, not only the rotation synchronization signal but also the rotation asynchronous signal is stored, and the rotation asynchronous signal component increases as compared with the case where the repetitive control is not used, and becomes worse.
つまり、回転非同期信号成分として、以下の（１６）式を考える。 That is, the following equation (16) is considered as the rotation asynchronous signal component.
（１６）式にあって、ローパスフィルターの帯域内で、F(s)=1とし、上記（８）式に代入すると、以下の（１７）式が得られる。 In the equation (16), when F (s) = 1 is set in the band of the low-pass filter and the value is substituted into the equation (8), the following equation (17) is obtained.
繰り返し制御を用いない場合、F(s)=0に相当するから、（８）式に代入すると、以下の（１８）式が得られる。 When the repetitive control is not used, it corresponds to F (s) = 0. Therefore, substituting into the equation (8) yields the following equation (18).
（１７）式と（１８）式とを比較すると、回転非同期成分については、２倍程度悪化しうることがわかる。 Comparing the equations (17) and (18), it can be seen that the rotation asynchronous component can be deteriorated by about twice.
そこで、ローパスフィルタF(s)を設計する場合は、カットオフ周波数を変化させて、誤差が最小になるように試行錯誤にて設定しているのが現状である。 Therefore, when designing the low-pass filter F (s), the current situation is that the cut-off frequency is changed and set by trial and error so that the error is minimized.
以上に説明したような現状から、ローパスフィルタを自動的に、エラー信号に適応して設計するために、図１に示したサーボ制御装置１を具体例とする本発明を導きだした。
From the present situation as described above, the present invention using the
次に、図１〜図５を参照して上述したサーボ制御装置１の中の適応フィルタ（Fadp(z)）１７の具体例について図１４〜図２２を用いて説明する。
Next, a specific example of the adaptive filter (F adp (z)) 17 in the
図１４は、m＞１の場合に適応フィルタ（Fadp(z)）１７として用いることのできるFIRフィルタの具体例を示す図である。FIRフィルタは、位相特性に直線位相特性を持つことができる。また、安定性を保証することができる。 FIG. 14 is a diagram showing a specific example of an FIR filter that can be used as the adaptive filter (F adp (z)) 17 when m> 1. The FIR filter can have a linear phase characteristic as a phase characteristic. Moreover, stability can be guaranteed.
入力端子１５から供給されたエラー信号erpt(n)信号は遅延器（z-m）１６０１によってm>1だけ遅延されてから遅延器（z-1）１６０２及び係数ｈ０の乗算器１７０１に供給される。遅延器（z-1）１６０２はmだけ遅延されたエラー信号erpt(n)信号をさらに遅延（-1)してから遅延器（z-1）１６０３及び係数ｈ１の乗算器１７０２に供給する。遅延器（z-1）１６０３は遅延器（z-1）１６０２の遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z-1）及び係数ｈ２の乗算器１７０３に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z-1）によって遅延された出力は最終段に接続された遅延器（z-1）１６０４及び係数ｈMの乗算器１７０４に供給される。
Supplied from the
乗算器１７０１、乗算器１７０２、乗算器１７０３・・・乗算器１７０４は、遅延器（z-m）１６０１、遅延器（z-1）１６０２ 、遅延器（z-1）１６０３ ・・・遅延器（z-1）１６０４によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７０８によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ｈ０、係数ｈ１ 、係数ｈ２ ・・・係数ｈMを乗算する。
The
乗算器１７０１、乗算器１７０２、乗算器１７０３・・・乗算器１７０４の各乗算出力は、加算器１７０５、加算器１７０６・・・加算器１７０７によって加算され、エラー信号ea(n)として出力されるとともに減算器１８に供給される。減算器１８は遅延させずまたフィルタリングもされないエラー信号erpt(n)信号からエラー信号ea(n)を減算したε(n)を係数修正アルゴリズム１７０８に供給する。
The multiplication outputs of the
係数修正アルゴリズム１７０８ は、上記ε(n)の例えば２乗誤差が最小となるように乗算器１７０１、乗算器１７０２、乗算器１７０３・・・乗算器１７０４の係数ｈ０、係数ｈ１ 、係数ｈ２ ・・・係数ｈMを修正する。つまり、適応フィルタ（Fadp(z)）１７は、乗算器１７０１、乗算器１７０２、乗算器１７０３・・・乗算器１７０４の係数ｈ０、係数ｈ１ 、係数ｈ２ ・・・係数ｈMを自動的に修正しながら決定することができる。そして、乗算器１７０１、乗算器１７０２、乗算器１７０３・・・乗算器１７０４は、自動的に修正された係数ｈ０、係数ｈ１ 、係数ｈ２ ・・・係数ｈMを用いて元の信号erpt(n)からホワイトノイズ分がカットされた信号ea(n)を得て出力端子１９から出力できる。
The
このように図１４に示したFIRフィルタは、直線位相特性を持ち、さらに安定性が保証された上で、乗算器１７０１、乗算器１７０２、乗算器１７０３・・・乗算器１７０４の係数ｈ０、係数ｈ１ 、係数ｈ２ ・・・係数ｈMを自動的に修正しながら決定して、上記信号ea(n)を出力端子１９から出力できる。
FIR filter shown thus in Figure 14 has a linear phase characteristic, in further stability is assured, the multiplier 17 01, multiplier 17 02, the multiplier 17 03 ... multiplier 17 04 Coefficient h 0 , coefficient h 1 , coefficient h 2 ... Coefficient h M can be determined while automatically correcting and the signal e a (n) can be output from the
また、FIR型フィルタと異なり直線位相特性や安定性は保証されないものの、FIRと比べて低次数にて同等の周波数ゲイン特性を得られるものとしてIIR型も考えられる。IIR型の場合でも、上記（１５）式のようにディレイ補正することで、次数を抑えて実現することも可能である。 Unlike the FIR type filter, the linear phase characteristic and stability are not guaranteed, but the IIR type is also considered as being capable of obtaining the same frequency gain characteristic at a lower order than the FIR type. Even in the case of the IIR type, the order can be suppressed by correcting the delay as in the above equation (15).
図１５には、m＞１の場合に適応フィルタ（Fadp(z)）１７として用いることのできるバイクワッド直接Ｉ型のIIR型フィルタを示す。入力端子１５から供給されたエラー信号erpt(n)信号は遅延器（z-m）１６０５によってm>1だけ遅延されてから、遅延器（z-m）１６０５と並列に接続された遅延器（z-1）１６０６及び係数ａ０の乗算器１７０９に供給される。遅延器（z-1）１６０６ は、mだけ遅延されたエラー信号erpt(n)信号をさらに遅延（-1)してから遅延器（z-1）１６０７及び係数ａ１の乗算器１７１０に供給する。遅延器（z-1）１６０７は遅延器（z-1）１６０６の遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z-1）及び係数ａ２の乗算器１７１１に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z-1）によって遅延された出力は遅延器（z-1）１６０８及び係数ａMの乗算器１７１２に供給される。
FIG. 15 shows a biquad direct I-type IIR filter that can be used as the adaptive filter (F adp (z)) 17 when m> 1. Error signal e rpt (n) signal supplied from the
乗算器１７０９、乗算器１７１０、乗算器１７１１・・・乗算器１７１２は、遅延器（z-m）１６０５、遅延器（z-1）１６０６ 、遅延器（z-1）１６０７ ・・・遅延器（z-1）１６０８によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７１６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ａ０、係数ａ１ 、係数ａ２ ・・・係数ａMを乗算する。
The
乗算器１７０９、乗算器１７１０、乗算器１７１１・・・乗算器１７１２の各乗算出力は加算器１７１７に供給される。
The multiplication outputs of the
この加算器１７１７の加算出力となるエラー信号ea(n)は、並列に接続された遅延器（z-1）１６０９に供給される。遅延器（z-1）１６０９ は、遅延されたエラー信号ea(n)をさらに遅延（-1)してから遅延器（z-1）１６１０及び係数ｂ０の乗算器１７１３に供給する。遅延器（z-1）１６１０は遅延器（z-1）１６０９の遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z-1）及び係数ｂ１の乗算器１７１４に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z-1）によって遅延された出力は遅延器（z-1）１６１１及び係数ｂMの乗算器１７１５に供給される。
The error signal e a (n) that is an addition output of the
乗算器１７１３、乗算器１７１４、・・・乗算器１７１５は、遅延器（z-m）１６０９、遅延器（z-1）１６１０ 、 ・・・遅延器（z-1）１６１１によって遅延された各出力に対して係数修正アルゴリズム実行部１７１６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ｂ０、係数ｂ１ ・・・係数ｂMを乗算する。乗算器１７１３、乗算器１７１４、・・・乗算器１７１５の乗算出力は加算器１７１７に戻される。
The
加算器１７１７は、加算出力をエラー信号ea(n)として出力するとともに減算器１８に供給する。減算器１８は遅延させずまたフィルタリングもされないエラー信号erpt(n)信号からエラー信号ea(n)を減算したε(n)を係数修正アルゴリズム１７１６に供給する。
The
係数修正アルゴリズム１７１６ は、上記ε(n)の例えば２乗誤差が最小となるように乗算器１７０９、乗算器１７１０、乗算器１７１１・・・乗算器１７１２の係数ａ０、係数ａ１ 、係数ａ２ ・・・係数ａMを修正する。また、乗算器１７１３、乗算器１７１４、・・・乗算器１７１５の係数ｂ０、係数ｂ１ ・・・係数ｂMを修正する。つまり、適応フィルタ（Fadp(z)）１７は、乗算器１７０９、乗算器１７１０、乗算器１７１１・・・乗算器１７１２の係数ａ０、係数ａ１ 、係数ａ２ ・・・係数ａM、乗算器１７１３、乗算器１７１４、・・・乗算器１７１５の係数ｂ０、係数ｂ１ ・・・係数ｂMを自動的に修正しながら決定することができる。そして、乗算器１７０９、乗算器１７１０、乗算器１７１１・・・乗算器１７１２と、乗算器１７１３、乗算器１７１４、・・・乗算器１７１５は自動的に修正された係数ａ０、係数ａ１ 、係数ａ２ ・・・係数ａM、係数ｂ０、係数ｂ１ ・・・係数ｂMを用いて元の信号erpt(n)からホワイトノイズ分がカットされた信号ea(n)を得て出力端子１９から出力できる。
The
このように図１５に示したIIRフィルタは、FIR型フィルタとは異なり直線位相特性や安定性は保証されないものの、位相遅れがなければ、FIRと比べて低次数にて同等の周波数ゲイン特性を得ることができる。 As described above, the IIR filter shown in FIG. 15 differs from the FIR type filter in that linear phase characteristics and stability are not guaranteed, but if there is no phase delay, the same frequency gain characteristics can be obtained at a lower order than the FIR. be able to.
次に、図１６には、m＞１の場合に適応フィルタ（Fadp(z)）１７として用いることのできるバイクワッド直接II型のIIR型フィルタを示す。入力端子１５から供給されたエラー信号erpt(n)信号は遅延器（z-m）１６１２によってm>1だけ遅延されてから加算器１７１８に供給される。加算器１７１８の加算出力は加算器１７１８と並列に接続された遅延器（z-1）１６１３及び係数ａ０の乗算器１７２２に供給される。遅延器（z-1）１６１３ は、mだけ遅延されたエラー信号erpt(n)信号をさらに遅延（-1)してから遅延器（z-1）１６１４、係数ｂ１の乗算器１７１９及び係数ａ１の乗算器１７２３に供給する。遅延器（z-1）１６１４は、遅延器（z-1）１６１３による遅延出力をさらに遅延（-1)してから次段に接続された遅延器（z-1）、係数ｂ２の乗算器１７２０及び係数ａ２の乗算器１７２４に供給する。この後、破線で省略した後段の遅延器（z-1）によって遅延された出力は遅延器（z-1）１６１５ 、係数ｂMの乗算器１７２１及び係数ａMの乗算器１７２５に供給する。
Next, FIG. 16 shows a biquad direct II type IIR type filter that can be used as the adaptive filter (F adp (z)) 17 when m> 1. Error signal e rpt (n) signal supplied from the
乗算器１７１９、乗算器１７２０・・・乗算器１７２１は、遅延器（z-１）１６１５、遅延器（z-1）１６１４ ・・・遅延器（z-1）１６１５によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７２６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ｂ１、係数ｂ２ ・・・係数ｂMを乗算する。また、乗算器１７２２、乗算器１７２３、乗算器１７２４・・・乗算器１７２５は、加算器１７１８を介した遅延器（z-m）１６１２、遅延器（z-1）１６１３ 、遅延器（z-1）１６１４ ・・・遅延器（z-1）１６１５によって遅延された各出力に係数修正アルゴリズム実行部１７２６によって実行される係数修正アルゴリズムに従って修正された係数ａ０、係数ａ１ 、係数ａ２ ・・・係数ａMを乗算する。
The
乗算器１７１９、乗算器１７２０・・・乗算器１７２１の各乗算出力は加算器１７１８に供給される。また、乗算器１７２２、乗算器１７２３、乗算器１７２４・・・乗算器１７２５の各乗算出力は加算器１７２７に供給される。
The multiplication outputs of the
加算器１７２７の加算出力となるエラー信号ea(n)は、出力端子１９に供給されると共に減算器１８に供給される。減算器１８は遅延させずまたフィルタリングもされないエラー信号erpt(n)信号からエラー信号ea(n)を減算したε(n)を係数修正アルゴリズム１７２６に供給する。
係数修正アルゴリズム１７２６は、上記ε(n)の例えば２乗誤差が最小となるように乗算器１７１９、乗算器１７２０・・・乗算器１７２１の係数ｂ１ 、係数ｂ２ ・・・係数ｂMを修正する。また、乗算器１７２２、乗算器１７２３、乗算器１７２４・・・乗算器１７２５の係数ａ０、係数ａ１、係数ａ２ ・・・係数ａMを修正する。つまり、適応フィルタ（Fadp(z)）１７は、乗算器１７１９、乗算器１７２０・・・乗算器１７２１の係数ｂ１ 、係数ｂ２ ・・・係数ｂM、乗算器１７２２、乗算器１７２３、乗算器１７２４・・・乗算器１７２５の係数ａ０、係数ａ１、係数ａ２ ・・・係数ａMを自動的に修正しながら決定することができる。そして、乗算器１７１９、乗算器１７２０・・・乗算器１７２１と乗算器１７２２、乗算器１７２３、乗算器１７２４・・・乗算器１７２５は自動的に修正された係数ｂ１ 、係数ｂ２・・・係数ｂMと、係数ａ０、係数ａ１ 、係数ａ２ ・・・係数ａMを用いて元の信号erpt(n)からホワイトノイズ分がカットされた信号ea(n)を得て出力端子１９から出力できる。
Coefficient correction algorithm 17 26 the ε multiplier 17 19 As example squared error (n) is minimized, the coefficient b 1 of the multiplier 17 20 ... multiplier 17 21, the
このように図１６に示したバイクワッド直接II型のIIRフィルタでも、FIR型フィルタとは異なり直線位相特性や安定性は保証されないものの、位相遅れがなければ、FIRと比べて低次数にて同等の周波数ゲイン特性を得ることができる。また、図１５に示したバイクワッド直接I型のIIRフィルタに比して遅延器の数を半分にすることができる。 In this way, the biquad direct II type IIR filter shown in FIG. 16 does not guarantee linear phase characteristics or stability unlike the FIR type filter, but is equivalent to a lower order than the FIR if there is no phase lag. Frequency gain characteristics can be obtained. Further, the number of delay devices can be halved compared to the biquad direct I-type IIR filter shown in FIG.
上記図１４、図１５及び図１６に構成を示した各フィルタにあって各係数は、実際の信号erpt(n)とフィルタ出力ea(n)との誤差ε(n)の２乗平均誤差が最小になるように各係数修正アルゴリズム実行部１７０８、１７１６、１７２６で実行される係数修正アルゴリズムにより決定される。誤差ε(n)の２乗平均誤差を最小値とするのを実現するための適応アルゴリズムとしては、周知の最小2乗アルゴリズムに基づくRLS(Recursive Least squares)アルゴリズムや、逐次修正アルゴリズムに基づくLMSアルゴリズムが用いられる。
In each filter shown in FIGS. 14, 15 and 16, each coefficient is the mean square of the error ε (n) between the actual signal e rpt (n) and the filter output e a (n). error is determined by the coefficient correction algorithm executed by each coefficient correction
例えば、LMSアルゴリズムでは、上記図１４、図１５及び図１６に構成を示した各フィルタ毎に、次の（１９）〜（２１）式により各係数が決定される。 For example, in the LMS algorithm, each coefficient is determined by the following equations (19) to (21) for each filter whose configuration is shown in FIGS. 14, 15, and 16.
図１４のFIR型フィルタの場合は（１９）式により係数が決定される。 In the case of the FIR filter of FIG. 14, the coefficient is determined by the equation (19).
図１５、図１６のIIRフィルタの場合の係数ａｋと係数ｂｋは（２０）式、（２１）式により決定される。 The coefficients a k and b k in the case of the IIR filter of FIGS. 15 and 16 are determined by the equations (20) and (21).
なお、上記（１９）式、（２０）式、（２１）式において、μは係数の収束速度を決めるパラメータである。 In the above equations (19), (20), and (21), μ is a parameter that determines the convergence speed of the coefficient.
次に、図１７には、図１４に示したFIRフィルタによる適応線スペクトル強調器を用いて、適応させた場合のフィルタ（Fadp(s)）１７の周波数に対するゲインの大きさの変化と、位相の変化特性を示す。図１７に示すように、得られたフィルタの周波数特性は、カットオフ周波数を１０３Hｚ付近とするローパスフィルタとなっていることがわかる。また、FIR型であることから直線位相特性を示していることもわかる。 Next, FIG. 17 shows a change in the magnitude of the gain with respect to the frequency of the filter (F adp (s)) 17 in the case of adaptation using the adaptive line spectrum enhancer by the FIR filter shown in FIG. The phase change characteristic is shown. As shown in FIG. 17, it can be seen that the frequency characteristic of the obtained filter is a low-pass filter having a cutoff frequency near 10 3 Hz. It can also be seen that the linear phase characteristic is shown because of the FIR type.
また、図１８にFadp(s)と伝達関数1＋CPとの関係を示す。図１８に示すように、上記（１０）式に示した条件B．を満足していることがわかる。
FIG. 18 shows the relationship between F adp (s) and
また、図１９には、本実施の形態による効果の例を示す。図１９(a)は、回転非同期信号を含むフォーカスエラー原信号である。図１９(b)は、本発明によるALEを用いた適応フィルタを通した後のフォーカスエラー信号である。図１９(c)は、図１９(a)と図１９(b)の差分信号であり、回転非同期成分である。 FIG. 19 shows an example of the effect according to the present embodiment. FIG. 19A shows a focus error original signal including a rotation asynchronous signal. FIG. 19B shows a focus error signal after passing through an adaptive filter using ALE according to the present invention. FIG. 19 (c) is a differential signal between FIG. 19 (a) and FIG. 19 (b), and is a rotation asynchronous component.
本発明によるALEを用いた適応フィルターにより、自動的に、適応的にデジタルフィルタが設計され、結果的に図１７に示した特性のローパスフィルタが得られ、また、その結果、回転非同期成分が低減された信号（図１９(c)）が得られていることがわかる。なお、図１９において、0〜0.02secまでは、適応フィルタが定常な出力を行うまでの過渡現象である。過渡現象の時間は、（１９）〜（２１）式で示す係数の収束速度を決めるパラメータμで決まる。図１９に示す例では、過渡現象期間は１周期である。 The adaptive filter using the ALE according to the present invention automatically and adaptively designs a digital filter, resulting in the low-pass filter having the characteristics shown in FIG. 17, and as a result, the rotational asynchronous component is reduced. It can be seen that the obtained signal (FIG. 19C) is obtained. In FIG. 19, 0 to 0.02 sec is a transient phenomenon until the adaptive filter performs a steady output. The time of the transient phenomenon is determined by the parameter μ that determines the convergence speed of the coefficients expressed by the equations (19) to (21). In the example shown in FIG. 19, the transient phenomenon period is one cycle.
図２０(a)には上記図６に比較例１として挙げたメインループだけの構成のサーボ制御装置２０によるフォーカスエラー信号例を示す。図２１(a)には、図２０(a)に示すフォーカスエラー信号に、本発明によるＡＬＥによる適応フィルタを組み込んだ繰り返し制御を併用した場合のフォーカスエラー信号を示す。また、図２０(b)，２１(b)に、各フォーカスエラー信号のFFT解析した結果を示す。
FIG. 20A shows an example of a focus error signal by the
図２０，図２１により、回転同期成分（本例だと、58Hzの整数倍波）が、抑制されていることがわかる。また、エラー振幅で70%程度軽減されていることがわかる。 20 and 21, it can be seen that the rotation synchronization component (in this example, an integer multiple of 58 Hz) is suppressed. It can also be seen that the error amplitude is reduced by about 70%.
図２２(a)に、従来のように試行錯誤で設定したフィルタを用いた場合のフォーカスエラー信号を示す。このフォーカスエラーは、上記B．の条件を満たすように、例えば、図１１を用いて説明したようにフィルターを手動にて設計した例である。図２２（b）は図１に示したサーボ制御装置１によって得られたフォーカスエラー信号を示す。図２２(a)と図２２(b)を比較すると、本発明によって得たフォーカスエラー信号の方が、1.5倍程度良好であることがわかる。
FIG. 22A shows a focus error signal when using a filter set by trial and error as in the prior art. This focus error is described in B. above. In this example, the filter is manually designed as described with reference to FIG. FIG. 22B shows a focus error signal obtained by the
図２３には本発明の他の実施の形態のサーボ制御装置の構成を示す。このサーボ制御装置は、図１に示したサーボ制御装置１の繰り返し制御器４に代えて、繰り返し制御器３１をメインサーボ系に組み込んだ構成である。この繰り返し制御器３１は、上記繰り返し制御器４のフィードフォワード系を構成する係数乗算器１４と加算器１１との間に、スイッチ３２を設けた構成である。
FIG. 23 shows the configuration of a servo control apparatus according to another embodiment of the present invention. This servo controller has a configuration in which a
図１に示したサーボ制御装置１の繰り返し制御器４は、過渡現象の状態をも記憶してしまう。すると、図２１（ａ）に示した１周期間では、過渡現象が生じてしまし、本発明による効果が現れない。そこで、この他の実施の形態のサーボ制御装置は、適応フィルター出力が定常になり、メモリ出力が定常出力するまで、繰り返し制御系をメインループに印加するのを停止し、定常になった時点で、スイッチ３２の切り換えにより繰り返し制御系をメインループに接続する。このような構成にすることにより、図２３に示したサーボ制御装置は、過渡現象の影響を受けることはなくなり、１周期目から本発明による効果が現れることになる。
The
以上に説明したように、本発明の実施の形態によれば、回転非同期信号も含むエラー信号から、適応線スペクト強調器又は適応線形予測器によるフィルタにより回転同期信号を抽出することができる。また、上記フィルターは、適応的に、自動的に入力エラー信号に応じて設定することができる。また、これにより、人為的ではないので、設計者に依存しない、一定品質のフィルタを設計することができる。また、上記フィルター出力を１回転周期で記憶し、フォードフォーワードする繰り返し制御を、メインループに組み込むことで、エラー信号の回転同期成分を抑制することができる。 As described above, according to the embodiment of the present invention, a rotation synchronization signal can be extracted from an error signal including a rotation asynchronous signal by a filter using an adaptive line enhancer or an adaptive linear predictor. The filter can be adaptively set automatically in accordance with the input error signal. Further, since this is not artificial, it is possible to design a constant quality filter that does not depend on the designer. In addition, it is possible to suppress the rotational synchronization component of the error signal by incorporating into the main loop a repetitive control that stores the filter output in one rotation cycle and performs Ford forward.
また、本発明の他の実施の形態によれば、さらに上記繰り返し制御出力をメインループに印加する際に、適応フィルタ出力及び繰り返し制御出力が定常状態になってから行うことで、過渡応答の影響をなくすことができる。 Further, according to another embodiment of the present invention, when the repetitive control output is further applied to the main loop, the adaptive filter output and the repetitive control output are performed after being in a steady state, thereby affecting the influence of the transient response. Can be eliminated.
ところで、図１に示したサーボ制御装置１にあって、繰り返し制御器４により取れ残りエラーが十分小さければ問題ないが、主制御器である制御器（C(S))５の性能が不十分である場合、主制御器特性を改善する必要がある。帯域を上げられる場合は、帯域を上げてゲイン大きくすることで、取れ残りエラーを小さくすることができるが、制御対象（P(s))6となるアクチュエータの関係で帯域を上げらない場合がある。
By the way, in the
図２４は、適応線スペクトル強調器を用いた繰り返し制御器４を有しながらも、主制御器である制御器（C(S))５の性能が不十分である場合の、周波数特性を示す。図２４より、特定周波数（回転周波数の整数倍）のゲインがピークをもって増大していることがわかる。これは、繰り返し制御の効果である。逆に、ピーク以外の周波数特性は、主制御器の特性と同等である。
FIG. 24 shows the frequency characteristics when the performance of the controller (C (S)) 5 which is the main controller is insufficient while having the
そこで、このような場合には、図２５に示すサーボ制御装置７０を用いる。繰り返し制御器４により、閉ループ系を安定させるためのフィルタの乗算係数などを安定条件を満たすように、サーボエラー信号から適応的に自動設定する他、主制御器（C(s))５と並列に、補助制御器７１を備え、取れ残りエラーの低域成分を抽出している。そして、さらにフィードバックをかける構成としている。つまり、低域をブーストする構成としている。
Therefore, in such a case, a
補助制御器７１には加算器１１で算出された上記第３のエラー信号が入力される。ここで、低域成分を抽出するための補助制御器７１は、固定フィルタでも、適応フィルタであっても構わない。固定フィルタとしては、アクチュエータの第一次共振周波数をカットオフに持つ固定ローパスフィルタを用いることができる。
The third error signal calculated by the adder 11 is input to the
このサーボ制御装置７０は、上記固定ローパスフィルタを用いた補助制御器７１により図２６に示すように高域成分を除去し、低域をブーストする。さらに、このサーボ制御装置７０は、繰り返し制御器４により回転同期信号を抽出している。
The
図２６に示すように、繰り返し制御器４による繰り返し制御だけの場合と比較して、1Hz〜1kHz程度まで、ゲインを増大していることがわかる。また、カットオフ周波数周辺については、位相特性、ゲイン特性はほぼ不変であることから、安定性は損なわれてないことがわかる。つまり、繰り返し制御だけの場合と比較して、1Hz〜1kHz程度のエラー成分は、さらにゲイン分の１程度まで軽減できる。
As shown in FIG. 26, it can be seen that the gain is increased to about 1 Hz to 1 kHz as compared with the case of only the repetitive control by the
なお、補助制御器７１としては、上記図２に示したのと同様の構成の適応フィルタを用いてもよい。この適応フィルタを用いることにより、補助制御器７１は、上記第１のエラー信号に対して適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施す。適応フィルタは、上記第１のエラー信号と、上記遅延次数mの遅延器で遅延されて上記適応フィルタでフィルタリングされたフィルタリング出力との差信号に基づいて適応的に乗算係数を決定する。適応フィルタは、図１４乃至図１６に示したＦＩＲフィルタでも、あるいはＩＩＲフィルタでもよい。
As the
適応フィルタを用いた補助制御部は、回転非同期信号も含むエラー信号から、適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器によるフィルタにより回転同期信号を抽出し、制御対象のサーボ制御に用いることができるので、精度の高いサーボ制御を行うことができる。また、上記フィルタは、適応的に、自動的に入力エラー信号に応じて設定することができる。また、これにより、人為的でないので、設計者に依存しない品質が一定のフィルタを設計することができる。また、上記フィルタ出力により、エラー取れ残り量から、回転同期成分を抽出し、主制御器とは別にフィードバックすることでエラー信号を抑制することができる。 The auxiliary control unit using the adaptive filter can extract the rotation synchronization signal from the error signal including the rotation asynchronous signal by the filter using the adaptive line spectrum enhancer or the adaptive linear predictor, and can use it for the servo control of the control target. Therefore, highly accurate servo control can be performed. The filter can be set adaptively and automatically according to the input error signal. Also, since this is not artificial, it is possible to design a filter with a constant quality that does not depend on the designer. Also, the error signal can be suppressed by extracting the rotation synchronization component from the error remaining amount and feeding it back separately from the main controller by the filter output.
次に、上記サーボ制御装置１をニアフィールドにおいて用いられる光学ヘッドの二軸アクチュエータ（上記図１等に示した制御対象(P(s)）６の具体例）のギャップサーボを制御する制御システムに適用した光ディスク記録装置について説明する。図２７に示す光ディスク記録装置５０は、着脱自在とされたディスク状記録媒体（以下、光ディスクという）４０を図示しない装着部に装着し、装着した光ディスク４０に、ニアフィールド（近接場）において検出されるエバネセント光を照射して情報を記録する。
Next, the
光ディスク記録装置５０は、光ディスク４０に記録する情報を供給する情報源５１と、ＡＰＣ（Auto Power Controller）５２と、レーザダイオード（ＬＤ）５３と、コリメータレンズ５４と、ビームスプリッタ（ＢＳ）５５と、ミラー５６と、光ヘッド５７と、集光レンズ６８と、フォトデイテクタ（ＰＤ）６２と、スピンドルモータ６４と、送り台６５と、送りモータ６６と、ポテンションメータ６７と、制御システム（図１に示したサーボ制御装置１の適用対象）６３とを備えている。
The optical
ＡＰＣ２は、記録時において、情報源５１から供給される情報に応じて後段に備えられたレーザダイオード５３から出射されるレーザ光を変調させるように制御する。
The
レーザダイオード５３は、ＡＰＣ５２からの制御に応じて、所定の波長のレーザ光を出射する。例えば、レーザダイオード５３は、赤色半導体レーザ、青紫色半導体レーザなどである。
The laser diode 53 emits laser light having a predetermined wavelength in accordance with control from the
コリメータレンズ５４は、レーザダイオード５３から出射されたレーザ光を光軸に平行な光ビームとして出射する。
The
ビームスプリッタ５５は、コリメータレンズ５４から出射された光ビームを透過してミラー５６に出射する。また、ビームスプリッタ５５は、ミラー５６で反射された光ヘッド５７からの戻り光を反射して集光レンズ６８に出射する。
The
ミラー５６は、ビームスプリッタ５５から出射された光ビームを反射して、光ヘッド５７へ出射する。また、ミラー５６は、光ヘッド５７からの戻り光を反射してビームスプリッタ５５に出射する。
The mirror 56 reflects the light beam emitted from the
光ヘッド５７は、ミラー５６から出射された光ビームを集束させ、光ディスク４０の情報記録面に照射する。光ヘッド５７が情報記録面に照射する光は、レンズの回折限界以上のスポットサイズで、情報の記録又は再生が可能なエバネセント光である。
The
図２８に示すように、光ヘッド５７は、対物レンズ５８と、ＳＩＬ（Solid Immersion Lens）５９と、レンズフォルダ６０と、アクチュエータ６１とを備えている。
As shown in FIG. 28, the
対物レンズ５８は、レーザダイオード５３から出射され、コリメータレンズ５４、ビームスプリッタ５５、ミラー５６を介して入射された光ビームを集束してＳＩＬ５９に供給する。
The
ＳＩＬ５９は、球形レンズの一部を平面にして切り取った形状をした高屈折率のレンズである。ＳＩＬ５９は、対物レンズ５８を透過して集光された光ビームを、球面側から入射し、球面と反対側の面（端面）の中央部に集光させる。
The
また、ＳＩＬ５９に代えて、反射ミラーが形成され、ＳＩＬ５９と同等の機能を有するＳＩＭ（Solid Immersion Mirror）を用いてもよい。
Instead of the
レンズフォルダ６０は、対物レンズ５８とＳＩＬ５９とを所定の位置関係で一体に保持している。ＳＩＬ５９は、レンズフォルダ６０によって、球面側が対物レンズ５８と対向するように、また、球面と反対側の面（端面）が光ディスク４０の情報記録面と対向するように保持される。
The
このように、レンズフォルダ６０を用いて、対物レンズ５８と光ディスク４０の情報記録面との間に高屈折率のＳＩＬ５９を配置することで、対物レンズ５８のみの開口数よりも大きな開口数を得ることができる。一般に、レンズから照射される光ビームのスポットサイズは、レンズの開口数に反比例することから、対物レンズ５８、ＳＩＬ５９によって、より一層、微小なスポットサイズの光ビームとすることができる。
In this way, by using the
アクチュエータ６１は、制御システム６３から制御信号として出力される制御電流に応じてフォーカス方向及び／又はトラッキング方向にレンズフォルダ６０を駆動変位する。
The actuator 61 drives and displaces the
光ヘッド５７において、エバネセント光は、ＳＩＬ５９の端面に臨界角以上の角度で入射され全反射した光ビームの反射境界面から滲みだした光である。ＳＩＬ５９の端面が、光ディスク４０の情報記録面から、後述するニアフィールド（近接場）内にある場合に、ＳＩＬ５９の端面より滲み出したエバネセント光は、情報記録面に照射されることになる。
In the
続いて、ニアフィールドについて説明をする。一般に、ニアフィールドは、レンズに入射される光の波長をλとすると、上記レンズの光ビーム出射面からの距離ｄが、ｄ≦λ／２までの領域である。 Next, the near field will be described. In general, the near field is a region where the distance d from the light beam exit surface of the lens is d ≦ λ / 2, where λ is the wavelength of light incident on the lens.
図２９に示す、光ヘッド５７と、光ディスク４０とで考えると、光ヘッド５７が備えるＳＩＬ５９の端面から、光ディスク４０の情報記録面までの距離（ギャップ）ｄが、ＳＩＬ５９に入射された光ビームの波長λによってｄ≦λ／２と定義される領域がニアフィールドである。光ディスク４０の情報記録面と、ＳＩＬ５９の端面との距離で定義されるギャップｄが、ｄ≦λ／２を満たし、ＳＩＬ５９の端面からエバネセント光が光ディスク４０の情報記録面に滲み出す状態をニアフィールド状態といい、ギャップｄが、ｄ＞λ／２を満たし、上記情報記録面にエバネセント光が滲み出さない状態をファーフィールド状態という。
Considering the
ところで、ファーフィールド状態である場合、ＳＩＬ５９の端面に臨界角以上の角度で入射された光ビームは、全て、全反射されて戻り光となる。したがって、図２９に示すようにファーフィールド状態での全反射戻り光量は、一定値となっている。
By the way, in the far field state, all the light beams incident on the end face of the
一方、ニアフィールド状態である場合、ＳＩＬ５９の端面に臨界角以上の角度で入射された光ビームの一部は、上述したように、ＳＩＬ５９の端面つまり反射境界面において、エバネセント光として光ディスク４０の情報記録面に滲み出す。したがって、図２６に示すように全反射された光ビームの全反射戻り光量は、ファーフィールド状態のときより減少することになる。図２９に示すように、ニアフィールド状態における全反射戻り光量は、光ディスク４０の情報記録面に近づく程、指数関数的に減少していることが分かる。
On the other hand, in the near-field state, a part of the light beam incident on the end surface of the
したがって、ＳＩＬ５９の端面の位置がニアフィールド状態にあるときは、全反射戻り光量がギャップ長に応じて変化するリニアな部分をギャップエラー信号としてサーボ制御を行えば、ＳＩＬ５９の端面と、光ディスク４０の情報記録面とのギャップを一定に制御することが可能となる。例えば、図２９に示すように全反射戻り光量が制御目標値Ｐになるように制御を行えば、ギャップはｄの距離に一定に保持されることになる。
Therefore, when the position of the end surface of the
再び、図２７に示す光ディスク記録装置５０の構成について説明をする。集光レンズ６８は、光ヘッド５７が備えるＳＩＬ５９の端面で全反射され、ミラー５６で反射され、ビームスブリッタ５５で反射された戻り光をフォトデイテクタ６２に集光する。
The configuration of the optical
フォトデイテクタ６２は、集光レンズ６８によって集光された戻り光の光量を電流値として検出する。なお、フォトデイテクタ６２で検出された電流値は、既にＤＣ化されており、全反射戻り光量電圧値として制御システム６３に供給される。
The
スピンドルモータ６４には、当該スピンドルモータ６４が一回転する間に一定数のＦＧ信号と呼ばれるパルス信号を発生する図示しないエンコーダが備えられている。この図示しないエンコーダから発生されるＦＧ信号をカウントすることで、光ヘッド５７から光ディスク４０に照射されている光ビームが、現在、光ディスク４０の情報記録面の円周方向のどの位置を照射しているかが分かる。
The
このスピンドルモータ６４に備えられた、図示しないエンコーダから出力されるＦＧ信号を、光ヘッド５７が光ディスク４０の円周方向のどの位置にあるかを示す情報とする。図示しない上記エンコーダから出力されるＦＧ信号は、制御システム６３に供給される。
An FG signal output from an encoder (not shown) provided in the
送り台６５は、回転駆動系であるスピンドルモータ６４を搭載し、図示しない装着部に装着された光ディスク４０を半径方向に移動させる台である。送り台６５は、送りモータ６６によって光ディスク４０の半径方向へ移動する。送りモータ６６によって、送り台６５を動作させることで、光ディスク４０のトラック間移動を行うことができる。
The feed table 65 is a table on which a
ポテンションメータ６７は、上記送りモータ６６に取り付けられており、送りモータ６６の回転角度を検出することで、上記送り台６５がどれだけ移動したかが分かる。送り台６５の移動量は、相対的に、光ヘッド５７の光ディスク４０の半径方向に対する移動量と同じである。したがって、ポテンションメータ６７による検出量から、光ヘッド５７が光ディスク４０の半径方向のどの位置にあるかが分かる。
The
この、ポテンションメータ６７から取得される検出値を光ヘッド５７が光ディスク４０の半径方向のどの位置にあるかを示す半径位置情報とする。ポテンションメータ６７から出力される半径位置情報は、制御システム６３に供給される。
The detected value acquired from the
制御システム６３は、サーボ制御装置１を内蔵しており、光ディスク４０の情報記録面と光学ヘッド５７が備えるＳＩＬ５９との距離であるギャップを制御する。
The control system 63 includes the
光ディスク記録装置５０において用いる光ディスク４０は、当該記録装置５０に着脱自在な記録媒体である。したがって、装置内のディスク回転駆動機構に予め固定された記録媒体などに比較し、ディスク回転駆動機構に対する装着精度を高精度に維持できない。そのため、ディスク回転駆動機構に装着して回転駆動したとき、面ぶれの発生を抑えることが困難である。
The
そこで、サーボ制御装置１を内蔵している制御システム６３は、主に、この面ぶれに起因する外乱に光学ヘッド５７を追従するように二軸アクチュエータの制御量を決定して、ギャップサーボを行う。サーボ制御装置１は、上述したように、繰り返し制御器４を有しており、適応線スペクトル強調器、又は適応線形予測器として動作して、サーボエラー信号から非回転同期成分を低減したエラー信号（主に回転同期信号からなる）を得て、このエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存しながら、上記エラー信号を逐次更新していくことで、サーボエラー信号の繰り返し制御を実現する。
Therefore, the control system 63 incorporating the
したがって、光ディスク記録装置５０は、サーボの品質を一定としたギャップサーボを実現することができる。
もちろん、制御システム６３は、サーボ制御装置１の代わりに、図２３に示した他の実施の形態のサーボ制御装置を内蔵してもよい。この場合、光ディスク記録装置５０は、過渡現象の影響を受けることがなく、迅速にギャップサーボを行うことができる。
Therefore, the optical
Of course, the control system 63 may include the servo control device of another embodiment shown in FIG. 23 instead of the
また、図２５に示した構成のサーボ制御装置７０を内蔵してもよい。この場合、光ディスク記録装置５０は、補助制御器７１により低域をブーストし、かつ繰り返し制御器４により回転同期信号を抽出したサーボ制御を行うことができる。よって、光ディスク記録装置５０は、サーボ品質が一定であるサーボ制御を行って、情報信号をディスク状光記録媒体に対して記録することができる。
Further, the
１ サーボ制御装置、３ 減算器、４ 繰り返し制御器、５ 制御器（C(s)）、６ 制御対象(P(s)）、１２ 適応フィルタ（FA(z)）、１７ 適応フィルタ（Fadp(z)）、１８ 減算器
1 Servo controller, 3 Subtractor, 4 Repeat controller, 5 Controller (C (s)), 6 Control target (P (s)), 12 Adaptive filter (FA (z)), 17 Adaptive filter (F adp (z)), 18 subtractor
Claims (17)
目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号算出部と、
上記第１のエラー信号算出部によって求められた第１のエラー信号に外乱信号を加算した信号に基づいて上記制御対象を主に制御する主制御部と、
上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存し、
このメモリから取り出した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に上記外乱信号を生成し、この生成した外乱信号をフィードフォワードして上記第１のエラー信号に加算した第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部と、
上記第３のエラー信号からフィルタ部により回転同期成分を抽出し、上記主制御部と並行に、上記制御対象に印加する補助制御部と
を備えるサーボ制御装置。 In the servo control device that generates an observation signal that reduces the disturbance signal from the observation signal of the controlled object to which the disturbance is applied, and controls the servo mechanism of the controlled object based on this observation signal,
A first error signal calculation unit for obtaining a first error signal from the target signal and the observed signal;
A main control unit that mainly controls the control target based on a signal obtained by adding a disturbance signal to the first error signal obtained by the first error signal calculation unit;
The first error signal is subjected to adaptive line spectrum enhancement processing or adaptive linear prediction processing using the delayed signal to obtain a second error signal, and the second error signal is stored in a memory having a capacity for one cycle. Save to
Generate adaptively the disturbance signal by repeating control using the second error signal extracted from the memory, a third error signal obtained by adding to the first error signal and the feedforward disturbance signal this product A repetitive control unit for outputting
A servo control device comprising: an auxiliary control unit that extracts a rotation synchronization component from the third error signal by a filter unit and applies the same to the main control unit in parallel with the main control unit.
上記目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号検出部と、
上記第１のエラー信号検出部が検出した上記第１のエラー信号に適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得る適応フィルタ部と、
上記適応フィルタ部によって得られた第２のエラー信号を１周期分の容量を有して保存するメモリと、
上記メモリから取り出した第２のエラー信号を上記第１のエラー信号に戻して加算するフィードバック部と、
上記メモリから取り出した第２のエラー信号から適応的な外乱信号を生成して上記第１のエラー信号にフィードフォワードして加算するフィードフォワード部と
を備えてなる請求項１記載のサーボ制御装置。 The repeat control unit
A first error signal detector for obtaining a first error signal from the target signal and the observed signal;
An adaptive filter unit that performs adaptive line spectrum enhancement processing or adaptive linear prediction processing on the first error signal detected by the first error signal detection unit to obtain a second error signal;
A memory for storing the second error signal obtained by the adaptive filter unit with a capacity of one cycle;
A feedback unit for adding the second error signal retrieved from the memory back to the first error signal;
The servo control device according to claim 1, further comprising: a feedforward unit that generates an adaptive disturbance signal from the second error signal fetched from the memory, feeds it forward to the first error signal, and adds it.
目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号算出工程と、
上記第１のエラー信号算出工程によって求められた第１のエラー信号に外乱信号を加算した信号に基づいて上記制御対象を主に制御する主制御工程と、
上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存し、
このメモリから取り出した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号をフィードフォワードして上記第１のエラー信号に加算した第３のエラー信号を出力する繰り返し制御工程と、
上記第３のエラー信号からフィルタ部により回転同期成分を抽出し、上記主制御部と並行に、上記制御対象に印加する補助制御工程と
を備えるサーボ制御方法。 In the servo control method of generating an observation signal that reduces the disturbance signal from the observation signal of the controlled object to which the disturbance is applied, and controlling the servo mechanism of the controlled object based on this observation signal,
A first error signal calculating step for obtaining a first error signal from the target signal and the observed signal;
A main control step of mainly controlling the control object based on a signal obtained by adding a disturbance signal to the first error signal obtained by the first error signal calculation step;
The first error signal is subjected to adaptive line spectrum enhancement processing or adaptive linear prediction processing using the delayed signal to obtain a second error signal, and the second error signal is stored in a memory having a capacity for one cycle. Save to
A disturbance signal is adaptively generated by repetitive control using the second error signal extracted from the memory, and a third error signal obtained by feeding forward the generated disturbance signal and adding it to the first error signal is obtained. Repetitive control process to output,
A servo control method comprising: an auxiliary control step of extracting a rotation synchronization component from the third error signal by a filter unit and applying the same to the main control unit in parallel with the main control unit.
上記装着部に装着したディスク状記録媒体を所定の回転数で回転させる回転駆動部と、
所定のレンズを二軸駆動機構によって二軸方向に駆動しながら、上記回転駆動部によって回転される上記ディスク状記録媒体の情報記録面に光ビームを出射して情報信号を記録するか、又は上記情報記録面からの戻り光に応じた信号を出力して情報信号を再生する光学ヘッド部と、
上記光学ヘッド部の所定のレンズの二軸駆動機構に加えられた外乱を観測信号から低減し、この観測信号に基づいて上記二軸駆動機構のサーボ機構を制御するサーボ制御部とを備え、
上記サーボ制御部は、目標信号と上記観測信号とから第１のエラー信号を求める第１のエラー信号算出部と、上記第１のエラー信号算出部によって求められた第１のエラー信号に外乱信号を加算した信号に基づいて上記制御対象を主に制御する主制御部と、上記第１のエラー信号にその遅延信号を用いて適応線スペクトル強調処理、又は適応線形予測処理を施して第２のエラー信号を得、この第２のエラー信号を１周期分の容量を有するメモリに保存し、このメモリから取り出した第２のエラー信号を用いた繰り返し制御により適応的に外乱信号を生成し、この生成した外乱信号をフィードフォワードして上記第１のエラー信号に加算した第３のエラー信号を出力する繰り返し制御部と、上記第３のエラー信号からフィルタ部により回転同期成分を抽出し、上記主制御部と並行に、上記制御対象に印加する補助制御部と
を有する光ディスク記録又は再生装置。 A mounting section for mounting a detachable disc-shaped optical recording medium;
A rotation drive unit that rotates the disk-shaped recording medium mounted on the mounting unit at a predetermined rotation number;
While driving a predetermined lens in a biaxial direction by a biaxial drive mechanism, a light beam is emitted to the information recording surface of the disc-shaped recording medium rotated by the rotational drive unit, or an information signal is recorded, or An optical head unit that outputs a signal corresponding to the return light from the information recording surface and reproduces the information signal;
A servo control unit that reduces disturbance applied to the biaxial drive mechanism of the predetermined lens of the optical head unit from the observation signal, and controls the servo mechanism of the biaxial drive mechanism based on the observation signal;
The servo control unit includes a first error signal calculation unit that obtains a first error signal from the target signal and the observation signal, and a disturbance signal that is added to the first error signal obtained by the first error signal calculation unit. A main control unit that mainly controls the control object based on a signal obtained by adding the second signal , and an adaptive line spectrum enhancement process or an adaptive linear prediction process using the delayed signal for the first error signal. An error signal is obtained, the second error signal is stored in a memory having a capacity for one cycle, and a disturbance signal is adaptively generated by repetitive control using the second error signal extracted from the memory, a repetitive control unit for the generated disturbance signal by the feedforward outputs the third error signal obtained by adding to the first error signal, rotation synchronization by the filter unit from the third error signal Extracting minutes, in parallel with the main control unit, an optical disc recording or reproducing apparatus with the auxiliary control unit to be applied to the controlled object.
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