JP4467297B2 - Stepping motor drive control apparatus, integrated circuit, and drive control method - Google Patents
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Description
本発明は、ステッピングモータの駆動制御装置、集積回路および駆動制御方法に関する。 The present invention relates to a stepping motor drive control device, an integrated circuit, and a drive control method.
プリンタやスキャナなどに用いられているモータにはステッピングモータが使われており、そのステッピングモータの駆動は、例えばHブリッジ回路に接続されたコイルに流れる電流(以下コイル電流と称す)によって制御されている。なお、コイル電流の増加や減少は、Hブリッジ回路内のコイル電流供給用のトランジスタがオンまたはオフすることにより制御されている。 Stepping motors are used as motors used in printers and scanners, and the driving of the stepping motor is controlled by, for example, a current (hereinafter referred to as a coil current) flowing in a coil connected to an H bridge circuit. Yes. The increase or decrease of the coil current is controlled by turning on or off the coil current supply transistor in the H-bridge circuit.
一方、コイルはインダクタンス性の負荷であるため、電流供給用のトランジスタがオンまたはオフしても直ちに電流が所定の値にならず、ある時定数をもって変化する。そのため、コイル電流にはリップル成分(電流リップル)が発生する。 On the other hand, since the coil is an inductive load, even if the current supply transistor is turned on or off, the current does not immediately become a predetermined value but changes with a certain time constant. Therefore, a ripple component (current ripple) is generated in the coil current.
ところで、ステッピングモータの静音化方法として、図5に示すようにコイル電流を細かく切り揃えて疑似正弦波を作るマイクロステップ駆動が知られている。ステッピングモータは、この疑似正弦波における階段状に変化している部分の平らな部分を設定電流として、設定電流の変化に伴いコイル電流が設定電流となるように制御を行っている。そのためマイクロステップ駆動で、理想的なモータの駆動を行うためには、必要な電流まで駆動電流を変化させる可変能力(可変電流制御)と共に、必要な電流に到達した後のコイル電流の安定性(定電流制御)が必要である。そこで、前述した電流リップルも考慮して、コイル電流をこの疑似正弦波電流に近づけるべく、基準クロックCLKを設け、その基準クロックCLKに同期してコイル電流の増加(Charge)または減衰(Decay)を繰り返す電流制御方法が行われている(例えば、特許文献1参照)。なお、同図に示すように疑似正弦波形には、設定電流が増加する増加領域と減少する減少領域とが存在する。また、図中の領域Aと領域Bではコイルに流れる電流の向きが逆となっている。 By the way, as a method for reducing the noise of the stepping motor, there is known a microstep drive for making a pseudo sine wave by finely arranging coil currents as shown in FIG. The stepping motor performs control so that the coil current becomes the set current in accordance with the change of the set current, with the flat portion of the pseudo sine wave changing stepwise as the set current. Therefore, in order to drive an ideal motor with micro-step driving, it has a variable capability (variable current control) that changes the drive current to the required current and the stability of the coil current after reaching the required current ( Constant current control) is required. Therefore, in consideration of the above-described current ripple, a reference clock CLK is provided in order to bring the coil current closer to the pseudo sine wave current, and an increase (Charge) or decay (Decay) of the coil current is synchronized with the reference clock CLK. A repeated current control method is performed (see, for example, Patent Document 1). As shown in the figure, the pseudo sine waveform has an increase region where the set current increases and a decrease region where the set current decreases. Moreover, the direction of the electric current which flows into a coil is reverse in the area | region A and the area | region B in a figure.
ここで、コイルに流れる電流の増加または減衰による動作モードについて図を用いて説明する。 Here, the operation mode by the increase or attenuation of the current flowing through the coil will be described with reference to the drawings.
図6にHブリッジ回路60に負荷として接続されたコイルLに流れる電流の制御について説明するための図を示す。
スイッチング素子Q1〜Q4は例えばそれぞれNチャンネル型MOSトランジスタ(以下NMOSトランジスタと称す)を用いることができる。電源(Vbb)側のNMOSトランジスタQ1と接地側のNMOSトランジスタQ2が直列に接続され、また電源(Vbb)側のNMOSトランジスタQ3と接地側のNMOSトランジスタQ4が直列に接続されている。NMOSトランジスタQ1とQ3のドレインは電源(Vbb)に接続されており、NMOSトランジスタQ2とQ4のソースは電流検出用抵抗Rdecを介して接地されている。そして、NMOSトランジスタQ1のソースとQ2のドレインとの間にコイルLの一端が接続され、NMOSトランジスタQ3のソースとQ4のドレインとの間にコイルLの他端が接続されている。
FIG. 6 is a diagram for explaining the control of the current flowing through the coil L connected as a load to the
As the switching elements Q1 to Q4, for example, N-channel MOS transistors (hereinafter referred to as NMOS transistors) can be used. A power source (Vbb) side NMOS transistor Q1 and a ground side NMOS transistor Q2 are connected in series, and a power source (Vbb) side NMOS transistor Q3 and a ground side NMOS transistor Q4 are connected in series. The drains of the NMOS transistors Q1 and Q3 are connected to the power supply (Vbb), and the sources of the NMOS transistors Q2 and Q4 are grounded via the current detection resistor Rdec. One end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q1 and the drain of Q2, and the other end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q3 and the drain of Q4.
後述する制御ロジック部20によって、NMOSトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4のオン、オフの状態は制御されており、このNMOSトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4のオン、オフの状態が変化することで、コイルLに供給される電流量が階段状に変化する擬似的正弦波電流を流すことが可能となる。コイルLに流れる電流を制御するには通常3つの動作モードがあり、それらをの各モードを組み合わせて制御を行っている。
The on / off states of the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 are controlled by the
なお、図5に示す領域Aと領域Bとでは、これらのNMOSトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4のうち、オンするトランジスタがHブリッジ回路の左右において異なるためコイル電流は逆方向となる。
例えば、領域AにおいてのChargeでは、Q1、Q4がオンすることで図6のCharge方向の電流が流れる。一方領域BでのChargeでは、Q3、Q2がオンすることで図6の点線方向に電流が流れる。以下、便宜上領域Aについての動作モードについて説明する。
Note that, in the region A and the region B shown in FIG. 5, among these NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4, the transistors that are turned on are different on the left and right of the H-bridge circuit, so that the coil current is in the opposite direction.
For example, in the charge in the region A, the current in the charge direction of FIG. 6 flows when Q1 and Q4 are turned on. On the other hand, in the charge in the region B, when Q3 and Q2 are turned on, a current flows in the dotted line direction of FIG. Hereinafter, the operation mode for the region A will be described for convenience.
図7にコイルLに流れる電流を制御する3つのモードを説明するためのタイミング波形図を示す。 FIG. 7 shows timing waveform diagrams for explaining the three modes for controlling the current flowing through the coil L. FIG.
以下、3つのモードについて図6及び図7を参照しながら説明する。
図7のコイル電流が増加している領域を電源印加モード(以下Chargeモード)と呼ぶ。Chargeモードでは電源(Vbb)側のNMOSトランジスタQ1と接地側のNMOSトランジスタQ4がオンとなり、電源VbbからコイルLに、図6に示す矢印のような電流が流れるため、コイルLに流れる電流は増加する。
Hereinafter, the three modes will be described with reference to FIGS. 6 and 7.
A region where the coil current in FIG. 7 is increasing is referred to as a power supply application mode (hereinafter, Charge mode). In the Charge mode, the NMOS transistor Q1 on the power supply (Vbb) side and the NMOS transistor Q4 on the ground side are turned on, and a current as indicated by an arrow shown in FIG. 6 flows from the power supply Vbb to the coil L. To do.
次に、コイルLに流れる電流が緩やかに減少している領域を低速減衰モード(Slow Decayモード:以下Slow減衰モード)と呼ぶ。Slow減衰モードでは接地側のNMOSトランジスタQ2とQ4がオンとなり、図6に示すようにコイルLとの間で電流を回生させている。この場合、前述のChargeモードでコイルLに生じた逆起電力を電源とするが、NMOSトランジスタQ2及びQ4のオン抵抗は小さいので電流損失は小さくコイル電流は緩やかに減少していく。 Next, a region where the current flowing through the coil L is gradually reduced is referred to as a slow decay mode (hereinafter, “Slow decay mode”). In the slow decay mode, the NMOS transistors Q2 and Q4 on the ground side are turned on, and current is regenerated between the coil L as shown in FIG. In this case, the counter electromotive force generated in the coil L in the Charge mode described above is used as a power source. However, since the on-resistances of the NMOS transistors Q2 and Q4 are small, the current loss is small and the coil current gradually decreases.
また、コイルLに流れる電流がSlow減衰モードより急な傾きで減少している領域を高速減衰モード(Fast Decayモード:以下Fast減衰モード)と呼ぶ。Fast減衰モードでは、電源(Vbb)側のNMOSトランジスタQ3と接地側のNMOSトランジスタQ2がオンとなり、図6に示すように逆起電圧が生じているコイルLから電源Vbbへ電流を戻す。よってコイル電流はSlow減衰モードと比べて急激に減少する。 Further, a region where the current flowing through the coil L decreases with a steep slope compared to the slow decay mode is referred to as a fast decay mode (Fast decay mode). In the fast decay mode, the NMOS transistor Q3 on the power supply (Vbb) side and the NMOS transistor Q2 on the ground side are turned on, and current is returned from the coil L in which the back electromotive voltage is generated to the power supply Vbb as shown in FIG. Therefore, the coil current decreases sharply compared to the slow decay mode.
なお、モード切り換え過程において例えばFast減衰モードでNMOSトランジスタQ3の寄生ダイオード(不図示)に順方向の電流が流れている状態で、Chargeモードに切り換えが行われる際、NMOSトランジスタQ1、Q4がオンすると、NMOSトランジスタQ3の寄生ダイオード(不図示)には一瞬、逆方向の電圧が印加され逆方向の電流が流れる。この寄生ダイオードに流れる逆方向の電流のことをリカバリー電流と呼ぶ。 In the mode switching process, for example, when switching to the Charge mode in a state where a forward current flows through a parasitic diode (not shown) of the NMOS transistor Q3 in the Fast decay mode, the NMOS transistors Q1 and Q4 are turned on. A reverse voltage is applied to a parasitic diode (not shown) of the NMOS transistor Q3 for a moment, and a reverse current flows. The reverse current flowing through the parasitic diode is called a recovery current.
リカバリー電流が電流検出用抵抗Rdecに一瞬流れることによって、コイル電流が設定電流に達したと誤検出される可能性がある。その場合例えばコイル電流が設定電流に達していないにもかかわらずChargeモードから減衰モードに切り換えが行われるなどの不具合が発生する。そのため誤検出を除く対策として、図7に示すように基準CLKの立ち上がりからの一定時間、コイル電流と設定電流との比較結果を無効とした強制Charge区間を設けている。この強制Charge区間では、設定電流とコイル電流との大小に関係なく、常にChargeモードとなる。 When the recovery current flows through the current detection resistor Rdec for a moment, it may be erroneously detected that the coil current has reached the set current. In this case, for example, there is a problem that the charge mode is switched to the attenuation mode even though the coil current does not reach the set current. For this reason, as a countermeasure against erroneous detection, a forced charge section is provided in which the comparison result between the coil current and the set current is invalid for a certain time from the rising edge of the reference CLK as shown in FIG. In the forced charge section, the charge mode is always set regardless of the magnitude of the set current and the coil current.
以上の3つのモードを用いて、コイル電流の制御は、疑似正弦波の電流値を設定電流として、設定電流に達するまではChargeモード(コイル電流増加)が行われ、設定電流に達した後は、基準CLKに応じてChargeモード(強制Charge)、Slow減衰モード、Fast減衰モードという順序を繰り返すことで定電流制御を行っている。 Using the above three modes, the coil current is controlled using the pseudo sine wave current value as a set current, and the charge mode (coil current increase) is performed until the set current is reached. The constant current control is performed by repeating the order of the charge mode (forced charge), the slow decay mode, and the fast decay mode according to the reference CLK.
以上説明した強制Charge及びFast減衰モードを行う時間Ta及びTbは、基準クロックCLKの周期において例えば一周期の1/8と予め設定されている。コイル電流を減少させる場合においても、Slow減衰モードを行う割合を多くしているのは、Slow減衰モードの方が設定電流に対しての電流リップルを小さくすることが出来るためである。また、Fast減衰モードを基準クロックCLKの一部分で行っているのは、Slow減衰モードで設定電流まで下がらなかった場合、強制Chargeによってコイル電流が増加し、設定電流との差がさらに広がってしまうのを防ぐためである。
従来のコイル電流制御では、図5に示す疑似正弦波において設定電流が階段状に増加している区間では、設定電流が変化した場合でもChargeモードを続けることにより比較的早く設定電流に達することができる。ところが、図5に示す疑似正弦波において設定電流が階段状に減少している区間では、設定電流が変化した場合、例えば図8に示すように基準クロックCLK1周期におけるSlow減衰を行う区間が多い上に、強制Chargeが存在するため、設定電流に到達するまで時間がかり、設定電流に対するコイル電流の追随性が悪くなるという問題があった。さらにステッピングモータを高速で回転させる場合、疑似正弦波が崩れてしまい、モータの制御が困難になったり、騒音や振動が生じる問題があった。 In the conventional coil current control, in the section in which the set current increases stepwise in the pseudo sine wave shown in FIG. 5, even if the set current changes, the set current can be reached relatively quickly by continuing the Charge mode. it can. However, in the section in which the set current decreases stepwise in the pseudo sine wave shown in FIG. 5, when the set current changes, for example, as shown in FIG. 8, there are many sections in which Slow attenuation is performed in the period of the reference clock CLK1. In addition, since the forced charge exists, it takes time to reach the set current, and there is a problem that the followability of the coil current with respect to the set current is deteriorated. Further, when the stepping motor is rotated at a high speed, the pseudo sine wave is broken, which makes it difficult to control the motor and causes noise and vibration.
本発明は、設定電流が減少する場合において、設定電流に対するコイル電流の追随性を向上したステッピングモータの駆動制御装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a stepping motor drive control device that improves the followability of a coil current with respect to a set current when the set current decreases.
本発明に係る主たる発明は、コイルを流れるコイル電流と設定電流との大小を比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて、前記コイル電流を増加する第1モード、前記コイル電流を減衰する第2モード、前記コイル電流を前記第2モードより高速で減衰する第3モードを所定周期ごとに選択的に実行することによって、前記コイル電流を前記設定電流に近づけるための制御を行う制御回路とを、有するステッピングモータの駆動制御装置であって、前記制御回路は、前記所定周期内の所定期間において前記コイル電流が前記設定電流より大であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定期間の直後に前記第3モードを実行することを特徴とする。 A main invention according to the present invention includes a comparison circuit that compares the magnitude of a coil current flowing through a coil and a set current, a first mode that increases the coil current based on a comparison result of the comparison circuit, and the coil current. Control for controlling the coil current to approach the set current by selectively executing a second mode for attenuating and a third mode for attenuating the coil current at a higher speed than the second mode at predetermined intervals. A stepping motor drive control device, wherein the control circuit responds to a comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is larger than the set current in a predetermined period within the predetermined cycle. The third mode is executed immediately after the predetermined period.
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。 Other features of the present invention will become apparent from the accompanying drawings and the description of this specification.
本発明によれば、設定電流が減少する場合において、設定電流に対するコイル電流の追随性を向上することができる。 According to the present invention, when the set current decreases, the followability of the coil current with respect to the set current can be improved.
<モータ駆動制御装置構成>
図1に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動制御装置を説明するためのブロック図を示す。モータ駆動制御装置は、発振回路10と、制御ロジック部20(『制御回路』)と、出力ドライブ部40と、コンパレータ50(『比較回路』)と、Hブリッジ回路60とを備えている。
<Motor drive controller configuration>
FIG. 1 is a block diagram for explaining a motor drive control apparatus according to an embodiment of the present invention. The motor drive control device includes an
発振回路10は、コイル電流の増加又は減少の制御を行うタイミングの基準となる基準クロックCLKの出力を行う。
制御ロジック部20は、基準クロックCLKとコンパレータ50との出力結果とに基づいて、Hブリッジ回路60内のNMOSトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4のオン又はオフを制御する制御信号を出力する。また制御ロジック部20は、コンパレータ50の+(非反転入力)端子に接続された可変電圧部の値を変化させ、設定電流としてのマイクロステップ駆動の疑似正弦波形となるように制御を行う。
また制御ロジック部20は、マスク30を備えている。マスク30は基準クロックCLKの立ち上がりから、例えば最初の1/8区間(図3におけるTa)で、コンパレータ50の出力を無効とする。そして当該区間にて制御ロジック部20は、設定電流とコイル電流との比較結果に関係なくコイル電流を増加させるChargeモード(『第1モード』)を行う(強制Charge区間)。
出力ドライブ部40は、制御ロジック部20からの制御信号に従い、NMOSトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4の所定のゲートに電圧を印加することで、トランジスタのオン、オフを行う。
The
The
The
The
コンパレータ50の−(反転入力)端子には、Hブリッジ回路60からコイル電流に相当する電圧が入力され、+(非反転入力)端子には可変電圧部を介してマイクロステップ駆動の疑似正弦波形による設定電流に相当する電圧が入力される。そしてコンパレータ50は入力された電圧の比較によってコイル電流と設定電流の大小を判別しその結果を制御ロジック部20に出力する。
The voltage corresponding to the coil current is input from the
Hブリッジ回路60は、前述のようにNMOSトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4
を有しており、電源(Vbb)側のNMOSトランジスタQ1と接地側のNMOSトランジスタQ2が直列に接続され、また電源(Vbb)側のNMOSトランジスタQ3と接地側のNMOSトランジスタQ4が直列に接続されている。NMOSトランジスタQ1とQ3のドレインは電源(Vbb)に接続されており、NMOSトランジスタQ2とQ4のソースは電流検出用抵抗Rdecを介して接地されている。そして、NMOSトランジスタQ1のソースとQ2のドレインとの間にコイルLの一端が接続され、NMOSトランジスタQ3のソースとQ4のドレインとの間にコイルLの他端が接続されている。NMOSトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4のオン、オフの状態は、制御ロジック部20によって制御される。
As described above, the
The power source (Vbb) side NMOS transistor Q1 and the ground side NMOS transistor Q2 are connected in series, and the power source (Vbb) side NMOS transistor Q3 and the ground side NMOS transistor Q4 are connected in series. ing. The drains of the NMOS transistors Q1 and Q3 are connected to the power supply (Vbb), and the sources of the NMOS transistors Q2 and Q4 are grounded via the current detection resistor Rdec. One end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q1 and the drain of Q2, and the other end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q3 and the drain of Q4. The on / off states of the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 are controlled by the
<制御ロジック部20の機能>
図2及び図3に、本発明の実施の形態に係る制御ロジック部20の機能について説明するためのフローチャートとタイムチャートをそれぞれ示す。
<Function of
2 and 3 are a flowchart and a time chart, respectively, for explaining the function of the
まず、制御ロジック部20に発振回路10から基準クロックCLKが入力される(S201)。制御ロジック部20によるモータ制御の動作は当該基準クロックCLKに同期して行われる。基準クロックCLKの立ち上がりが確認されると(S202)強制Charge区間となり、コイル電流と設定電流の大小に関係なく強制ChargeがChargeモードによって、所定の時間(図3のTa)実行される(S203)。Taは例えば基準クロックCLKの周期の1/8と設定されている。強制Chargeが行われるこのTaの区間ではコイル電流が増加する。制御ロジック部20は、この強制Charge区間でのコイル電流と設定電流との大小の比較結果に基づき、強制Charge区間以後の制御を行う。
First, the reference clock CLK is input from the
強制Charge区間内に『設定電流>コイル電流』となる区間が無い場合には(S204:NO)、図3(b)に示すように強制Chargeの後Fast減衰モード(『第3モード』)でコイル電流を減衰する。そして基準クロックCLKの立ち上がりを確認するステップS202を再度実行する。 If there is no section where “set current> coil current” in the forced charge section (S204: NO), as shown in FIG. 3B, in the fast decay mode after the forced charge (“third mode”). Attenuate coil current. Then, step S202 for confirming the rising edge of the reference clock CLK is executed again.
強制Charge区間Ta内に『設定電流>コイル電流』となる区間が有り(S204:YES)、さらに『設定電流<コイル電流』となる区間が有る場合(S205:YES)には、図3(a)に示すように、強制Charge終了後Slow減衰モード(『第2モード』)によって緩やかにコイル電流を減少させる(S206)。そして基準クロックCLKの一周期の残りがTbより大きい場合には(S207:NO)Slow減衰モードを行うステップ206を継続し、一周期の残りがTb以下となった場合(S207:YES)にFast減衰モードに切り換えて高速にコイル電流を減少させる(S208)。そして基準クロックCLKの立ち上がりを確認するステップS202を再度実行する。Tbは、基準クロックCLKの一周期の例えば1/8と設定しておく。この一周期の残り時間Tbは、クロックCLKの周期が予めわかっているので、例えばクロックCLKの立ち上がりからの時間をカウンタを用いてカウントしておき、クロックCLK一周期の残り時間を計算することによって確認することができる。
If there is a section where “set current> coil current” is present in the forced charge section Ta (S204: YES), and there is a section where “set current <coil current” is present (S205: YES), FIG. ) After the forced charge is completed, the coil current is gradually decreased by the slow decay mode (“second mode”) (S206). If the remainder of one cycle of the reference clock CLK is larger than Tb (S207: NO), the
また、ステップ205において、強制Charge区間内に『設定電流<コイル電流』となる領域が無い場合(S205:NO)には、図3(c)に示すように強制Chargeモード終了後続けてChargeモードを行う(S209)。
Further, in
Chargeモードを実行した場合においても基準クロックCLKの一周期内で設定電流まで到達しない場合(S210:NO)には、基準クロックCLKの残り部分で続けてChargeモードを継続し(S211)その後基準クロックCLKの立ち上がりを確認するステップS202を再度実行する。また基準クロックCLKの一周期内で設定電流まで到達する場合(S210:YES)には、到達した時間がTbより前か後かを判断するステップ207を行う。その結果、残りの時間がTb(例えば一周期の1/8)以上有る場合には、Slow減衰モードを行う(S206)。ステップ207にて残りの時間がTb以下と判別された場合(S207:YES)にはFast減衰モードを行う(S208)。そして基準クロックCLKの立ち上がりを確認するステップS202を再度実行する。
If the set current is not reached within one cycle of the reference clock CLK even when the Charge mode is executed (S210: NO), the Charge mode is continued with the remaining portion of the reference clock CLK (S211), and then the reference clock Step S202 for confirming the rising edge of CLK is executed again. If the current reaches the set current within one cycle of the reference clock CLK (S210: YES),
<モータ駆動制御動作>
図4に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動の動作を説明するためのタイムチャートを示す。なお、このタイムチャートは例えば図5においての設定電流減少領域などにおいて、設定電流がコイル電流より小さくなった場合について示すものである。
<Motor drive control operation>
FIG. 4 shows a time chart for explaining the operation of the motor drive according to the embodiment of the present invention. This time chart shows a case where the set current becomes smaller than the coil current in the set current decrease region in FIG. 5, for example.
前述したように、基準クロックCLKの立ち上がりにはコンパレータ50の出力をマスク30によって無効にした強制Charge区間がある。強制Charge区間(Ta)では、Chargeモードによりコイル電流が増加するので、コイル電流と設定電流との差も増加する。
As described above, at the rising edge of the reference clock CLK, there is a forced charge period in which the output of the
従来は、図8に示すようにコイル電流が設定電流より大きい場合でも、強制Charge区間の後、Slow減衰モードとFast減衰モードを行っていたが、本発明ではこの強制Charge区間の間『コイル電流>設定電流』が成り立った場合には、図4に示すように一周期の残りの区間でFast減衰モードのみでコイル電流の減衰を行う。 Conventionally, as shown in FIG. 8, even when the coil current is larger than the set current, the slow decay mode and the fast decay mode are performed after the forced charge period. When “> set current” is satisfied, the coil current is attenuated only in the Fast attenuation mode in the remaining section of one cycle as shown in FIG.
次の強制Charge区間(Ta’)においても同様にコイル電流と設定電流の大小の比較を行う。Ta’ではコイル電流が設定電流より小さい区間があるので、強制Charge終了後は通常通りSlow減衰モードを行い、一周期の残り時間がTbとなったところでFast減衰モードを行う。 In the next forced charge section (Ta ′), the coil current and the set current are similarly compared. Since Ta ′ has a section where the coil current is smaller than the set current, the slow decay mode is performed as usual after the end of the forced charge, and the fast decay mode is performed when the remaining time of one cycle reaches Tb.
以下、同様に強制Charge区間でコイル電流と設定電流の大小を比較し減衰モードの切り換えを行う。 Thereafter, similarly, the magnitude of the coil current and the set current are compared in the forced charge section, and the attenuation mode is switched.
<集積回路>
図1のステッピングモータの駆動制御装置はチップ上に形成された集積回路であってもよい。この場合、コイルLは集積回路外に配置され、Hブリッジ回路60とは接続端子を介して接続される。また、発振回路10は、自走発振の場合には集積回内に配置してもよいが、他走発振の場合には集積回路外に配置し、接続端子を介してクロックCLKが入力されるようにする。
<Integrated circuit>
The stepping motor drive control device of FIG. 1 may be an integrated circuit formed on a chip. In this case, the coil L is disposed outside the integrated circuit, and is connected to the
=======その他の実施の形態=======
前述した実施形態について、コイル電流と設定電流との大小の比較を強制Charge区間で行うことにしたが、比較区間を強制Charge区間以外に設け、その区間において同様の比較を行っても良い。
例えば強制Charge区間終了後に、コイル電流と設定電流との比較をおこなう区間を一定時間設けて、その区間内でのコイル電流と設定電流の比較結果の大小により本実施の形態と同様の制御を行うようにしてもよい。
その比較区間は、Chargeモードを行っている区間とは限定されず、減衰モードを行っている区間であっても良い。
======= Other Embodiments =======
In the embodiment described above, the magnitude comparison between the coil current and the set current is performed in the forced charge section. However, the comparison section may be provided outside the forced charge section, and the same comparison may be performed in the section.
For example, after the forced charge section is completed, a section for comparing the coil current and the set current is provided for a certain period of time, and the same control as in the present embodiment is performed depending on the comparison result of the coil current and the set current in the section. You may do it.
The comparison section is not limited to the section in which the Charge mode is performed, and may be a section in which the attenuation mode is performed.
また、各モードの実施順序は、前述の実施形態以外であってもよい。
例えば、強制Chargeの後Fast減衰を所定時間行い、残りの区間でSlow減衰を行ってもよい。
さらに、比較の結果でコイル電流の方が設定電流より大きい場合、比較直後から次のクロックCLKの開始までの一部分でFast減衰を行い、残りの部分で他のモードを行うようにしてもよい。
Further, the order of performing each mode may be other than the above-described embodiment.
For example, Fast attenuation may be performed for a predetermined time after forced charge, and Slow attenuation may be performed in the remaining section.
Further, when the coil current is larger than the set current as a result of the comparison, Fast attenuation may be performed in a part from immediately after the comparison to the start of the next clock CLK, and another mode may be performed in the remaining part.
このように、基準クロックCLK内にコイル電流と設定電流とを比較する比較区間を設け、その比較区間のモードにかかわらず、比較区間において、『コイル電流>設定電流』となった場合に、比較区間終了後、残りの区間全てまたは大部分においてFast減衰モードでコイル電流の減衰を行うことにより、設定電流に到達するまでの時間を短くすることができコイル電流の設定電流に対する追随性を改善することができる。 As described above, a comparison section for comparing the coil current and the set current is provided in the reference clock CLK, and the comparison is performed when “coil current> set current” in the comparison section regardless of the mode of the comparison section. After the section is completed, the coil current is attenuated in the fast decay mode in all or most of the remaining sections, so that the time required to reach the set current can be shortened and the followability of the coil current to the set current is improved. be able to.
本発明は、例えばマイクロステップ駆動の疑似正弦波形の設定電流減少領域のように設定電流が減少する場合に有効であるので、設定電流が増加する場合には機能しないようにしてもよい。 Since the present invention is effective when the set current decreases, for example, in the set current decrease region of the pseudo-sine waveform of microstep drive, it may not function when the set current increases.
以上説明したように、設定電流が急に低くなった場合においても、強制Charge区間でコイル電流と設定電流の大小を比較し、比較直後から次のクロックCLKの開始までの区間をFast減衰モードを用いてコイル電流の減衰を行うことによって、設定電流に到達するまでの時間を短くすることが出来る。 As described above, even when the set current suddenly decreases, the coil current and the set current are compared in the forced charge section, and the section from the time immediately after the comparison to the start of the next clock CLK is changed to the fast decay mode. By using this to attenuate the coil current, the time to reach the set current can be shortened.
また、コイル電流が設定電流に達した後は、Chargeモード、Slow減衰モード、Fast減衰モードを繰り返すことで定電流に制御を行うことができる。よってマイクロステップの疑似正弦波形の減少領域において設定電流が減少していく場合においても設定電流に対するコイル電流の追随性を改善することができる。また、設定電流に対するコイル電流の追随性が改善されることにより、モータ回転の騒音や振動を防ぐことができる。これらの効果はモータが高速で回転する場合ほど顕著に現れステッピングモータを高速で回転させた場合でも、コイル電流を疑似正弦波に近づけることができ、また騒音や振動の発生を防ぐことができるようになる。 In addition, after the coil current reaches the set current, the constant current can be controlled by repeating the Charge mode, Slow attenuation mode, and Fast attenuation mode. Therefore, even when the set current decreases in the decreasing region of the microstep pseudo sine waveform, the followability of the coil current with respect to the set current can be improved. Further, by improving the followability of the coil current with respect to the set current, it is possible to prevent noise and vibration of motor rotation. These effects become more pronounced as the motor rotates at a higher speed, and even when the stepping motor is rotated at a higher speed, the coil current can be made closer to a pseudo sine wave and noise and vibration can be prevented. become.
なお、本発明の実施の形態では便宜上Hブリッジ回路60及びコイルLについて1つしか示していないが、通常、出力ドライブ部40に不図示の他のHブリッジ回路をさらに接続し、又モータを中心にしてコイルLから90°離れた位置に不図示のコイルを配置した2相励磁が用いられることが多い。本発明を2相励磁に用いて、不図示のコイルにコイルLと90°の位相差を持った疑似正弦波の電流を流すことで、回転トルクが大きくなりさらに滑らかな駆動特性とすることができる。
In the embodiment of the present invention, only one
以上、本発明の実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。 As mentioned above, although embodiment of this invention was described concretely based on the embodiment, it is not limited to this and can be variously changed in the range which does not deviate from the summary.
10 発振回路
20 制御ロジック部
30 マスク
40 出力ドライブ部
50 コンパレータ
60 Hブリッジ回路
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記比較回路の比較結果に基づいて、前記コイル電流を増加する第1モード、前記コイル電流を減衰する第2モード、前記コイル電流を前記第2モードより高速で減衰する第3モードを所定周期ごとに選択的に実行することによって、前記コイル電流を前記設定電流に近づけるための制御を行う制御回路と、
を、有するステッピングモータの駆動制御装置であって、
前記制御回路は、
前記所定周期内の所定期間において、前記比較回路の比較結果に関わらず前記第1モードを実行し、
前記所定期間の全期間において前記コイル電流が前記設定電流より大であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定周期内の前記所定期間直後の全期間にて前記第3モードを実行し、
前記所定期間の全期間において前記コイル電流が前記設定電流より小であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定周期内の前記所定期間直後の全期間にて前記第1モードを実行すること、を特徴とするステッピングモータの駆動制御装置。 A comparison circuit for comparing the magnitude of the coil current flowing through the coil and the set current;
Based on the comparison result of the comparison circuit, a first mode for increasing the coil current, a second mode for attenuating the coil current, and a third mode for attenuating the coil current at a higher speed than the second mode are set at predetermined intervals. A control circuit that performs control to bring the coil current close to the set current by selectively executing
A stepping motor drive control device comprising:
The control circuit includes:
In the predetermined period within the predetermined period, the first mode is executed regardless of the comparison result of the comparison circuit,
According to the comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is larger than the set current in the entire period of the predetermined period, the third mode is performed in the entire period immediately after the predetermined period within the predetermined period. Run,
In accordance with the comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is smaller than the set current in the entire period of the predetermined period, the first mode is performed in the entire period immediately after the predetermined period within the predetermined period. executing the drive control device for a stepping motor according to claim.
前記制御回路は、前記疑似正弦波形の設定電流値が減少する期間、前記所定周期内の所定期間において前記コイル電流が前記設定電流より大であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定期間の直後に前記第3モードを実行する、ことを特徴とする請求項1又は2の何れかに記載のステッピングモータの駆動制御装置。The control circuit is a period in which the set current value of the pseudo sine waveform decreases, according to a comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is larger than the set current in a predetermined period within the predetermined period, 3. The stepping motor drive control apparatus according to claim 1, wherein the third mode is executed immediately after the predetermined period. 4.
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