JP4523478B2

JP4523478B2 - 帯域通過フィルタ及び高周波モジュール、並びにこれを用いた無線通信機器

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Publication number: JP4523478B2
Application number: JP2005132568A
Authority: JP
Inventors: 弘二宮; 克朗中俣
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2005-04-28
Filing date: 2005-04-28
Publication date: 2010-08-11
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Description

本発明は、無線通信分野の超広帯域ＵＷＢ(Ultra WideBand)に好適に使用される、広帯域でかつ急峻な減衰特性を持つ帯域通過フィルタ及びこれを用いた無線通信機器に関するものである。ＵＷＢは、ＰＣアダプタ、外付け記憶装置、プリンタ、スキャナ、ＨｕｂなどのＰＣ周辺機器のデータ伝送媒体として、あるいはデジタルテレビ、プロジェクタ、５．１ｃｈスピーカシステム、ビデオカメラ等のデジタル家電のデータ伝送媒体としての利用が予想される。

近年、新しい通信手段として、超広帯域(ＵＷＢ; Ultra Wide Band)が着目されている。
ＵＷＢは３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚを通過帯域とし大容量のデータ転送を実現する。
このＵＷＢと、データ通信手段の一つとして用いられる無線ローカルエリアネットワーク（以下Ｗ−ＬＡＮ）とを比較すると、通信距離とデータ転送速度が違っている。Ｗ−ＬＡＮでは、通信距離３０〜１００ｍ、送信電力５００ｍＷ、通信速度約１１Ｍｂｐｓであるのに対して、ＵＷＢでは通信距離は１０ｍと短いが、送信電力は１００ｍＷと低消費電力であり、また通信速度は、通信距離１０ｍ前後で１００Ｍｂｐｓ、通信距離２ｍ以下では４８０Ｍｂｐｓとより高速のデータ通信が可能である。

米国ＦＣＣの規定によると、ＵＷＢに使われる周波数帯域は、いくつかの取り決めが定まっているが、３．１ＧＨｚから１０．６ＧＨｚの広帯域が用いられる。
このように、ＵＷＢの一つの特徴は、広帯域を用いることである。その比帯域（帯域幅／中心周波数）は、４０％以上、場合により１１０％が要求される。
また、ＵＷＢの平均送信電力密度は−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚ未満と低い値に規定されている。ここで、−４１．２５ｄＢｍ／ＭＨｚは、波源から３ｍの距離において電界強度５４ｄＢμＶ＝５００μＶ／ｍを発生する放射電力に相当する。

このように、ＵＷＢの他の特徴は、送信電力が低いことである。
ＦＣＣが規定した屋外環境下におけるスペクトルマスクの一例をあげると、３．１６ＧＨｚから４．７５ＧＨｚにかけての通過帯域の送信電力を基準（０ｄＢ）にして、３．１ＧＨｚで−２０ｄＢ、１．６１ＧＨｚで−３０ｄＢとなるように規定されている。また、実質的な使用条件においては、Ｗ−ＬＡＮ（８０２．１１．ａ）との間の影響を考慮する必要があり、５．１５ＧＨｚの減衰が要求されている。

したがって、ＵＷＢのもう一つの特徴は、送信電力スペクトルが、通過帯域に隣接する短い帯域で急峻な減衰を要求されることである。

以上のことから、ＵＷＢの無線通信機器において、送受信信号の通過経路に挿入されるフィルタは、広帯域であること、低損失であること、通過帯域近傍での高減衰をとることが要求される。
近年、通信分野において、低損失かつ高減衰が必要な狭帯域フィルタとして、高いＱ値が得られる水晶や圧電磁器をベース材料としたＳＡＷフィルタやＢＡＷフィルタが用いられているが、それらの比帯域は中心周波数２ＧＨｚにおいて３〜４％以下、帯域幅は０．０６〜０．０８ＧＨｚと、ＵＷＢの帯域幅と比べて２桁ほど狭い。これらの帯域幅は、水晶や圧電基板の電気機械結合係数より決まっており、帯域幅を広げることは材料的観点から困難である。

一般には、２〜５ＧＨｚの周波数帯域において、急峻な減衰特性をもつ帯域通過フィルタを得る手法として、誘電体共振器を複数個組み合わせた、誘電体フィルタが用いられる。誘電体共振器はＱ値に優れており、これを用いた誘電体フィルタでは急峻な減衰特性が得られる。しかし、誘電体フィルタのサイズは大きくなる問題点があり、例えば、中心周波数５．２５ＧＨｚ、比帯域約４％の通過特性をもつ、誘電体共振器を３個組み合わせた３段誘電体フィルタにおいて、サイズは約６×３×２ｍｍとなる。さらに、比帯域４０％以上の広帯域化には、誘電体共振器の個数を増やす必要があるため、誘電体フィルタは、広帯域化と小型化を両立できない問題がある。

本発明は、ＵＷＢにおいて、広い通過帯域幅を持ち、小型かつ低損失で、狭い帯域において高い減衰量が得られる帯域通過フィルタ及び高周波モジュール、並びにこれを用いた無線通信機器を提供することを目的とする。

本発明の帯域通過フィルタは、それぞれ一端が接地される、長さが略１／４波長である第１から第６の共振器と、前記第１の共振器の非接地端に結合される入力部と、前記第６の共振器の非接地端に結合される出力部とを備え、前記第２から前記第５の共振器は互いに電磁気的に結合され、前記第１の共振器の非接地端と前記第２の共振器の非接地端とが第１のキャパシタ素子で容量結合され、前記第１の共振器の非接地端と前記第３の共振器の非接地端とが第２のキャパシタ素子で容量結合され、前記第４の共振器の非接地端と前記第６の共振器の非接地端とが第３のキャパシタ素子で容量結合され、前記第５の共振器の非接地端と前記第６の共振器の非接地端とが第４のキャパシタ素子で容量結合され、前記入力部及び出力部は、第５及び第６のキャパシタ素子又は第１及び第２のインダクタ素子を介してそれぞれ前記第１及び第６の共振器に結合されるものである。

この構成の帯域通過フィルタは、第２から第５の共振器同士で電磁気的結合を実現できる。この結合は、エッジ結合であっても、面結合（ブロードサイド結合）であってもよい。この結合のため、各々の共振器の結合量を適切に選択することで、帯域通過フィルタの広帯域が可能となる。また共振器を複数個用意することで、減衰特性を急峻にすることが可能である。

一般的には、共振器には損失が存在するため、共振器の数を増やすと、通過帯域内での損失が増大する。例えば、３．１６ＧＨｚ〜４．７５ＧＨｚを通過帯域とするチェビシェフ関数を用いた帯域通過フィルタの場合、リップル０．２ｄＢ、共振器Ｑ＝１８０とした場合、５段の共振器構成では、損失は−１．０ｄＢ程度であったが、減衰が−１８ｄＢと不十分であった。７段の共振器構成では、減衰は−３２ｄＢ程度であるが、損失は−１．９ｄＢと大きなものになった。６段の共振器構成の帯域通過フィルタでは、損失−１．６ｄＢ、減衰−２５ｄＢと両方ともを満足する結果が得られることが、理論的に確認された。

そこで本発明では、６段の共振器を用い、第２から第５の共振器の強い誘導結合を実現し、入出力部を形成するリアクタンス成分を適切に選ぶことで、広帯域を得ると共に、第１から第４のキャパシタとこれらの共振器との強い誘導結合にて、約３００ＭＨｚで−２０ｄＢ以上の減衰特性が要求される高周波側に、減衰極を形成することができる。これにより、高減衰特性を得ることができる。

また、本発明の６段の共振器を用いた帯域通過フィルタの構造は、３本目共振器と４本目共振器を中心に対称系とすることが好ましく、５本の共振器を用いた帯域通過フィルタや７本の共振器を用いた帯域通過フィルタに比べると、回路をパターンに落とし込みやすいというメリットもある。
前記入力部及び出力部には、第１及び第６の共振器に結合された第５及び第６のキャパシタ素子またはインダクタ素子を用いる。この場合、素子の定数を所定値に設定することにより、入力部及び出力部において信号の出し入れの際に強い結合を得ることができるので、帯域通過フィルタの通過損失を少なくすることができる。

前記第２から第５のいずれかの共振器の非接地端を、キャパシタ素子を介して接地すれば、当該共振器の長さを１／４波長未満とすることができるので、帯域通過フィルタの長さ方向の寸法を小さくでき、帯域通過フィルタをより高密度に実装できるようになる。一般に、一端が接地された共振器のエネルギー分布は、線路の長さ方向に対して、非接地端において電界エネルギーが最も高く、接地されたもう一端に進むにつれて電界エネルギーは弱くなっていく。一方、磁界エネルギーは接地された一端において最も高く、非接地端に進むにつれて磁界エネルギーは弱くなっていく。電界エネルギーはＣＶ²／２で定義され（Ｃは静電容量、Ｖは電圧）、磁界エネルギーはＬＩ²／２で定義される（Ｌはインダクタンス、Ｉは電流）。共振器長を短くするためには、同量のエネルギーが共振器以外で得られるように工夫すればよい。従って非接地端の容量を大きくするか、接地端のインダクタンスを大きくすることが挙げられる。本発明の帯域通過フィルタにおいても、共振器の非接地端の容量を設けることで、共振器長を短くすることができる。従って帯域通過フィルタの小型化が可能になる。

前記共振器を構成する導体板の形状は矩形（長方形）状となる。
前記共振器は、例えばストリップ線路、マイクロストリップ線路又はコプレーナ線路で構成することができる。
また、前記共振器を、複数の誘電体層を積層した誘電体多層基板の内部に形成することができる。誘電率の高い誘電体を用いることによって、帯域通過フィルタの小型化、低背化を図ることができる。

前記誘電体の誘電率は、ＵＷＢの３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚで１０以下に設定することが好ましい。一般に共振周波数近傍での共振器は、図１０に示すように、等価インダクタＬｐと等価キャパシタ素子Ｃｐの並列接続回路で等価的に表現できる。このときの共振器のＱは、周波数ωと等価キャパシタ素子Ｃｐの静電容量に比例する。誘電率の高い誘電体を用いた場合、等価キャパシタ素子Ｃｐが大きくなり、共振器のＱが高くなる。共振器のＱが高いことは、共振器の通過帯域が狭くなることを意味しており、Ｑの高い共振器を用いた帯域通過フィルタの通過帯域は狭くなる。このことを図１１に図示すると、共振周波数が一定である場合、Ｃｐが小さくなるほど通過帯域は広くなることがわかる。従って、誘電率は１０以下とすることが望ましい。

また前記誘電体多層基板の上面及び下面にそれぞれグランド電極が配置されている構造とすれば、第１〜第６の共振器の接地端を接地することが容易にできる。また、誘電体多層基板の上下を挟むグランド電極により、電磁シールド効果も得られる。
前記グランド電極同士の間隔Ｄは１．０ｍｍ以下であることが望ましい。これにより、誘電体多層基板の厚みを薄くすることができる。

前記第５及び第６のキャパシタ素子の静電容量は０．５ｐＦ以上〜１．５ｐＦ未満であることが望ましい。本発明の帯域通過フィルタでは、回路と外部負荷との結合をリアクタンスで行う。従来の帯域通過フィルタでは、通過帯域が比較的狭いため、回路の急峻性を示す回路Ｑ，Ｑｅは高い値であることが望ましい。入出力負荷とフィルタ回路の結合を容量で行う場合、Ｑｅは容量の逆数の関数であることから、０．１ｐＦ以下の小さな容量で結合される。一方、本発明の帯域通過フィルタでは、１．５ＧＨｚ程度又はそれ以上の帯域幅が必要であるため、Ｑｅは小さいことが望ましい。従って、第５のキャパシタ素子及び第６のキャパシタ素子としては、０．５ｐＦ以上の大きな容量を必要とする。一方、第５のキャパシタ素子及び第６のキャパシタ素子の容量を大きくしすぎた場合、帯域が広くなる一方で減衰の急峻さが失われる。ＵＷＢで用いられる帯域通過フィルタは０．４ＧＨｚ〜０．６ＧＨｚの狭い帯域において急峻な減衰特性が要求されることから、第５のキャパシタ素子及び第６のキャパシタ素子の容量は大きすぎても減衰特性の観点から不適切になる。したがって１．５ｐＦ未満であることが望ましい。

また、本発明は、前記帯域通過フィルタを搭載した、小型化可能な無線通信機器に係るものである。この無線通信機器によれば、受信感度の向上、広帯域通信、低消費電力、かつ無線ＬＡＮなどとの相互干渉の防止が実現できる。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は、本発明の帯域通過フィルタの回路構成を示す図である。
帯域通過フィルタは、上下に積層された６枚の共振器２１〜２６を備えている。この共振器２１〜２６は、ストリップ線路、マイクロストリップ線路又はコプレーナ線路により構成される。

少なくとも前記４枚の共振器２２〜２５は、同一寸法の矩形導体板状であり、同一誘電体面上に並行して配置されていてもよく、積層方向から見て重ねて配置されていてもよい。
この配置により、４枚の共振器２５〜２５は、互いに電磁気的に結合し、特に誘導結合が強くなっている（図１にＭで示している）。

前記６枚の各共振器２１〜２６の一方側（図１の下側）にある端部は、ともに接地されている（接地端という）。
共振器２１，２６の非接地端は、それぞれキャパシタ素子Ｃ５，Ｃ６を介して入力電極IN、出力電極OUTに容量結合されている。これらの容量結合された部分を「入力部」、「出力部」という。

入力部、出力部を構成するキャパシタ素子Ｃ５，Ｃ６は、集中回路定数であっても、分布定数線路であってもよい。
前記６枚の各共振器２１〜２６の長さは、すべて１／４波長としている。
この構造により、４枚の共振器２２〜２５同士で強い誘導結合を得ることができ、通過帯域の広帯域化を図ることができる。また、４枚の共振器２２〜２５を対向させて並べることにより、帯域通過フィルタの小型化を図ることもできる。

図２は、各共振器２２〜２５の非接地端を、それぞれキャパシタ素子Ｃ１〜Ｃ４を介して入力電極IN、出力電極OUTに容量結合させるとともに、共振器２２〜２５の非接地端を、キャパシタ素子Ｃ７〜Ｃ１０を介して接地した構造を示す。キャパシタ素子Ｃ７〜Ｃ１０は、集中定数であっても分布定数であってもよい。
この構成を、図１と比較すると、共振器２２〜２５の非接地端が、キャパシタ素子Ｃ７〜Ｃ１０を介して接地されている。このことにより、共振器２２〜２５の実効長の一部がキャパシタ素子Ｃ７〜Ｃ１０により置換され、当該共振器２２〜２５の長さを１／４波長未満とすることができる。

したがって、この帯域通過フィルタでは、共振器２２〜２５の長さを短くすることができ、小型化を図るのにさらに有利になる。
次に、図１、図２で説明した帯域通過フィルタの製造方法を説明する。
帯域通過フィルタは、複数の誘電体層を積層した誘電体多層基板の各誘電体層上に、前記共振器を形成した構造となっている。

誘電体多層基板は、同一寸法形状の複数の誘電体層が積層されて構成されており、各誘電体層上には、所定の導体パターンからなる導体層が形成されている。
各誘電体層は、例えば、低温焼成用のセラミックス(LTCC; Low Temperature Co-fired Ceramics)で形成され、各誘電体層に形成される導体層は、銅や銀などの低抵抗導体によって形成される。

このような多層基板は、周知の多層セラミック技術によって形成されるもので、例えば、セラミックグリーンシートの表面に導電ペーストを塗布して各共振器を構成する導体パターンをそれぞれ形成した後、積層し、所要の圧力と温度の下で熱圧着し焼成して形成されている。
また、各誘電体層には複数の層にわたって、上下の導体層を接続するために必要なビアホール導体が適宣形成される。

前記ＬＴＣＣの誘電率は、例えば９．４程度、一層の誘電体の厚み（焼成前）は例えば０．０７５ｍｍである。誘電体多層基板の厚みは０．９ｍｍである。
なお、前記図１、図２の帯域通過フィルタでは、共振器２１〜２６の端部を接地する必要がある。
このため、以下に説明するように、各共振器２１〜２６の端部を接地するための接地パターンを、共振器２１〜２６を構成する各導体パターンの上下の誘電体層に設けるとよい。なお、接地パターンは、上面もしくは下面、また共振器と同一平面に形成してもよい。

図３、図４は本発明の帯域通過フィルタをチップ部品として構成した場合の外観図を示している。図３は正面からの外観図、図４は背面からの外観図である。
１７は誘電体多層基板であり、その内部に、後に図５を用いて説明する配線パターンが引き回されている。
Ｅ１，Ｅ２はグランド電極であり、INは入力端子電極、OUTは出力端子電極を示す。入出力端子が反対になった場合でも本発明の帯域通過フィルタは同様に機能する。

各グランド電極Ｅ１，Ｅ２は、誘電体多層基板１７の側面に設けられた側面電極Ｅ３を介して接続されている。側面電極Ｅ３は、各誘電体層内部に形成された導体パターンにも接続されている。
図５は、誘電体多層基板１７の表裏面及び誘電体内部の配線パターンを分解して示す図である。上から表層、第２層〜第１２層、裏面のパターンをそれぞれ示している。

表層にはグランド電極Ｅ１が形成されており、グランド電極Ｅ１は、誘電体の側面電極Ｅ３に接続されている。誘電体の側面電極Ｅ３は誘電体の側面を介して、７層目の導体パターン及び裏面のグランド電極Ｅ２に接続されている。
７層目には、矩形状の共振器２１から共振器２６までが、平行に配置されている。このうち、共振器２１から共振器２６までは、強い結合が得られるように、エッジ同士が近接して配置されている。共振器２１〜２６は、長さ方向の一端がグランド電極Ｅ３に接続されている。

２層目において、電極３４，３５（図２も参照）が形成されている。これらの電極３４，３５は表層のグランド電極Ｅ１との間で第８のキャパシタ素子Ｃ８、第９のキャパシタ素子Ｃ９の容量を形成する。電極３４と電極３５は、ビアを介して、７層目の共振器２３と共振器２４の非接地端に接続されている。
６層目において、入力電極INと出力電極OUTが形成されている。入力電極INは、誘電体の側面を介して裏面にまで延長され、出力電極OUTも同様に、誘電体の側面を介して裏面にまで延長されている。

入力電極INの一端は、キャパシタ素子Ｃ５を形成する電極３１ｂに接続されている。また、出力電極OUTの一端は、キャパシタ素子Ｃ６を形成する電極３２ｂと接続されている。
また、６層目において、７層目に配線した第１の共振器２１と、第２の共振器２２との間で、第１のキャパシタ素子Ｃ１を形成するための電極２７が設けられている。また、７層目に配線した第５の共振器２５と、第６の共振器２６との間で第４のキャパシタ素子Ｃ４を形成するための電極２９も設けられている。

７層目において、６層目の電極３１ｂ及び８層目の電極３１ｂと間でキャパシタ素子Ｃ５を形成するための電極３１ａが形成されており、６層目の電極３２ｂ及び８層目の電極３２ｂとの間でキャパシタ素子Ｃ６を形成するための電極３２ａが形成されている。
８層目において、入力電極INは、６層目と同様に、誘電体の側面を介して裏面の入力電極INに接続されている。出力電極OUTも同様に、誘電体の側面を介して裏面の出力電極OUTに接続されている。

８層目において、入力電極INは、キャパシタ素子Ｃ５を形成する電極３１ｂに接続されている。出力電極OUTはキャパシタ素子Ｃ６を形成する電極３２ｂに接続されている。
８層目に形成された電極２８は、７層目の第１の共振器２１と第３の共振器２３との間で、第２のキャパシタ素子Ｃ２を形成するものである。電極３０は、７層目の第４の共振器２４と第６の共振器２６との間で、第３のキャパシタ素子Ｃ３を形成するものである。

１２層目の電極３３は、裏面のグランド電極Ｅ２との間でキャパシタ素子Ｃ７を形成し、電極３６は、裏面のグランド電極１８との間でキャパシタ素子Ｃ１０を形成している。
前記電極３３は、７層目に配置された第２の共振器２２とビアを介して接続されている。また、電極３６は７層目に配置された第５の共振器２５とビアを介して接続されている。

２層目〜１１層目には、積層時の位置ずれによる非導通状態を防ぐランドパターンが配置されている。裏面にはグランド電極Ｅ２、入力電極IN、出力電極OUTが形成されている。
以上の構成により、通過帯域３．１〜４．９ＧＨｚ、比帯域４０％程度、５．１５ＧＨｚ、２．４８ＧＨｚに高い減衰特性をもち、かつ小型である帯域通過フィルタを得ることができる。

次に、以上に説明した帯域通過フィルタを搭載する無線通信機器の構成例を、図６に示す。
図によれば、無線通信機器は、ベースバンド信号を処理するベースバンドＩＣ４５、高周波信号を処理するＲＦＩＣ４４、送受信を切り替える高周波スイッチ４１、平衡信号と不平衡信号を変換するバラン４３、帯域通過フィルタ４２及びアンテナより構成される。

前記ＲＦＩＣ４４は、ベースバンドＩＣ４５より取得される送信信号の周波数変換、高周波増幅を行うとともに、受信信号の低雑音増幅を行う。前記高周波スイッチ４１は、送信と受信との経路を時間的に切り換えるスイッチである。
帯域通過フィルタ４２は、ＵＷＢの送受信信号の帯域を通過させ、帯域外の信号をシャープに減衰させる本発明の帯域通過フィルタである。この機能により、送受信信号を減衰させることなく、他のシステムとの相互干渉を防止することができる。

以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前記の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。

図１の回路構成にて形成した帯域通過フィルタの通過特性と反射特性を、Agilent Technologies社製のベクトルネットワークアナライザ８７１９ＥＳを用いて測定した。
その結果、図７に示すように、通過特性Ｓ２１及び反射特性Ｓ１１のグラフが得られた。
図７によると、３．１６ＧＨｚ（ｍ１で示す）から４．７５ＧＨｚ（ｍ２で示す）の約１．５ＧＨｚの帯域内で通過損失が１．５ｄＢ未満である。また、Ｗ−ＬＡＮのＩＥＥＥ．８０２．１１ｂが存在する２．５ＧＨｚ（ｍ３で示す）において３０ｄＢ以上の減衰が得られた。従って、約０．６ＧＨｚの狭い周波数帯域で２０ｄＢ以上の減衰量が得られている。一方、Ｗ−ＬＡＮのＩＥＥＥ．８０２．１１．ａが存在する５．１５ＧＨｚ（ｍ４で示す）において３８ｄＢの高い減衰量を示しており、約０．４ＧＨｚの狭い周波数帯域で２０ｄＢ以上の減衰量が得られている。さらに周波数５．１５ＧＨｚ以上においても２０ｄＢ以上の減衰量を１０ＧＨｚまでにわたって示した。

本発明の帯域通過フィルタの厚みは０．９ｍｍであり、小型で、１．５ＧＨｚの広帯域において低損失、通過帯域前後の０．４ＧＨｚで急峻な減衰特性を持つフィルタが実現できた。
次に、本発明の帯域通過フィルタを、Agilent Technologies社の回路シミュレータＡＤＳを用いて、誘電率９．４のセラミック基板の条件にてシミュレーションした。

図８は誘電体の厚みと通過帯域内での損失の最大値との関係を示したグラフである。
図８によると、誘電率９．４、誘電体厚みが０．９ｍｍの誘電体において、通過帯域内の損失が１．４４ｄＢとなる。また、誘電体厚み０．８６ｍｍにおいて、挿入損失が１．５ｄＢ以上となる。誘電体厚み０．９ｍｍに換算した場合、誘電率９．８３で挿入損失が１．５ｄＢとなる。したがって、本発明の帯域通過フィルタに用いる誘電体の誘電率は、１０以下であることが望ましいことが分かる。

一方、誘電体厚みを１．０ｍｍとした場合、図８より、通過帯域内での損失は１．２７ｄＢとなり、通過特性が良好となる。これは、誘電体厚み０．９ｍｍにおいて誘電率を８．４６に下げた場合と同じである。誘電体厚みを厚くすれば、フィルタの通過帯域の損失は小さくなる。しかし、近年、部品の高さは、携帯電話への搭載を考慮に入れて、１．０ｍｍ以下であることが望まれている。よって誘電体厚みは１．０ｍｍよりも大きくすることは好ましくない。

以上のことより本発明の帯域通過フィルタは、上下面グランドの間隔は１．０ｍｍ以下であることが望ましい。
ここでの検証には、Ｑ＝１６３の共振器を用いた。
図９は本発明の通過帯域フィルタの挿入損失と、分布定数線路のＱの関係を示した図である。分布定数線路のＱ値を上げることで、帯域通過フィルタの損失が小さくなることがわかる。分布定数線路のＱ値は、線路の高周波における導電率をあげることで向上する。

本発明の帯域通過フィルタを回路シミュレータのＡＤＳ上で構成して、通過特性を調べたところ、キャパシタ素子Ｃ５とキャパシタ素子Ｃ６の容量が０．８ｐＦであった場合に、周波数３．１６ＧＨｚから４．７５ＧＨｚにおいて最大損失が−１．３２ｄＢで合ったのに対して、キャパシタ素子Ｃ５とキャパシタ素子Ｃ６の容量を０．４ｐＦとしたところ通過帯域内にリップルが存在し、帯域が狭くなり、最大損失が１．６８ｄＢとなった。一方、キャパシタ素子Ｃ５とキャパシタ素子Ｃ６の容量を１．５ｐＦとしたところ、減衰の急峻性が失われて３．１ＧＨｚ未満の減衰量が高くなり、その現象につられて３．１６ＧＨｚの通過特性が１．６６ｄＢへと悪化した。

以上のことから、また、本発明の帯域通過フィルタは、前記キャパシタ素子Ｃ５及び前記キャパシタ素子Ｃ６の静電容量は０．５ｐＦ以上１．５ｐF未満であることが望ましい。
なお、ここでは通過帯域として、ＵＷＢの一方式であるＭＢ−ＯＦＤＭ方式を例にしてあげたが、別の方式であるＤＳ−ＣＤＭＡ方式の低周波側の通過帯域である３．１ＧＨｚから４．９ＧＨｚにおいても同様に議論できる。本発明の帯域通過フィルタの、第１から第６の共振器の長さ、第１〜第１０のキャパシタ素子の容量を調整することによって、ＤＳ−ＣＤＭＡ方式のＵＷＢにおいても用いることが可能になる。

本発明の帯域通過フィルタの回路構成例を示す図である。本発明の帯域通過フィルタの他の回路構成例を示す図である。帯域通過フィルタの外観を示す図である。帯域通過フィルタを他面からみた外観を示す図である。帯域通過フィルタの各層配線パターンを上面から示した図である。本発明の帯域通過フィルタを搭載する無線通信機器の構成例を示すブロック図である。帯域通過フィルタの実施例の通過特性と反射特性を示すグラフである。帯域通過フィルタの誘電体の厚みと通過帯域内での損失の最大値との関係を示したグラフである。帯域通過フィルタを構成する電極の高周波導電率（Ｑに換算）と通過帯域内での損失との関係を示すグラフである。一端が接地された共振器の共振周波数近傍での等価回路図である。一端が接地された共振器の共振周波数近傍でのリアクタンスを示す図である。

符号の説明

２１：第１の共振器、２２：第２の共振器、２３：第３の共振器、２４：第４の共振器、２５：第５の共振器、２６：第６の共振器、Ｃ１：第１のキャパシタ素子、Ｃ２：第２のキャパシタ素子、Ｃ３：第３のキャパシタ素子、Ｃ４：第４のキャパシタ素子、Ｃ５：第５のキャパシタ素子、Ｃ６：第６のキャパシタ素子、Ｃ７：第７のキャパシタ素子、Ｃ８：第８のキャパシタ素子、Ｃ９：第９のキャパシタ素子、Ｃ１０：第１０のキャパシタ素子、１７：誘電体、Ｅ１〜Ｅ３：グランド電極、ＩＮ：入力電極、ＯＵＴ：出力電極、２７〜３６：配線パターン

Claims

それぞれ一端が接地される、長さが略１／４波長である第１から第６の共振器と、前記第１の共振器の非接地端に結合される入力部と、前記第６の共振器の非接地端に結合される出力部とを備え、
前記第２から前記第５の共振器は互いに電磁気的に結合され、
前記第１の共振器の非接地端と前記第２の共振器の非接地端とが第１のキャパシタ素子で容量結合され、前記第１の共振器の非接地端と前記第３の共振器の非接地端とが第２のキャパシタ素子で容量結合され、前記第４の共振器の非接地端と前記第６の共振器の非接地端とが第３のキャパシタ素子で容量結合され、前記第５の共振器の非接地端と前記第６の共振器の非接地端とが第４のキャパシタ素子で容量結合され、
前記入力部及び出力部は、第５及び第６のキャパシタ素子又は第１及び第２のインダクタ素子を介してそれぞれ前記第１及び第６の共振器に結合される帯域通過フィルタ。
前記第２から第５のいずれかの共振器の非接地端がキャパシタ素子を介して接地され、当該共振器の長さが１／４波長未満である請求項１記載の帯域通過フィルタ。
前記共振器を構成する導体板の形状が矩形状である請求項１又は請求項２記載の帯域通過フィルタ。
前記共振器がストリップ線路、マイクロストリップ線路又はコプレーナ線路である請求項１又は請求項２記載の帯域通過フィルタ。
前記共振器が、複数の誘電体層を積層した誘電体多層基板の内部に形成されている請求項１又は請求項２記載の帯域通過フィルタ。
前記誘電体層の誘電率が、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚで１０以下である請求項５記載の帯域通過フィルタ。
前記誘電体多層基板の上面及び下面にそれぞれグランド電極が配置されている請求項５記載の帯域通過フィルタ。
前記グランド電極同士の間隔Ｄが１．０ｍｍ以下である請求項７記載の帯域通過フィルタ。
前記第５及び第６のキャパシタ素子の静電容量が０．５ｐＦ以上１．５ｐＦ未満である請求項１記載の帯域通過フィルタ。
請求項１から請求項９のいずれかに記載の帯域通過フィルタを有する高周波モジュール。
請求項１から請求項９のいずれかに記載の帯域通過フィルタ、又は請求項１０に記載の高周波モジュールを用いた無線通信機器。