JP4469724B2

JP4469724B2 - ２×２無線ローカルエリアネットワーク、ｃｏｆｄｍ−ｍｉｍｏシステムにおける復号器及び復号方法

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Publication number: JP4469724B2
Application number: JP2004556614A
Authority: JP
Inventors: モニシャ、ゴーシュ; シェメイ、ウヤン
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-12-03
Filing date: 2003-11-18
Publication date: 2010-05-26
Anticipated expiration: 2023-11-18
Also published as: CN100380856C; US20060092882A1; EP1570597B1; DE60315706T2; JP2006509396A; ATE370567T1; DE60315706D1; US7411928B2; CN1720685A; EP1570597A1; AU2003280097A1; WO2004051914A1

Description

本発明は、符号化直交周波数分割多重化多入力多出力(ＣＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ(coded orthogonal frequency division multiplexing-multiple input multiple output))システムに対する簡素化された復号器に関する。より詳細には、本発明は最大尤度（ＭＬ(maximum likelihood)）復号を用いるビットインタリーブシステムに関する。特に、本発明は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）技術に基づく単一入力単一出力((ＳＩＳＯ(single input single output))ＩＥＥＥ８０２．１１ａ)システムの伝送データ速度を二倍にする、零フォーシング（ＺＦ(zero Forcing)）ガイドされた最大尤度（ＭＬ）復号を用いる２×２ＭＩＭＯシステムに関する。

ＭＩＭＯシステムは、次世代の高データ速度無線通信システムに対する有望な候補として研究されている。現在、単一アンテナシステム(ＳＩＳＯ(single antenna system))に対しては、ＯＦＤＭ変調技術を採用するＩＥＥＥ８０２．１１ａは、５４Ｍｂｐｓの最大データ伝送速度を有する。たった１つの送信アンテナと１つの受信アンテナしか存在せず、つまり、これはＳＩＳＯシステムであり、８０２．１１ａに対する信号コンステレイションは、６４直交振幅変調（ＱＡＭ(quadrature amplitude modulation))である。１００Ｍｂｐｓを超えるデータ伝送速度は次世代無線通信システムの目標である。

無線通信システムの物理チャネル特性が与えられると、信号コンステレイションのオーダを増加することによって、単一のアンテナシステムのもとでデータ速度を増加させることは、ほとんど不可能である。

１００Ｍｂｐｓより高いデータ速度を達成することへの１つの可能なアプローチは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａＳＩＳＯシステムに基づく２×２ＭＩＭＯシステムであるが、このシステムにおいては、２つの送信アンテナが、各アンテナの所で８０２．１１ａシステムと同一方法で符号化された異なるデータストリームを送信する。このシステムは、図１に示されるＯＦＤＭ変調に基づいた従来の技術の５４ＭｂｐｓＩＥＥＥ８０２．１１ａＳＩＳＯシステムと概ね同一の信号対雑音比（ＳＮＲ）で、１０８Ｍｂｐｓなるデータ伝送速度を達成することができる。図２は、このように用いられた従来技術による２×２ＭＩＭＯシステムを示す。

図２のシステムは最適復号（optimal decoding）を採用し、この無線チャネルは

として定義され、ここで、ｈ_ｉｊ２０は、送信機アンテナｉから受信機アンテナｊへの、つまり、ＴｘｉからＲｘｊへの、チャネルを表すものと仮定する。すると、一般性を失うことなく、これら４つのチャネルは、互いに独立なレーリーフェーディング（Ｒａｙｌｅｉｇｈｆａｄｉｎｇ）チャネルであると仮定できる。それで、サブキャリアｋの周波数領域における受信信号は、以下のように表現することができる。

各サブキャリアは別々に復号されるため、式（１）内の下付文字ｋｓは省略する。最適な最大尤度（ＭＬ）検出においては、各々の受信信号ペアｒ_１，ｒ_２に対して、これらシンボル内の送信ビットが’１’であるか或いは’０’であるかを決定するためには、最大確率（largest probability）

を決定することが必要であり、ここで、

および

は、決定がなされる必要があるシンボルｓ_１とｓ_２内のビットを表す。加算白色ガウス雑音(ＡＷＧＮ(add white gaussian noise)）環境内においては、これは、

を見つけることに相当する。

これは、また、

を見つけることにも相当する。

シンボルｓ_１内のビットに対するビットメトリック（bit metrics）を決定するためには、以下の式が評価されなければならない。シンボルｓ_１内のビットｉが’０’であるためには、

を評価することが必要である。ここで、

は受信されたシンボルｓ_ｌ内のビットｉが’０’であるためのビットメトリックを表す。Ｓは、全コンステレーションの集合を表し、他方、Ｓ^０は、ビットｂ_ｉ＝０となるようなコンステレーション点集合の部分集合を表す。シンボルｓ_１内のビットｉが’１’であるためには、

を評価することが必要である。ここでＳ^ｌはビットｂ_ｉ＝１となるようなコンステレーション点集合の部分集合を表す。

同一の方法を用いて、送信されたシンボルｓ_２に対するビットメトリックを決定することができる。

シンボルｓ_２内のビットｉが’０’であるためには、

を評価することが必要である。
シンボルｓ_２内のビットｉが’１’であるためには、

を評価することが必要である。
次に、これらビットメトリックのペア

が、データストリーム各々のＦＥＣ復号のために、対応するデインタリーバとビタビ復号器（Viterbi decoder）に送られる。

シミュレーションの結果は、最適復号を用いると、この提唱される１０８ＭｂｐｓＭＩＭＯシステムは、実際、１０^−４なるＢＥＲにおいて、ＳＩＳＯ５４Ｍｂｐｓシステムよりも、４ｄＢだけよく実行することを示す。けれども、この最適復号のための計算コストは非常に高い。信号ｓ_１内のビットが０であるか１であるかのビットメトリックを得るためには、ｓ_１とｓ_２とのコンステレーションの６４＊６４個の置換（permutations）を評価することが必要であり、これは現存の計算能力は効果的にコストを得られない。この２×２ＭＩＭＯシステムの復号のための計算コストは、実践するには高すぎる。

こうして、１００Ｍｂｐｓを超えてデータ伝送速度を増大するために、５４ＭｂｐｓＩＥＥＥ８０２．１１ａＳＩＳＯシステムに基づく２×２ＭＩＭＯシステムを採用したときの高い計算コストを低減するための代替の符号方法が必要となる。

本発明は、最適ＳＩＳＯ復号器とほぼ同一の計算コストを有しかつ最適ＭＩＭＯ復号器のほぼ１／６４の計算コストを有する簡素化された復号方法に最適復号を置き換えた、図３に示されるような、５４ＭｂｐｓＳＩＳＯシステムに基づいた１０８Ｍｂｐｓ２×２ＭＩＭＯシステムである。図３に示されるシステムにおいては、図１に示される従来技術のシステムの別々にデマッピングおよびデインタリービングモジュール（demapping and deinterleaving module）１０は、共有のデマッピングおよび信号分離ユニット（demapping and signal separation unit）３４と、別々のデインタリービングユニット３０、３１とによって置換される。

本発明は、ＺＦガイド最大尤度（ＭＬ）復号方法を採用する。ＳＩＳＯ単一キャリアシステムに対して、時間分散されたチャネル（周波数選択的フェーディングチャネル）がシステム内にチャネル記憶（channel memory）を持ち込むために、最大尤度（ＭＬ）等化と復号との結合は、高い計算コストの故に現実的でない。一般的な実行は、チャネルを等化するためにまず最小平均二乗誤差／零フォーシング（ＭＭＳＥ／ＺＦ(minimum-mean-square-error/ zero forcing)）を基準として用いることである。次に、等化された信号が更なる復号のために最大尤度（ＭＬ）検出器に送られる。けれども、これはやや最適なシステムである。

ＳＩＳＯＯＦＤＭシステムにおいては、システムは各サブキャリアがフラットフェーディングチャネル（flat fading channel）を経験するように設計されるために、実際の最大尤度（ＭＬ）等化と復号を手頃な計算コストにて実現することができる。いまだに、ＭＩＭＯＯＦＤＭシステムでは、メトリック計算において要求されるコンステレーション集合の置換評価が大きくなるために、実際の最大尤度（ＭＬ）等化及び復号のための計算コストは、実践するには高すぎる。

多数の置換計算を回避するための一つ方法は、まず、送信されたシンボルｓ_１、ｓ_２の近似値を見つけ、それから、最大尤度（ＭＬ）検出方法を用いて、ｓ_２がＺＦ方法によって計算された値であるとしてｓ_１に対するビットメトリックを見つけることである。ＳＮＲが十分に高いときは、ＺＦ決定は最適最大尤度決定に非常に近いと仮定しても妥当である。それ故、本発明は、送信されたシンボルｓ_１、ｓ_２に対するビットメトリックを得るために、ＳＩＳＯシステムが送信されたシンボルｓに対して被るのと概ね同一の計算コストをＭＩＭＯシステムで被る。

本発明の好ましい実施例は簡素化された復号方法を採用する。この簡素化された復号方法の詳細が以下に図面を参照して説明される。

受信された信号は

として書き表すことができる。ＺＦ基準によると、伝送された信号は、デマッピング・信号分離モジュール３４によって

として推定することができる。

このＺＦ計算されたシンボルとコンステレーション点に対して計算された最小ユークリッド距離を用いて、このデマッピング・信号分離モジュール３４は、推定送信シンボルをハード判定にて得る。このハード判定動作の後のシンボルは

として表現することができる。次に、送信されたシンボルｓ_１に対するビットメトリックがデマッピング・信号分離モジュール３４によって

として計算され、次に、送信されたシンボルs₂に対するビットメトリックが

として計算される。ここでＳ^ｐは、ビットｂ_ｉがｐ＝０或いはｐ＝１となるようなコンステレーション点の部分集合を表わす。次にこれらビットメトリックスのペア

が、それぞれ、各データストリームをフォワード誤り訂正復号（ＦＥＣ(forward error correction)）復号するために、対応する第一および第二のデインタリーバ３０、３１と異なるビタビ復号器３３、３４にそれぞれ送られる。

第二の好ましい実施例においては、この第一の好ましい実施例に基づいて更に簡素化された復号方法が提供される。デマッピング・信号分離モジュール３４が、ＺＦ動作の後の２つの送信されたシンボル内の各ビットに対するビットメトリックを計算するためにＭＩＭＯＭＬ基準を用いる第一の好ましい実施例とは異なり、デマッピング・信号分離モジュール３４によってＳＩＳＯＭＬが用いられ各ビットに対して

を満たすようなコンステレーション点を見つける。ここで、ｑは１、２を表し、ｐ∈｛０、１｝である。デマッピング・信号分離モジュール３４によって、送信されたシンボルｓ_ｑの各ビットｉに対して

となる式（１２）のビットメトリック計算に相当する２つのコンステレーション点が定義される。ＳＩＳＯ復号においては、式（１２）から計算されたビットメトリックスは復号のためにビタビ復号器に送られる。ＭＩＭＯ復号においては、式（１２）は、式（１２）を満たすコンステレーション点を決定すること、および復号のためにビタビ復号器に送られる各ビットに対するビットメトリックを計算するためにＭＩＭＯＭＬ基準においてこれらコンステレーション点を用いることのためにのみデマッピング・信号分離モジュール３４によって用いられる。つまり、ビットメトリックスがデマッピング・信号分離モジュール３４によって

として計算される。

次に、これらビットメトリックのペア

が、それぞれ、各データストリームをフォワード誤り訂正復号（ＦＥＣ）復号するために、対応する第一と第二のデインタリーバ３０、３１と異なるビタビ復号器３３、３４とに送られる。

ハードウェア実現においては、１つの送信されたシンボル内の６個のビットに対する１２個のコンステレーション点を１つのスライス・比較・選択動作によって得ることができる。直交位相変移キーイング（quadrature-phase shift keying, ＱＰＳＫ）の一例が図４Ａに示されている。受信されたシンボルの実部が考慮された場合、ビットｂ_０に対応する２つのコンステレーション点は、図４Ｂにおいて破線によって接続されている２つの点であると決定することが可能である。これと同じ方法が、図４Ｃに示されるように、受信されたシンボルの虚数部を用いることにより、ビットｂ_１に対する対応するコンステレーション点を決定するのに用いられうる。このスライシング方法では、式（１２）の実際の距離の計算は不用となる。この第二の好ましい実施例においては、ＭＩＭＯＭＬビットメトリック計算の距離探索における置換が回避でき、ＭＩＭＯＭＬビットメトリック計算の計算コストを低減することができる。

図５に示すように、シミュレーション結果は本発明の両方の実施例の性能を支持する。このシミュレーションのためのマルチパスチャネルは、Bob O'Hara, A1 Petric; " The IEEE 802.11 Handbook: A Designer's Companion", December 1999に定義される、４０ｎｓｒｍｓなる遅延スプレッドを有する、指数関数的レーリーフェージングチャネル（exponential Rayleigh fading channel）である。２つの送信アンテナと２つの受信アンテナとを横断する４つのチャネルは互いに独立し、このことは、これら４つのチャネルのいずれの間にも相関は存在しないことを意味する。図５の信号対雑音比とビット誤り率との間（ＳＮＲとＢＥＲとの間）の関係を示す曲線の各データ点に対して、２５０パケット内に等しく分布された１００万ビットがシミュレートされた。各アンテナ要素に対する無線チャネルは、個々のパケットに対して同一であるが、異なるパケットに対しては、異なると想定しても問題はない。これら全てのシミュレーションにおいて、理想的な周波数及びタイミング同期が想定された。

シミュレーションの結果は、本発明の簡素化された復号方法の第一の実施例の性能が、１０^−４なるＢＥＲレベルでの最適復号方法よりも、約４ｄＢだけ劣るが、けれども５４ＭｂｐｓでのＳＩＳＯシステム４３に対する最適復号方式とほぼ同じであることを示す。この結果は、２×２ＭＩＭＯシステム４１を含む本発明の第一の実施例が、妥当な計算コストにて、同じＳＮＲに対するＳＩＳＯシステム４３のデータ伝送速度を倍増することができることを示す。第二の実施例は、更に低減された計算コストにて、同一の改善を提供する。従って、このシミュレーションによって示されるように、本発明の両方の実施例は、概ね同一のＢＥＲ対ＳＮＲ性能を有するが、これは、１０^−４なるＢＥＲレベルにおいて、５４ＭｂｐｓＳＩＳＯシステム４３とほぼ同一であり、ＭＩＭＯ最適復号システム４２より４ｄＢだけ劣る。そして、この伝送速度における２倍の増加は、第一の実施例においては、計算コストの増加なしに達成され、第二の実施例においては、計算コストの低減を伴って達成される。

図５を参照すると、本発明によるＩＥＥＥ８０２．１１ａＳＩＳＯシステムに基づく２×２ＭＩＭＯシステム４２は、同一のＳＮＲレンジ内において、ＩＥＥＥ８０２．１１ａＳＩＳＯシステムのデータ速度の２倍である１０８Ｍｂｐｓのデータ伝送速度を提供することができる。この従来の技術によるＭＩＭＯシステム４２の最適復号は、１０^−４なるＢＥＲレベルにおいて、５４ＭｂｐｓＳＩＳＯシステム４３よりも４ｄＢだけ優れたＢＥＲ対ＳＮＲ性能を提供するが、この最適復号の高い計算コストは、履行を実行不可能にする。本発明は、ＺＦガイドされ簡素化されたＭＩＭＯ復号のための２つの好ましい実施例４０、４１を提供するが、これは５４ＭｂｐｓＳＩＳＯシステム４３に対する最適復号器のそれとほとんど同じ計算コストを有する。簡素化された方法に対するこれら２つの実施例４０、４１の各々は、ＭＩＭＯシステム４２に対する最適復号器と比較すると４ｄＢだけ劣るが、１０^−４なるＢＥＲレベルにおいて５４ＭｂｐｓＳＩＳＯシステム４３のそれとほとんど同一のＳＮＲ性能を、１０８Ｍｂｐｓの伝送速度で提供する。

提供された例は本発明の好ましい実施例について図解及び説明するが、理解できるように、当業者においては、本発明の真の範囲から逸脱することなく、様々な変更及び修正を加えたり、これらの要素を同等物にて置換することもできる。加えて、本発明の教示をある特定の状況に中心的範囲から逸脱することなく適合化するために、多くの修正を加えることもできる。従って、本発明は本発明を実施するために考慮された最良の形態として開示されたこれら特定の実施例に制限されるものではなく、本発明は添付のクレームの範囲内に入る全ての実施例を含むことが意図される。

ＯＦＤＭ変調に基づく従来の５４ＭｂｐｓＩＥＥＥ８０２．１１ａＳＩＳＯシステムを解説する図である。従来技術による２×２ＭＩＭＯシステムを解説する図である。本発明の一つの好ましい実施例による、図１の５４ＭｂｐｓＳＩＳＯシステムに基づく１０８Ｍｂｐｓ２×２ＭＩＭＯシステムを解説する図である。スライス・比較・選択動作を解説する図である。スライス・比較・選択動作を解説する図である。スライス・比較・選択動作を解説する図である。図３の１０８ＭｂｐｓＭＩＭＯシステムと図１の５４ＭｂｐｓＳＩＳＯシステムとを比較するシミュレーション結果を示す図である。

Claims

２×２無線ローカルエリアネットワークであって、
第一および第二の送信信号ｓ_１、ｓ_２を送信する第一および第二の送信機アンテナをそれぞれ有する第一および第二の単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）システムと、
第一および第二の受信信号ｒ_１、ｒ_２を受信する第一および第二の受信機アンテナと、
最大尤度（ＭＬ）復号を行うために零フォーシング（ＺＦ）を用い、前記第一および第二のＳＩＳＯシステムに接続され、前記第一および第二の受信信号を処理するデマッピング・信号分離モジュールと、を備え
当該２×２無線ローカルエリアネットワークのデータ伝送速度は１０^−４なるビット誤り率において１００Ｍｂｐｓより大きく、復号のための計算コストは最適ＳＩＳＯシステムに対する復号コストのオーダであり、
前記デマッピング・信号分離モジュールは、

に対応する受信信号である、それぞれ前記第一および第二の受信信号の零フォーシング（ＺＦ）を用い、かつ

として前記第一および第二の送信信号が計算され、
ＺＦ計算されたシンボルとコンステレーション点との間の最小ユークリッド距離を見つけることで、ハード判定によって、前記第一および第二の送信信号を

として表される第一および第二の推定信号として推定し、該第一および第二の推定信号は前記最大尤度（ＭＬ）復号を行うために用いられ、
ｈ _ｉｊ（ｉ，ｊ＝１，２）はｉ番目の送信アンテナからｊ番目の受信アンテナへのチャネルを表し、ｎ _ｉは雑音信号を表す、２×２無線ローカルエリアネットワーク。
前記第一および第二の送信信号ｓ_１、ｓ_２に対して計算される各々のビットメトリックは

を用いて、ｓ_１に対しては

として、及びｓ_２に対しては

として計算され、
メトリックペア

は、復号のために各々、第一および第二のデインタリーバと、第一および第二のビタビ復号器とに送られ、
ｂ _１ｉとｂ_２ｊはそれぞれそれに対して判定が行なわれている信号ｓ_１、ｓ_２内のビットを表す請求項１記載の２×２無線ローカルエリアネットワーク。
前記デマッピング・信号分離モジュールは、ビットｉに対する第一送信信号

および第二の送信信号

からの前記最小ユークリッド距離

を満たす第一のコンステレーション点

および第二のコンステレーション点

を算出し、ｑは１、２を表し、

は、判定が行なわれるビットｉに対する、ｐ∈｛０、１｝であるようなコンステレーション点集合の部分集合を表し、該コンステレーション点を、ｐ＝０、１に対して

なる形式のビットメトリック計算における最大尤度への入力として用い、
該ビットメトリックペア

は復号のために第一および第二のデインタリーバと、第一および第二のビタビ復号器にそれぞれ送られる請求項１記載の２×２無線ローカルエリアネットワークシステム。
前記デマッピング・信号分離モジュールは、前記ＺＦ信号に対応する第一のコンステレーション点

と第二のコンステレーション点

を決定するためにスライス・比較・選択動作を遂行し、該第一および第二のコンステレーション点は、ｐ＝０、１に対して

なる形式でのビットメトリック計算における最大尤度への入力として用いられ、
該ビットメトリックペア

は、復号のために第一および第二のデインタリーバと、第一および第二のビタビ復号器にそれぞれ送られる請求項１記載の２×２無線ローカルエリアネットワーク。
前記第一および第二のＳＩＳＯシステムは、５４ＭｂｐｓのＩＥＥＥ８０２．１１ａＳＩＳＯ直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムに基づいている、請求項１記載の２×２無線ローカルエリアネットワーク。
２×２符号化直交周波数分割多重化多入力多出力（ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ）システムに対する復号器であって、
前記２×２ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯシステムによってそれぞれ送信及び受信される第一および第二の送信信号ｓ_１、ｓ_２に対応する第一および第二の受信信号ｒ_１、ｒ_２に対する零フォーシングによる最大尤度（ＭＬ）復号に基づいて、第一および第二のビットメトリックペアを作成するデマッピング・信号分離モジュールと、
前記第一および第二のビットメトリックペアを、それらのフォワード誤り訂正復号のためにそれぞれ受信するようにされた、第一および第二のデインタリーバと、ビタビ復号器と、を備え、
前記復号器は、最適５４ＭｐｂｓのＳＩＳＯシステムのデータ伝送速度の２倍の１０８Ｍｂｐｓなる伝送速度を、最適５４ＭｐｂｓのＳＩＳＯシステムに匹敵する復号計算コストにて可能とし、
前記デマッピング・信号分離モジュールは、

に対応する受信信号である、それぞれ前記第一および第二の受信信号の零フォーシング（ＺＦ）を用い、かつ

として前記第一および第二の送信信号が計算され、
ＺＦ計算されたシンボルとコンステレーション点との間の最小ユークリッド距離を見つけることで、ハード判定によって、前記第一および第二の送信信号を

として表される第一および第二の推定信号として推定し、該第一および第二の推定信号は前記最大尤度（ＭＬ）復号を導くために用いられ、
ｈ _ｉｊ（ｉ，ｊ＝１，２）は、ｉ番目の送信アンテナからｊ番目の受信アンテナへのチャネルを表し、ｎ _ｉは雑音信号を表す、復号器。
前記デマッピング・信号分離モジュールは、前記第一および第二の送信信号ｓ_１、ｓ_２に対する各々のビットメトリックを

を用いて、ｓ_１に対しては

として、及びｓ_２に対しては

として計算し、
ｂ _１ｉとｂ_２ｊはそれぞれそれに対して判定が行なわれている信号ｓ_１、ｓ_２内のビットを表す請求項６記載の復号器。
前記デマッピング・信号分離モジュールは、ビットｉに対する第一の送信信号

と第二の送信信号

から前記最小ユークリッド距離

を満たす第一のコンステレーション点

と第二のコンステレーション点

を算出し、該コンステレーション点を、ｐ＝０、１に対して

なる形式でのビットメトリック計算における最大尤度への入力として用い、
ｑは１、２を表し、

はビットｉに対するｐ∈｛０、１｝であるようなコンステレーション点集合の部分集合を表し、ビットｉは判定が行なわれているビットを表す請求項６記載の復号器。
前記デマッピング・信号分離モジュールは、前記ＺＦ信号に対応する第一のコンステレーション点

と第二のコンステレーション点

を決定するためにスライス・比較・選択動作を遂行し、該第一および第二のコンステレーション点は、ｐ＝０、１に対して

なる形式でのビットメトリック計算における最大尤度への入力として用いられる請求項６記載の復号器。
２×２符号化直交周波数分割多重化多入力多出力（ＣＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ）システムに対する復号方法であって、
前記２×２ＣＯＦＤＭ−ＭＩＭＯシステムによって第一および第二の送信信号を送信するステップと、
前記２×２ＣＯＦＤＭ−ＭＩＭＯシステムによって前記第一および第二の送信信号に対応する第一および第二の受信信号を受信するステップと、
前記第一および第二の受信信号に対する零フォーシングによる最大尤度（ＭＬ）復号に基づいて第一および第二のビットメトリックペアを作成するステップと、
前記第一および第二のビットメトリックペアを第一および第二の復号信号を得るためにデインタリービングおよび復号するステップと、を含み、
前記復号は、最適５４Ｍｂｐｓ単一入力単一出力ＳＩＳＯシステムの伝送速度の２倍の１０８Ｍｂｐｓなる伝送速度を、最適５４ＭｂｐｓのＳＩＳＯシステムに匹敵する復号計算コストにて可能とし、
前記作成するステップは、さらに、
前記第一および第二の受信信号を第一および第二の分離された信号に分離するステップと、
ハード判定によって、それぞれ前記第一および第二の分離されたシンボルに最も近い第一および第二のコンステレーション点を得るステップと、
前記第二のコンステレーション点を固定して、前記第一のビットメトリックペアを、ＭＬ基準及び前記第一の分離された信号を用いて計算するステップと、
前記第一のコンステレーション点を固定して、前記第二のビットメトリックペアを、ＭＬ基準を用いて計算するステップと、を含む復号方法。
前記作成するステップは、さらに、
前記第一および第二の受信信号を第一および第二の分離された信号に分離するステップと、
前記第一および第二の分離された信号から前記最小ユークリッド距離を満たす第一と第二のコンステレーション点を得るステップと、
第一および第二のビットメトリックペアを、前記第一および第二のコンステレーション点を最大尤度への入力として用いて計算するステップと、を含む請求項１０記載の復号方法。
前記作成するステップは、さらに、
前記第一および第二の受信信号を第一および第二の分離された信号に分離するステップと、
前記分離された信号に対応する第一および第二のコンステレーション点をスライス・比較・選択動作によって得るステップと、
第一および第二のビットメトリックペアを、前記第一および第二のコンステレーション点を最大尤度計算への入力として用いて計算するステップと、
を含む請求項１０記載の復号方法。