JP4506585B2 - Discharge lamp lighting device and lighting fixture - Google Patents
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Description
本発明は、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。 The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp load and a lighting fixture using the same.
交流電源を直流に変換し、更に直流をインバータ回路で高周波に変換して高周波電力を放電灯負荷に供給する放電灯点灯装置において、交流電源の電圧が所定電圧より低くなった場合にインバータ回路の動作を停止させることで、電源電圧の低下や停電による回路部品に加わるストレスを好適に防止するものが提供されている(例えば、特許文献1)。 In a discharge lamp lighting device that converts alternating current power into direct current, further converts direct current into high frequency with an inverter circuit and supplies high frequency power to a discharge lamp load, when the voltage of the alternating current power supply becomes lower than a predetermined voltage, By stopping the operation, there is provided one that suitably prevents stress applied to circuit components due to a decrease in power supply voltage or a power failure (for example, Patent Document 1).
図15は特許文献1に記載されている放電灯点灯装置の要部である制御部の回路構成を示している。
FIG. 15 shows a circuit configuration of a control unit which is a main part of the discharge lamp lighting device described in
この図では商用電源からなる交流電源ACを全波整流する整流器DBの両出力端子間にチョッパ用チョークコイルL1の1次巻線を介してスイッチング素子Q1とチョッパ電流検出用抵抗R1との直列回路を接続するとともに、スイッチング素子Q1と抵抗R1の直列回路にブーストアップ用のダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を接続して昇圧型のチョッパ回路からなる直流変換回路1を構成しており、スイッチング素子Q1を集積回路IC内のドライブ回路24からの駆動信号でオンオフすることで、チョッパ用チョークコイルL1において磁気エネルギの蓄積と放出とを繰り返し、磁気エネルギの放出時にダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を充電するようになっている。
In this figure, a series circuit of a switching element Q1 and a chopper current detection resistor R1 is connected between both output terminals of a rectifier DB for full-wave rectification of an AC power supply AC consisting of a commercial power supply via a primary winding of a chopper choke coil L1. And a smoothing capacitor C1 is connected to a series circuit of the switching element Q1 and the resistor R1 via a boost-up diode D1 to form a
また集積回路ICの外付け回路として、整流器DBの両出力端子間に接続した抵抗R11,R12の直列回路により構成された脈流検出回路3を備え、この脈流検出回路3により整流器DBの整流出力たる脈流電圧の検出を行い、この脈流電圧検出出力を集積回路IC内の後述する脈流電圧検出回路25へ出力するようになっている。
Further, as an external circuit of the integrated circuit IC, there is provided a pulsating
ここで制御部としては、上述の脈流検出回路3と、平滑コンデンサC1に並列に接続している抵抗R16、R17の直列回路からなるチョッパ出力フィードバック回路4と、チョッパ出力フィードバック回路4の検出結果(直流変換回路1の出力の分圧電圧)及び基準電圧Vrefをそれぞれ非反転入力端子及び反転入力端子に入力する演算増幅器によりなる誤差アンプ20と、該誤差アンプ20の出力及び脈流検出回路3の検出結果を入力するマルチプライヤ21と、該マルチプライヤ21の出力、チョッパ電流検出用抵抗R1の検出結果であるその両端電圧及びチョッパ用チョークコイルL1の2次巻線n2の電圧を利用して、直流変換回路1のスイッチング素子Q1のオンオフ時間を設定してそれによりオンオフ制御するための信号を出力するオン・オフ制御部22と、このオン・オフ制御部22から出力される信号を一の入力端子に入力する2入力のアンド回路23と、このアンド回路23の出力に従ってスイッチング素子Q1をオンオフする駆動信号を出力するドライブ回路24とを備えるとともに、上記脈流電圧検出回路25と、後述する時間判別部26とを備え、20〜26の各回路要素を集積回路ICとして集積化している。
Here, as the control unit, the above-described pulsating
脈流電圧検出回路25は脈流検出回路3で検出される脈流電圧レベルの高低を検出するものであり、図16(a)に示すように正常時に脈流検出回路3から出力される脈流電圧の最大電圧よりも低い所定電圧に対応した閾値Vth及び脈流検出回路3の検出結果を夫々非反転入力端子及び反転入力端子に入力するコンパレータにより構成されている。
The pulsating
時間判別部26は、クロック発振回路26aと、脈流電圧検出回路25の出力端子とD端子が接続されるとともにクロック発振回路26aの出力とCK端子が接続されるD型フリップフロップ26bと、このD型フリップフロップ26bのQ端子とCLR端子が接続されるとともにクロック発振回路26aの出力とCK端子が接続されるカウンタ/レジスタ26cと、このカウンタ/レジスタ26cのQ端子と入力端子が接続されるとともにアンド回路23の他の入力端子及びインバータ回路(図示せず)のインバータ制御部(図示せず)に出力端子が接続されるノットゲート素子26dとにより構成されている。カウンタ/レジスタ26cは、カウント動作を開始してから2クロックパルス目で出力がハイレベルとなる。 尚図15において誤差アンプ20の出力端子には外付けのコンデンサC2が、また整流器DBの両出力端子間にはフィルタリング用のコンデンサC3が夫々接続されている。
The time
次に図15の回路の動作について簡単に説明する。 Next, the operation of the circuit of FIG. 15 will be briefly described.
交流電源ACが入力している状態において、脈流電圧検出回路25は、図16(b)に示すように、脈流検出回路3の脈流検出出力の電圧が閾値Vthよりも低くなる期間でハイレベルの信号を出力し、それ以外ではローレベルの信号を出力する。
In a state where the AC power supply AC is input, the pulsating
そして図16(c)に示すクロック発振回路26aのクロック信号が立ち上がる時点で、脈流電圧検出回路25の出力がハイレベルであれば、D型フリップフロップ26bの信号が図16(d)に示すようにハイレベルになる一方、脈流電圧検出回路25の信号がローレベルであれば、D型フリップフロップ26bの出力がローレベルになる。
If the output of the pulsating
D型フリップフロップ26bのQ出力がカウンタ/レジスタ26cのCLR端子に入力すると、D型フリップフロップ26bのQ出力がローレベルであれば、クロック信号に非同期で、カウンタ/レジスタ26cのQ出力がローレベルになる。
When the Q output of the D-type flip-
そして図16(a)で示すように、何らかの原因で交流電源ACのレベルが低下して、脈流検出回路3の検出結果が閾値Vthよりも低レベルとなる期間が、クロック発振回路26aの出力パルス間の期間よりも長くなると、D型フリップフロップ26bのQ出力がハイレベルになる期間が長くなり、そのQ出力がハイレベルになってから2クロックパルス目で、カウンタ/レジスタ26cのQ出力がハイレベルとなる。つまり、カウンタ/レジスタ26cがクロック信号に同期してカウントを始めるのである。他方、これ以外ではカウンタ/レジスタ26cのQ出力はローレベルである。図16(e)はこのカウンタ/レジスタ26cのQ出力を示す。
As shown in FIG. 16A, the output of the
そして、カウンタ/レジスタ26cのQ出力のレベルは、ノットゲート素子26dで反転してアンド回路23及びインバータ制御部(図示せず)に入力することになる。
The level of the Q output of the counter /
これにより何らかの原因で交流電源ACのレベルが低下すると、アンド回路23及びインバータ制御部(図示せず)に入力するレベルがローレベルになるから、直流変換回路1及びインバータ回路(図示せず)の動作を停止させることができることになる。
As a result, when the level of the AC power supply AC decreases for some reason, the level input to the AND circuit 23 and the inverter control unit (not shown) becomes a low level, so that the
つまり脈流電圧を常にモニタしながら交流電源ACの電圧が低下したことを検知して所定の判別時間にてインバータ回路(図示せず)の動作を停止させることが可能であった。またこの動作によりインバータ回路(図示せず)の残留発振時間を必要以上に長くならずに、所定の時間で確実に停止させることが可能であった。
ところで、上述の制御部の構成では、脈流の検出後の信号処理においてクロック発振回路26aやD型フリップフロップ26bやカウンタ/レジスタ26cといった回路が必要であり、そのため回路構成が複雑となり、またこれらの回路を集積化する場合には、多くの回路素子が必要で、集積回路のチップ面積の増大及びそれによるパッケージの小型化が困難になるといった問題があった。
By the way, the configuration of the control unit described above requires a circuit such as the
本発明は、上記の問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは、交流電源電圧の低下を検出し、所定時間後にインバータ回路を停止させる制御部を備えたものにおいて、制御部の回路構成を簡素化でき、集積回路化に有利な放電灯点灯装置及びそれを用いた照明器具を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-described problems. The object of the present invention is to provide a control unit that detects a decrease in the AC power supply voltage and stops the inverter circuit after a predetermined time. It is an object of the present invention to provide a discharge lamp lighting device that can simplify the circuit configuration of the unit and is advantageous for integration into an integrated circuit, and a lighting fixture using the same.
上記目的を達成するために、請求項1の放電灯点灯装置の発明では、交流電源を整流する整流器と、該整流器の出力を所定の直流に変換する直流変換回路と、該直流変換回路で変換された直流を高周波に変換して高周波電力を放電灯負荷に供給するインバータ回路と、該インバータ回路のスイッチング素子に駆動信号を出力するインバータ制御部とを備えた放電灯点灯装置において、前記整流器の出力から脈流電圧を検出する脈流検出回路と、該脈流検出回路で検出される脈流電圧が所定電圧以上か未満かを検出する脈流電圧検出回路と、該脈流電圧検出回路の出力信号が所定電圧以上を示す信号のときには出力端子より定電流を吐き出し、前記出力信号が所定電圧未満を示す信号のときには定電流を前記出力端子より吸い込む定電流回路と、該定電流回路の出力端子に接続されて該定電流回路の定電流の吐き出し、吸い込みに応じて充放電される検出用コンデンサと、該検出用コンデンサの電位が所定電位以上であればインバータ回路を動作させる信号を、所定電位未満であればインバータ回路を停止させる信号を前記インバータ制御部に対して出力する電圧検出回路とを具備した制御部を備えていることを特徴とする。
In order to achieve the above object, in the invention of the discharge lamp lighting device according to
請求項1の放電灯点灯装置の発明によれば、交流電源の電圧低下を検出し、所定時間後にインバータ回路を停止させる制御部の回路構成を簡素化することができ、そのため集積回路化に有利となる。 According to the invention of the discharge lamp lighting device of the first aspect, it is possible to simplify the circuit configuration of the control unit that detects the voltage drop of the AC power source and stops the inverter circuit after a predetermined time, and is therefore advantageous for integration into an integrated circuit. It becomes.
請求項2の放電灯点灯装置の発明では、請求項1の発明において、前記インバータ回路の負荷接続状態を判別する無負荷検出回路を備えるとともに、該無負荷検出回路の回路要素として前記検出用コンデンサが兼用されていることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a discharge lamp lighting device according to the first aspect, further comprising a no-load detection circuit for determining a load connection state of the inverter circuit, and the detection capacitor as a circuit element of the no-load detection circuit. Is also used.
請求項2の放電灯点灯装置の発明によれば、外部回路の一つである無負荷検出回路の簡素化も図れる。 According to the invention of the discharge lamp lighting device of the second aspect, the no-load detection circuit which is one of the external circuits can be simplified.
請求項3の放電灯点灯装置の発明では、請求項1又は2の発明において、前記直流変換回路が昇圧型チョッパ回路から構成され、前記脈流検出回路の脈流電圧の検出出力を、チョッパ制御内容を設定するための要素の一つとして用いる入力電源電圧信号として兼用していることを特徴とする。
In the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項3の放電灯点灯装置の発明によれば、外部回路の一つであるチョッパ制御部の簡素化も図れる。 According to the invention of the discharge lamp lighting device of the third aspect, the chopper control unit which is one of the external circuits can be simplified.
請求項4の放電灯点灯装置の発明では、請求項1乃至3のいずれか1項の発明において、前記定電流回路の吐き出し時の電流値を、吸い込み時の電流値よりも大きくしていることを特徴とする。
In the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項4の放電灯点灯装置の発明によれば、請求項1乃至3のいずれか1項の発明の作用に加えて電源投入時の急激に電流が流れる際等に生じる波形歪み等に対して動作安定性を確保することができ、精度良い電源電圧検出が行える。 According to the invention of the discharge lamp lighting device of the fourth aspect, in addition to the action of the invention of any one of the first to third aspects, the waveform distortion generated when the current flows suddenly when the power is turned on, etc. Operation stability can be ensured, and accurate power supply voltage detection can be performed.
請求項5の放電灯点灯装置の発明では、請求項1又は2の発明において、前記放電灯負荷の寿命末期状態を判別する寿命末期検出回路を備えるとともに、該寿命末期検出回路の回路要素として前記検出用コンデンサが兼用されていることを特徴とする。
In the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項5の放電灯点灯装置の発明によれば、放電灯負荷が寿命末期であるかどうかを判別することができ、加えて外部回路の一つである寿命末期検出回路の簡素化も図れる。
According to the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項6の放電灯点灯装置の発明では、請求項5の発明において、前記寿命末期検出回路は、前記放電灯負荷に印加される直流電圧を検出する寿命検出部と、該寿命検出部により検出した直流電圧に基づいて前記放電灯負荷の寿命を判別する寿命判別部とを備えていることを特徴とする。
In the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項6の放電灯点灯装置の発明によれば、放電灯負荷に生じる直流電圧に基づいて放電灯負荷が寿命末期であるかどうかを判別することができ、加えて外部回路の一つである寿命末期検出回路の簡素化も図れる。 According to the invention of the discharge lamp lighting device of the sixth aspect, it is possible to determine whether or not the discharge lamp load is at the end of its life based on the DC voltage generated in the discharge lamp load, and in addition, it is one of the external circuits. The end-of-life detection circuit can be simplified.
請求項7の放電灯点灯装置の発明では、請求項5又は6の発明において、前記寿命末期検出回路は、前記放電灯負荷に印加される高周波電圧を検出する寿命検出部と、該寿命検出部により検出した高周波電圧に基づいて前記放電灯負荷の寿命を判別する寿命判別部とを備えていることを特徴とする。
In the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項7の放電灯点灯装置の発明によれば、放電灯負荷に生じる高周波電圧に基づいて放電灯負荷が寿命末期であるかどうかを判別することができ、加えて外部回路の一つである寿命末期検出回路の簡素化も図れる。
According to the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項8の放電灯点灯装置の発明では、請求項1乃至7のいずれか1項の発明において、前記脈流検出回路は、ヒステリシスを有していることを特徴とする。
In the invention of the discharge lamp lighting device of
請求項8の放電灯点灯装置の発明によれば、脈流電圧検出回路の出力にチャタリング現象等の異常が生じることを防止することができ、脈流電圧検出回路の精度を向上できる。 According to the discharge lamp lighting device of the eighth aspect, it is possible to prevent an abnormality such as a chattering phenomenon from occurring in the output of the pulsating voltage detection circuit, and to improve the accuracy of the pulsating voltage detection circuit.
請求項9の照明器具の発明では、請求項1乃至8のいずれか1項に記載の放電灯点灯装置を具備していることを特徴とする。 According to a ninth aspect of the present invention, there is provided the discharge lamp lighting device according to any one of the first to eighth aspects.
請求項9の照明器具の発明によれば、請求項1乃至8の何れか1項の放電灯点灯装置の利点を生かした照明器具を提供することができる。 According to the lighting fixture of the ninth aspect, it is possible to provide a lighting fixture that takes advantage of the discharge lamp lighting device of any one of the first to eighth aspects.
本発明は、交流電源の電圧低下を検出し、所定時間後にインバータ回路を停止させる制御部の回路構成を簡素化することができ、そのため集積回路化に有利となる放電灯点灯装置及び照明器具を提供できるという効果がある。 The present invention can simplify a circuit configuration of a control unit that detects a voltage drop of an AC power supply and stops an inverter circuit after a predetermined time. Therefore, a discharge lamp lighting device and a lighting fixture that are advantageous for integration into an integrated circuit are provided. There is an effect that can be provided.
以下本発明を実施形態により説明する。 Embodiments of the present invention will be described below.
(実施形態1)
本実施形態は図1に示すように商用電源からなる交流電源ACを全波整流する整流器DBと、整流器DBから出力される脈流電圧を所定の直流に変換する直流変換回路1と、この直流変換回路1からの直流を高周波に変換して得られる高周波電力を放電灯負荷LAに供給するインバータ回路5及びインバータ制御部6とを備えるとともに、交流電源ACの電圧が低下したときにインバータ回路5の動作を停止させる制御部7とを備えている。
(Embodiment 1)
In the present embodiment, as shown in FIG. 1, a rectifier DB that full-wave rectifies an AC power supply AC that is a commercial power supply, a
制御部7は、脈流検出回路3と、脈流電圧検出回路8と、定電流回路9と、検出用コンデンサC5と、電圧検出回路10とで構成されている。
The
ここで脈流検出回路3は整流器DBの両出力端子間に抵抗R11,R12の直列回路を接続するとともに抵抗R12にフィルタリング用のコンデンサC4を並列接続して構成され、抵抗R11,R12の接続点から整流出力に対応する脈流電圧VC4を出力する。
Here, the pulsating
脈流電圧検出回路8は脈流検出回路3で検出されて出力される脈流電圧VC4を反転入力端子に入力し、非反転入力端子に入力している閾値電圧(以下閾値という)Vthaと比較するコンパレータから構成され、脈流電圧VC4が閾値Vtha未満のときにハイレベルの信号を出力し、閾値Vtha以上のときにローレベルの信号を出力する。ここで閾値Vthaはインバータ回路5を停止させる必要がある交流電源ACの電圧に対応した脈流電圧VC4に対応して設定してある。
The pulsating
定電流回路9は、脈流電圧検出回路8が出力する信号がローレベルのときにはハイレベルとなるノットゲート素子9aの出力端子より定電流i1の吐き出しを行い、脈流電圧検出回路8が出力する信号がハイレベルのときにはローレベルとなるノットゲート素子9aの出力端子から定電流i2の吸い込みを行うもので、ノットゲート素子9aの出力端子とグランドとの間に接続している検出用コンデンサC5を定電流i1,i2で充放電するようになっている。
The constant
電圧検出回路10は、検出用コンデンサC5の電位(電圧)VC5を非反転入力端子に入力し、反転入力端子に入力している閾値電圧(以下閾値という)Vthbと比較するコンパレータから構成され、閾値Vthbとしてインバータ回路5の動作を停止させる必要がある交流電源ACの電圧に対応した検出用コンデンサC5の電圧VC5に対応付けて設定し、検出用コンデンサC5の電位VC5が閾値Vthb以上のときにハイレベルの信号を、閾値Vthb未満のときにはローレベルの信号をインバータ制御部6へ出力するようになっている。
The
ここでインバータ制御部6は、電圧検出回路10のハイレベルの信号が入力している状態ではインバータ回路5を動作させ、電圧検出回路10からローレベルの信号が出力されている状態ではインバータ回路5の動作を停止させる。つまりハイレベルの信号がインバータ回路5の動作を指示する信号を、ローレベルの信号がインバータ回路5の動作の停止を指示する停止信号を構成する。
Here, the
次に本実施形態の動作を図2に基づいて詳説する。 Next, the operation of this embodiment will be described in detail with reference to FIG.
今、交流電源ACが入力されている状態では、整流器DBからの整流出力により図2(a)に示すように脈流検出回路3のコンデンサC4の両端には脈流電圧VC4が発生する。この脈流電圧VC4が閾値Vtha以上のときには脈流電圧検出回路8は出力信号をローレベルとし、閾値Vtha未満のときに出力信号をハイレベルとする。ここで脈流電圧VC4の一周期Tにおいて脈流検出回路8のローレベルの出力信号が入力している期間t1では定電流回路9のノットゲート素子9aの出力がハイレベルとなって定電流i1をその出力端子より吐き出して検出用コンデンサC5を充電し、脈流検出回路8の出力信号がハイレベルの期間t2ではノットゲート素子9aの出力がローレベルとなってその出力端子より検出用コンデンサC5の放電電流を定電流i2で吸い込む。このようにして検出用コンデンサC5が充放電されその電位(電圧)VC5は図2(b)に示すように変化する。このときの電位VC5は定電流回路9の定電流i1とi2の充放電の比率により決定される。
Now, when the AC power supply AC is input, a pulsating voltage VC4 is generated across the capacitor C4 of the pulsating
さて交流電源ACの電圧が正常な状態では、検出用コンデンサC5の電位VC5は閾値Vthb以上となり、そのため電圧検出回路10からはハイレベルの信号が図2(c)に示すように出力される。これによりインバータ回路5はインバータ制御部6の制御の下で動作して直流変換回路1からの直流を高周波に変換し、放電灯負荷LAに高周波電力を供給する。この動作状態は交流電源ACの電圧が正常な場合には維持されることになるが、交流電源ACが遮断されたり或いはその電圧が異常に低下して、コンデンサC4の電圧VC4が所定電圧Vtha以上にならなくなる(図2(a)の後半を参照)と、脈流電圧検出回路8の出力信号がハイレベルのままとなる。そのため定電流回路9のノットゲート素子9aでは検出用コンデンサC5の放電電流を定電流i2で吸い込み続けることになって、所定時間経過後には検出用コンデンサC5の電位VC5が図2(b)に示すように閾値Vthbを下回ることになる。これにより電圧検出回路10から出力される信号は下回った時点taからローレベルとなる。つまり停止信号が出力される。インバータ制御部6はこの停止信号の入力によりインバータ回路5の動作を停止させる。
When the voltage of the AC power supply AC is normal, the potential VC5 of the detection capacitor C5 is equal to or higher than the threshold value Vthb. Therefore, a high level signal is output from the
以上のように本実施形態では、脈流検出回路3、検出用コンデンサC5、脈流電圧検出回路8を構成するコンパレータ、電圧検出回路10を構成するコンパレータ、定電流回路9により制御部7を構成することができ、そのため従来構成よりも大幅に制御部7の回路構成の簡素化が図れ、主要部である脈流電圧検出回路8、電圧検出回路10及び定電流回路9を集積化する場合、使用回路素子数が少ないため集積回路をコンパクト化することができ、またコストダウンも図れることになる。
As described above, in the present embodiment, the
(実施形態2)
上述の実施形態1における直流変換回路1として例えばチョッパ回路を用い、図3に示すようにこのチョッパ回路のチョッパ制御部2の制御信号にも、制御部7の電圧検出回路10の信号を用いるとともに、チョッパ制御部2及びインバータ制御部6を上述した制御部7の主要部とともに集積化して一つの集積回路ICとした点に特徴がある。
(Embodiment 2)
For example, a chopper circuit is used as the
つまりインバータ発振回路60及びインバータ発振回路60の発振信号を受けてインバータ回路5のスイッチング素子を駆動するドライブ回路61からなるインバータ制御部6と、オン・オフ制御部22’及びチョッパ回路のスイッチング素子(図示せず)のドライブ回路24からなるチョッパ制御部2とを、上述した制御部7の脈流電圧検出回路8、電圧検出回路10、定電流回路9と共に集積回路ICで一体化するとともに、電圧検出回路10の信号をチョッパ制御部2の制御信号として兼用するようになっている。尚オン・オフ制御部22’はドライブ回路24からチョッパ回路のスイッチング素子に対して駆動信号を出力するのをオン/オフするためのものである。
That is, the
尚交流電源ACと整流器DBとの間にはローパスフィルタFを接続している。また制御部7の構成及び動作は実施形態1と同じであるので、同じ回路要素には同じ符号を付して説明は省略する。
A low pass filter F is connected between the AC power supply AC and the rectifier DB. Moreover, since the structure and operation | movement of the
而して交流電源ACの電圧が正常な状態では、電圧検出回路10から出力されるハイレベルの信号を受けてインバータ制御部6は上述と同様にインバータ回路5を動作させる制御を行い、またチョッパ制御部2もチョッパ回路からなる直流変換回路1を動作させる制御を行う。
Thus, when the voltage of the AC power supply AC is normal, the
そして交流電源ACの電圧が低下した(或いは遮断された)状態では、実施形態1と同様に制御部7の電圧検出回路10からローレベルの停止信号が出力され、これを受けてインバータ制御部6はインバータ回路5の動作を、チョッパ制御部2は直流変換回路1の動作を夫々停止させる。
In the state where the voltage of the AC power supply AC is reduced (or cut off), a low-level stop signal is output from the
以上の本実施形態の構成では、回路構成を簡素化した制御部7と、インバータ制御部6と、チョッパ制御部2とを集積化して一つの集積回路ICとすることで、回路規模のコンパクトを可能とし、集積回路ICの低コスト化や小型化を図れるという利点がある。
In the configuration of the present embodiment described above, the
(実施形態3)
本実施形態は図4に示すように直流変換回路1として昇圧型チョッパ回路を用い、この昇圧型チョッパ回路のチョッパ制御部2においてチョッパ制御を行うために用いる入力電圧検出用の信号として制御部7の脈流検出回路3の脈流検出出力を兼用した点に特徴がある。
(Embodiment 3)
In this embodiment, as shown in FIG. 4, a boost chopper circuit is used as the
ここで昇圧型チョッパ回路を構成する直流変換回路1は、チョッパ用チョークコイルL1を介してスイッチング素子Q1と、チョッパ電流検出用抵抗R1との直列回路を整流器DBの両出力端子間に接続し、スイッチング素子Q1と抵抗R1の直列回路にはブーストアップ用のダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を並列接続し、更に平滑コンデンサC1に抵抗R16,R17の直列回路を接続し、抵抗R17にコンデンサC7を並列接続して構成されるチョッパ出力フィードバック回路4と、チョッパ電流検出用抵抗R1に並列に接続した抵抗R15とコンデンサC6との直列回路からなるチョッパ電流検出信号のフィルタ回路とを備えている。
Here, the
一方インバータ制御部6や制御部7とともに集積回路ICとして一体化されたチョッパ制御部2は、スイッチング素子Q1をオンオフ駆動する駆動信号を出力するドライブ回路24と、チョッパ用チョークコイルL1の回生電流が0なったとことを検知するためにチョッパ用チョークコイルL1に設けた2次巻線n2の出力電圧を外付けの抵抗R13を介して反転入力端子に取り込み、非反転入力端子に入力している基準電圧Vref0と比較するコンパレータからなる零電流検出回路27と、チョッパ出力フィードバック回路4の検出出力(コンデンサC7の両端電圧)及び基準電圧Vref1をそれぞれ非反転入力端子及び反転入力端子に入力する演算増幅器によりなる誤差アンプ20と、この誤差アンプ20の出力で充電される外付けのコンデンサC2の電圧及び制御部7の脈流検出回路3のコンデンサC4の電圧VC4を入力するマルチプライヤ21と、このマルチプライヤ21の出力とチョッパ回路のスイッチング素子Q1に直列に接続しているチョッパ電流検出用抵抗R1の両端電圧で充電されるコンデンサC6の両端電圧とを比較してコンデンサC6の電圧がマルチプライヤ21の出力よりも高いときにハイレベルの信号を出力するコンパレータ28と、零電流検出回路27のハイレベル信号によりトリガされてハイレベル信号を出力するワンショットトリガ回路29と、零電流検出回路27の出力がワンショットトリガ回路29を介してセット端子Sに入力されるとセットされてQ出力をハイレベルとし、コンパレータ28の信号若しくはノットゲート素子NTで反転された制御部7の停止信号がリセット端子Rに入力するとQ出力を反転するRSフリップフロップFFとから構成されている。
On the other hand, the
次に本実施形態におけるチョッパ回路からなる直流変換回路1及びチョッパ制御部2の動作を簡単に説明する。
Next, operations of the
まず入力される交流電源ACの電圧が正常な状態で、制御部7からハイレベルの出力信号が出力されている状態では、零電流検出時に零電流検出回路27のハイレベル信号によりトリガされてワンショットトリガ回路29から出力されるハイレベル信号がセット端子Sに入力することでRSフリップフロップFFがセットされ、そのQ出力がハイレベルとなると、ドライブ回路24はスイッチング素子Q1に駆動信号を出力する。これによりスイッチング素子Q1がオンし、整流器DBからチョッパ用チョークコイルL1、スイッチング素子Q1、抵抗R1の経路でチョッパ電流が流れる。チョッパ電流は抵抗R1により電圧としてモニタされており、この電圧が抵抗R15とコンデンサC6とでフィルタリングされながら、集積回路IC内のコンパレータ28に入力される。
First, when the voltage of the input AC power supply AC is normal and a high-level output signal is output from the
この入力電圧がマルチプライヤ21から与えられる閾値を超えると、コンパレータ28の出力はローレベルからハイレベルに反転し、RSフリップフロップFFのリセット端子Rにはリセット信号が入力し、そのためQ出力がローレベルに反転し、これによりドライブ回路24からの駆動信号の出力が停止してスイッチング素子Q1がオフする。
When this input voltage exceeds the threshold given by the
スイッチング素子Q1がオフすると、スイッチング素子Q1がオンしているときにチョッパ用チョークコイルL1に蓄えられられた磁気エネルギがダイオードD1、平滑コンデンサC1、整流器DB、チョッパ用チョークコイルL1の経路で流れ、平滑コンデンサC1に充電電流(回生電流)が流れる。 When the switching element Q1 is turned off, the magnetic energy stored in the chopper choke coil L1 when the switching element Q1 is turned on flows through the path of the diode D1, the smoothing capacitor C1, the rectifier DB, and the chopper choke coil L1. A charging current (regenerative current) flows through the smoothing capacitor C1.
チョッパ用チョークコイルL1に回生電流が流れている期間には、チョッパ用チョークコイルL1の2次巻線n2からは零電流検出回路27の反転入力端子に対して正方向の電圧が発生することになる。そして回生電流が流れなくなると、零電流検出回路27の反転入力端子の電圧が閾値Vref0より下回るため、零電流検出回路27の出力がハイレベルとなって、それによりワンショットトリガ回路29から出力されるハイレベル信号でRSフリップフロップFFがセットされ、そのQ出力をハイレベルに反転して再びドライブ回路24からスイッチング素子Q1に駆動信号が出力され、スイッチング素子Q1がオンする。このようにして上述の一連の動作をチョッパ制御部2が繰り返すことでチョッパ回路からなる直流変換回路1はチョッパ動作を継続するのである。
During the period when the regenerative current is flowing through the chopper choke coil L1, a positive voltage is generated from the secondary winding n2 of the chopper choke coil L1 to the inverting input terminal of the zero
ここでスイッチング素子Q1がオンしている時間幅はコンパレータ28の閾値により決まり、この閾値となるマルチプライヤ21の出力は、誤差アンプ20の出力と脈流検出回路3の検出出力とで決定される。つまりこの制御によりスイッチング素子Q1がオンしている時間幅は、交流電源ACの電圧の振幅に比例するので、チョッパ用チョークコイルL1に流れるチョッパ電流の振幅も交流電源ACの電圧に比例し、そのためチョッパ電流を整流器DBの両出力端子間に接続しているコンデンサC3でフィルタリングすることで、正弦波状の入力電流波形が得られ、入力電流の歪みを改善しつつ、高い力率を得ることが可能になる。一方チョッパ回路たる直流変換回路1の出力電圧も一定に保たれるような制御となり、インバータ回路5に一定の安定した直流電源を供給することが可能となる。
Here, the time width during which the switching element Q1 is on is determined by the threshold value of the
そして制御部7の電圧検出回路10からの停止信号は、ノットゲート素子NTで反転されてRSフリップフロップFFにリセット信号として入力するため、停止信号が出力されている間RSフリップフロップFFのQ出力はローレベルになり、ドライブ回路24からのオン駆動信号の出力が停止して、チョッパ回路からなる直流変換回路1の動作が停止する。
Since the stop signal from the
同時に、制御部7の電圧検出回路10からの停止信号はインバータ回路5に対応するインバータ制御部6の発振回路60に与えられて発振回路60の動作が停止し、これによりドライブ回路61を通じてスイッチング素子へ与えられる駆動信号の出力も停止し、インバータ回路5の動作も停止することになる。つまり、交流電源ACの電圧が低下或いは遮断されたときにはインバータ回路5及びチョッパ回路からなる直流変換回路1の動作を同時に停止させ、これら回路5,1の回路素子にストレスが加わるのを回避するのである。
At the same time, the stop signal from the
以上の本実施形態の構成では、実施形態2と同様に回路構成を簡素化した制御部7と、インバータ制御部6、チョッパ制御部2とを一つの集積回路ICに集積化することで、回路規模のコンパクト化を可能とし、集積回路ICの低コスト化や小型化を図れるという利点がある上に、チョッパ制御部2の制御のための一部の信号として制御部7の脈流検出回路3の検出出力を兼用することで、外部回路の簡素化も図れるという利点がある。
In the configuration of the present embodiment described above, the
尚制御部7の構成及び動作は実施形態1と同じであるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
In addition, since the structure and operation | movement of the
(実施形態4)
本実施形態では図5に示すようにインバータ回路5として、二つのスイッチング素子Q2,Q3の直列回路を昇圧型チョッパ回路からなる直流変換回路1の平滑コンデンサC1に並列に接続し、ローサイド側のスイッチング素子Q3に直流カット用コンデンサC8、共振用インダクタL2を介して蛍光灯のような放電灯負荷LAを接続し、この放電灯負荷LAの二つのフィラメント電極の非電源側端子間に共振用コンデンサC9を並列接続したハーフブリッジ型のインバータ回路を用いたもので、ハイサイド、ローサイドのスイッチング素子Q2,Q3のゲートに対して駆動信号が抵抗R18,R19を夫々介してインバータ制御部6のドライブ回路61より与えられてスイッチング素子Q2,Q3が交互にオンオフし、共振用インダクタL2及び共振用コンデンサC9による共振によって生じる高周波電圧を放電灯負荷LAの両端に印加するようになっている。
(Embodiment 4)
In this embodiment, as shown in FIG. 5, as an
そして集積回路ICの外付け部品として設けられる制御部7の検出用コンデンサC5の両端間に抵抗R20を介して接続したトランジスタQ4と、直流変換回路1の出力端子間に接続した抵抗R21とR22との直列回路と、抵抗R22に並列に接続したコンデンサC10とからなり、抵抗R21、R22の接続点をトランジスタQ4のベースに接続するとともに、放電灯負荷LAのフィラメント電極を介してグランド側に接続される共振用コンデンサC9の一端子に接続した無負荷検出回路11を設けた点に特徴がある。
A transistor Q4 connected between both ends of a detection capacitor C5 of the
つまり本実施形態では、放電灯負荷LAのグランド側のフィラメント電極がソケットから外れると、つまり無負荷状態になると、トランジスタQ4のベースには直流変換回路1の出力電圧を抵抗R21,R22で分圧した電圧が印加されてトランジスタQ4がオンし、このオンにより制御部7の検出用コンデンサC5に抵抗R20がトランジスタQ4を介して並列接続され、検出用コンデンサC5の電荷を放電させる。これにより検出用コンデンサC5の電位VC5が閾値Vthbを下回って電圧検出回路10の出力がローレベルとなり、つまり停止信号となり、インバータ制御部6及びチョッパ制御部2はインバータ回路5の動作及び直流変換回路1の動作を停止させる。
In other words, in this embodiment, when the filament electrode on the ground side of the discharge lamp load LA is removed from the socket, that is, in the no-load state, the output voltage of the
これにより、無負荷時においてもインバータ回路5及びチョッパ回路からなる直流変換回路1の回路素子のストレスを回避できる。
Thereby, it is possible to avoid the stress of the circuit elements of the
以上のように本実施形態では、実施形態3と同様な利点の他に、制御部7の検出用コンデンサC5を無負荷検出回路11の一部として兼用するため、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。
As described above, in the present embodiment, in addition to the same advantages as those of the third embodiment, the detection capacitor C5 of the
尚集積回路IC内の回路構成及びその動作は実施形態3と同じであるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。 Since the circuit configuration and operation in the integrated circuit IC are the same as those in the third embodiment, the same circuit elements are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
(実施形態5)
ところで、脈流電圧VC4は一般的な商用電源を全波整流して得られるものであるから、周波数が商用電源の2倍であっても、その変化は商用電源と同様に緩やかである。そのため脈流電圧VC4が脈流検出回路3の閾値Vtha近傍を通過する時間は長くなり、これにより脈流電圧VC4にノイズ等による振動が生じた際には、脈流電圧検出回路3の出力信号にチャタリング現象が生じるおそれがあった。このようなチャタリング現象が生じると、検出用コンデンサC5の充放電が急激に繰り返されて検出用コンデンサC5の電圧VC5が不安定になったり、検出用コンデンサC5の急激な充放電に伴なって集積回路IC内部のワイヤ配線や検出用コンデンサC5と電気的に接続される配線パターンのインダクタンス成分の振動によるノイズ成分が検出用コンデンサC5の電圧VC5に重畳されたりして、これらが制御部7の誤動作の原因になるという問題があった。
(Embodiment 5)
By the way, since the pulsating voltage VC4 is obtained by full-wave rectification of a general commercial power supply, even if the frequency is twice that of the commercial power supply, the change is as gradual as the commercial power supply. Therefore, the time during which the pulsating voltage VC4 passes through the vicinity of the threshold value Vtha of the pulsating
本実施形態は、かかる問題を解決するためのものであり、図6に示すように脈流電圧検出回路80の構成に特徴があり、その他の構成は上記実施形態3と同様であるので、同じ回路構成には同じ符号を付し、説明は省略する。
The present embodiment is for solving such a problem. As shown in FIG. 6, the configuration of the pulsating
本実施形態の脈流電圧検出回路80は、脈流検出回路3で検出されて出力される脈流電圧VC4を反転入力端子に入力し、非反転入力端子に入力される電圧と比較してハイレベル又はローレベルの信号を出力端子から出力するコンパレータ80aと、コンパレータ80aに閾値電圧(以下、閾値という)を出力する閾値生成部80bとを備えている。ここで、閾値生成部80bは、内部基準電源Vstと、内部基準電源Vstとグラウンドの間に接続される抵抗R40,R41からなる直列回路と、抵抗R41に並列接続される抵抗R42及びPチャネル型MOSトランジスタ(以下、PMOSトランジスタ)Q5とを備えており、抵抗R40,R41の接続点はコンパレータ80aの非反転入力端子に接続され、PMOSトランジスタQ5のベースはコンパレータ80aの出力端子に接続されている。
The pulsating
次に、閾値生成部80bの動作について説明する。まず、コンパレータ80aの出力信号がハイレベルである場合、PMOSトランジスタQ5はオフとなり、コンパレータ80aの非反転入力端子には、内部基準電源Vstを抵抗R40と抵抗R41で分圧した電圧が閾値Vthahとして入力される。一方、コンパレータ80aの出力信号がローレベルである場合、PMOSトランジスタQ5はオンとなり、コンパレータ80aの非反転入力端子には、内部基準電源Vstを抵抗R40と、互いに並列接続された抵抗R41,R42の合成抵抗とで分圧した電圧が閾値Vthal(<Vthah)として入力される。つまり閾値生成部80bは、コンパレータ80aの出力信号がハイレベルであれば閾値Vthahを出力し、コンパレータ80aの出力信号がローレベルであれば閾値Vthalを出力するように構成されている。 Next, the operation of the threshold generation unit 80b will be described. First, when the output signal of the comparator 80a is at a high level, the PMOS transistor Q5 is turned off, and the voltage obtained by dividing the internal reference power supply Vst by the resistors R40 and R41 is set as the threshold value Vthah at the non-inverting input terminal of the comparator 80a. Entered. On the other hand, when the output signal of the comparator 80a is at a low level, the PMOS transistor Q5 is turned on, and the internal reference power supply Vst is connected to the resistor R40 and the resistors R41 and R42 connected in parallel to each other at the non-inverting input terminal of the comparator 80a. A voltage divided by the combined resistance is input as a threshold value Vthal (<Vthah). That is, the threshold value generation unit 80b is configured to output the threshold value Vthah if the output signal of the comparator 80a is high level, and to output the threshold value Vthal if the output signal of the comparator 80a is low level.
したがって、上記のコンパレータ80aと閾値生成部80bとで構成された脈流電圧検出回路80は、2つの閾値Vthah,Vthalを有する、所謂ヒステリシス付きコンパレータとなっている。
Therefore, the pulsating
次に本実施形態の動作を図7に基づいて詳説する。 Next, the operation of the present embodiment will be described in detail with reference to FIG.
今、交流電源ACが入力されている状態では、整流器DBからの整流出力により図7(a)に示すように脈流検出回路3のコンデンサC4の両端には脈流電圧VC4が発生する。この脈流電圧VC4が脈流電圧検出回路80に入力されていない状態では、脈流電圧検出回路80の出力信号はハイレベルであるので、閾値生成部80bによる閾値はVthahとなっている。そして、脈流電圧VC4が反転入力端子に入力されて、やがて脈流電圧VC4が閾値Vthah以上となったときには脈流電圧検出回路80は出力信号をローレベルとし、同時に閾値生成部80bは閾値Vthahより小さい閾値Vthalを出力する。このとき脈流電圧VC4が閾値Vthah近傍で振動したとしても、コンパレータ80aの閾値はVthahからVthalへ減少しているので、脈流電圧VC4の振動によってコンパレータ80aの出力信号にチャタリング現象が生じることがない。そして、脈流電圧VC4が閾値Vthal未満となったときには脈流電圧検出回路80は出力信号をハイレベルとし、同時に閾値生成部80bは閾値Vthalより大きい閾値Vthahを出力する。このとき脈流電圧VC4が閾値Vthal近傍で振動したとしても、コンパレータ80aの閾値はVthalからVthahへ増加しているので、脈流電圧VC4の振動によってコンパレータ80aの出力信号にチャタリング現象が生じることがない。
Now, in a state where the AC power supply AC is input, a pulsating voltage VC4 is generated across the capacitor C4 of the pulsating
一方、脈流電圧VC4の一周期Tにおいて脈流検出回路80のローレベルの出力信号が入力している期間t1では定電流回路9のノットゲート素子9aの出力がハイレベルとなって定電流i1をその出力端子より吐き出して検出用コンデンサC5を充電し、脈流検出回路8の出力信号がハイレベルの期間t2ではノットゲート素子9aの出力がローレベルとなってその出力端子より検出用コンデンサC5の放電電流を定電流i2で吸い込む。このようにして検出用コンデンサC5が充放電されその電位(電圧)VC5は図7(b)に示すように変化する。このときの電位VC5は定電流回路9の定電流i1とi2の充放電の比率により決定される。
On the other hand, in the period t1 in which the low level output signal of the pulsating
以上のように本実施形態では、実施形態3と同様の利点を有する他、脈流電圧検出回路80がヒステリシスを有しているので、脈流電圧検出回路80の出力信号にチャタリング現象等の異常が生じることを防止することができ、これによりチャタリング現象に起因する誤動作を防止して、脈流電圧検出回路80の精度を向上できるという利点がある。尚、本実施形態の脈流電圧検出回路80は、勿論上記の実施形態1,2,4や下記の実施形態6〜11に用いることができる。
As described above, the present embodiment has the same advantages as those of the third embodiment, and the pulsating current
(実施形態6)
上記実施形態4では、外部回路として無負荷検出回路11を設けたことに特徴があるが、本実施形態では、図8に示すように、無負荷検出回路11の代わりに、放電灯負荷LAの寿命末期状態を判別する寿命末期検出回路12を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態4と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
(Embodiment 6)
The fourth embodiment is characterized in that the no-
寿命末期検出回路12は、放電灯負荷LAに印加される直流電圧を検出する寿命検出部12aと寿命検出部12aにより検出した直流電圧に基づいて放電灯負荷LAの寿命を判別する寿命判別部12bとを備えている。
The end-of-
ここで、寿命検出部12aは、直流カット用コンデンサC8と共振用インダクタL2との接続点と、グラウンドとの間に接続される抵抗R50,R51の直列回路と、抵抗R51に並列接続される検出用コンデンサC5とで構成され、集積回路ICに外付けされている。
Here, the
寿命判別部12bは、検出用コンデンサC5の電位VC5を反転入力端子に入力し、非反転入力端子に入力している閾値電圧(以下閾値という)Vthcと比較するコンパレータから構成された寿命判別回路13と、寿命判別回路13の出力信号がローレベルであるときにラッチ状態が解除されるまで停止信号となるローレベルの信号を出力するラッチ回路14と、ラッチ回路14の出力信号と電圧検出回路10の出力信号の論理積を出力するアンドゲート素子15とで構成され、集積回路ICに一体化されている。ここで、寿命判別回路13の閾値Vthcは、放電灯負荷LAの寿命末期の判別(検出)基準となるものであり、インバータ回路5を停止させる必要がある検出用コンデンサC5の電圧VC5に対応するとともに、閾値Vthbよりも大きい値に設定している。ラッチ回路14は、寿命判別回路13の出力信号がハイレベルであるときにハイレベルの信号を出力し、寿命判別回路13の出力信号がローレベルであるときにラッチ状態が解除されるまでローレベルの信号を出力し続けるように構成されている。また、ラッチ回路14は、電圧検出回路10のローレベルの信号を解除信号として用いるようになっており、例えば放電灯点灯装置の電源を一端遮断することでラッチ状態を解除できるようになっている。アンドゲート素子15の出力端子は、インバータ制御部6のインバータ発振回路60に接続されるとともに、ノットゲート素子NTを介してRSフリップフロップ回路FFのリセット端子Rに接続されている。
The
以下に、本実施形態の寿命末期検出回路12の動作について図9を参照して説明する。まず、スイッチング素子Q2,Q3のデューティ比が約50%で放電灯負荷LAを点灯させる場合に、放電灯負荷LAがまだ寿命末期でなければ、放電灯負荷LAには直流電圧がほとんど発生しない。そのため、寿命検出部12aの検出用コンデンサC5の電圧VC5は閾値Vthc以上とならず、寿命判別部12bの寿命判別回路13はハイレベルの信号を出力し、このハイレベルの信号は、ラッチ回路14を介してアンドゲート素子15に入力される。そして、アンドゲート素子15は、ラッチ回路14からの信号と、電圧検出回路10からの信号との論理積を出力するのであるが、寿命末期でないときのラッチ回路14からの信号は常にハイレベルであるので、アンドゲート素子15の出力は電圧検出回路10に依存することになる。つまり、図9にaで示すように検出用コンデンサC5の電圧VC5が閾値Vthb以上閾値Vthc未満であれば、電圧検出回路10の出力信号はハイレベルであるから、アンドゲート素子15はハイレベルの信号を出力して直流変換回路1及びインバータ回路5を動作させる。また、図9にbで示すように検出用コンデンサC5の電圧VC5が閾値Vthb未満であれば、電圧検出回路10の出力信号はローレベルであるから、アンドゲート素子15はローレベルの信号を出力して直流変換回路1及びインバータ回路5を停止させる。
Hereinafter, the operation of the end-of-
一方、放電灯負荷LAが寿命末期になると、放電灯負荷LAに流れる電流が正負非対称となり、片側でほぼ短絡状態、もう一方ではほぼ無負荷状態となるような半波放電が生じる。そのため、放電灯負荷LAは直流電圧が印加された状態となり、寿命検出部12aはこの直流電圧を抵抗R50,R51で取り出して検出用コンデンサC5を充電する。そして、検出用コンデンサC5が充電され続けて図9にcで示すように検出用コンデンサC5の電圧VC5が閾値Vthcを以上となると、寿命判別回路13はローレベルの信号をラッチ回路14に出力し、これ以降ラッチ回路14は、解除信号が入力されるまでローレベルの信号をアンドゲート素子15へ出力する。ここで、閾値Vthc>閾値Vthbであるから、電圧検出回路10の出力信号はハイレベルとなっており、アンドゲート素子15は、寿命判別回路13の出力と電圧検出回路10の出力の論理積、つまりはローレベルの信号を出力する。そして、アンドゲート素子15から出力されたローレベルの信号は、インバータ制御部6の発振回路60に入力されるとともに、ノットゲート素子NTによりハイレベルの信号に変換されてRSフリップフロップFFのリセット端子Rに入力され、これによりインバータ回路5と、チョッパ回路からなる直流変換回路1との動作が停止される。
On the other hand, when the discharge lamp load LA reaches the end of its life, the current flowing through the discharge lamp load LA becomes asymmetrical, and half-wave discharge is generated such that one side is almost short-circuited and the other is almost unloaded. Therefore, the discharge lamp load LA is in a state where a DC voltage is applied, and the
以上述べたように、本実施形態によれば、放電灯負荷LAが寿命末期になったことを検出することができ、寿命末期となったことを検出した際には、インバータ回路5及びチョッパ回路からなる直流変換回路1の動作を停止させるので、これら回路5,1の回路素子にストレスがかかることを回避できる。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to detect that the discharge lamp load LA has reached the end of life, and when detecting that the discharge lamp load LA has reached the end of life, the
また、本実施形態の構成では、実施形態2と同様に回路構成を簡素化した制御部7と、インバータ制御部6と、チョッパ制御部2と、寿命判別部12bとを一つの集積回路ICに集積化することで、回路規模のコンパクト化を可能とし、集積回路ICの低コスト化や小型化を図れるという利点がある上に、チョッパ制御部2の制御のための一部の信号として制御部7の脈流検出回路3の検出出力を兼用することで、外部回路の簡素化も図れるという利点がある。加えて、制御部7の検出用コンデンサC5を寿命末期検出回路12の寿命検出部12aの回路要素として兼用するため、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。
In the configuration of the present embodiment, the
(実施形態7)
上記実施形態6では、放電灯負荷LAに生じる直流電圧に基づいて放電灯負荷LAの寿命末期を検出する寿命末期検出回路12を備えているが、本実施形態では、図10に示すように、放電灯負荷LAのランプ電圧(高周波電圧)に基づいて放電灯負荷LAの寿命末期を検出する寿命末期検出回路16を備えていることに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態4と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
(Embodiment 7)
The sixth embodiment includes the end of
寿命末期検出回路16は、放電灯負荷LAに印加されるランプ電圧を検出する寿命検出部16aと、寿命検出部16aで検出したランプ電圧に基づいて放電灯負荷LAの寿命を判別する寿命判別部16bとを備えている。
The end of
ここで、寿命検出部16aは、共振用インダクタL2と放電灯負荷LAとの接続点に一端が接続される抵抗R52と、抵抗R52の他端にカソードが接続されアノードがグラウンドに接続されるダイオードD2と、抵抗R52の他端にアノードが接続されるダイオードD3と、ダイオードD3のカソードに一端が接続され他端がグラウンドに接続される抵抗R53と、抵抗R53に並列接続される検出用コンデンサC5とで構成され、集積回路ICに外付けされている。
Here, the
尚、寿命判別部16bは、上記実施形態6の寿命判別部12bと同様の寿命判別回路13と、ラッチ回路14と、アンドゲート素子15とで構成され、集積回路ICに一体化されている。
The
以下に、本実施形態の寿命末期検出回路16の動作について説明する。まず、放電灯負荷LAを点灯させる場合に、放電灯負荷LAがまだ寿命末期でなければ、放電灯負荷LAのランプ電圧は定格値であり、このときは、寿命検出部16aの検出用コンデンサC5の電圧VC5が閾値Vthc以上とならないようになっている。そのため寿命判別回路13はハイレベルの信号を出力し、このハイレベルの信号は、ラッチ回路14を介してアンドゲート素子15に入力される。そして、アンドゲート素子15は、ラッチ回路14からの信号と、電圧検出回路10からの信号との論理積を出力するのであるが、寿命末期でないときのラッチ回路14からの信号は常にハイレベルであるので、アンドゲート素子15の出力は電圧検出回路10に依存することになる。つまり、電圧検出回路10の出力がハイレベルの信号であれば、ハイレベルの信号を出力して直流変換回路1及びインバータ回路5を動作させ、電圧検出回路10の出力がローレベルの信号であれば、ローレベルの信号を出力して直流変換回路1及びインバータ回路5を停止させる。
Hereinafter, the operation of the end of
一方、放電灯負荷LAが寿命末期になると、放電灯負荷LAを点灯させるのに必要なランプ電圧が上昇して、定格値よりも高い電圧となる。寿命検出部16aはこの上昇したランプ電圧を取り出して検出用コンデンサC5を充電する。そして、検出用コンデンサC5が充電され続けて検出用コンデンサC5の電圧VC5が閾値Vthcを以上となると、寿命判別回路13はローレベルの信号をラッチ回路14に出力し、これ以降ラッチ回路14は、解除信号が入力されるまでローレベルの信号をアンドゲート素子15へ出力する。ここで、閾値Vthc>閾値Vthbであるから、電圧検出回路10の出力はハイレベルの信号となっており、アンドゲート素子15は、寿命判別回路13の出力と電圧検出回路10の出力の論理積、つまりはローレベルの信号を出力する。そして、アンドゲート素子15から出力されたローレベルの信号は、インバータ制御部6の発振回路60に入力されるとともに、ノットゲート素子NTによりハイレベルの信号に変換されてRSフリップフロップFFのリセット端子Rに入力され、これによりインバータ回路5と、チョッパ回路からなる直流変換回路1との動作が停止される。
On the other hand, when the discharge lamp load LA reaches the end of its life, the lamp voltage necessary for lighting the discharge lamp load LA increases and becomes a voltage higher than the rated value. The
以上述べたように、本実施形態によれば、放電灯負荷LAが寿命末期になったことを検出することができ、寿命末期となったことを検出した際には、インバータ回路5及びチョッパ回路からなる直流変換回路1の動作を停止させるので、これら回路5,1の回路素子にストレスがかかることを回避できる。
As described above, according to the present embodiment, it is possible to detect that the discharge lamp load LA has reached the end of life, and when detecting that the discharge lamp load LA has reached the end of life, the
また、本実施形態の構成では、実施形態2と同様に回路構成を簡素化した制御部7と、インバータ制御部6、チョッパ制御部2と、寿命判別部16bとを一つの集積回路ICに集積化することで、回路規模のコンパクト化を可能とし、集積回路ICの低コスト化や小型化を図れるという利点がある上に、チョッパ制御部2の制御のための一部の信号として制御部7の脈流検出回路3の検出出力を兼用することで、外部回路の簡素化も図れるという利点がある。加えて、制御部7の検出用コンデンサC5を寿命末期検出回路16の寿命検出部16aの回路要素として兼用するため、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。
Further, in the configuration of the present embodiment, the
(実施形態8)
本実施形態は、実施形態4の構成に加えて、図11に示すように、実施形態6で述べた寿命末期検出回路12を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態4,6と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
(Embodiment 8)
This embodiment is characterized in that, in addition to the configuration of the fourth embodiment, as shown in FIG. 11, the end of
したがって、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、放電灯負荷LAが外れて無負荷状態となった際には、実施形態4と同様にこの無負荷状態を検出して、インバータ回路5及び直流変換回路1の動作を停止させることができる。加えて放電灯負荷LAが寿命末期となって半波放電が生じた際には、実施形態6と同様に半波放電時の直流電圧を検出して、インバータ回路5及び直流変換回路1の動作を停止させることができる。
Therefore, according to the discharge lamp lighting device of the present embodiment, when the discharge lamp load LA is removed and becomes a no-load state, the no-load state is detected as in the fourth embodiment, and the
つまり、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、無負荷時、寿命末期においてもインバータ回路5及びチョッパ回路からなる直流変換回路1の回路素子にストレスがかかることを回避できる。
That is, according to the discharge lamp lighting device of the present embodiment, it is possible to avoid stress on the circuit elements of the
また、本実施形態の構成では、実施形態4と同様な利点の他に、制御部7の検出用コンデンサC5を寿命末期検出回路12の寿命検出部12aの回路要素として兼用するとともに、無負荷検出回路11の回路要素として兼用するようにしているので、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。
Further, in the configuration of the present embodiment, in addition to the same advantages as those of the fourth embodiment, the detection capacitor C5 of the
(実施形態9)
本実施形態は、実施形態4の構成に加えて、図12に示すように、実施形態7で述べた寿命末期検出回路16を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態4,7と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
(Embodiment 9)
This embodiment is characterized in that, in addition to the configuration of the fourth embodiment, as shown in FIG. 12, the end of
したがって、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、放電灯負荷LAが外れて無負荷状態となった際には、実施形態4と同様にこの無負荷状態を検出して、インバータ回路5及び直流変換回路1の動作を停止させることができる。加えて放電灯負荷LAが寿命末期となってランプ電圧が上昇した際には、実施形態7と同様にこのランプ電圧の上昇を検出して、インバータ回路5及び直流変換回路1の動作を停止させることができる。
Therefore, according to the discharge lamp lighting device of the present embodiment, when the discharge lamp load LA is removed and becomes a no-load state, the no-load state is detected as in the fourth embodiment, and the
つまり、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、無負荷時、寿命末期においてもインバータ回路5及びチョッパ回路からなる直流変換回路1の回路素子にストレスがかかることを回避できる。
That is, according to the discharge lamp lighting device of the present embodiment, it is possible to avoid stress on the circuit elements of the
また、本実施形態の構成では、実施形態7と同様な利点の他に、制御部7の検出用コンデンサC5を寿命末期検出回路16の寿命検出部16aの回路要素として兼用するとともに、無負荷検出回路11の回路要素として兼用するようにしているので、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。
Further, in the configuration of the present embodiment, in addition to the same advantages as those of the seventh embodiment, the detection capacitor C5 of the
(実施形態10)
本実施形態は、実施形態4の構成に加えて、図13に示すように、放電灯負荷LAに生じる直流電圧又は、放電灯負荷LAのランプ電圧(高周波電圧)に基づいて放電灯負荷LAの寿命末期状態を検出する寿命末期検出回路17を設けたことに特徴がある。尚、その他の構成は上記実施形態4と同様であるので、同じ回路要素には同じ符号を付し、説明は省略する。
(Embodiment 10)
In the present embodiment, in addition to the configuration of the fourth embodiment, as shown in FIG. 13, based on the DC voltage generated in the discharge lamp load LA or the lamp voltage (high frequency voltage) of the discharge lamp load LA, A feature is that an end-of-
寿命末期検出回路17は、放電灯負荷LAに印加される直流電圧を検出する第1寿命検出部17aと、放電灯負荷LAに印加されるランプ電圧を検出する第2寿命検出部17bと、第1寿命検出部17aにより検出した直流電圧又は第2寿命検出部17bにより検出したランプ電圧に基づいて放電灯負荷LAの寿命を判別する寿命判別部17bとを備えている。
The end-of-
ここで、第1寿命検出部17aは、直流カット用コンデンサC8と共振用インダクタL2との接続点と、グラウンドとの間に接続される抵抗R54,R55の直列回路と、抵抗R55に並列接続されるコンデンサC11と、抵抗R55とコンデンサC11との接続点にアノードが接続されるダイオードD4と、ダイオードD4のカソードが接続される検出用コンデンサC5とで構成されている。また、第2寿命検出部17bは、共振用インダクタL2と放電灯負荷LAとの接続点に一端が接続される抵抗R56と、抵抗R56の他端にカソードが接続されアノードがグラウンドに接続されるダイオードD5と、抵抗R56の他端にアノードが接続されるダイオードD6と、ダイオードD6のカソードに一端が接続され他端がグラウンドに接続される抵抗R57と、抵抗R57に並列接続されるコンデンサC12と、抵抗R57とコンデンサC12との接続点にアノードが接続されるダイオードD7と、ダイオードD7のカソードが接続される検出用コンデンサC5とで構成されている。そして、これら各寿命検出部17a,17bは、ともに集積回路ICに外付けされている。
Here, the
尚、寿命判別部17cは、上記実施形態6の寿命判別部12bと同様の寿命判別回路13と、ラッチ回路14と、アンドゲート素子15とで構成され、集積回路ICに一体化されている。
The
以下に、本実施形態の寿命末期検出回路17の動作について説明する。まず、スイッチング素子Q2,Q3のデューティ比が約50%で放電灯負荷LAを点灯させる場合に、放電灯負荷LAがまだ寿命末期でなければ、放電灯負荷LAには直流電圧がほとんど発生せず、また放電灯負荷LAのランプ電圧も定格値となっている。そのため、第1寿命検出部17aのコンデンサC11の電圧と、第2寿命検出部17bのコンデンサC12の電圧とはともに閾値Vthc以上にならないので、検出用コンデンサC5の電圧VC5も閾値Vthc以上にならない。したがって、寿命判別回路13はハイレベルの信号を出力し、このハイレベルの信号は、ラッチ回路14を介してアンドゲート素子15に入力される。そして、アンドゲート素子15は、ラッチ回路14からの信号と、電圧検出回路10からの信号との論理積を出力するのであるが、寿命末期でないときのラッチ回路14からの信号は常にハイレベルであるので、アンドゲート素子15の出力は電圧検出回路10に依存することになる。つまり、電圧検出回路10の出力がハイレベルの信号であれば、ハイレベルの信号を出力して直流変換回路1及びインバータ回路5を動作させ、電圧検出回路10の出力がローレベルの信号であれば、ローレベルの信号を出力して直流変換回路1及びインバータ回路5を停止させる。
Hereinafter, the operation of the end of
一方、放電灯負荷LAが寿命末期になって、放電灯負荷LAに流れる電流が正負非対称となり、片側でほぼ短絡状態、もう一方ではほぼ無負荷状態となるような半波放電が生じた際には、放電灯負荷LAは直流電圧が印加された状態となる。このとき、第1寿命検出部17aはこの直流電圧を抵抗R54,R55で取り出してコンデンサC11及び検出用コンデンサC5を充電する。そして、コンデンサC11が充電され続けてコンデンサC11の電圧が閾値Vthc以上となった際には、同様に検出用コンデンサC5の電圧VC5も閾値Vthc以上となる。また、放電灯負荷LAが寿命末期になって、放電灯負荷LAを点灯させるのに必要なランプ電圧が上昇し、定格値よりも高い電圧となった際には、第2寿命検出部17bはこの上昇したランプ電圧を取り出してコンデンサC12及び検出用コンデンサC5を充電する。そして、コンデンサC12が充電され続けてコンデンサC12の電圧が閾値Vthc以上となった際には、同様に検出用コンデンサC5の電圧VC5も閾値Vthc以上となる。
On the other hand, when the discharge lamp load LA is at the end of its life, the current flowing through the discharge lamp load LA becomes asymmetrical, causing a half-wave discharge that is almost short-circuited on one side and almost unloaded on the other side. The discharge lamp load LA is in a state where a DC voltage is applied. At this time, the first
以上述べたように放電灯負荷LAが寿命末期となって、第1寿命検出部17a又は第2寿命検出部17bによって検出用コンデンサC5の電圧VC5が閾値以上となると、寿命判別回路13はローレベルの信号をラッチ回路14へ出力し、これ以降ラッチ回路14は、解除信号が入力されるまでローレベルの信号をアンドゲート素子15へ出力する。ここで、閾値Vthc>閾値Vthbであるから、電圧検出回路10の出力はハイレベルの信号となっており、アンドゲート素子15は、寿命判別回路13の出力と電圧検出回路10の出力の論理積、つまりはローレベルの信号を出力する。そして、アンドゲート素子15から出力されたローレベルの信号は、インバータ制御部6の発振回路60に入力されるとともに、ノットゲート素子NTによりハイレベルの信号に変換されてRSフリップフロップFFのリセット端子Rに入力され、これによりインバータ回路5と、チョッパ回路からなる直流変換回路1との動作が停止される。
As described above, when the discharge lamp load LA reaches the end of life and the voltage VC5 of the detection capacitor C5 becomes equal to or higher than the threshold by the first
したがって、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、放電灯負荷LAが外れて無負荷状態となった際には、実施形態4と同様にこの無負荷状態を検出して、インバータ回路5及び直流変換回路1の動作を停止させることができる。加えて放電灯負荷LAが寿命末期となって半波放電、又はランプ電圧の上昇が生じた際には、これらのような放電灯負荷LAの異常を検出して、インバータ回路5及び直流変換回路1の動作を停止させることができる。
Therefore, according to the discharge lamp lighting device of the present embodiment, when the discharge lamp load LA is removed and becomes a no-load state, the no-load state is detected as in the fourth embodiment, and the
つまり、本実施形態の放電灯点灯装置によれば、無負荷時、寿命末期においてもインバータ回路5及びチョッパ回路からなる直流変換回路1の回路素子にストレスがかかることを回避できる。
That is, according to the discharge lamp lighting device of the present embodiment, it is possible to avoid stress on the circuit elements of the
また、本実施形態の構成では、実施形態4と同様な利点の他に、制御部7の検出用コンデンサC5を寿命末期検出回路17の各寿命検出部17a,17bの回路要素として兼用するとともに、無負荷検出回路11の回路要素として兼用するようにしているので、外部回路の一層の簡素化を図ることができる。これにより集積回路の端子数の簡略化を図ることができるようになって、集積回路のパッケージを小型化することができる。
Further, in the configuration of the present embodiment, in addition to the same advantages as those of the fourth embodiment, the detection capacitor C5 of the
(実施形態11)
本実施形態は上述の実施形態1〜10の何れかの放電灯点灯装置を用いた照明器具に対応するもので、例えば図14に示すように逆富士型の器具本体100内に放電灯点灯装置を収納し、器具本体100の両端下部に対向配置した一対のソケット101、101間に放電灯負荷LAを装着するようなっている。勿論器具本体100の形状などは本実施形態のものに限定されるものではない。
(Embodiment 11)
This embodiment corresponds to a lighting fixture using any one of the above-described first to tenth embodiment of the discharge lamp lighting device. For example, as shown in FIG. , And a discharge lamp load LA is mounted between a pair of
AC 交流電源
DB 整流器
1 直流変換回路
3 脈流検出回路
5 インバータ回路
6 インバータ制御部
7 制御部
8 脈流電圧検出回路
9 定電流回路
10 電圧検出回路
C5 検出用コンデンサ
Vtha,Vthb 閾値
AC AC power
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