JP4506020B2

JP4506020B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP4506020B2
Application number: JP2001101845A
Authority: JP
Inventors: 潔後藤; 博昭小新; 信一郎岡本; 晃吉武
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2001-03-30
Filing date: 2001-03-30
Publication date: 2010-07-21
Anticipated expiration: 2021-03-30
Also published as: JP2002305882A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路を備えた電力変換装置であって、主として太陽電池のように出力変動の大きい直流電源を用いて商用電源と系統連系が可能な交流電圧を生成する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、商用電源と小規模の発電設備で発電した交流電圧とを系統連系させることが可能になっている。小規模の発電設備としては、一般住宅の屋根などに取り付けることが可能な太陽電池により直流電力を生成し、この直流電力をインバータ回路を含む電力変換装置により交流電圧に変換して商用電源と系統連系させる構成が普及し始めている。
【０００３】
この種の電力変換装置の一例を図７に示す。図示する電力変換装置２は、太陽電池１により生成された直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣ変換回路５と、ＤＣ−ＤＣ変換回路５の出力電圧を商用電源の周波数に等しい周波数の交流電圧に変換するインバータ回路６と、インバータ回路６から出力される矩形波の交流電圧から基本波成分である正弦波成分を抽出するフィルタ回路７とを備える。ＤＣ−ＤＣ変換回路５およびインバータ回路６はそれぞれスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５を備え、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオン・オフはマイコンを主構成とする制御回路８が制御している。フィルタ回路７から出力される正弦波状の交流電圧は解列開閉器（リレー）１０を介して商用電源ＡＣに接続（系統連系）される。つまり、電力変換装置２は解列開閉器１０を通して交流電圧を出力し、出力した交流電圧を商用電源ＡＣと系統連系して負荷４に供給する。
【０００４】
上述のように電力変換装置２の出力を商用電源ＡＣと系統連系させるには、電力変換装置２の出力の品質を商用電源ＡＣの品質に影響を与えないように管理する必要がある。とくに、電力変換装置２の出力の周波数および波形の対称性（つまり、直流成分の有無）の管理は必須である。そこで、フィルタ回路７と解列開閉器１０との間に電流検出用の抵抗Ｒｄを挿入し、制御回路８において抵抗Ｒｄの両端電圧を監視することによって電力変換装置２の出力の品質を管理しており、制御回路８において電力変換装置２の出力が商用電源ＡＣの品質に影響を与えないようにＤＣ−ＤＣ変換回路５およびインバータ回路６をフィードバック制御している。ここに、抵抗Ｒｄの出力電圧は絶縁アンプ１１を介して交流成分を除去するローパスフィルタ１２に通され直流成分が抽出される。
【０００５】
各部の構成についてさらに具体的に説明する。ＤＣ−ＤＣ変換回路５の電源である太陽電池１の出力電圧はこの種の用途では日射量に応じて一般に０〜３００Ｖの範囲で変化する。一方、商用電源ＡＣと系統連系させるには商用電源のピーク電圧に相当する電圧が必要であって図示例では約２８０Ｖになる。そこで、太陽電池１の出力電圧が１５０Ｖ以上であるときに商用電源ＡＣと系統連系させるように設計しておき、太陽電池１の出力電圧に応じてＤＣ−ＤＣ変換回路５のスイッチング素子Ｑ１を制御して、商用電源ＡＣのピーク電圧程度の電圧が得られるように昇圧するのである。ＤＣ−ＤＣ変換回路５は、太陽電池１の両端間に接続される、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路を備え、さらにダイオードＤ１と平滑用のコンデンサＣ１との直列回路がスイッチング素子Ｑ１に並列接続された構成を有する。この構成のＤＣ−ＤＣ変換回路５は、昇圧チョッパ回路として知られており、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフが制御回路８により高周波で制御される。ＤＣ−ＤＣ変換回路５の出力電圧は制御回路８において監視され、出力電圧が一定電圧（商用電源ＡＣのピーク電圧）に保たれるようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティが制御回路８により制御される。
【０００６】
一方、インバータ回路６は、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を２個ずつ直列接続した各アームを並列接続したブリッジ回路を備える、いわゆるフルブリッジ型のインバータ回路であって、インバータ回路６の出力は各アームを構成するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４、Ｑ３，Ｑ５の接続点から取り出される。また、インバータ回路６を構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は、各アームを構成するスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４、Ｑ３，Ｑ５が交互にオン・オフを繰り返し、かつスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５が同時にオンになり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が同時にオンになるように制御される。具体的には図９（ａ）に示すように、制御回路８において基準信号としての三角波Ｖｓを発生させ、正弦波状に変化する指令値Ｖｅと三角波Ｖｓとを比較することにより、図９（ｂ）（ｃ）のように時間とともにパルス幅の変化するパルス列ＳＱ２〜ＳＱ５を生成し、このパルス列ＳＱ２〜ＳＱ５によりスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフを制御する。図示するようにパルス列ＳＱ２，ＳＱ５とパルス列ＳＱ３，ＳＱ４とはオン・オフが互いに逆になる。つまり、インバータ回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のＰＷＭ制御によってパルス幅が正弦波状に変調された出力が得られる。このようにして得られたインバータ回路６の出力をフィルタ回路７に通せば、基本波成分が抽出されて正弦波状の電圧波形が得られる。フィルタ回路７はインバータ回路６の各出力端にそれぞれ一端を接続した２個のリアクトルＬ２，Ｌ３と、両リアクトルＬ２，Ｌ３の他端間に接続されたコンデンサＣ２とにより構成される。
【０００７】
ところで、抵抗Ｒｄは上述のようにインバータ回路６の出力電流を監視するために設けられる。抵抗Ｒｄの両端電圧は絶縁アンプ１１を介してローパスフィルタ１２に入力され、ローパスフィルタ１２では交流成分が除去される。つまり、ローパスフィルタ１２の出力はインバータ回路６の出力のうちの直流成分になる。ローパスフィルタ１２の出力は制御回路８に入力され、制御回路８ではローパスフィルタ１２からの出力に応じて（つまり、インバータ回路６の出力の直流成分の多寡に応じて）、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフを制御する信号を調整し、インバータ回路６の出力における直流成分を軽減するように出力を調整したりインバータ回路６の出力を停止したりする。この構成を採用すれば、インバータ回路６の出力の直流成分をアナログ量として検出可能であるから、インバータ回路６を精度よく制御できると考えられる。
【０００８】
また、インバータ回路６の出力における直流成分を検出する技術としては、図７に示すように絶縁アンプ１１とローパスフィルタ１２とを組み合わせた構成のほかに、図８のように、抵抗Ｒｄの両端電圧をローパスフィルタ１２に入力して交流成分を除去した後に、比較部１３においてあらかじめ規定されている閾値との比較することによって直流成分の有無を２値化し、その後にフォトカプラ１４を介して制御回路８に２値情報を入力する構成も知られている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した構成では、インバータ回路６の出力側は制御回路８の電源電圧よりも大幅に高い電圧であり、インバータ回路６の出力電流に含まれる直流成分を検出するために抵抗Ｒｄを用いているから、インバータ回路６の出力側に設けた抵抗Ｒｄとインバータ回路６を制御している制御回路８との間を絶縁する構成が必要になる。そこで、上述した構成では絶縁アンプ１１あるいはフォトカプラ１４を設けることによって、インバータ回路６の出力と制御回路８との絶縁を行っている。
【００１０】
図７に示す構成ではインバータ回路６の出力の直流成分をアナログ量として制御回路８に入力することができるから、インバータ回路６の出力において直流成分が増加しないように精度よくフィードバック制御することが可能であるが、比較的高価な絶縁アンプ１１が必要になり、しかも絶縁アンプ１１は一般に応答が遅いという問題を有している。
【００１１】
これに対して図８に示す構成では、フォトカプラ１４を用いて絶縁するから低価格であり応答性にも優れているが、制御回路８に２値情報しか与えておらず、しかも直流成分が閾値以下か閾値を越えるかの判断しか行っていないから、直流成分の多寡に応じてインバータ回路６を適正に制御することによって直流成分の増加を抑制するというような精度のよい制御ができないという問題がある。フォトカプラ１４を用いてアナログ量を伝達することは可能ではあるが、ばらつきが大きくフォトカプラ１４の入出力の関係を調節するための調整手段が別途に必要になるから、図７に示す構成において絶縁アンプ１１に代えてフォトカプラ１４を用いることは適切ではない。
【００１２】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、インバータ回路の出力の直流成分を検出してインバータ回路をフィードバック制御するために、インバータ回路の出力と制御回路との間を絶縁するにあたって比較的安価であるフォトカプラを用いる構成を採用しながらも、直流成分の多寡を検出可能としてインバータ回路の出力の直流成分を低減させるように精度のよいフィードバック制御を可能とした電力変換装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、２個のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備えスイッチング素子の直列回路に直流電圧が印加されるとともに交流電圧を出力するインバータ回路と、各スイッチング素子のオン期間を制御することによりインバータ回路から出力される交流電圧の正極性の期間と負極性の期間の電力を制御する制御回路と、インバータ回路の出力電流を流す経路に挿入された電流検出用の抵抗と、前記抵抗の両端電圧として検出したインバータ回路の出力電流のゼロクロス点ごとに信号値が反転する２値信号を出力するゼロクロス検出回路と、ゼロクロス検出回路と制御回路との間に介在してインバータ回路の出力側と制御回路とを絶縁するフォトカプラと、抵抗とは別にインバータ回路の出力電流を検出する変流器とを備え、制御回路では、ゼロクロス検出回路の２つの信号値の時間差から得られる直流成分の割合に、変流器により検出した出力電流を乗じることによってインバータ回路の出力における直流成分の絶対値に相当する値を求め、当該値をゼロにするようにインバータ回路のスイッチング素子のオン期間をフィードバック制御するものである。この構成によれば、出力電流の極性を２値化した２値信号における２つの信号値の時間差として求めるから、インバータ回路の出力側と制御回路との間の絶縁をフォトカプラで行うことができ、小型かつ安価に提供することが可能である。しかも、インバータ回路から出力される交流電流の１周期程度の時間で直流成分を検出するから、比較的よい応答性が得られる。
【００１４】
さらに、変流器により検出したインバータ回路の出力電流の値と、インバータ回路の出力電流における直流成分を反映する時間差とを用いてインバータ回路の出力電流における直流成分の絶対値に相当する値を求めるから、インバータ回路の出力制御をより正確に行うことができ、結果的にフィードバック制御における応答性の向上につながる。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記電流計測手段により検出した前記インバータ回路の出力電流および前記制御回路で求めた前記時間差と、インバータ回路のスイッチング素子のオン期間とを対応付けたデータテーブルを前記制御回路に設けたものである。この構成によれば、データテーブルを用いてスイッチング素子のオン期間を決定するから、出力電流と時間差とからオン期間を求める演算を行う場合に比較すればプログラムによる処理が不要になる分だけ応答性が向上することになる。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記インバータ回路から出力される交流の周波数よりも十分に低いカットオフ周波数に設定されかつ交流成分に対する直流成分の比率を前記抵抗の両端電圧における比率よりも大きくするローパスフィルタを、前記抵抗と前記ゼロクロス検出回路との間に挿入したものである。この構成によれば、インバータ回路の出力電流の低周波成分が抽出されることによって波高値に対する直流成分の割合が大きくなるから、２値信号の時間差が強調されることになり、結果的に直流成分の検出精度が高くなってフィードバック制御の精度がより向上することになる。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、前記ローパスフィルタが２次型ローパスフィルタであることを特徴とする。この構成によれば、比較的定数の小さい電子部品を持ちながらもカットオフ周波数の低いローパスフィルタを構成することが可能であり、汎用の安価な電子部品を用いることが可能であるとともに、ローパスフィルタを多段にすることなく比較的小型の回路で直流成分の抽出が可能になる。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、前記抵抗の両端電圧として検出される前記インバータ回路の出力電流の直流成分が規定の閾値を超えるとインバータ回路からの出力停止を前記制御回路に指示する異常判定部が付設されているものである。この構成によれば、フィードバック制御の応答が間に合わないような急激な変化が生じたときにはインバータ回路の出力を停止させることができ、より安全に使用することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
（基本構成）
本例において説明する電力変換装置２は、図１に示すように、基本的な構成は図７に示した従来構成と同様である。したがって、以下では主として図７に示した従来構成との相違点を説明することとし、図７に示した従来構成と同様の機能を備える構成については同符号を付して説明を省略する。
【００２０】
本例では、インバータ回路６の出力電流を検出する抵抗Ｒｄの両端電圧をゼロクロス検出回路１５に入力し、ゼロクロス検出回路１５では入力電圧の極性に対応する２値信号を出力する。たとえば、入力電圧が正極性のときにＨレベル、負極性のときにＬレベルになるような２値信号を出力する。したがって、ゼロクロス検出回路１５は基準電圧を０Ｖとするコンパレータにより容易に実現することができる。ゼロクロス検出回路１５の出力はフォトカプラ１６で絶縁した後に制御回路８に入力される。
【００２１】
本例の制御回路８ではゼロクロス検出回路１５から出力された２値信号について、Ｈレベルの期間とＬレベルの期間との時間差を求め、時間差が大きいほど直流成分が大きいと判断するのである。つまり、インバータ回路６の出力電流が正弦波であれば、ゼロクロス点の出現する時間間隔は一定である（正極性と負極性とが５０％ずつになる）から、上述のようにして得られたゼロクロス検出回路１５の出力においてＨレベルの期間とＬレベルの期間とは等しくなる。これに対して、上述のように入力電圧が正極性のときにゼロクロス検出回路１５がＨレベルを出力するとすれば、正極性の直流成分が含まれるときにはＨレベルの期間がＬレベルの期間よりも長くなり、逆に負極性の直流成分が含まれるときにはＬレベルの期間がＨレベルの期間よりも長くなる。したがって、直流成分の多寡だけではなく直流成分の極性も検出可能となる。なお、ゼロクロス検出回路１５において入力電圧の直流成分が正極性のときに出力をＨレベルとするかＬレベルとするかは適宜に設定される。
【００２２】
いずれにしても、制御回路８ではゼロクロス検出回路１５から出力されるＨレベルの期間とＬレベルの期間との時間差が減少するようにインバータ回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフを制御するパルス幅を調節する（たとえば、正極性の直流成分が含まれるときには、正極性の出力を発生する期間に制御されるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン期間を短くし、逆に負極性の出力を発生する期間に制御されるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン期間を長くする）。なお、ゼロクロス検出回路１５で検出されるＨレベルの期間とＬレベルの期間との時間差と、インバータ回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフの期間を調節する割合とは制御回路８に内蔵したデータテーブルによって関連付けるのが望ましい。
【００２３】
本例の構成では制御回路８の動作が図７に示した従来構成とは若干異なるが、制御回路８はマイコンにより構成されているから、本例の動作を実現するには制御回路８のプログラムを従来構成とは若干変更すればよい。他の構成および動作は図７に示した従来構成と同様である。
【００２４】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、図２に示すように、図１に示した基本構成に電流計測手段としての変流器ＣＴを付加し、変流器ＣＴにより検出されるインバータ回路６の出力電流をゼロクロス検出回路１５で得られた２値信号とともに制御回路８に与えるものである。つまり、ゼロクロス検出回路１５で得られた２値信号におけるＨレベルの期間とＬレベルの期間との時間差は、インバータ回路６の出力の直流成分の目安ではあるが、インバータ回路６の出力電流の大きさを反映していない。そこで、本実施形態では変流器ＣＴによりインバータ回路６の出力電流の実効値を検出し、時間差から得られる直流成分の割合に変流器ＣＴで求めた出力電流を乗じることによって直流成分の絶対値に相当する値を求めている。インバータ回路６の出力電流の検出に抵抗Ｒｄとは別に変流器ＣＴを設けているのは、抵抗Ｒｄは温度変化による誤差が少ないから直流成分の微小な変化を検出するのに適しており、一方、変流器ＣＴはインバータ回路６の出力電流のように広範囲に亘って変化する電流を検出するのに適しているからである。ここに、ゼロクロス検出回路１５で求めたＨレベルの期間とＬレベルの期間との時間差と変流器ＣＴにより検出したインバータ回路６の出力電流とからスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を制御するパルス幅を求める演算は、制御回路８に内蔵したデータテーブルに照合する形の演算とすれば高速な処理が可能である。
【００２５】
なお、本実施形態においてインバータ回路６の出力電流の実効値を求めているが、波高値などを用いることも可能である。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００２６】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図３に示すように、図２に示した第１の実施の形態と類似した構成を有するが、電流検出用の抵抗Ｒｄの両端電圧をカットオフ周波数が３Ｈｚであるローパスフィルタ１７に通した後に、ゼロクロス点でパルスを発生するように構成したゼロクロス検出回路１５に入力している。つまり、第１の実施の形態ではインバータ回路６の出力電流におけるゼロクロス点の時間間隔を用いるから、図４（ａ）に示す時間Ｔ１，Ｔ２の時間差（Ｔ１−Ｔ２）を求めていることになる。これに対して、本実施形態では、ローパスフィルタ１７を通した後の電流からゼロクロス点を抽出するから、ローパスフィルタ１７を通して交流成分が低減されることによって直流成分の割合を多くした状態でゼロクロス点を抽出することになり、図４（ｂ）に示す時間Ｔ１′，Ｔ２′のように時間差（Ｔ１′−Ｔ２′）がより強調されることになって直流成分を高い分解能で検出することが可能になる。
【００２７】
本実施形態において用いるローパスフィルタ１７は、具体的には図５に示す構成を採用している。すなわち、オペアンプＯＰの非反転入力端に２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路の一端を接続し、さらに抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点とオペアンプＯＰの出力端との間にコンデンサＣ３を挿入し、オペアンプＯＰの反転入力端と出力端とを短絡し、さらにオペアンプＯＰの非反転入力端に一端を接地したコンデンサＣ４の他端を接続してある。抵抗Ｒ１，Ｒ２は抵抗値が等しく、コンデンサＣ３，Ｃ４は容量が等しく設定されている。コンデンサＣ３，Ｃ４には周波数特性および温度特性に優れたフィルムコンデンサを用いるのが望ましい。
【００２８】
このような構成のローパスフィルタは２次型ローパスフィルタとして知られており、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ３，Ｃ４の積が大きいほどカットオフ周波数が小さくなるから、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコンデンサＣ３，Ｃ４に定数の比較的小さいものを用いながらもカットオフ周波数を低く設定することが可能である。つまり、コンデンサＣ３，Ｃ４として数μＦ程度までの容量のもの選択すれば、小型かつ安価である汎用の部品を用いることができ、ローパスフィルタ１７のカットオフ周波数が３Ｈｚ程度になるように抵抗Ｒ１，Ｃ２の値を決定するのであれば、いずれの部品も汎用のものを用いることが可能になるとともに、少ない部品点数で構成することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００２９】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図６に示すように、第２の実施の形態に異常判定部１８を付加したものである。異常判定部１８は抵抗Ｒｄの両端電圧からほぼ直流成分だけをローパスフィルタによって抽出して適宜に設定した閾値と比較し、直流成分が閾値を超えるときに異常信号を出力する。この異常判定部１８は図示例ではローパスフィルタ１７の後段に接続されており、ローパスフィルタ１７から出力された低周波成分から直流成分を抽出することによって直流成分の抽出を容易にしてある。異常信号はフォトカプラ１９を介して制御回路８に入力され、制御回路８では異常信号を受けると解列開閉器１０を開放するとともにインバータ回路６の動作を停止させる。つまり、インバータ回路６のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の故障などによって直流成分が異常に大きくなったときには、ゼロクロス検出回路１５を用いたフィードバック制御よりも迅速に応答して異常信号を発生し、インバータ回路６の動作を停止するとともに、商用電源ＡＣ側への直流成分の流出を防止するのである。他の構成および動作は第２の実施の形態と同様である。
【００３０】
なお、本実施形態における異常判定部１８に代えてゼロクロス検出回路１５の出力を制御回路８に入力するとともに、ゼロクロス検出回路１５の出力から求めた時間差が異常であるときにインバータ回路６を停止する構成としても同様の目的を達成することができる。また、時間差からスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を制御するパルス幅を決める際にデータテーブルを用いる場合には、データテーブルの範囲から逸脱しているときに（入力側の値が存在しないときに）、異常が生じていると判断するようにしてもよい。
【００３１】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、出力電流の極性を２値化した２値信号における２つの信号値の時間差として求めるから、インバータ回路の出力側と制御回路との間の絶縁をフォトカプラで行うことができ、小型かつ安価に提供することが可能である。しかも、インバータ回路から出力される交流電流の１周期程度の時間で直流成分を検出するから、比較的よい応答性が得られる。
【００３２】
さらに、変流器により検出したインバータ回路の出力電流の値と、インバータ回路の出力電流における直流成分を反映する時間差とを用いてインバータ回路の出力電流における直流成分の絶対値に相当する値を求めるから、インバータ回路の出力制御をより正確に行うことができ、結果的にフィードバック制御における応答性の向上につながる。
【００３３】
請求項２の発明の構成によれば、データテーブルを用いてスイッチング素子のオン期間を決定するから、出力電流と時間差とからオン期間を求める演算を行う場合に比較すればプログラムによる処理が不要になる分だけ応答性が向上することになる。
【００３４】
請求項３の発明の構成によれば、インバータ回路の出力電流の低周波成分が抽出されることによって波高値に対する直流成分の割合が大きくなるから、２値信号の時間差が強調されることになり、結果的に直流成分の検出精度が高くなってフィードバック制御の精度がより向上することになる。
【００３５】
請求項４の発明の構成によれば、比較的定数の小さい電子部品を持ちながらもカットオフ周波数の低いローパスフィルタを構成することが可能であり、汎用の安価な電子部品を用いることが可能であるとともに、ローパスフィルタを多段にすることなく比較的小型の回路で直流成分の抽出が可能になる。
【００３６】
請求項５の発明の構成によれば、フィードバック制御の応答が間に合わないような急激な変化が生じたときにはインバータ回路の出力を停止させることができ、より安全に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】基本構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上に用いるローパスフィルタを示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態を示す回路図である。
【図７】従来例を示す回路図である。
【図８】他の従来例を示す回路図である。
【図９】従来例を示す動作説明図である。
【符号の説明】
６インバータ回路
８制御回路
１５ゼロクロス検出回路
１６フォトカプラ
１７ローパスフィルタ
１８異常判定部
Ｑ２〜Ｑ５スイッチング素子
Ｒｄ抵抗
ＣＴ変流器

Claims

２個のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備えスイッチング素子の直列回路に直流電圧が印加されるとともに交流電圧を出力するインバータ回路と、各スイッチング素子のオン期間を制御することによりインバータ回路から出力される交流電圧の正極性の期間と負極性の期間の電力を制御する制御回路と、インバータ回路の出力電流を流す経路に挿入された電流検出用の抵抗と、前記抵抗の両端電圧として検出したインバータ回路の出力電流のゼロクロス点ごとに信号値が反転する２値信号を出力するゼロクロス検出回路と、ゼロクロス検出回路と制御回路との間に介在してインバータ回路の出力側と制御回路とを絶縁するフォトカプラと、抵抗とは別にインバータ回路の出力電流を検出する変流器とを備え、制御回路では、ゼロクロス検出回路の２つの信号値の時間差から得られる直流成分の割合に、変流器により検出した出力電流を乗じることによってインバータ回路の出力における直流成分の絶対値に相当する値を求め、当該値をゼロにするようにインバータ回路のスイッチング素子のオン期間をフィードバック制御することを特徴とする電力変換装置。
前記電流計測手段により検出した前記インバータ回路の出力電流および前記制御回路で求めた前記時間差と、インバータ回路のスイッチング素子のオン期間とを対応付けたデータテーブルを前記制御回路に設けたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記インバータ回路から出力される交流の周波数よりも十分に低いカットオフ周波数に設定されかつ交流成分に対する直流成分の比率を前記抵抗の両端電圧における比率よりも大きくするローパスフィルタを、前記抵抗と前記ゼロクロス検出回路との間に挿入したことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電力変換装置
前記ローパスフィルタが２次型ローパスフィルタあることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
前記抵抗の両端電圧として検出される前記インバータ回路の出力電流の直流成分が規定の閾値を超えるとインバータ回路からの出力停止を前記制御回路に指示する異常判定部が付設されていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。