JP4491904B2

JP4491904B2 - Electric motor position control device

Info

Publication number: JP4491904B2
Application number: JP2000118133A
Authority: JP
Inventors: 靖彦加来; 整大久保; 文農張
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2000-04-19
Filing date: 2000-04-19
Publication date: 2010-06-30
Anticipated expiration: 2020-04-19
Also published as: JP2001309676A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータで駆動される負荷に取り付けられた位置検出器からの負荷位置信号に基づき位置制御を行う電動機の位置制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ボールネジ（ハイリードネジ）等による直動機構を駆動するモータ制御装置では、通常、モータの角速度をフィードバックして速度制御ループを構成し、モータの角度をフィードバックして位置制御ループを構成している。この場合、モータがロータリエンコーダ等の角度検出器のみを備えている場合は、検出器の位置信号を差分演算して角速度信号とする。以下、このような制御系をセミクローズ制御系と呼ぶ。
一方、直動機構を高精度に制御するため、機構の可動テーブルにリニアスケール等の直動位置検出手段を取り付け、検出手段の出力を用いて位置制御系を構成することがある。以下、このような制御系をフルクローズ制御系と呼ぶ。
このようなフルクローズ制御系のブロック線図は図１３に示す通りである。
図１３において、７０１は位置制御部で位置制御ゲインはＫ_Pである。７０２は速度制御部、７０３はモータ、７０４は負荷（機械可動部、可動テーブル等）である。ここでは位置指令Ｙ_rから負荷位置信号Ｙ_Lを減じて位置偏差ｅ_Pを求め、この位置偏差ｅ_Pから位置制御部７０１で位置制御ゲインＫ_Pを乗じて、速度指令Ｖ_rが求められる。この速度指令Ｖ_rから速度フィードバック信号Ｖ_fを減じて速度偏差ｅ_vを求め、速度偏差ｅ_vに基づいて速度制御部７０２でトルク指令（電流指令）Ｔ_rを求め、このトルク指令Ｔr に基づいてモータ７０３、負荷７０４が駆動される。
近年、産業用機械においては、高精度化および高速化の要求が高くなり、そのためにはフルクローズ制御系において位置制御ゲインＫ_Pを上げることが必要不可欠である。位置制御ゲイン（又は、位置ループゲイン）の向上には、先ず速度ループゲインを上げる必要があるが、直動機構のボールネジ、ナット等の機械共振特性の影響でゲインを上げることが難しい。
但し、セミクローズ制御系の場合は、公知の等価剛体オブザーバによる制振制御法（例えば、特願平９−５６１８３号の機械振動の制振制御装置）等の適用によって、等価剛体モデルオブザーバにより検出した機械振動信号を、速度指令に加算して新たに速度指令とすることにより、振動を抑えて速度ループゲインを向上させ、これに見合う値まで位置ループゲインを簡単に上げることができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術では、フルクローズ制御系において位置制御ゲインを上げるために各種の試みがなされている。
フルクローズ制御系の速度ループについては前記制振制御の適用によって、セミクローズ系と同等の速度ゲインにできるが、位置ループでは位置制御ゲインをあげると、制御系の振動が再発するため、このままでは位置制御ゲインの上限がセミクローズ制の上限値の１／２〜２／３程度しか取れない。再発した振動の周波数は速度ループで発生する振動の周波数よりも低いため、単純に制御ループ全体のゲイン上昇が原因とは考えられず、振動再発の原因が解明できなかった（課題１）。
原因の解明は別にして、従来、フルクローズ制御系において位置制御ゲインを上げるために各種の試みがなされている。
例えば、モータ位置の信号Ｘmと負荷位置ＸLの信号を、
k ＊ＸL ＋（１−k ）＊Ｘm （但し、０＜Ｋ＜１）〕
のように加え合わせて位置フィードバック信号とする手法（特開平０３−１１０６０７）の適用が考えられる。ｋを０に近づけると、負荷位置のフィードバック成分が減るので振動は減少するが、駆動系のバネ特性により、モータ位置と負荷位置信号が一致しないので、フルクローズ制御の効果が薄れてしまい意味がなくなる。結局、フルクローズ効果を出すためには、下げたｋに見合うまで位置制御ゲインをあげるため、実質的な位置ループゲインはｋ＝１と変わらず振動が解決できない（課題２）。
そこで、負荷の速度とモータ速度の差であるねじり角速度を速度指令（特開平１−２５１２１０）あるいはトルク指令にフィードバックすることで機械振動を速度ループ内で低減する手法がある。この手法で、位置ループに再発した振動を低減しようとすると、ねじり角速度にモータ速度の高周波成分が含まれるため、今度は高い周波数の振動が速度ループで発生することになり（低い振動にあわせることで高い振動がでる可能性がある）、結局、これを単純に適用するだけでは前記の位置ループで再発した振動の対策とはならない（課題３）。
このため、従来の手法を使うだけでは、フルクローズ制御系においては位置制御ゲインを上げることが殆ど不可能と考えられていた。本課題を本質的に解決するには、位置ループで低い振動が再発する原因を解析することが必要である。
そこで、本発明は（この原因を解析し、新たな制御手法を提案することで、）フルクローズ制御系における位置制御ゲインＫP を、振動の再発無しにセミクローズ制御系と同等な値まで上げることが可能で、位置制御ゲインを上げることによって短時間に高精度な位置決めができる電動機の位置制御装置を提供することを目的としている。
【０００４】
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、入力する位置指令と、負荷位置検出器で検出した負荷位置信号との差である位置偏差信号に、位置制御ゲインを乗じて速度指令を生成し、電動機位置検出器で検出した電動機位置信号を微分処理して生成した電動機速度信号と、前記速度指令との差である速度偏差信号に基づいてトルク指令を生成し、前記トルク指令に応じて電動機を制御して前記電動機に結合された負荷を駆動する電動機の位置制御装置であって、前記速度指令と速度指令補正信号とを加算して新たな速度指令を出力する加算器と、前記新たな速度指令から前記負荷位置信号を微分処理した信号を減算した差信号に、ローパスフィルタを介して補償ゲインを乗じて前記速度指令補正信号を生成する位置ループ安定化補償部と、を備え、前記新たな速度指令と前記電動機速度信号との差を前記速度偏差信号とすることを特徴とするものである。
また、請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明における前記位置ループ安定化補償部が、前記差信号にバンドパスフィルタを介して補償ゲインを乗じて前記速度指令補正信号を生成することを特徴とするものである。
また、請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明における前記位置ループ安定化補償部が、前記新たな速度指令を積分処理した信号から前記負荷位置信号を減算した差信号に、バンドパスフィルタを介して補償ゲインを乗じて前記速度指令補正信号を生成することを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、入力する位置指令と、直動位置検出器で検出した直動位置信号とを減算して位置偏差信号を出力する第１の減算手段と、前記位置偏差信号に位置ループゲインを乗じた第１の速度指令と制振信号とを加算して第２の速度指令を出力する加算手段と、前記第２の速度指令から前記直動位置信号を微分処理した信号を減算する第２の減算手段と、前記第２の減算手段の出力信号を積分処理した信号に比例ゲインを乗じて前記制振信号を出力する比例ゲイン手段と、を備えた電動機の位置制御装置であって、前記第２の速度指令に応じて電動機を制御して前記電動機に結合された前記負荷を駆動することを特徴とするものである。
【０００５】
この電動機の位置制御装置によれば、微分演算手段により求めた負荷速度と、速度指令との差速度を検出し、積分手段により差速度を積分し、積分値に比例ゲイン手段でゲインＫ_fを掛けて速度指令に加算する、この微分演算手段と差速度を検出する減算手段と積分手段および比例ゲイン手段が、丁度、電動機の角速度と等価剛体モデルの角速度推定値との差速度として機械振動信号を検出し出力するセミクローズ制御系の制振制御装置に相当し、比例ゲイン手段のゲインＫ_f値が振動再発無しに位置ループゲインＫ_Pの上限を引き上げる。
あるいは、速度指令と負荷速度の差速度を、ローパスフィルタあるいはバンドパスフィルタ等の位相調節手段により位相調節して振動周波数を打消し、比例ゲイン手段によりゲインＫ_f´をかけて速度指令に加算するので、位置ループゲインＫ_Pを上げることができる。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態について図を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態に係る電動機の位置制御装置のブロック線図である。
図２は図１に示した電動機の加速度から負荷の直動速度までのブロック線図である。
図３は図２に示すモデルによって構成したフルクローズ制御系のブロック線図である。
図４は図３に示す位置制御系内での速度制御系を簡略化した図である。
図５は図４に示す位置制御系の振動現象を示す図である。
図６は図５に示す位置制御系の簡略化した図である。
図７は図６に示す速度指令と負荷速度の差速度を示す図である。
図８は図１に示す比例ゲイン手段による速度指令の補正を示す図である。
図１において、１はゲインＫ_fの比例ゲイン手段、２は微分演算手段、３は積分手段、４は減算手段、１０は速度制御系、１１はゲインＫ_Pの位置ループゲイン（位置制御ゲイン）である。
【０００７】
本発明では、前述のフルクローズ制御系の問題を根本的に解決するには、従来技術の説明で述べた「速度ループで発生していた振動よりも低い周波数の振動が再発する現象」の解明が不可欠と考える。解析のため、まず機械共振特性について詳細に説明する。
機械共振特性を持つボールネジとナット等の機械駆動系のモデルを図２に示す。
図２（ａ）は電動機加速度から電動機の角速度までのブロック線図であり、図１の速度フィードバック系をまとめて速度制御系で表すと、以上のようなブロック線図が得られる。この場合、電動機の軸へ機械の共振の反力が加わるので、電動機の角速度にも共振特性が現れる。これを表現するため、図２（ａ）には加速度と角速度間に２慣性共振特性のブロックが入っている。この２慣性共振特性のブロック線図の伝達関数には、分母多項式が機械の共振特性を示し、分子多項式が***振特性を示している。図中、ωs は***振角周波数、ωrは共振角周波である。
図２（ｂ）は、電動機加速度から機構の可動テーブルの直動速度までのブロック線図であり、振動部分の２慣性共振特性を２次の伝達関数で表記している。
図２（ｃ）は図２（ａ）、（ｂ）のブロック線図をまとめたものであり、電動機加速度から電動機の角速度までと同時に可動テーブルの直動速度までのブロック線図である。
【０００８】
図３は、図２（ｃ）のモデルにおいて、フルクローズ制御系を構成した例であり、図中、速度制御系は電動機の角速度信号をフィードバックして構成し、位置制御系は直動位置信号をフィードバックして構成する。図４は図３の簡略化である。先述の等価剛体オブザーバ等による制振制御等により速度制御系１０の２慣性共振系を安定化した場合、位置制御系から見ると速度制御系１０は高応答なので、速度制御系の伝達関数を１と近似すると図５のブロック線図が得られる。図５では、位置制御ループに、ω_aの共振特性が入っているために、位置ループゲインを大きくすると、ω_a付近の周波数で制御系が振動することが分かる。
【０００９】
図５中の駆動機構の特性を示す伝達関数において、ωr＞ωs、ζr≪１であるので、
【数１】

であるから、ω_aの振動周波数付近では、
【数２】

と近似できるので、図５の位置制御系は、図６のブロック線図に簡略化できる。位置指令から負荷位置までの伝達関数を計算すると、
【数３】

となる。
（３）式において、ラウスフルビッツの安定条件を計算すると、
【数４】

となる。
ζ_a、は０．１程度であるから、（４）式より速度ループゲインＫ_Vに関わらず、位置ループゲインＫ_P値が制限を受ける。このことから、フルクローズ制御系の場合、そのままではセミクローズ制御系に比べて位置ループゲインが上がらないことの説明がつく。
以上のことから、本発明の解析により、「速度ループで発生する振動の周波数よりも低い振動が再発する原因」が明確になった（従来技術の課題１が解決できた）。
次に数式により本発明の原理を説明する。図７に示すように速度指令から差速度（速度指令と負荷速度の差）までの伝達関数を計算すると、
【数５】

となる。
【００１０】
ζ_aは０．１程度であるから、（５）式の分子において、ω_a付近の周波数では、
【数６】

と近似できる。
【００１１】
（６）式より（５）式は、
【数７】

と近似できる。
（７）式の分子はｓの２次式であるから、本第１の実施の形態では、図８に示すように差速度信号を積分手段３により積分して、比例ゲイン手段１によりフィードバックゲインＫ_fを掛けて速度指令に加算し新たな速度指令とする。
図８において、速度指令から負荷速度までの伝達関数を計算すると、
【数８】

となる。
（８）式で、フィードバックゲインＫ_fにより分母の多項式のｓの１次の項の係数が大きくなるので、共振特性がダンピングされることが証明できる。
図８において、速度指令から負荷速度までの速度制御系の外側にフルクローズの位置制御系を構成すると（図示せず）、位置指令から負荷位置までの伝達関数は、
【数９】

となる。
（９）式において、ラウスフルビッツの安定条件を求めると、
【数１０】

となるので、本実施の形態によれば、フィードバックゲインＫ_fによって、位置ループゲインＫ_Pの上限が回復し、これにより振動の再発無しに位置ループゲインＫ_Pを上げられることが実証される。
これにより、フルクローズで実質的な位置ループゲインが上げられない問題（課題２）が解決できる。
また、上述のようにモータ速度から直動位置信号までは、機構の積分特性により、モータ速度の高周波成分が十分に減衰する。速度指令は位置指令と直動位置信号との差から作られ、さらに積分処理後に速度指令にフィードバックするので、本発明の構成は速度ループの安定性に殆ど影響しないと考えられ、速度ループとは独立して位置ループゲインを上げることができる。
このような考察に基づいているため、本発明では、位置ループの振動を低減したときに速度ループの振動が発生する従来技術の問題（課題３）が解決できる。
【００１２】
次に、全体の制御系の構成について図１を参照して説明する。
先ず、リニアスケール（図示していない）が出力する直動位置信号をフィードバックして位置制御系を構成し、位置指令と直動位置信号の差に位置ループゲイン（Ｋ_p）１１を掛けて、第１の速度指令とする。速度制御系１０の安定化補償器１２は、後述の第２の速度指令と電動機（図示していない）の角速度信号との差を入力し、電動機と電動機のトルクを制御する手段（図示していない）からなるトルク制御装置（図示していない）にトルク指令信号を出力する。破線で示す電動機の制御部により制御が行われる。
第１の速度指令信号と、比例ゲイン手段（Ｋ_f）１からの制振信号を入力する加算手段の出力を第２の速度指令とする。微分演算手段２は直動位置信号を微分演算して直動速度信号を出力する。直動速度信号と第２の速度指令との差信号を積分手段３により積分した後、比例ゲイン手段１に入力する。比例ゲイン手段１は適切なゲインＫ_fを掛けて制振信号を出力する。これによって安定な状態で位置ループゲインを上げることができる。
【００１３】
次に、本発明の第２の実施の形態について図を参照して説明する。
図９は本発明の第２の実施の形態に係る電動機の位置制御装置のブロック図である。
図１０は図９に示す位置ループ安定化補償部のブロック図である。
図９に示す第２の実施の形態は、図１３の従来例に、新たに位置ループ安定化補償部１８を組合わせたフルクローズ制御系であり、構成上で図１３と異なる点は速度指令補正信号Ｖ_{r h}を出力する位置ループ安定化補償部１８と、速度指令基本信号Ｖ_{r b}と速度指令補正信号Ｖ_{r h}を合成する加算手段１９が追加されたことである。その他の図１３と同一構成には同一符号を付して重複する説明は省略する。
つぎに動作について説明する。
図１０は図９に示す位置ループ安定化補償部１８の詳細ブロック図であり、３０は位相調節手段の２次ローパスフィルタである。速度指令Ｖ_rと負荷位置信号ＹL を微分回路３０１で微分演算した負荷速度ＶL との差を減算回路３０８で取り、それをローパスフィルタ３０に入力する。発振周波数においてローパスフィルタ３０の出力信号が入力信号より９０°位相遅れとなるようにローパスフィルタ３０のパラメータを設定し、ローパスフィルタ３０の出力信号を適切な補償ゲインＫ_f´を掛けて速度指令補正信号Ｖ_{r h}とし、加算器１９により速度指令基本信号Ｖ_{r b}に加算する。
このような、第２の実施の形態によれば、速度指令基本信号Ｖ_{r b}に含まれる位置ループの共振信号に対して、速度指令補正信号Ｖ_{r h}で打ち消すため、位置ループゲインＫ_Pを上げられる。また、積分項も含まないため定常偏差が残らなので、高精度位置決めが可能になる。
【００１４】
次に、本発明の第３の実施の形態について図を参照して説明する。
図１１は本発明の第３の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部のブロック図である。
図１１が、図１０と異なる点はローパスフルタ３０の替わりに、２次ローパスフィルタと１次ハイパスフィルタで構成するバンドパスフィルタ４０に代えたことである。その他の図１０と同一構成には同一符号を付し重複する説明は省略する。なお、図９は共通に使用する。
つぎに動作について説明する。
速度指令Ｖ_rと負荷位置信号Ｙ_Lを微分処理部３０１で微分して求めた負荷速度Ｖ_Lとの差をバンドパスフィルタ４０に入力する。発振周波数においてバンドパスフィルタ４０の出力信号が入力信号より９０°位相遅れとなるようにバンドパスフィルタ４０のパラメータを設定し、バンドパスフィルタ４０の出力信号を適切な補償ゲインを掛けて速度指令補正信号Ｖ_{r h}とする。
このように、第３の実施の形態では、この補償方式によれば、図１０の場合に比較して制振効果の他に、ハイパスフィルタが増えた分、ベース揺れなどの負荷位置信号に現れる低周波数の外乱信号の影響を小さくすることができる。
【００１５】
次に、本発明の第４の実施の形態について図を参照して説明する。
図１２は本発明の第４の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部のブロック図である。
図１２と図１０との相違点は、速度指令Ｖr の積分処理部５６を設け、バンドパスフィルタ５７は１次ローパスフィルタ、１次ハイパスフィルタの構成とした点である。その他の図１１と同一構成には同一符号を付して重複する説明は省略する。
つぎに動作について説明する。
速度指令Ｖ_rを積分処理部５６で積分演算した信号と負荷位置信号Ｙ_Lの差をバンドパスフィルタ５７へ入力する。５９は減算手段である。発振周波数においてバンドパスフィルタ５７の出力信号が入力信号と同じ位相となるようにバンドパスフィルタ５７のパラメータを設定し、バンドパスフィルタ５７の出力信号を適切な補償ゲインＫ_f´を掛けて速度指令補正信号Ｖ_{r h}とする。
このように、第４の実施の形態によれば、この場合は図１１と比較して同じ効果が得られるが、ローパスフィルタが１次であるため補償器の構成とパラメータの調節が簡単になる。
【００１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、フルクローズ制御系の位置制御において、フィードバックゲインＫf の効果によって位置ループゲインＫP を、振動の再発無しにセミクローズ制御系と同等な値まで回復できるという効果がある。
また、速度指令基本信号に含まれる位置ループの共振信号に対して、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ等の位相調整手段を用いて調整した速度補正信号によって打消すことができるので、位置ループゲインを上げることができると共に、積分項を含まないので定常偏差が残るようなことがなく、短時間に高精度な位置決めを行うことが可能になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電動機の位置制御装置のブロック線図である。
【図２】図１に示した電動機の加速度から負荷の直動速度までのブロック線図である。
【図３】図２に示すモデルによって構成したフルクローズ制御系のブロック線図である。
【図４】図３に示す位置制御系内での速度制御系を簡略化した図である。
【図５】図４に示す位置制御系の振動現象を示す図である。
【図６】図５に示す位置制御系の簡略化図である。
【図７】図６に示す速度指令と負荷速度の差速度を示す図である。
【図８】図１に示す比例ゲイン手段による速度指令補正を示す図である。
【図９】本発明の第２の実施の形態に係る電動機の位置制御装置のブロック図である。
【図１０】図９に示す位置ループ安定化補償部のブロック図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部のブロック図である。
【図１２】本発明の第４の実施の形態に係る位置ループ安定化補償部のブロック図である。
【図１３】従来のフルクローズ制御系のブロック線図である。
【符号の説明】
１比例ゲイン手段
２微分演算手段
３積分手段
４、５９、３０８減算手段
１０速度制御系
１１位置ループゲイン
１８位置ループ安定化補償部
１９加算手段
３０ローパスフィルタ
４０、５７バンドパスフィルタ
５６積分処理部
３０１微分処理部
３０２補償ゲイン[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a position control device for an electric motor that performs position control based on a load position signal from a position detector attached to a load driven by a motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a motor control device that drives a linear motion mechanism such as a ball screw (high lead screw) normally forms a speed control loop by feeding back the angular velocity of the motor, and constructs a position control loop by feeding back the motor angle. is doing. In this case, when the motor includes only an angle detector such as a rotary encoder, the position signal of the detector is difference-calculated to obtain an angular velocity signal. Hereinafter, such a control system is referred to as a semi-closed control system.
On the other hand, in order to control the linear motion mechanism with high accuracy, linear motion position detection means such as a linear scale is attached to the movable table of the mechanism, and the position control system may be configured using the output of the detection means. Hereinafter, such a control system is referred to as a full-closed control system.
A block diagram of such a full-closed control system is as shown in FIG.
In FIG. 13, reference numeral 701 denotes a position control unit, and the position control gain is K _P. Reference numeral 702 denotes a speed control unit, reference numeral 703 denotes a motor, and reference numeral 704 denotes a load (machine movable unit, movable table, etc.). Here obtain the position deviation e _P by subtracting the load position signal Y _L from the position command Y _r is multiplied by a position control gain K _P in the position control section 701 from the position deviation e _P, the speed command V _r is determined. Obtain a speed deviation e _v by subtracting the velocity feedback signal V _f from the speed command V _r, the torque command in the speed control unit 702 on the basis of the speed deviation e _v (current command) calculated to T _r, based on the torque command Tr Then, the motor 703 and the load 704 are driven.
In recent years, demands for higher accuracy and higher speed have increased in industrial machines, and for that purpose, it is indispensable to increase the position control gain K _P in a full-closed control system. In order to improve the position control gain (or position loop gain), it is first necessary to increase the speed loop gain, but it is difficult to increase the gain due to the influence of mechanical resonance characteristics such as ball screws and nuts of the linear motion mechanism.
However, in the case of a semi-closed control system, it is detected by an equivalent rigid model observer by applying a vibration suppression control method using a known equivalent rigid body observer (for example, a mechanical vibration damping control device of Japanese Patent Application No. 9-56183). By adding the machine vibration signal thus added to the speed command to obtain a new speed command, the vibration can be suppressed and the speed loop gain can be improved, and the position loop gain can be easily increased to a value commensurate with this.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In the prior art, various attempts have been made to increase the position control gain in the full-closed control system.
The speed loop of the full-closed control system can be set to the same speed gain as that of the semi-closed system by applying the vibration suppression control. However, if the position control gain is increased in the position loop, the vibration of the control system will recur. The upper limit of the position control gain is only about 1/2 to 2/3 of the upper limit value of the semi-closed system. Since the frequency of the recurring vibration is lower than the frequency of the vibration generated in the speed loop, it cannot be considered simply because the gain of the entire control loop is increased, and the cause of the vibration recurrent could not be elucidated (Problem 1).
Apart from elucidating the cause, various attempts have been made to increase the position control gain in the full-closed control system.
For example, the motor position signal Xm and the load position XL signal are
k * XL + (1-k) * Xm (where 0 <K <1)]
It is conceivable to apply a technique (JP-A-03-110607) for adding a position feedback signal as described above. When k is close to 0, the feedback component of the load position is reduced and the vibration is reduced. However, due to the spring characteristics of the drive system, the motor position and the load position signal do not match, so the effect of full-closed control is diminished. Disappear. Eventually, in order to produce the full-close effect, the position control gain is increased until the lowered k is met. Therefore, the substantial position loop gain is the same as k = 1 and vibration cannot be solved (Problem 2).
Therefore, there is a method of reducing mechanical vibration in a speed loop by feeding back a torsional angular speed, which is a difference between a load speed and a motor speed, to a speed command (Japanese Patent Laid-Open No. 1-251210) or a torque command. If you try to reduce the vibration that has recurred in the position loop with this method, the torsional angular velocity will include high-frequency components of the motor speed, and this time, high-frequency vibration will occur in the speed loop. In the end, simply applying this will not be a countermeasure against the vibration that has recurred in the position loop (Problem 3).
For this reason, it has been considered that it is almost impossible to increase the position control gain in the full-closed control system only by using the conventional method. In order to essentially solve this problem, it is necessary to analyze the cause of the recurrence of low vibration in the position loop.
Therefore, the present invention (by analyzing this cause and proposing a new control method) increases the position control gain KP in the full-closed control system to a value equivalent to that in the semi-closed control system without recurring vibration. An object of the present invention is to provide a position control device for an electric motor that can perform positioning with high accuracy in a short time by increasing the position control gain.
[0004]
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1, the position command gain is multiplied by the position deviation signal, which is the difference between the input position command and the load position signal detected by the load position detector. A torque command is generated based on a speed deviation signal that is a difference between the motor speed signal generated by differential processing of the motor position signal generated and detected by the motor position detector and the speed command, and according to the torque command A position control device for an electric motor that controls the electric motor to drive a load coupled to the electric motor, wherein the adder outputs the new speed command by adding the speed command and the speed command correction signal; and A position loop stabilization compensator that generates a speed command correction signal by multiplying a difference signal obtained by subtracting a signal obtained by differentiating the load position signal from a new speed command by a compensation gain via a low-pass filter. The difference between the new speed command and the motor speed signal is used as the speed deviation signal.
According to a second aspect of the present invention, the position loop stabilization compensator according to the first aspect of the present invention generates the speed command correction signal by multiplying the difference signal by a compensation gain via a band pass filter. It is characterized by.
According to a third aspect of the present invention, the position loop stabilization compensator according to the first aspect of the invention provides a bandpass to a difference signal obtained by subtracting the load position signal from a signal obtained by integrating the new speed command. The speed command correction signal is generated by multiplying a compensation gain through a filter.
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a first subtracting means for subtracting an input position command and a linear motion position signal detected by a linear motion position detector and outputting a positional deviation signal; An adding means for adding the first speed command multiplied by the position loop gain and the damping signal and outputting a second speed command; and a signal obtained by differentiating the linear motion position signal from the second speed command. A position control device for an electric motor, comprising: a second subtracting unit for subtracting; and a proportional gain unit for multiplying a signal obtained by integrating the output signal of the second subtracting unit by a proportional gain and outputting the damping signal. Then, the electric motor is controlled in accordance with the second speed command to drive the load coupled to the electric motor.
[0005]
According to the position control device of the electric motor, and a load speed obtained by differential operation means detects a difference speed between the speed command, a speed difference is integrated by the integrating means, the gain K _f by a proportional gain means to the integral value The differential operation means, the subtraction means for detecting the differential speed, the integration means, and the proportional gain means are multiplied by the speed command, and the mechanical vibration signal is just the difference speed between the angular velocity of the motor and the estimated angular velocity value of the equivalent rigid model. The gain K _f value of the proportional gain means raises the upper limit of the position loop gain K _P without recurrence of vibration.
Alternatively, the difference between the speed command and the load speed is phase-adjusted by phase adjusting means such as a low-pass filter or band-pass filter to cancel the vibration frequency, and the gain K _f ′ is added by the proportional gain means and added to the speed command. Therefore, the position loop gain K _P can be increased.
[0006]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram of an electric motor position control apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram from the acceleration of the motor shown in FIG. 1 to the linear motion speed of the load.
FIG. 3 is a block diagram of a full-closed control system configured by the model shown in FIG.
FIG. 4 is a simplified diagram of the speed control system in the position control system shown in FIG.
FIG. 5 is a diagram showing a vibration phenomenon of the position control system shown in FIG.
FIG. 6 is a simplified diagram of the position control system shown in FIG.
FIG. 7 is a diagram showing a differential speed between the speed command and the load speed shown in FIG.
FIG. 8 is a diagram showing correction of the speed command by the proportional gain means shown in FIG.
In Figure 1, the gain K _f of the proportional gain means 1, the differential operation unit 2, the integration means 3, the

subtraction unit

4, 10 is a speed control system, 11 the position loop gain (position control gain) of the gain K _P It is.
[0007]
In the present invention, in order to fundamentally solve the problem of the above-mentioned full-closed control system, elucidation of “a phenomenon in which a vibration having a frequency lower than that generated in the speed loop recurs” described in the description of the prior art. Is essential. For analysis, first, the mechanical resonance characteristics will be described in detail.
FIG. 2 shows a model of a mechanical drive system such as a ball screw and a nut having mechanical resonance characteristics.
FIG. 2A is a block diagram from the motor acceleration to the angular velocity of the motor. When the speed feedback system of FIG. 1 is collectively expressed as a speed control system, the above block diagram is obtained. In this case, since a reaction force of machine resonance is applied to the shaft of the motor, resonance characteristics also appear in the angular velocity of the motor. In order to express this, FIG. 2A includes a block of two-inertia resonance characteristics between acceleration and angular velocity. In the transfer function of the block diagram of the two-inertia resonance characteristic, the denominator polynomial indicates the mechanical resonance characteristic, and the numerator polynomial indicates the anti-resonance characteristic. In the figure, ωs is an anti-resonance angular frequency, and ωr is a resonance angular frequency.
FIG. 2B is a block diagram from the motor acceleration to the linear motion speed of the movable table of the mechanism, and expresses the two-inertia resonance characteristics of the vibration part by a second-order transfer function.
FIG. 2 (c) summarizes the block diagrams of FIGS. 2 (a) and 2 (b), and is a block diagram from the motor acceleration to the motor angular velocity and simultaneously to the linear motion speed of the movable table.
[0008]
FIG. 3 is an example in which a full-closed control system is configured in the model of FIG. 2C. In the figure, the speed control system is configured by feeding back an angular velocity signal of the motor, and the position control system is a linear motion position signal. Is configured with feedback. FIG. 4 is a simplification of FIG. When the two-inertia resonance system of the speed control system 10 is stabilized by vibration suppression control using the equivalent rigid body observer or the like, since the speed control system 10 has a high response when viewed from the position control system, the transfer function of the speed control system is 1 And the block diagram of FIG. 5 is obtained. In FIG. 5, since the position control loop includes the resonance characteristic of ω _a , it can be seen that when the position loop gain is increased, the control system vibrates at a frequency near ω _a .
[0009]
In the transfer function indicating the characteristics of the drive mechanism in FIG. 5, since ωr> ωs and ζr << 1,
[Expression 1]

Therefore, near the vibration frequency of ω _a ,
[Expression 2]

Therefore, the position control system of FIG. 5 can be simplified to the block diagram of FIG. When calculating the transfer function from the position command to the load position,
[Equation 3]

It becomes.
In the equation (3), when the stability condition of Rousflubitz is calculated,
[Expression 4]

It becomes.
Since ζ _a is about 0.1, the position loop gain K _P value is limited regardless of the speed loop gain K _V from the equation (4). This explains that in the case of a full-closed control system, the position loop gain does not increase as it is compared to the semi-closed control system.
From the above, the analysis of the present invention has clarified “the cause of the recurrence of vibration lower than the frequency of vibration generated in the speed loop” (problem 1 of the prior art was solved).
Next, the principle of the present invention will be described using mathematical expressions. When calculating the transfer function from the speed command to the differential speed (difference between the speed command and the load speed) as shown in FIG.
[Equation 5]

It becomes.
[0010]
Since ζ _a is about 0.1, in the numerator of equation (5), at frequencies near ω _a ,
[Formula 6]

Can be approximated.
[0011]
From equation (6), equation (5)
[Expression 7]

Can be approximated.
Since the numerator of the equation (7) is a quadratic expression of s, in the first embodiment, the differential speed signal is integrated by the integrating means 3 as shown in FIG. Multiply by K _f and add to the speed command to obtain a new speed command.
In FIG. 8, when calculating the transfer function from the speed command to the load speed,
[Equation 8]

It becomes.
In equation (8), the coefficient of the first-order term of s of the denominator polynomial is increased by the feedback gain K _f, so that it can be proved that the resonance characteristic is damped.
In FIG. 8, when a full-closed position control system is configured outside the speed control system from the speed command to the load speed (not shown), the transfer function from the position command to the load position is
[Equation 9]

It becomes.
In the equation (9), when the stability condition of Rousfulwitz is obtained,
[Expression 10]

Since the, according to the present embodiment, the feedback gain K _f, recovered upper limit position loop gain K _P, thereby being demonstrated that raised the position loop gain K _P without recurrence of vibration.
As a result, the problem (problem 2) in which the substantial position loop gain cannot be increased by full closing can be solved.
As described above, from the motor speed to the linear motion position signal, the high-frequency component of the motor speed is sufficiently attenuated due to the integral characteristics of the mechanism. Since the speed command is made from the difference between the position command and the linear motion position signal, and further fed back to the speed command after the integration process, the configuration of the present invention is considered to have little effect on the stability of the speed loop. The position loop gain can be increased independently.
Based on this consideration, the present invention can solve the problem (problem 3) of the prior art in which the vibration of the velocity loop occurs when the vibration of the position loop is reduced.
[0012]
Next, the configuration of the entire control system will be described with reference to FIG.
First, a linear motion position signal output from a linear scale (not shown) is fed back to form a position control system, and the difference between the position command and the linear motion position signal is multiplied by a position loop gain (K _p ) 11. The first speed command is assumed. The stabilization compensator 12 of the speed control system 10 inputs a difference between a second speed command, which will be described later, and an angular speed signal of an electric motor (not shown), and controls a torque of the electric motor and the electric motor (not shown). A torque command signal is output to a torque control device (not shown). Control is performed by the control unit of the electric motor indicated by the broken line.
The output of the adding means for inputting the first speed command signal and the damping signal from the proportional gain means (K _f ) 1 is defined as a second speed command. The differential operation means 2 differentiates the linear motion position signal and outputs a linear motion speed signal. The difference signal between the linear motion speed signal and the second speed command is integrated by the integrating means 3 and then input to the proportional gain means 1. The proportional gain means 1 multiplies an appropriate gain K _f and outputs a vibration suppression signal. As a result, the position loop gain can be increased in a stable state.
[0013]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 9 is a block diagram of an electric motor position control apparatus according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram of the position loop stabilization compensator shown in FIG.
The second embodiment shown in FIG. 9 is a full-closed control system in which the position loop stabilization compensator 18 is newly combined with the conventional example of FIG. 13, and the difference from FIG. a position loop stabilization compensating unit 18 outputs a correction signal V _rh, addition means 19 for combining the speed command basic signal V _rb and the speed command correction signal V _rh is that it has been added. The other components that are the same as those shown in FIG.
Next, the operation will be described.
FIG. 10 is a detailed block diagram of the position loop stabilization compensator 18 shown in FIG. 9, and 30 is a secondary low-pass filter of the phase adjusting means. The difference between the speed command V _r and the load speed VL obtained by differentiating the load position signal YL with the differentiating circuit 301 is taken by the subtracting circuit 308 and input to the low-pass filter 30. The parameter of the low-pass filter 30 is set so that the output signal of the low-pass filter 30 is delayed by 90 ° from the input signal at the oscillation frequency, and the output signal of the low-pass filter 30 is multiplied by an appropriate compensation gain K _f ′ to correct the speed command. The signal V _rh is set and added to the speed command basic signal V _rb by the adder 19.
According to the second embodiment, the position loop gain K _P can be increased in order to cancel the position loop resonance signal included in the speed command basic signal V _rb with the speed command correction signal V _rh. . In addition, since the integral term is not included, a steady deviation remains, so that high-precision positioning is possible.
[0014]
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 11 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 differs from FIG. 10 in that a band pass filter 40 composed of a secondary low pass filter and a primary high pass filter is used instead of the low pass filter 30. The other components that are the same as those in FIG. Note that FIG. 9 is used in common.
Next, the operation will be described.
A difference between the speed command V _r and the load speed V _L obtained by differentiating the load position signal Y _L by the differentiation processing unit 301 is input to the band pass filter 40. Speed command correction is performed by setting the parameters of the bandpass filter 40 so that the output signal of the bandpass filter 40 is 90 degrees behind the input signal at the oscillation frequency, and multiplying the output signal of the bandpass filter 40 by an appropriate compensation gain. The signal V _{rh is} assumed.
As described above, in the third embodiment, according to this compensation method, in addition to the vibration suppression effect as compared with the case of FIG. The influence of low frequency disturbance signals can be reduced.
[0015]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 12 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to the fourth embodiment of the present invention.
The difference between FIG. 12 and FIG. 10 is that an integration processing unit 56 for the speed command Vr is provided, and the band-pass filter 57 has a primary low-pass filter and a primary high-pass filter. The other components that are the same as those in FIG.
Next, the operation will be described.
A difference between the signal obtained by integrating the speed command V _r by the integration processing unit 56 and the load position signal Y _L is input to the band pass filter 57. 59 is a subtracting means. The parameter of the band pass filter 57 is set so that the output signal of the band pass filter 57 has the same phase as the input signal at the oscillation frequency, and the speed command is obtained by multiplying the output signal of the band pass filter 57 by an appropriate compensation gain K _f ′. The correction signal is V _rh .
Thus, according to the fourth embodiment, in this case, the same effect as that of FIG. 11 can be obtained, but the configuration of the compensator and the adjustment of the parameters are simplified because the low-pass filter is first order. .
[0016]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the position control of the full-closed control system, the position loop gain KP can be recovered to a value equivalent to that of the semi-closed control system without the recurrence of vibration by the effect of the feedback gain Kf. effective.
Further, the position loop gain can be increased because the position loop resonance signal included in the speed command basic signal can be canceled by a speed correction signal adjusted using phase adjusting means such as a low pass filter or a band pass filter. In addition, since an integral term is not included, there is no effect that a stationary deviation does not remain, and high-accuracy positioning can be performed in a short time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a position control device for an electric motor according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram from the acceleration of the motor shown in FIG. 1 to the linear motion speed of the load.
FIG. 3 is a block diagram of a full-closed control system configured by the model shown in FIG.
4 is a simplified diagram of a speed control system in the position control system shown in FIG. 3. FIG.
5 is a diagram showing a vibration phenomenon of the position control system shown in FIG. 4;
6 is a simplified diagram of the position control system shown in FIG.
7 is a diagram showing a differential speed between the speed command shown in FIG. 6 and a load speed. FIG.
FIG. 8 is a diagram showing speed command correction by the proportional gain means shown in FIG. 1;
FIG. 9 is a block diagram of an electric motor position control apparatus according to a second embodiment of the present invention.
10 is a block diagram of a position loop stabilization compensator shown in FIG. 9. FIG.
FIG. 11 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram of a position loop stabilization compensator according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram of a conventional full-closed control system.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Proportional gain means 2 Differential operation means 3 Integration means 4, 59, 308 Subtraction means 10 Speed control system 11 Position loop gain 18 Position loop stabilization compensation part 19 Addition means 30

Low pass filter

40, 57 Band pass filter 56 Integration processing part 301 Differential processing unit 302 Compensation gain

Claims

入力する位置指令と、負荷位置検出器で検出した負荷位置信号との差である位置偏差信号に、位置制御ゲインを乗じて速度指令を生成し、電動機位置検出器で検出した電動機位置信号を微分処理して生成した電動機速度信号と、前記速度指令との差である速度偏差信号に基づいてトルク指令を生成し、前記トルク指令に応じて電動機を制御して前記電動機に結合された負荷を駆動する電動機の位置制御装置であって、The position deviation signal, which is the difference between the input position command and the load position signal detected by the load position detector, is multiplied by the position control gain to generate a speed command, and the motor position signal detected by the motor position detector is differentiated. A torque command is generated based on a speed deviation signal that is a difference between the motor speed signal generated by processing and the speed command, and a load coupled to the motor is driven by controlling the motor according to the torque command. An electric motor position control device,
前記速度指令と速度指令補正信号とを加算して新たな速度指令を出力する加算器と、An adder that adds the speed command and the speed command correction signal to output a new speed command;
前記新たな速度指令から前記負荷位置信号を微分処理した信号を減算した差信号に、ローパスフィルタを介して補償ゲインを乗じて前記速度指令補正信号を生成する位置ループ安定化補償部と、を備え、A position loop stabilization compensator that generates a speed command correction signal by multiplying a difference signal obtained by subtracting a signal obtained by differentiating the load position signal from the new speed command by a compensation gain through a low-pass filter; ,
前記新たな速度指令と前記電動機速度信号との差を前記速度偏差信号とすることを特徴とする電動機の位置制御装置。An electric motor position control device characterized in that a difference between the new speed command and the motor speed signal is used as the speed deviation signal.

前記位置ループ安定化補償部が、前記差信号にバンドパスフィルタを介して補償ゲインを乗じて前記速度指令補正信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電動機の位置制御装置。2. The position control apparatus for an electric motor according to claim 1, wherein the position loop stabilization compensator generates the speed command correction signal by multiplying the difference signal by a compensation gain via a band pass filter.

前記位置ループ安定化補償部が、前記新たな速度指令を積分処理した信号から前記負荷位置信号を減算した差信号に、バンドパスフィルタを介して補償ゲインを乗じて前記速度指令補正信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電動機の位置制御装置。The position loop stabilization compensator generates a speed command correction signal by multiplying a difference signal obtained by subtracting the load position signal from a signal obtained by integrating the new speed command with a compensation gain through a band pass filter. The position control apparatus for an electric motor according to claim 1.

入力する位置指令と、直動位置検出器で検出した直動位置信号とを減算して位置偏差信号を出力する第１の減算手段と、前記位置偏差信号に位置ループゲインを乗じた第１の速度指令と制振信号とを加算して第２の速度指令を出力する加算手段と、前記第２の速度指令から前記直動位置信号を微分処理した信号を減算する第２の減算手段と、前記第２の減算手段の出力信号を積分処理した信号に比例ゲインを乗じて前記制振信号を出力する比例ゲイン手段と、を備えた電動機の位置制御装置であって、A first subtracting means for subtracting a position command to be input and a linear motion position signal detected by a linear motion position detector and outputting a position deviation signal; and a first loop obtained by multiplying the position deviation signal by a position loop gain. An adding means for adding a speed command and a vibration suppression signal to output a second speed command; a second subtracting means for subtracting a signal obtained by differentiating the linear position signal from the second speed command; A proportional gain means for multiplying a signal obtained by integrating the output signal of the second subtracting means by a proportional gain and outputting the vibration suppression signal;
前記第２の速度指令に応じて電動機を制御して前記電動機に結合された負荷を駆動することを特徴とする電動機の位置制御装置。A position control device for an electric motor, wherein the electric motor is controlled in accordance with the second speed command to drive a load coupled to the electric motor.