JP4467297B2

JP4467297B2 - Stepping motor drive control apparatus, integrated circuit, and drive control method

Info

Publication number: JP4467297B2
Application number: JP2003418615A
Authority: JP
Inventors: 祐二内山; 龍生伊藤
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 2003-12-16
Filing date: 2003-12-16
Publication date: 2010-05-26
Anticipated expiration: 2023-12-16
Also published as: JP2005184897A

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動制御装置、集積回路および駆動制御方法に関する。 The present invention relates to a stepping motor drive control device, an integrated circuit, and a drive control method.

プリンタやスキャナなどに用いられているモータにはステッピングモータが使われており、そのステッピングモータの駆動は、例えばＨブリッジ回路に接続されたコイルに流れる電流（以下コイル電流と称す）によって制御されている。なお、コイル電流の増加や減少は、Ｈブリッジ回路内のコイル電流供給用のトランジスタがオンまたはオフすることにより制御されている。 Stepping motors are used as motors used in printers and scanners, and the driving of the stepping motor is controlled by, for example, a current (hereinafter referred to as a coil current) flowing in a coil connected to an H bridge circuit. Yes. The increase or decrease of the coil current is controlled by turning on or off the coil current supply transistor in the H-bridge circuit.

一方、コイルはインダクタンス性の負荷であるため、電流供給用のトランジスタがオンまたはオフしても直ちに電流が所定の値にならず、ある時定数をもって変化する。そのため、コイル電流にはリップル成分（電流リップル）が発生する。 On the other hand, since the coil is an inductive load, even if the current supply transistor is turned on or off, the current does not immediately become a predetermined value but changes with a certain time constant. Therefore, a ripple component (current ripple) is generated in the coil current.

ところで、ステッピングモータの静音化方法として、図５に示すようにコイル電流を細かく切り揃えて疑似正弦波を作るマイクロステップ駆動が知られている。ステッピングモータは、この疑似正弦波における階段状に変化している部分の平らな部分を設定電流として、設定電流の変化に伴いコイル電流が設定電流となるように制御を行っている。そのためマイクロステップ駆動で、理想的なモータの駆動を行うためには、必要な電流まで駆動電流を変化させる可変能力（可変電流制御）と共に、必要な電流に到達した後のコイル電流の安定性（定電流制御）が必要である。そこで、前述した電流リップルも考慮して、コイル電流をこの疑似正弦波電流に近づけるべく、基準クロックＣＬＫを設け、その基準クロックＣＬＫに同期してコイル電流の増加（Ｃｈａｒｇｅ）または減衰（Ｄｅｃａｙ）を繰り返す電流制御方法が行われている（例えば、特許文献１参照）。なお、同図に示すように疑似正弦波形には、設定電流が増加する増加領域と減少する減少領域とが存在する。また、図中の領域Ａと領域Ｂではコイルに流れる電流の向きが逆となっている。 By the way, as a method for reducing the noise of the stepping motor, there is known a microstep drive for making a pseudo sine wave by finely arranging coil currents as shown in FIG. The stepping motor performs control so that the coil current becomes the set current in accordance with the change of the set current, with the flat portion of the pseudo sine wave changing stepwise as the set current. Therefore, in order to drive an ideal motor with micro-step driving, it has a variable capability (variable current control) that changes the drive current to the required current and the stability of the coil current after reaching the required current ( Constant current control) is required. Therefore, in consideration of the above-described current ripple, a reference clock CLK is provided in order to bring the coil current closer to the pseudo sine wave current, and an increase (Charge) or decay (Decay) of the coil current is synchronized with the reference clock CLK. A repeated current control method is performed (see, for example, Patent Document 1). As shown in the figure, the pseudo sine waveform has an increase region where the set current increases and a decrease region where the set current decreases. Moreover, the direction of the electric current which flows into a coil is reverse in the area | region A and the area | region B in a figure.

ここで、コイルに流れる電流の増加または減衰による動作モードについて図を用いて説明する。 Here, the operation mode by the increase or attenuation of the current flowing through the coil will be described with reference to the drawings.

図６にＨブリッジ回路６０に負荷として接続されたコイルＬに流れる電流の制御について説明するための図を示す。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は例えばそれぞれＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタ（以下ＮＭＯＳトランジスタと称す）を用いることができる。電源（Ｖｂｂ）側のＮＭＯＳトランジスタＱ１と接地側のＮＭＯＳトランジスタＱ２が直列に接続され、また電源（Ｖｂｂ）側のＮＭＯＳトランジスタＱ３と接地側のＮＭＯＳトランジスタＱ４が直列に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１とＱ３のドレインは電源（Ｖｂｂ）に接続されており、ＮＭＯＳトランジスタＱ２とＱ４のソースは電流検出用抵抗Ｒｄｅｃを介して接地されている。そして、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のソースとＱ２のドレインとの間にコイルＬの一端が接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のソースとＱ４のドレインとの間にコイルＬの他端が接続されている。 FIG. 6 is a diagram for explaining the control of the current flowing through the coil L connected as a load to the H bridge circuit 60.
As the switching elements Q1 to Q4, for example, N-channel MOS transistors (hereinafter referred to as NMOS transistors) can be used. A power source (Vbb) side NMOS transistor Q1 and a ground side NMOS transistor Q2 are connected in series, and a power source (Vbb) side NMOS transistor Q3 and a ground side NMOS transistor Q4 are connected in series. The drains of the NMOS transistors Q1 and Q3 are connected to the power supply (Vbb), and the sources of the NMOS transistors Q2 and Q4 are grounded via the current detection resistor Rdec. One end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q1 and the drain of Q2, and the other end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q3 and the drain of Q4.

後述する制御ロジック部２０によって、ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のオン、オフの状態は制御されており、このＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のオン、オフの状態が変化することで、コイルＬに供給される電流量が階段状に変化する擬似的正弦波電流を流すことが可能となる。コイルＬに流れる電流を制御するには通常３つの動作モードがあり、それらをの各モードを組み合わせて制御を行っている。 The on / off states of the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 are controlled by the control logic unit 20 described later, and the on / off states of the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 are changed. The pseudo sine wave current in which the amount of current supplied to the coil L changes stepwise can be passed. There are usually three operation modes for controlling the current flowing through the coil L, and control is performed by combining these modes.

なお、図５に示す領域Ａと領域Ｂとでは、これらのＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のうち、オンするトランジスタがＨブリッジ回路の左右において異なるためコイル電流は逆方向となる。
例えば、領域ＡにおいてのＣｈａｒｇｅでは、Ｑ１、Ｑ４がオンすることで図６のＣｈａｒｇｅ方向の電流が流れる。一方領域ＢでのＣｈａｒｇｅでは、Ｑ３、Ｑ２がオンすることで図６の点線方向に電流が流れる。以下、便宜上領域Ａについての動作モードについて説明する。 Note that, in the region A and the region B shown in FIG. 5, among these NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4, the transistors that are turned on are different on the left and right of the H-bridge circuit, so that the coil current is in the opposite direction.
For example, in the charge in the region A, the current in the charge direction of FIG. 6 flows when Q1 and Q4 are turned on. On the other hand, in the charge in the region B, when Q3 and Q2 are turned on, a current flows in the dotted line direction of FIG. Hereinafter, the operation mode for the region A will be described for convenience.

図７にコイルＬに流れる電流を制御する３つのモードを説明するためのタイミング波形図を示す。 FIG. 7 shows timing waveform diagrams for explaining the three modes for controlling the current flowing through the coil L. FIG.

以下、３つのモードについて図６及び図７を参照しながら説明する。
図７のコイル電流が増加している領域を電源印加モード（以下Ｃｈａｒｇｅモード）と呼ぶ。Ｃｈａｒｇｅモードでは電源（Ｖｂｂ）側のＮＭＯＳトランジスタＱ１と接地側のＮＭＯＳトランジスタＱ４がオンとなり、電源ＶｂｂからコイルＬに、図６に示す矢印のような電流が流れるため、コイルＬに流れる電流は増加する。 Hereinafter, the three modes will be described with reference to FIGS. 6 and 7.
A region where the coil current in FIG. 7 is increasing is referred to as a power supply application mode (hereinafter, Charge mode). In the Charge mode, the NMOS transistor Q1 on the power supply (Vbb) side and the NMOS transistor Q4 on the ground side are turned on, and a current as indicated by an arrow shown in FIG. 6 flows from the power supply Vbb to the coil L. To do.

次に、コイルＬに流れる電流が緩やかに減少している領域を低速減衰モード（ＳｌｏｗＤｅｃａｙモード：以下Ｓｌｏｗ減衰モード）と呼ぶ。Ｓｌｏｗ減衰モードでは接地側のＮＭＯＳトランジスタＱ２とＱ４がオンとなり、図６に示すようにコイルＬとの間で電流を回生させている。この場合、前述のＣｈａｒｇｅモードでコイルＬに生じた逆起電力を電源とするが、ＮＭＯＳトランジスタＱ２及びＱ４のオン抵抗は小さいので電流損失は小さくコイル電流は緩やかに減少していく。 Next, a region where the current flowing through the coil L is gradually reduced is referred to as a slow decay mode (hereinafter, “Slow decay mode”). In the slow decay mode, the NMOS transistors Q2 and Q4 on the ground side are turned on, and current is regenerated between the coil L as shown in FIG. In this case, the counter electromotive force generated in the coil L in the Charge mode described above is used as a power source. However, since the on-resistances of the NMOS transistors Q2 and Q4 are small, the current loss is small and the coil current gradually decreases.

また、コイルＬに流れる電流がＳｌｏｗ減衰モードより急な傾きで減少している領域を高速減衰モード（ＦａｓｔＤｅｃａｙモード：以下Ｆａｓｔ減衰モード）と呼ぶ。Ｆａｓｔ減衰モードでは、電源（Ｖｂｂ）側のＮＭＯＳトランジスタＱ３と接地側のＮＭＯＳトランジスタＱ２がオンとなり、図６に示すように逆起電圧が生じているコイルＬから電源Ｖｂｂへ電流を戻す。よってコイル電流はＳｌｏｗ減衰モードと比べて急激に減少する。 Further, a region where the current flowing through the coil L decreases with a steep slope compared to the slow decay mode is referred to as a fast decay mode (Fast decay mode). In the fast decay mode, the NMOS transistor Q3 on the power supply (Vbb) side and the NMOS transistor Q2 on the ground side are turned on, and current is returned from the coil L in which the back electromotive voltage is generated to the power supply Vbb as shown in FIG. Therefore, the coil current decreases sharply compared to the slow decay mode.

なお、モード切り換え過程において例えばＦａｓｔ減衰モードでＮＭＯＳトランジスタＱ３の寄生ダイオード（不図示）に順方向の電流が流れている状態で、Ｃｈａｒｇｅモードに切り換えが行われる際、ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ４がオンすると、ＮＭＯＳトランジスタＱ３の寄生ダイオード（不図示）には一瞬、逆方向の電圧が印加され逆方向の電流が流れる。この寄生ダイオードに流れる逆方向の電流のことをリカバリー電流と呼ぶ。 In the mode switching process, for example, when switching to the Charge mode in a state where a forward current flows through a parasitic diode (not shown) of the NMOS transistor Q3 in the Fast decay mode, the NMOS transistors Q1 and Q4 are turned on. A reverse voltage is applied to a parasitic diode (not shown) of the NMOS transistor Q3 for a moment, and a reverse current flows. The reverse current flowing through the parasitic diode is called a recovery current.

リカバリー電流が電流検出用抵抗Ｒｄｅｃに一瞬流れることによって、コイル電流が設定電流に達したと誤検出される可能性がある。その場合例えばコイル電流が設定電流に達していないにもかかわらずＣｈａｒｇｅモードから減衰モードに切り換えが行われるなどの不具合が発生する。そのため誤検出を除く対策として、図７に示すように基準ＣＬＫの立ち上がりからの一定時間、コイル電流と設定電流との比較結果を無効とした強制Ｃｈａｒｇｅ区間を設けている。この強制Ｃｈａｒｇｅ区間では、設定電流とコイル電流との大小に関係なく、常にＣｈａｒｇｅモードとなる。 When the recovery current flows through the current detection resistor Rdec for a moment, it may be erroneously detected that the coil current has reached the set current. In this case, for example, there is a problem that the charge mode is switched to the attenuation mode even though the coil current does not reach the set current. For this reason, as a countermeasure against erroneous detection, a forced charge section is provided in which the comparison result between the coil current and the set current is invalid for a certain time from the rising edge of the reference CLK as shown in FIG. In the forced charge section, the charge mode is always set regardless of the magnitude of the set current and the coil current.

以上の３つのモードを用いて、コイル電流の制御は、疑似正弦波の電流値を設定電流として、設定電流に達するまではＣｈａｒｇｅモード（コイル電流増加）が行われ、設定電流に達した後は、基準ＣＬＫに応じてＣｈａｒｇｅモード（強制Ｃｈａｒｇｅ）、Ｓｌｏｗ減衰モード、Ｆａｓｔ減衰モードという順序を繰り返すことで定電流制御を行っている。 Using the above three modes, the coil current is controlled using the pseudo sine wave current value as a set current, and the charge mode (coil current increase) is performed until the set current is reached. The constant current control is performed by repeating the order of the charge mode (forced charge), the slow decay mode, and the fast decay mode according to the reference CLK.

以上説明した強制Ｃｈａｒｇｅ及びＦａｓｔ減衰モードを行う時間Ｔａ及びＴｂは、基準クロックＣＬＫの周期において例えば一周期の１／８と予め設定されている。コイル電流を減少させる場合においても、Ｓｌｏｗ減衰モードを行う割合を多くしているのは、Ｓｌｏｗ減衰モードの方が設定電流に対しての電流リップルを小さくすることが出来るためである。また、Ｆａｓｔ減衰モードを基準クロックＣＬＫの一部分で行っているのは、Ｓｌｏｗ減衰モードで設定電流まで下がらなかった場合、強制Ｃｈａｒｇｅによってコイル電流が増加し、設定電流との差がさらに広がってしまうのを防ぐためである。
特開平９−２１９９９５号公報 The times Ta and Tb for performing the forced charge and fast decay modes described above are set in advance as 1/8 of one cycle in the cycle of the reference clock CLK, for example. Even when the coil current is decreased, the ratio of performing the slow decay mode is increased because the current ripple for the set current can be reduced in the slow decay mode. Also, the fast decay mode is performed with a part of the reference clock CLK. If the set current is not lowered in the slow decay mode, the coil current is increased by the forced charge, and the difference from the set current is further widened. Is to prevent.
JP-A-9-219995

従来のコイル電流制御では、図５に示す疑似正弦波において設定電流が階段状に増加している区間では、設定電流が変化した場合でもＣｈａｒｇｅモードを続けることにより比較的早く設定電流に達することができる。ところが、図５に示す疑似正弦波において設定電流が階段状に減少している区間では、設定電流が変化した場合、例えば図８に示すように基準クロックＣＬＫ１周期におけるＳｌｏｗ減衰を行う区間が多い上に、強制Ｃｈａｒｇｅが存在するため、設定電流に到達するまで時間がかり、設定電流に対するコイル電流の追随性が悪くなるという問題があった。さらにステッピングモータを高速で回転させる場合、疑似正弦波が崩れてしまい、モータの制御が困難になったり、騒音や振動が生じる問題があった。 In the conventional coil current control, in the section in which the set current increases stepwise in the pseudo sine wave shown in FIG. 5, even if the set current changes, the set current can be reached relatively quickly by continuing the Charge mode. it can. However, in the section in which the set current decreases stepwise in the pseudo sine wave shown in FIG. 5, when the set current changes, for example, as shown in FIG. 8, there are many sections in which Slow attenuation is performed in the period of the reference clock CLK1. In addition, since the forced charge exists, it takes time to reach the set current, and there is a problem that the followability of the coil current with respect to the set current is deteriorated. Further, when the stepping motor is rotated at a high speed, the pseudo sine wave is broken, which makes it difficult to control the motor and causes noise and vibration.

本発明は、設定電流が減少する場合において、設定電流に対するコイル電流の追随性を向上したステッピングモータの駆動制御装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a stepping motor drive control device that improves the followability of a coil current with respect to a set current when the set current decreases.

本発明に係る主たる発明は、コイルを流れるコイル電流と設定電流との大小を比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に基づいて、前記コイル電流を増加する第１モード、前記コイル電流を減衰する第２モード、前記コイル電流を前記第２モードより高速で減衰する第３モードを所定周期ごとに選択的に実行することによって、前記コイル電流を前記設定電流に近づけるための制御を行う制御回路とを、有するステッピングモータの駆動制御装置であって、前記制御回路は、前記所定周期内の所定期間において前記コイル電流が前記設定電流より大であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定期間の直後に前記第３モードを実行することを特徴とする。 A main invention according to the present invention includes a comparison circuit that compares the magnitude of a coil current flowing through a coil and a set current, a first mode that increases the coil current based on a comparison result of the comparison circuit, and the coil current. Control for controlling the coil current to approach the set current by selectively executing a second mode for attenuating and a third mode for attenuating the coil current at a higher speed than the second mode at predetermined intervals. A stepping motor drive control device, wherein the control circuit responds to a comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is larger than the set current in a predetermined period within the predetermined cycle. The third mode is executed immediately after the predetermined period.

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。 Other features of the present invention will become apparent from the accompanying drawings and the description of this specification.

本発明によれば、設定電流が減少する場合において、設定電流に対するコイル電流の追随性を向上することができる。 According to the present invention, when the set current decreases, the followability of the coil current with respect to the set current can be improved.

＜モータ駆動制御装置構成＞
図１に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動制御装置を説明するためのブロック図を示す。モータ駆動制御装置は、発振回路１０と、制御ロジック部２０（『制御回路』）と、出力ドライブ部４０と、コンパレータ５０（『比較回路』）と、Ｈブリッジ回路６０とを備えている。 <Motor drive controller configuration>
FIG. 1 is a block diagram for explaining a motor drive control apparatus according to an embodiment of the present invention. The motor drive control device includes an oscillation circuit 10, a control logic unit 20 (“control circuit”), an output drive unit 40, a comparator 50 (“comparison circuit”), and an H bridge circuit 60.

発振回路１０は、コイル電流の増加又は減少の制御を行うタイミングの基準となる基準クロックＣＬＫの出力を行う。
制御ロジック部２０は、基準クロックＣＬＫとコンパレータ５０との出力結果とに基づいて、Ｈブリッジ回路６０内のＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のオン又はオフを制御する制御信号を出力する。また制御ロジック部２０は、コンパレータ５０の＋（非反転入力）端子に接続された可変電圧部の値を変化させ、設定電流としてのマイクロステップ駆動の疑似正弦波形となるように制御を行う。
また制御ロジック部２０は、マスク３０を備えている。マスク３０は基準クロックＣＬＫの立ち上がりから、例えば最初の１／８区間（図３におけるＴａ）で、コンパレータ５０の出力を無効とする。そして当該区間にて制御ロジック部２０は、設定電流とコイル電流との比較結果に関係なくコイル電流を増加させるＣｈａｒｇｅモード（『第１モード』）を行う（強制Ｃｈａｒｇｅ区間）。
出力ドライブ部４０は、制御ロジック部２０からの制御信号に従い、ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の所定のゲートに電圧を印加することで、トランジスタのオン、オフを行う。 The oscillation circuit 10 outputs a reference clock CLK that is a reference of timing for controlling the increase or decrease of the coil current.
The control logic unit 20 outputs a control signal for controlling on / off of the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 in the H bridge circuit 60 based on the reference clock CLK and the output result of the comparator 50. Further, the control logic unit 20 changes the value of the variable voltage unit connected to the + (non-inverting input) terminal of the comparator 50, and performs control so as to obtain a microstep drive pseudo sine waveform as a set current.
The control logic unit 20 includes a mask 30. The mask 30 invalidates the output of the comparator 50, for example, in the first 1/8 section (Ta in FIG. 3) from the rising edge of the reference clock CLK. In this section, the control logic unit 20 performs a charge mode (“first mode”) in which the coil current is increased regardless of the comparison result between the set current and the coil current (forced charge section).
The output drive unit 40 turns on and off the transistors by applying a voltage to predetermined gates of the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 in accordance with a control signal from the control logic unit 20.

コンパレータ５０の−（反転入力）端子には、Ｈブリッジ回路６０からコイル電流に相当する電圧が入力され、＋（非反転入力）端子には可変電圧部を介してマイクロステップ駆動の疑似正弦波形による設定電流に相当する電圧が入力される。そしてコンパレータ５０は入力された電圧の比較によってコイル電流と設定電流の大小を判別しその結果を制御ロジック部２０に出力する。 The voltage corresponding to the coil current is input from the H bridge circuit 60 to the − (inverted input) terminal of the comparator 50, and the + (non-inverted input) terminal has a pseudo-sine waveform of microstep drive via a variable voltage unit. A voltage corresponding to the set current is input. The comparator 50 determines the magnitude of the coil current and the set current by comparing the input voltages, and outputs the result to the control logic unit 20.

Ｈブリッジ回路６０は、前述のようにＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４
を有しており、電源（Ｖｂｂ）側のＮＭＯＳトランジスタＱ１と接地側のＮＭＯＳトランジスタＱ２が直列に接続され、また電源（Ｖｂｂ）側のＮＭＯＳトランジスタＱ３と接地側のＮＭＯＳトランジスタＱ４が直列に接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１とＱ３のドレインは電源（Ｖｂｂ）に接続されており、ＮＭＯＳトランジスタＱ２とＱ４のソースは電流検出用抵抗Ｒｄｅｃを介して接地されている。そして、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のソースとＱ２のドレインとの間にコイルＬの一端が接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ３のソースとＱ４のドレインとの間にコイルＬの他端が接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のオン、オフの状態は、制御ロジック部２０によって制御される。 As described above, the H bridge circuit 60 includes the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4.
The power source (Vbb) side NMOS transistor Q1 and the ground side NMOS transistor Q2 are connected in series, and the power source (Vbb) side NMOS transistor Q3 and the ground side NMOS transistor Q4 are connected in series. ing. The drains of the NMOS transistors Q1 and Q3 are connected to the power supply (Vbb), and the sources of the NMOS transistors Q2 and Q4 are grounded via the current detection resistor Rdec. One end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q1 and the drain of Q2, and the other end of the coil L is connected between the source of the NMOS transistor Q3 and the drain of Q4. The on / off states of the NMOS transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 are controlled by the control logic unit 20.

＜制御ロジック部２０の機能＞
図２及び図３に、本発明の実施の形態に係る制御ロジック部２０の機能について説明するためのフローチャートとタイムチャートをそれぞれ示す。 <Function of control logic unit 20>
2 and 3 are a flowchart and a time chart, respectively, for explaining the function of the control logic unit 20 according to the embodiment of the present invention.

まず、制御ロジック部２０に発振回路１０から基準クロックＣＬＫが入力される（Ｓ２０１）。制御ロジック部２０によるモータ制御の動作は当該基準クロックＣＬＫに同期して行われる。基準クロックＣＬＫの立ち上がりが確認されると（Ｓ２０２）強制Ｃｈａｒｇｅ区間となり、コイル電流と設定電流の大小に関係なく強制ＣｈａｒｇｅがＣｈａｒｇｅモードによって、所定の時間（図３のＴａ）実行される（Ｓ２０３）。Ｔａは例えば基準クロックＣＬＫの周期の１／８と設定されている。強制Ｃｈａｒｇｅが行われるこのＴａの区間ではコイル電流が増加する。制御ロジック部２０は、この強制Ｃｈａｒｇｅ区間でのコイル電流と設定電流との大小の比較結果に基づき、強制Ｃｈａｒｇｅ区間以後の制御を行う。 First, the reference clock CLK is input from the oscillation circuit 10 to the control logic unit 20 (S201). The motor control operation by the control logic unit 20 is performed in synchronization with the reference clock CLK. When the rising edge of the reference clock CLK is confirmed (S202), a forced charge section is entered, and the forced charge is executed for a predetermined time (Ta in FIG. 3) in the charge mode regardless of the magnitude of the coil current and the set current (S203). . For example, Ta is set to 1/8 of the cycle of the reference clock CLK. The coil current increases in this Ta section in which the forced charge is performed. The control logic unit 20 performs control after the forced charge period based on the result of comparing the coil current and the set current in the forced charge period.

強制Ｃｈａｒｇｅ区間内に『設定電流＞コイル電流』となる区間が無い場合には（Ｓ２０４：ＮＯ）、図３（ｂ）に示すように強制Ｃｈａｒｇｅの後Ｆａｓｔ減衰モード（『第３モード』）でコイル電流を減衰する。そして基準クロックＣＬＫの立ち上がりを確認するステップＳ２０２を再度実行する。 If there is no section where “set current> coil current” in the forced charge section (S204: NO), as shown in FIG. 3B, in the fast decay mode after the forced charge (“third mode”). Attenuate coil current. Then, step S202 for confirming the rising edge of the reference clock CLK is executed again.

強制Ｃｈａｒｇｅ区間Ｔａ内に『設定電流＞コイル電流』となる区間が有り（Ｓ２０４：ＹＥＳ）、さらに『設定電流＜コイル電流』となる区間が有る場合（Ｓ２０５：ＹＥＳ）には、図３（ａ）に示すように、強制Ｃｈａｒｇｅ終了後Ｓｌｏｗ減衰モード（『第２モード』）によって緩やかにコイル電流を減少させる（Ｓ２０６）。そして基準クロックＣＬＫの一周期の残りがＴｂより大きい場合には（Ｓ２０７：ＮＯ）Ｓｌｏｗ減衰モードを行うステップ２０６を継続し、一周期の残りがＴｂ以下となった場合（Ｓ２０７：ＹＥＳ）にＦａｓｔ減衰モードに切り換えて高速にコイル電流を減少させる（Ｓ２０８）。そして基準クロックＣＬＫの立ち上がりを確認するステップＳ２０２を再度実行する。Ｔｂは、基準クロックＣＬＫの一周期の例えば１／８と設定しておく。この一周期の残り時間Ｔｂは、クロックＣＬＫの周期が予めわかっているので、例えばクロックＣＬＫの立ち上がりからの時間をカウンタを用いてカウントしておき、クロックＣＬＫ一周期の残り時間を計算することによって確認することができる。 If there is a section where “set current> coil current” is present in the forced charge section Ta (S204: YES), and there is a section where “set current <coil current” is present (S205: YES), FIG. ) After the forced charge is completed, the coil current is gradually decreased by the slow decay mode (“second mode”) (S206). If the remainder of one cycle of the reference clock CLK is larger than Tb (S207: NO), the step 206 for performing the slow attenuation mode is continued. If the remainder of one cycle is equal to or less than Tb (S207: YES), Fast is performed. The coil current is decreased at high speed by switching to the attenuation mode (S208). Then, step S202 for confirming the rising edge of the reference clock CLK is executed again. Tb is set to, for example, 1/8 of one cycle of the reference clock CLK. Since the period of the clock CLK is known in advance, the remaining time Tb of one period is obtained by, for example, counting the time from the rising edge of the clock CLK using a counter and calculating the remaining time of one period of the clock CLK. Can be confirmed.

また、ステップ２０５において、強制Ｃｈａｒｇｅ区間内に『設定電流＜コイル電流』となる領域が無い場合（Ｓ２０５：ＮＯ）には、図３（ｃ）に示すように強制Ｃｈａｒｇｅモード終了後続けてＣｈａｒｇｅモードを行う（Ｓ２０９）。 Further, in step 205, if there is no region where “set current <coil current” in the forced charge section (S205: NO), the charge mode continues after the end of the forced charge mode as shown in FIG. (S209).

Ｃｈａｒｇｅモードを実行した場合においても基準クロックＣＬＫの一周期内で設定電流まで到達しない場合（Ｓ２１０：ＮＯ）には、基準クロックＣＬＫの残り部分で続けてＣｈａｒｇｅモードを継続し（Ｓ２１１）その後基準クロックＣＬＫの立ち上がりを確認するステップＳ２０２を再度実行する。また基準クロックＣＬＫの一周期内で設定電流まで到達する場合（Ｓ２１０：ＹＥＳ）には、到達した時間がＴｂより前か後かを判断するステップ２０７を行う。その結果、残りの時間がＴｂ（例えば一周期の１／８）以上有る場合には、Ｓｌｏｗ減衰モードを行う（Ｓ２０６）。ステップ２０７にて残りの時間がＴｂ以下と判別された場合（Ｓ２０７：ＹＥＳ）にはＦａｓｔ減衰モードを行う（Ｓ２０８）。そして基準クロックＣＬＫの立ち上がりを確認するステップＳ２０２を再度実行する。 If the set current is not reached within one cycle of the reference clock CLK even when the Charge mode is executed (S210: NO), the Charge mode is continued with the remaining portion of the reference clock CLK (S211), and then the reference clock Step S202 for confirming the rising edge of CLK is executed again. If the current reaches the set current within one cycle of the reference clock CLK (S210: YES), step 207 is performed to determine whether the time reached is before or after Tb. As a result, when the remaining time is equal to or longer than Tb (for example, 1/8 of one cycle), the slow decay mode is performed (S206). When it is determined in step 207 that the remaining time is equal to or less than Tb (S207: YES), the fast attenuation mode is performed (S208). Then, step S202 for confirming the rising edge of the reference clock CLK is executed again.

＜モータ駆動制御動作＞
図４に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動の動作を説明するためのタイムチャートを示す。なお、このタイムチャートは例えば図５においての設定電流減少領域などにおいて、設定電流がコイル電流より小さくなった場合について示すものである。 <Motor drive control operation>
FIG. 4 shows a time chart for explaining the operation of the motor drive according to the embodiment of the present invention. This time chart shows a case where the set current becomes smaller than the coil current in the set current decrease region in FIG. 5, for example.

前述したように、基準クロックＣＬＫの立ち上がりにはコンパレータ５０の出力をマスク３０によって無効にした強制Ｃｈａｒｇｅ区間がある。強制Ｃｈａｒｇｅ区間（Ｔａ）では、Ｃｈａｒｇｅモードによりコイル電流が増加するので、コイル電流と設定電流との差も増加する。 As described above, at the rising edge of the reference clock CLK, there is a forced charge period in which the output of the comparator 50 is invalidated by the mask 30. In the forced charge section (Ta), the coil current increases in the Charge mode, so the difference between the coil current and the set current also increases.

従来は、図８に示すようにコイル電流が設定電流より大きい場合でも、強制Ｃｈａｒｇｅ区間の後、Ｓｌｏｗ減衰モードとＦａｓｔ減衰モードを行っていたが、本発明ではこの強制Ｃｈａｒｇｅ区間の間『コイル電流＞設定電流』が成り立った場合には、図４に示すように一周期の残りの区間でＦａｓｔ減衰モードのみでコイル電流の減衰を行う。 Conventionally, as shown in FIG. 8, even when the coil current is larger than the set current, the slow decay mode and the fast decay mode are performed after the forced charge period. When “> set current” is satisfied, the coil current is attenuated only in the Fast attenuation mode in the remaining section of one cycle as shown in FIG.

次の強制Ｃｈａｒｇｅ区間（Ｔａ’）においても同様にコイル電流と設定電流の大小の比較を行う。Ｔａ’ではコイル電流が設定電流より小さい区間があるので、強制Ｃｈａｒｇｅ終了後は通常通りＳｌｏｗ減衰モードを行い、一周期の残り時間がＴｂとなったところでＦａｓｔ減衰モードを行う。 In the next forced charge section (Ta ′), the coil current and the set current are similarly compared. Since Ta ′ has a section where the coil current is smaller than the set current, the slow decay mode is performed as usual after the end of the forced charge, and the fast decay mode is performed when the remaining time of one cycle reaches Tb.

以下、同様に強制Ｃｈａｒｇｅ区間でコイル電流と設定電流の大小を比較し減衰モードの切り換えを行う。 Thereafter, similarly, the magnitude of the coil current and the set current are compared in the forced charge section, and the attenuation mode is switched.

＜集積回路＞
図１のステッピングモータの駆動制御装置はチップ上に形成された集積回路であってもよい。この場合、コイルＬは集積回路外に配置され、Ｈブリッジ回路６０とは接続端子を介して接続される。また、発振回路１０は、自走発振の場合には集積回内に配置してもよいが、他走発振の場合には集積回路外に配置し、接続端子を介してクロックＣＬＫが入力されるようにする。 <Integrated circuit>
The stepping motor drive control device of FIG. 1 may be an integrated circuit formed on a chip. In this case, the coil L is disposed outside the integrated circuit, and is connected to the H bridge circuit 60 via a connection terminal. The oscillation circuit 10 may be arranged in the integrated circuit in the case of free-running oscillation, but is arranged outside the integrated circuit in the case of other-running oscillation, and the clock CLK is input via the connection terminal. Like that.

=======その他の実施の形態=======
前述した実施形態について、コイル電流と設定電流との大小の比較を強制Ｃｈａｒｇｅ区間で行うことにしたが、比較区間を強制Ｃｈａｒｇｅ区間以外に設け、その区間において同様の比較を行っても良い。
例えば強制Ｃｈａｒｇｅ区間終了後に、コイル電流と設定電流との比較をおこなう区間を一定時間設けて、その区間内でのコイル電流と設定電流の比較結果の大小により本実施の形態と同様の制御を行うようにしてもよい。
その比較区間は、Ｃｈａｒｇｅモードを行っている区間とは限定されず、減衰モードを行っている区間であっても良い。 ======= Other Embodiments =======
In the embodiment described above, the magnitude comparison between the coil current and the set current is performed in the forced charge section. However, the comparison section may be provided outside the forced charge section, and the same comparison may be performed in the section.
For example, after the forced charge section is completed, a section for comparing the coil current and the set current is provided for a certain period of time, and the same control as in the present embodiment is performed depending on the comparison result of the coil current and the set current in the section. You may do it.
The comparison section is not limited to the section in which the Charge mode is performed, and may be a section in which the attenuation mode is performed.

また、各モードの実施順序は、前述の実施形態以外であってもよい。
例えば、強制Ｃｈａｒｇｅの後Ｆａｓｔ減衰を所定時間行い、残りの区間でＳｌｏｗ減衰を行ってもよい。
さらに、比較の結果でコイル電流の方が設定電流より大きい場合、比較直後から次のクロックＣＬＫの開始までの一部分でＦａｓｔ減衰を行い、残りの部分で他のモードを行うようにしてもよい。 Further, the order of performing each mode may be other than the above-described embodiment.
For example, Fast attenuation may be performed for a predetermined time after forced charge, and Slow attenuation may be performed in the remaining section.
Further, when the coil current is larger than the set current as a result of the comparison, Fast attenuation may be performed in a part from immediately after the comparison to the start of the next clock CLK, and another mode may be performed in the remaining part.

このように、基準クロックＣＬＫ内にコイル電流と設定電流とを比較する比較区間を設け、その比較区間のモードにかかわらず、比較区間において、『コイル電流＞設定電流』となった場合に、比較区間終了後、残りの区間全てまたは大部分においてＦａｓｔ減衰モードでコイル電流の減衰を行うことにより、設定電流に到達するまでの時間を短くすることができコイル電流の設定電流に対する追随性を改善することができる。 As described above, a comparison section for comparing the coil current and the set current is provided in the reference clock CLK, and the comparison is performed when “coil current> set current” in the comparison section regardless of the mode of the comparison section. After the section is completed, the coil current is attenuated in the fast decay mode in all or most of the remaining sections, so that the time required to reach the set current can be shortened and the followability of the coil current to the set current is improved. be able to.

本発明は、例えばマイクロステップ駆動の疑似正弦波形の設定電流減少領域のように設定電流が減少する場合に有効であるので、設定電流が増加する場合には機能しないようにしてもよい。 Since the present invention is effective when the set current decreases, for example, in the set current decrease region of the pseudo-sine waveform of microstep drive, it may not function when the set current increases.

以上説明したように、設定電流が急に低くなった場合においても、強制Ｃｈａｒｇｅ区間でコイル電流と設定電流の大小を比較し、比較直後から次のクロックＣＬＫの開始までの区間をＦａｓｔ減衰モードを用いてコイル電流の減衰を行うことによって、設定電流に到達するまでの時間を短くすることが出来る。 As described above, even when the set current suddenly decreases, the coil current and the set current are compared in the forced charge section, and the section from the time immediately after the comparison to the start of the next clock CLK is changed to the fast decay mode. By using this to attenuate the coil current, the time to reach the set current can be shortened.

また、コイル電流が設定電流に達した後は、Ｃｈａｒｇｅモード、Ｓｌｏｗ減衰モード、Ｆａｓｔ減衰モードを繰り返すことで定電流に制御を行うことができる。よってマイクロステップの疑似正弦波形の減少領域において設定電流が減少していく場合においても設定電流に対するコイル電流の追随性を改善することができる。また、設定電流に対するコイル電流の追随性が改善されることにより、モータ回転の騒音や振動を防ぐことができる。これらの効果はモータが高速で回転する場合ほど顕著に現れステッピングモータを高速で回転させた場合でも、コイル電流を疑似正弦波に近づけることができ、また騒音や振動の発生を防ぐことができるようになる。 In addition, after the coil current reaches the set current, the constant current can be controlled by repeating the Charge mode, Slow attenuation mode, and Fast attenuation mode. Therefore, even when the set current decreases in the decreasing region of the microstep pseudo sine waveform, the followability of the coil current with respect to the set current can be improved. Further, by improving the followability of the coil current with respect to the set current, it is possible to prevent noise and vibration of motor rotation. These effects become more pronounced as the motor rotates at a higher speed, and even when the stepping motor is rotated at a higher speed, the coil current can be made closer to a pseudo sine wave and noise and vibration can be prevented. become.

なお、本発明の実施の形態では便宜上Ｈブリッジ回路６０及びコイルＬについて１つしか示していないが、通常、出力ドライブ部４０に不図示の他のＨブリッジ回路をさらに接続し、又モータを中心にしてコイルＬから９０°離れた位置に不図示のコイルを配置した２相励磁が用いられることが多い。本発明を２相励磁に用いて、不図示のコイルにコイルＬと９０°の位相差を持った疑似正弦波の電流を流すことで、回転トルクが大きくなりさらに滑らかな駆動特性とすることができる。 In the embodiment of the present invention, only one H bridge circuit 60 and coil L are shown for convenience, but normally, another H bridge circuit (not shown) is further connected to the output drive unit 40, and the motor is the center. In many cases, two-phase excitation in which a coil (not shown) is disposed at a position 90 ° away from the coil L is used. By using the present invention for two-phase excitation and passing a pseudo sine wave current having a phase difference of 90 ° from the coil L to a coil (not shown), the rotational torque increases and smooth driving characteristics can be obtained. it can.

以上、本発明の実施の形態について、その実施の形態に基づき具体的に説明したが、これに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。 As mentioned above, although embodiment of this invention was described concretely based on the embodiment, it is not limited to this and can be variously changed in the range which does not deviate from the summary.

本発明に係るステッピングモータの駆動制御装置の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the drive control apparatus of the stepping motor which concerns on this invention. 本発明の実施の形態に係る制御ロジック部の機能について説明するためのフローチャートである。It is a flowchart for demonstrating the function of the control logic part which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施の形態に係る制御ロジック部の機能について説明するためのタイムチャートである。It is a time chart for demonstrating the function of the control logic part which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施の形態に係るモータ駆動の動作を説明するためのタイムチャートである。It is a time chart for demonstrating operation | movement of the motor drive which concerns on embodiment of this invention. マイクロステップの設定電流の変化を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the change of the setting current of a micro step. Ｈブリッジ回路に接続されたコイルＬに流れる電流の制御について説明するための図である。It is a figure for demonstrating control of the electric current which flows into the coil L connected to the H bridge circuit. コイルに流れる電流の増加または減衰による動作モードを説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation mode by the increase or attenuation | damping of the electric current which flows into a coil. 従来のモータ駆動の制御について説明するためのタイムチャートである。It is a time chart for demonstrating control of the conventional motor drive.

符号の説明Explanation of symbols

１０発振回路
２０制御ロジック部
３０マスク
４０出力ドライブ部
５０コンパレータ
６０Ｈブリッジ回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Oscillation circuit 20 Control logic part 30 Mask 40 Output drive part 50 Comparator 60 H bridge circuit

Claims

コイルを流れるコイル電流と設定電流との大小を比較する比較回路と、
前記比較回路の比較結果に基づいて、前記コイル電流を増加する第１モード、前記コイル電流を減衰する第２モード、前記コイル電流を前記第２モードより高速で減衰する第３モードを所定周期ごとに選択的に実行することによって、前記コイル電流を前記設定電流に近づけるための制御を行う制御回路と、
を、有するステッピングモータの駆動制御装置であって、
前記制御回路は、
前記所定周期内の所定期間において、前記比較回路の比較結果に関わらず前記第１モードを実行し、
前記所定期間の全期間において前記コイル電流が前記設定電流より大であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定周期内の前記所定期間直後の全期間にて前記第３モードを実行し、
前記所定期間の全期間において前記コイル電流が前記設定電流より小であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定周期内の前記所定期間直後の全期間にて前記第１モードを実行すること、を特徴とするステッピングモータの駆動制御装置。 A comparison circuit for comparing the magnitude of the coil current flowing through the coil and the set current;
Based on the comparison result of the comparison circuit, a first mode for increasing the coil current, a second mode for attenuating the coil current, and a third mode for attenuating the coil current at a higher speed than the second mode are set at predetermined intervals. A control circuit that performs control to bring the coil current close to the set current by selectively executing
A stepping motor drive control device comprising:
The control circuit includes:
In the predetermined period within the predetermined period, the first mode is executed regardless of the comparison result of the comparison circuit,
According to the comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is larger than the set current in the entire period of the predetermined period, the third mode is performed in the entire period immediately after the predetermined period within the predetermined period. Run,
In accordance with the comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is smaller than the set current in the entire period of the predetermined period, the first mode is performed in the entire period immediately after the predetermined period within the predetermined period. executing the drive control device for a stepping motor according to claim.

前記所定期間は、前記所定周期の先頭側の一部期間であることを特徴とする請求項１に記載のステッピングモータの駆動制御装置。 Wherein the predetermined period is a stepping motor drive control apparatus according to claim 1, wherein the partial period der Rukoto the top side of the predetermined cycle.

前記設定電流は、階段状の疑似正弦波形であり、The set current is a stepped pseudo sine waveform,
前記制御回路は、前記疑似正弦波形の設定電流値が減少する期間、前記所定周期内の所定期間において前記コイル電流が前記設定電流より大であることを示す前記比較回路の比較結果に応じて、前記所定期間の直後に前記第３モードを実行する、ことを特徴とする請求項１又は２の何れかに記載のステッピングモータの駆動制御装置。The control circuit is a period in which the set current value of the pseudo sine waveform decreases, according to a comparison result of the comparison circuit indicating that the coil current is larger than the set current in a predetermined period within the predetermined period, 3. The stepping motor drive control apparatus according to claim 1, wherein the third mode is executed immediately after the predetermined period. 4.

請求項１乃至３の何れかに記載のステッピングモータの駆動制御装置を集積化してなることを特徴とする集積回路。4. An integrated circuit comprising the stepping motor drive control device according to claim 1 integrated therein.