JP4459749B2

JP4459749B2 - OFDM diversity synchronizing apparatus, receiving terminal apparatus, and relay apparatus

Info

Publication number: JP4459749B2
Application number: JP2004228930A
Authority: JP
Inventors: 宗徳宮地; 良輔森; 高明楢島
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-08-05
Filing date: 2004-08-05
Publication date: 2010-04-28
Anticipated expiration: 2024-08-05
Also published as: JP2006050283A

Description

本発明は、複数のアンテナでＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号を受信するＯＦＤＭダイバーシティ同期装置及び受信端末装置並びに中継装置に関し、特に、各アンテナで受信した信号間の同期を安定にとることができるＯＦＤＭダイバーシティ同期装置及び受信端末装置並びに中継装置に関する。 The present invention relates to an OFDM diversity synchronization apparatus, a reception terminal apparatus, and a relay apparatus that receive OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signals using a plurality of antennas, and in particular, to stabilize synchronization between signals received by each antenna. The present invention relates to an OFDM diversity synchronization apparatus, a receiving terminal apparatus, and a relay apparatus that can be used in

地上波デジタル放送や無線ＬＡＮ等では、高品質且つ高速に無線伝送を行うＯＦＤＭが実用化されている。このＯＦＤＭを伝送方式として適用する場合、受信端末装置や中継装置に複数のアンテナを設け、ダイバーシティ受信を行うのがマルチパス対策として有効である。 In digital terrestrial broadcasting, wireless LAN, and the like, OFDM that performs high-quality and high-speed wireless transmission has been put into practical use. When this OFDM is applied as a transmission method, it is effective as a countermeasure against multipath to provide a plurality of antennas in a receiving terminal device or a relay device and perform diversity reception.

例えば下記特許文献１、２、３記載の従来技術では、受信端末装置にアンテナを複数本設ける共に、各アンテナに接続される直交復調部や高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）等の受信系統も複数系統設け、各受信系統で夫々受信した受信信号を受信系統毎に独立に復調し、復調後の信号を合成している。 For example, in the prior art described in Patent Documents 1, 2, and 3 below, a plurality of antennas are provided in the receiving terminal device, and a plurality of receiving systems such as an orthogonal demodulation unit and a fast Fourier transform unit (FFT) connected to each antenna are also provided. Provided, the received signals received by each receiving system are demodulated independently for each receiving system, and the demodulated signals are synthesized.

各受信系統では、夫々、受信信号を、同期をとりながら復調する必要があるため、基準信号を発振させる基準信号発振器が必要となる。しかし、各受信系統毎に、基準信号を発振させる電圧制御発振器（ＶＣＯ）を設けると回路規模が増大してしまうため、特許文献１記載の従来技術では、各受信系統で共通の単一のＶＣＯを設け、このＶＣＯで発振させた基準信号を各受信系統に供給する構成としている。 In each receiving system, since it is necessary to demodulate the received signal while synchronizing, a reference signal oscillator for oscillating the reference signal is required. However, if a voltage controlled oscillator (VCO) that oscillates a reference signal is provided for each receiving system, the circuit scale increases. Therefore, in the prior art described in Patent Document 1, a single VCO common to each receiving system is used. The reference signal oscillated by the VCO is supplied to each receiving system.

また、下記非特許文献１に示されるような、送信および受信の無線端末に複数のアンテナを用いて通信する技術も公知である。 In addition, as shown in Non-Patent Document 1 below, a technique for communicating with a transmitting and receiving wireless terminal using a plurality of antennas is also known.

特開２００１―３４５７７８号公報JP 2001-345778 A 特開平１１―２０５２０８号公報JP-A-11-205208 特開２００１―１５６７３８号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2001-156738 Arogyaswami Paulraj, Rohit Nabar, Dhananjay Gore,"Introduction to Space-Time Wireless Communications",pp148-162,Cambridge University Press 2003Arogyaswami Paulraj, Rohit Nabar, Dhananjay Gore, "Introduction to Space-Time Wireless Communications", pp148-162, Cambridge University Press 2003

しかしながら、上述した特許文献１には、クロック周波数に関しての記述があるのみで、シンボルタイミングについては、具体的な記載がない。通常、各ブランチごとに独立したシンボルタイミングを生成することが考えられるが、この場合、合成部において、各ブランチ間の同期をとるために、ＦＩＦＯ（First In First Out memory）等のメモリを用いてタイミングを調整する必要がある。また、各ブランチが独立したシンボルタイミングを用いる場合、一般に各ブランチにマスター／スレーブの関係を用いるため、例えば、マスターブランチが同期不安定となった場合、システム全体が不安定となる課題を有していた。さらに、シンボルタイミングのとり方を誤ると、一方の受信系統における同期が不安定になったとき、２系統の受信信号の合成処理において復調信号の同期処理が不可能となり、全ての系統の受信データが破綻してしまい、再び同期がとれるようになるまでの間、受信データが中断してしまうという問題が生じる。即ち、受信装置が携帯電話機であれば通話が一時中断し、車載テレビ受像機であれば映像や音声が、中継装置であれば放送が一時中断してしまう。 However, Patent Document 1 described above only describes the clock frequency and does not specifically describe the symbol timing. Usually, it is conceivable to generate an independent symbol timing for each branch. In this case, in order to synchronize each branch in the synthesis unit, a memory such as a first in first out memory (FIFO) is used. Timing needs to be adjusted. In addition, when each branch uses independent symbol timing, a master / slave relationship is generally used for each branch. For example, when the master branch becomes unstable in synchronization, the entire system becomes unstable. It was. Furthermore, if the timing of the symbol timing is wrong, when the synchronization in one receiving system becomes unstable, the demodulated signal cannot be synchronized in the synthesizing process of the two received signals, and the received data of all systems There is a problem in that the received data is interrupted until it fails and becomes synchronized again. That is, if the receiving device is a mobile phone, the call is temporarily interrupted. If the in-vehicle television receiver is used, video and audio are temporarily interrupted. If the receiving device is a relay device, broadcasting is temporarily interrupted.

本発明の目的は、単一の基準信号発振器で同期を高安定にとることができるＯＦＤＭダイバーシティ同期装置及び受信端末装置並びに中継装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide an OFDM diversity synchronization apparatus, a reception terminal apparatus, and a relay apparatus that can achieve high stability with a single reference signal oscillator.

本発明のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置は、複数のアンテナと、前記アンテナ毎に接続される受信系統と、前記受信系統の各々に共通のクロック信号を供給する基準クロック信号発生器と、前記受信系統毎のシンボル切出位置とマスターシンボルパルスの位置との時間位相誤差を求めると共に前記受信系統毎の前記時間位相誤差の間の平均値を求める演算手段と、前記マスターシンボルパルスの位置を前記平均値の位置に制御する制御手段とを備えることを特徴とする。 An OFDM diversity synchronization apparatus according to the present invention includes a plurality of antennas, a reception system connected to each of the antennas, a reference clock signal generator that supplies a common clock signal to each of the reception systems, and each reception system. Calculating means for obtaining a time phase error between a symbol cut-out position and a master symbol pulse position and obtaining an average value between the time phase errors for each of the receiving systems; and a position of the master symbol pulse as a position of the average value And a control means for controlling.

この構成により、同期を高安定にとることが可能となり、いずれかの受信系統で同期不可となっても全ての受信系統で受信データが破綻することがなくなり、受信の中断を回避することが可能となる。 This configuration makes it possible to achieve highly stable synchronization, and even if synchronization is not possible in any reception system, reception data will not fail in all reception systems, and reception interruptions can be avoided. It becomes.

本発明のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置の前記制御手段は、前記クロック信号の周波数を可変制御して前記マスターシンボルパルスの位置を前記平均値の位置に制御することを特徴とする。 The control means of the OFDM diversity synchronization apparatus of the present invention is characterized in that the frequency of the clock signal is variably controlled to control the position of the master symbol pulse to the position of the average value.

この構成により、装置構成が一層簡単になる。 This configuration further simplifies the device configuration.

本発明のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置における前記平均値の位置は、各受信系統の受信状態に基づいた重み付き平均位置であることを特徴とする。 The position of the average value in the OFDM diversity synchronization apparatus of the present invention is a weighted average position based on a reception state of each reception system.

この構成により、受信状況に応じた最適な位置にマスターシンボルパルスの位置を制御可能となる。 With this configuration, the position of the master symbol pulse can be controlled to the optimum position according to the reception situation.

本発明のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置の前記演算手段は、複数の前記受信系統のうち同期不安定となった受信系統の前記時間位相誤差を用いずに前記平均値を求めることを特徴とする。 The arithmetic means of the OFDM diversity synchronization apparatus according to the present invention is characterized in that the average value is obtained without using the time phase error of a receiving system that is out of synchronization among the plurality of receiving systems.

この構成により、同期不安定となった受信系統の悪影響を軽減できる。 With this configuration, it is possible to reduce the adverse effects of the receiving system that has become unstable.

本発明のＯＦＤＭダイバーシティ中継装置は、上記のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を搭載することを特徴とする。 An OFDM diversity relay apparatus according to the present invention is equipped with the OFDM diversity synchronization apparatus described above.

この構成により、中継装置における同期を高安定にとることが可能となる。 With this configuration, synchronization in the relay device can be achieved with high stability.

本発明のＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置は、上記のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を搭載することを特徴とする。 An OFDM diversity receiving terminal apparatus according to the present invention is equipped with any of the OFDM diversity synchronization apparatuses described above.

この構成により、受信端末装置の同期を高安定にとることが可能となる。 With this configuration, the receiving terminal device can be synchronized with high stability.

本発明の受信端末装置は携帯電話機であることを特徴とする。 The receiving terminal device of the present invention is a mobile phone.

この構成により、通話中断がない携帯電話機を提供できる。 With this configuration, a mobile phone without call interruption can be provided.

本発明によれば、単一の基準信号発振器で同期を高安定にとることができるＯＦＤＭダイバーシティ同期装置及び受信端末装置並びに中継装置を提供することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to provide an OFDM diversity synchronization apparatus, a reception terminal apparatus, and a relay apparatus that can achieve high stability with a single reference signal oscillator.

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は、本発明の一実施形態におけるＯＦＤＭダイバーシティ同期装置の機能ブロックである。このＯＦＤＭダイバーシティ同期装置は、第１のアンテナ１ａに接続されその受信信号（以下、ブランチａの受信信号という。）を取り込んで復調処理する第１の受信系統２ａと、第２のアンテナ１ｂに接続されその受信信号（以下、ブランチｂの受信信号という。）を取り込んで復調処理する第２の受信系統２ｂと、１個の電圧制御水晶発振器（以下、ＶＣＸＯという。）３と、このＶＣＸＯ３に制御電圧を出力してＶＣＸＯ３から基準クロック信号を発振させる同期制御部４と、第１の受信系統２ａから出力される復調信号から伝送路特性を推定し、その逆特性をかけることにより復調信号を等化する第１の等化部５ａと、第２の受信系統２ｂから出力される復調信号から伝送路特性を推定し、その逆特性をかけることにより復調信号を等化する第２の等化部５ｂと、第１の等化部５ａの出力信号と第２の等化部５ｂの出力信号とを合成し復調信号を出力する合成部６とを備える。 FIG. 1 is a functional block of an OFDM diversity synchronization apparatus according to an embodiment of the present invention. This OFDM diversity synchronizer is connected to a first antenna 1a and receives a received signal (hereinafter referred to as a received signal in branch a) and demodulates it, and is connected to a second antenna 1b. The second receiving system 2b that takes in the received signal (hereinafter referred to as the received signal of branch b) and performs demodulation processing, one voltage controlled crystal oscillator (hereinafter referred to as VCXO) 3, and the VCXO 3 The synchronization control unit 4 that outputs a voltage and oscillates a reference clock signal from the VCXO 3 and the demodulated signal output from the first receiving system 2a estimate the transmission path characteristics and apply the inverse characteristics to the demodulated signal, etc. The channel characteristic is estimated from the demodulated signal output from the first equalization unit 5a and the second receiving system 2b, and the inverse signal is applied to the demodulated signal. Comprising a second equalizing unit 5b that of, and a synthesizing portion 6 and an output signal synthesizing outputs a demodulated signal of the output signal and the second equalization unit 5b of the first equalizing section 5a.

第１の受信系統２ａは、受信アンテナ１ａを通して受信したＲＦ帯域の信号をアナログベースバンド信号にダウンコンバートとするフロントエンド部１１ａと、フロントエンド部１１ａにてダウンコンバートされたアナログ受信信号に対して自動利得制御したりＶＣＸＯ３からのクロック信号に基づいてアナログ受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部１２ａと、このデジタル信号に対して直交復調処理を施す直交復調部１３ａと、直交復調部１３ａから出力された複素デジタル信号の位相を推定されたキャリア周波数誤差情報に基づいて回転させるキャリア周波数誤差補正部１４ａと、出力調整を行う出力調整部１５ａ、出力調整部１５ａから出力される複素デジタル信号に対し、窓位置検出部２４ａから出力されるＦＦＴ窓位置検出情報に従ってＯＦＤＭ信号１シンボル分の信号を高速フーリエ変換しＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎の複素シンボルを生成し出力する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部１６ａとを備えて構成される。 The first reception system 2a is configured to down-convert an RF band signal received through the reception antenna 1a into an analog baseband signal, and an analog reception signal down-converted by the front end unit 11a. From the AD conversion unit 12a that performs automatic gain control or converts an analog reception signal into a digital signal based on the clock signal from the VCXO 3, the quadrature demodulation unit 13a that performs quadrature demodulation processing on the digital signal, and the quadrature demodulation unit 13a A carrier frequency error correction unit 14a that rotates the phase of the output complex digital signal based on the estimated carrier frequency error information, an output adjustment unit 15a that performs output adjustment, and a complex digital signal that is output from the output adjustment unit 15a. In contrast, the FFT window position detection output from the window position detection unit 24a. Constructed and a fast Fourier transform (FFT) unit 16a for the OFDM signal one symbol of the signal to generate a complex symbol of each subcarrier of the fast Fourier transform to the OFDM signal output in accordance with the information.

第２の受信系統２ｂと第１の受信系統２ａと同一構成でなり、フロントエンド部１１ｂと、ＡＤ変換部１２ｂと、直交復調部１３ｂと、キャリア周波数誤差補正部１４ｂと、出力調整部１５ｂと、ＦＦＴ部１６ｂとを備えて構成される。 The second reception system 2b and the first reception system 2a have the same configuration, and include a front end unit 11b, an AD conversion unit 12b, an orthogonal demodulation unit 13b, a carrier frequency error correction unit 14b, and an output adjustment unit 15b. And an FFT unit 16b.

同期制御部４は、ブランチａ用のタイミングパルスを出力するシンボルパルス制御部２１ａと、シンボルパルス制御部２１ａからのタイミングパルスを受けて動作するブランチａ用同期制御部２２ａと、ブランチｂ用のタイミングパルスを出力するシンボルパルス制御部２１ｂと、シンボルパルス制御部２１ｂからのタイミングパルスを受けて動作するブランチｂ用同期制御部２２ｂと、両シンボルパルス制御部２１ａ、２１ｂからの信号を受信してＶＣＸＯ３の発振周波数を帰還制御すると共にマスターシンボルパルスを生成しマスターシンボルパルスの発生タイミングを制御するマスターシンボル制御部３０とを備える。 The synchronization control unit 4 is a symbol pulse control unit 21a that outputs a timing pulse for the branch a, a branch a synchronization control unit 22a that operates in response to the timing pulse from the symbol pulse control unit 21a, and a timing for the branch b. The symbol pulse control unit 21b that outputs a pulse, the branch b synchronization control unit 22b that operates in response to the timing pulse from the symbol pulse control unit 21b, and the signals received from both the symbol pulse control units 21a and 21b receive VCXO3. And a master symbol control unit 30 for generating a master symbol pulse and controlling the generation timing of the master symbol pulse.

ブランチａ用同期制御部２２ａは、キャリア周波数誤差補正部１４ａから出力される複素デジタル信号を取り込みガード相関を演算する相関演算部２３ａと、相関演算部２３ａからの出力信号を取り込みＦＦＴ窓位置を検出してＦＦＴ部１６ａに出力する窓位置検出部２４ａと、相関演算部２３ａの出力信号を取り込みシンボル切出位置を検出し検出結果をシンボルパルス制御部２１ａに出力するシンボル切出位置検出部２５ａと、相関演算部２３ａの出力信号を取り込みクロック周波数誤差及びキャリア周波数誤差を推定し推定値をシンボルパルス制御部２１ａに出力すると共にキャリア周波数誤差補正部１４ａにフィードバックする誤差推定部２６ａとを備える。 The branch a synchronization control unit 22a receives the complex digital signal output from the carrier frequency error correction unit 14a and calculates the guard correlation, and receives the output signal from the correlation calculation unit 23a and detects the FFT window position. A window position detection unit 24a that outputs to the FFT unit 16a, a symbol extraction position detection unit 25a that receives the output signal of the correlation calculation unit 23a, detects a symbol extraction position, and outputs a detection result to the symbol pulse control unit 21a; And an error estimator 26a that takes in the output signal of the correlation calculator 23a, estimates the clock frequency error and the carrier frequency error, outputs the estimated value to the symbol pulse controller 21a, and feeds it back to the carrier frequency error corrector 14a.

ブランチｂ用同期制御部２２ｂもブランチａ用同期制御部２２ａと同一構成でなり、相関演算部２３ｂと、窓位置検出部２４ｂと、シンボル切出位置検出部２５ｂと、誤差推定部２６ｂとを備える。 The branch b synchronization control unit 22b has the same configuration as the branch a synchronization control unit 22a, and includes a correlation calculation unit 23b, a window position detection unit 24b, a symbol cutout position detection unit 25b, and an error estimation unit 26b. .

本実施形態の特徴に関わるマスターシンボルパルス制御部３０は、シンボルパルス制御部２１ａ、２１ｂからの信号を取り込み各ブランチａ、ｂにおける後述の時間位相誤差ｄｔａ、ｄｔｂを算出する時間位相演算部３１と、時間位相演算部３１で算出した各ブランチａ、ｂの時間位相誤差ｄｔａ、ｄｔｂから両ブランチａ、ｂに最適な時間位相ｄｔを算出してＶＣＸＯ３の発振周波数をアップまたはダウンさせる複数ブランチ合成部３２と、複数ブランチ合成部３２から出力される周波数アップ指令またはダウン指令に応じた帰還制御量をＶＣＸＯ３にフィードバックする帰還制御部３３と、両ブランチａ、ｂに共通のマスターシンボルパルスを生成してＦＦＴ部１６ａ、１６ｂ及び図示しない必要箇所に出力すると共に複数ブランチ合成部３２で生成された周波数アップまたは周波数ダウンの指令に応じてマスターシンボルパルスの発生タイミングを後述の様に調整するマスターシンボルパルス生成部３４とを備える。 The master symbol pulse control unit 30 related to the feature of the present embodiment includes a time phase calculation unit 31 that takes in signals from the symbol pulse control units 21a and 21b and calculates time phase errors dta and dtb described later in the respective branches a and b. A multi-branch synthesizing unit that calculates the optimal time phase dt for both branches a and b from the time phase errors dta and dtb of the branches a and b calculated by the time phase calculating unit 31 to increase or decrease the oscillation frequency of the VCXO 3 32, a feedback control unit 33 that feeds back the feedback control amount corresponding to the frequency up command or the down command output from the multiple branch combining unit 32 to the VCXO 3, and a master symbol pulse common to both branches a and b. Output to FFT units 16a and 16b and necessary places (not shown) and combine multiple branches And a master symbol pulse generator 34 to adjust as described later generation timing of the master symbol pulse in response to a command generated frequency up or frequency-down at 32.

尚、マスターシンボルパルス生成部３４は、複数ブランチ合成部３２から出力される基準クロックの周波数アップまたはダウンの指令に応じてマスターシンボルパルスの発生タイミング位置を調整する構成でも、また、周波数アップまたはダウンされた基準クロック信号を受信してマスターシンボルパルスの発生タイミング位置を調整する構成でもよい。 The master symbol pulse generator 34 may be configured to adjust the generation timing position of the master symbol pulse in response to a reference clock frequency up or down command output from the multiple branch synthesizer 32. It may be configured to receive the generated reference clock signal and adjust the generation timing position of the master symbol pulse.

図２は、図１に示すマスターシンボルパルス制御部３０の時間位相演算部３１及び複数ブランチ合成部３２の動作を示すフローチャートである。また、図３は、各ブランチａ、ｂにおける時間位相誤差ｄｔａ、ｄｔｂを示すタイミングチャートである。 FIG. 2 is a flowchart showing operations of the time phase calculation unit 31 and the multiple branch synthesis unit 32 of the master symbol pulse control unit 30 shown in FIG. FIG. 3 is a timing chart showing time phase errors dta and dtb in the respective branches a and b.

時間位相演算部３１は、ブランチａのシンボルパルス制御部２１ａから出力されるタイミング信号を取り込み、同期が確立しているか否かを判定する（ステップＳ１ａ）。同期が確立していると判断できるときは、次に、ブランチａにおけるシンボル切出位置が正しいか否かを判定する（ステップＳ２ａ）。 The time phase calculation unit 31 takes in the timing signal output from the symbol pulse control unit 21a of the branch a and determines whether or not synchronization is established (step S1a). If it can be determined that synchronization is established, it is next determined whether or not the symbol cut-out position in the branch a is correct (step S2a).

そして、シンボル切出位置が正しいと判断できるときは、ブランチａにおける時間位相誤差ｄｔａを、
ｄｔａ＝〔ブランチａのシンボル切出位置〕−〔シンボル同期位置〕
の式により求める（ステップＳ３ａ）。シンボル同期位置とは、マスターシンボルパルス位置である。 Then, when it can be determined that the symbol cut-out position is correct, the time phase error dta in the branch a is
dta = [symbol extraction position of branch a] − [symbol synchronization position]
(Step S3a). The symbol synchronization position is a master symbol pulse position.

同期が確立していない場合や、シンボル切出位置が正しくない場合、時間位相誤差ｄｔａの演算ができないときには、ステップＳ１ａに戻って各ステップ処理を繰り返し、ブランチａにおける時間位相誤差ｄｔａを求める。 When the synchronization is not established or when the symbol cut-out position is not correct, when the time phase error dta cannot be calculated, the process returns to step S1a to repeat each step process to obtain the time phase error dta in the branch a.

同様に、時間位相演算部３１は、ブランチｂのシンボルパルス制御部２１ｂから出力されるタイミング信号を取り込み、同期が確立しているか否かを判定する（ステップＳ１ｂ）。同期が確立していると判断できるときは、次に、ブランチｂにおけるシンボル切出位置が正しいか否かを判定する（ステップＳ２ｂ）。 Similarly, the time phase calculation unit 31 takes in the timing signal output from the symbol pulse control unit 21b of the branch b and determines whether or not synchronization is established (step S1b). If it can be determined that the synchronization is established, it is next determined whether or not the symbol extraction position in the branch b is correct (step S2b).

そして、シンボル切出位置が正しいと判断できるときは、ブランチｂにおける時間位相誤差ｄｔｂを、
ｄｔｂ＝〔ブランチｂのシンボル切出位置〕−〔シンボル同期位置〕
の式により求める（ステップＳ３ｂ）。 Then, when it can be determined that the symbol cut-out position is correct, the time phase error dtb in the branch b is
dtb = [symbol extraction position of branch b] − [symbol synchronization position]
(Step S3b).

同期が確立していない場合や、シンボル切出位置が正しくない場合、時間位相誤差ｄｔｂの演算ができないときには、ステップＳ１ｂに戻って各ステップ処理を繰り返し、ブランチｂにおける時間位相誤差ｄｔｂを求める。 When synchronization is not established or when the symbol cut-out position is not correct, when the time phase error dtb cannot be calculated, the process returns to step S1b to repeat each step process to obtain the time phase error dtb in the branch b.

特にマルチパス環境では、ブランチａにおける時間位相誤差ｄｔａとブランチｂにおける時間位相誤差ｄｔｂとは、図３に示す様に、ズレが大きく生じてしまう。そこで、本実施形態におけるマスターシンボルパルス制御部３０のマスターシンボルパルス生成部３４は、受信信号データのシンボル毎に発生させるマスターシンボルパルス（基準シンボルパルス）の発生タイミングを、次のようにして調整する。 In particular, in a multipath environment, as shown in FIG. 3, the time phase error dta in the branch a and the time phase error dtb in the branch b are greatly shifted. Therefore, the master symbol pulse generator 34 of the master symbol pulse controller 30 in the present embodiment adjusts the generation timing of the master symbol pulse (reference symbol pulse) generated for each symbol of the received signal data as follows. .

先ず、ブランチａとブランチｂとは非同期状態で動作しているためブランチａにおける更新タイミングとブランチｂにおける更新タイミングの二つを比較して、が一致するまで待つ（図２のステップＳ１１）。そして、両ブランチａ、ｂの更新タイミングが一致したとき（ステップＳ１１の判定結果がＹｅｓ）は、次に、時間位相誤差ｄｔａ、ｄｔｂの合成（以下、ｄｔ合成という。）を行う（ステップＳ１２）。 First, since the branch a and the branch b are operating in an asynchronous state, the update timing in the branch a and the update timing in the branch b are compared, and the process waits until they match (step S11 in FIG. 2). When the update timings of both branches a and b match (the determination result in step S11 is Yes), the time phase errors dta and dtb are then combined (hereinafter referred to as dt combining) (step S12). .

このｄｔ合成は、例えば、
ｄｔ＝（ｄｔａ＋ｄｔｂ）／２
として算出する。 This dt synthesis is, for example,
dt = (dta + dtb) / 2
Calculate as

次に、算出されたｄｔが零であるか否か、即ち、算出されたｄｔと現在のマスターシンボルパルス位置との誤差が零であるか否かを判定し（ステップＳ１３）、ｄｔ＝０のときはステップＳ１１に戻る。ｄｔ＝０でないときは、次に、ｄｔ＞０であるか否かを判定する（ステップＳ１４）。 Next, it is determined whether or not the calculated dt is zero, that is, whether or not the error between the calculated dt and the current master symbol pulse position is zero (step S13). If so, return to Step S11. If not dt = 0, it is next determined whether or not dt> 0 (step S14).

ｄｔ＞０でないとき、即ち、ｄｔ≦０のときは、図３に示すクロック周波数をアップさせ（ステップＳ１５）、その後、ステップＳ１１に戻る。これにより、図４に示す様に、マスターシンボルパルスの発生位置が進み、ステップＳ１２で求めたｄｔ位置に移動する。 When not dt> 0, that is, when dt ≦ 0, the clock frequency shown in FIG. 3 is increased (step S15), and then the process returns to step S11. As a result, as shown in FIG. 4, the generation position of the master symbol pulse advances and moves to the dt position obtained in step S12.

ｄｔ＞０のときは、クロック周波数をダウンさせ（ステップＳ１６）、その後、ステップＳ１１に戻る。これにより、図４とは逆に、マスターシンボルパルスの発生位置が遅れ、ステップＳ１２で求めたｄｔ位置に移動する。 When dt> 0, the clock frequency is lowered (step S16), and then the process returns to step S11. Thereby, contrary to FIG. 4, the generation position of the master symbol pulse is delayed and moved to the dt position obtained in step S12.

この様に、図１に示す複数ブランチ合成部３２におけるクロック周波数のアップ指令またはダウン指令に基づいてマスターシンボルパルス生成部３４で発生されるマスターシンボルパルスの発生タイミングか調整され、また、クロック周波数のアップまたはダウンの指令が帰還制御部３３を通してＶＣＸＯ３にフィードバックされるため、周波数アップまたはダウンされた基準クロックがＶＣＸＯ３から両ブランチａ、ｂのＡＤ変換部１２ａ、１２ｄに共通クロックとして与えられる。 In this way, the generation timing of the master symbol pulse generated by the master symbol pulse generation unit 34 is adjusted based on the clock frequency up command or down command in the multiple branch synthesis unit 32 shown in FIG. Since the up or down command is fed back to the VCXO 3 through the feedback control unit 33, the reference clock whose frequency is up or down is supplied from the VCXO 3 to the AD conversion units 12a and 12d of both branches a and b as a common clock.

尚、本実施形態では、ブランチａ、ｂの２ブランチ構成の同期装置として説明したが、ブランチ数が３以上あっても同様に本発明を適用可能である。また、ステップＳ１２では、説明を簡単にするために、時間位相誤差ｄｔａ、ｄｔｂの単純平均値としてｄｔを算出したが、各ブランチの受信状態（ＡＧＣ（Autonatic Gain Control）電圧値、ＣＮＲ（Carrier to Noise）、ＭＥＲ（Modulation Error Ratio）等）を基に重み付けを行ってｄｔを算出するのがより好適である。更には、各ブランチのうち同期不安定となったブランチの影響を軽減するため、同期不安定なブランチからの時間位相誤差信号をマスクし、ｄｔの算出に用いない構成とするのが良い。 Although the present embodiment has been described as a two-branch synchronizer with branches a and b, the present invention can be similarly applied even when there are three or more branches. In step S12, dt is calculated as a simple average value of the time phase errors dta and dtb to simplify the description. However, the reception state (AGC (Autonatic Gain Control) voltage value, CNR (Carrier to) of each branch is calculated. It is more preferable to calculate dt by weighting based on (Noise), MER (Modulation Error Ratio) and the like. Furthermore, in order to reduce the influence of a branch that has become unstable among the branches, it is preferable to mask the time phase error signal from the unstable branch and not use it in the calculation of dt.

以上述べたように、本実施形態におけるＯＦＤＭダイバーシティ同期装置では、複数ブランチで共通に用いるマスターシンボルパルスの位置を、常時、各ブランチにおける時間位相誤差の平均値位置となるように、好適には、受信状態を基に求めた重み付き平均位置となるように、フィードバック制御するため、同期を高安定にとることが可能となり、しかも、いずれかのブランチで同期不安定となっても、受信可能なブランチが同期を獲得するため受信データが破綻する虞がなくなる。 As described above, in the OFDM diversity synchronization apparatus according to the present embodiment, preferably, the position of the master symbol pulse used in common in a plurality of branches is always the average position of the time phase error in each branch. Since feedback control is performed so that the weighted average position obtained based on the reception state is obtained, it is possible to achieve highly stable synchronization, and even if synchronization is unstable in any branch, reception is possible. Since the branch acquires synchronization, there is no possibility of the received data failing.

また、本実施形態では、複数のブランチの同期タイミングを１つのシンボルパルスに合わせるためのタイミング調整回路、例えばＦＩＦＯ等のタイミング調整回路が不要となり、更に、基準信号元であるＶＣＸＯ、ＶＣＯ等の発振回路の削減、小型化を図ることが可能となる。また、ブランチが複数でもシンボルパルス生成部は１つで済むため、各ブランチ間の同期をとるのが容易となり、回路設計が簡単となる。 Further, in the present embodiment, a timing adjustment circuit for adjusting the synchronization timing of a plurality of branches to one symbol pulse, for example, a timing adjustment circuit such as a FIFO is not required, and oscillations such as VCXO and VCO which are reference signal sources are further performed. Circuits can be reduced and downsized. In addition, even if there are a plurality of branches, only one symbol pulse generation unit is required. Therefore, it is easy to synchronize the branches, and the circuit design is simplified.

更に、本実施形態によれば、ブランチ毎の各状態信号（ＡＧＣ電圧値、ＣＮＲ、ＭＥＲ等）の重み付けを行い、クロック周波数誤差補正または時間位相誤差補正をした後、ブランチ間の同期を取るため、電波伝搬環境や移動受信時伝送路特性変動等による信号品質劣化時においても安定して動作することができる。また、受信信号品質の劣化によるブランチ落ちの場合でも、１つのシンボルパルスが基になっているため、マスタースレーブ方式とは異なり、ブランチ間切り替え時において、データが破綻することなくスムースな切り替えが可能となり、複雑な切り替え制御回路が不要となる。 Furthermore, according to the present embodiment, each state signal (AGC voltage value, CNR, MER, etc.) for each branch is weighted, and after clock frequency error correction or time phase error correction, synchronization between branches is achieved. It is possible to operate stably even when the signal quality deteriorates due to the radio wave propagation environment, mobile reception transmission path characteristic fluctuation, and the like. Also, even in the case of branch failure due to degradation of received signal quality, since it is based on one symbol pulse, unlike the master-slave method, it is possible to switch smoothly without switching data when switching between branches. Thus, a complicated switching control circuit is not necessary.

ブランチ毎の状態信号の重み付けの他に環境変動、状態変化、装置経年変化、複数のアンテナ間干渉、アンテナ設置よる遅延時間等のパラメータを補正値として予めメモリしておくことにより、あらゆる環境に最適化された状態で複数のブランチ間で高安定な同期が確保できる。 Optimal for all environments by storing parameters such as environmental fluctuations, state changes, device aging, interference between multiple antennas, delay time due to antenna installation as correction values in addition to weighting of state signals for each branch In this state, highly stable synchronization can be ensured among a plurality of branches.

図５は、本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ中継装置のブロック構成図である。アンテナ１ａ、１ｂから合成部６までの構成は、図１に示すＯＦＤＭダイバーシティ同期装置と同一構成である。尚、図５に示すＯＦＤＭ直交復調部１７ａ、１７ｂは、夫々、図１に示す直交復調部１３ａ、１３ｂ、キャリア周波数誤差補正部１４ａ、１４ｂ、出力調整部１５ａ、１５ｂを纏めたものである。 FIG. 5 is a block diagram of an OFDM diversity relay apparatus according to an embodiment of the present invention. The configuration from the antennas 1a and 1b to the combining unit 6 is the same as that of the OFDM diversity synchronization apparatus shown in FIG. Note that the OFDM quadrature demodulation units 17a and 17b shown in FIG. 5 combine the quadrature demodulation units 13a and 13b, the carrier frequency error correction units 14a and 14b, and the output adjustment units 15a and 15b shown in FIG.

ＯＦＤＭダイバーシティ中継装置は、一旦受信したＯＦＤＭ信号を復調してから再びＯＦＤＭ信号に変調し、再度、出力アンテナ４１から出力するため、合成部６から出力される復調信号を判定し、信号品質が劣化した部分を求めこの劣化部分を正規化することで信号品質を高める判定部４２と、判定部４２から出力される復調信号を逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）部４３と、逆高速フーリエ変換された復調信号をＯＦＤＭ直交変調するＯＦＤＭ直交変調部４４と、ＯＦＤＭ信号に変換されたデジタル信号でなる復調信号をアナログ信号に変換するＤＡ変換部４５と、ＤＡ変換部４５から出力されるアナログ信号をＲＦ信号にアップコンバートして出力アンテナ４１から送信するフロントエンド部４６とを備える。 The OFDM diversity relay apparatus demodulates the received OFDM signal, then modulates it again to the OFDM signal, and outputs the signal again from the output antenna 41. Therefore, the demodulated signal output from the synthesizer 6 is determined, and the signal quality deteriorates. A determination unit 42 that increases the signal quality by normalizing the deteriorated part, an inverse fast Fourier transform unit (IFFT) unit 43 that performs inverse fast Fourier transform on the demodulated signal output from the determination unit 42, An OFDM orthogonal modulation unit 44 that performs OFDM orthogonal modulation on the fast Fourier transformed demodulated signal, a DA conversion unit 45 that converts a demodulated signal converted into an OFDM signal into an analog signal, and a DA conversion unit 45 A front-end unit 46 that up-converts an analog signal to be converted into an RF signal and transmits the signal from the output antenna 41.

判定部４２には、変調精度演算（ＥＶＭ）部４７が接続され、キャリアごとのＥＶＭ（変調精度）解析により、復調信号の位相回転、振幅変化、Ｓ／Ｎ劣化などがモニタ機能４８によりモニタされる。このモニタ結果は、中継装置の各機能ブロックを制御するシステム制御部４９によって監視される様になっている。 A modulation accuracy calculation (EVM) unit 47 is connected to the determination unit 42, and the phase rotation, amplitude change, S / N deterioration, etc. of the demodulated signal are monitored by the monitor function 48 by EVM (modulation accuracy) analysis for each carrier. The The monitoring result is monitored by a system control unit 49 that controls each functional block of the relay apparatus.

このＯＦＤＭダイバーシティ中継装置は、上述したＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を備えるため、複数ブランチで共通に用いるマスターシンボルパルスの位置が、常時、各ブランチにおける時間位相誤差の平均値位置となるように、好適には、受信状態を基に求めた重み付き平均位置となるように、フィードバック制御されるため、同期が高安定にとられ、しかも、いずれかのブランチで同期不安定となっても、受信可能なブランチが同期を獲得するため受信データが破綻する虞がなくなるので、中継電波の中断が防止される。 Since this OFDM diversity relay apparatus includes the above-described OFDM diversity synchronization apparatus, preferably, the position of the master symbol pulse used in common in a plurality of branches is always the average value position of the time phase error in each branch. Since the feedback control is performed so that the weighted average position obtained based on the reception state is obtained, the synchronization is highly stable, and even if the synchronization becomes unstable in any branch, the branch can be received. Since the synchronization is acquired, there is no possibility of the received data failing, so that interruption of the relay radio wave is prevented.

図６は、ＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置の一例である携帯電話機のブロック構成図である。この携帯電話機は、図１で説明したＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を搭載し、その基本構成部である、ＯＦＤＭ直交復調部１７ａ、１７ｂ、ＦＦＴ部１６ａ、１６ｂ、等化部５ａ、５ｂ、合成部６、同期制御部４、ＶＣＸＯ３の接続構成は、図１の同期装置、図５の中継装置と同じである。 FIG. 6 is a block configuration diagram of a mobile phone as an example of an OFDM diversity receiving terminal device. This mobile phone is equipped with the OFDM diversity synchronization apparatus described in FIG. 1, and its basic components, that is, OFDM orthogonal demodulation units 17a and 17b, FFT units 16a and 16b, equalization units 5a and 5b, synthesis unit 6, The connection configuration of the synchronization control unit 4 and the VCXO 3 is the same as that of the synchronization device of FIG. 1 and the relay device of FIG.

携帯電話機では、電波の送信及び受信を行うため、図１に示すフロントエンド部１２ａ、１２ｂ及びＡＤ変換部１３ａ、１３ｂの代わりに、夫々、フロントエンド部１８ａ、１８ｂ、ＡＤ変換及びＤＡ変換部１９ａ、１９ｂを備える。フロントエンド部１８ａ、１８ｂは、アンテナ１ａ、１ｂから入力する信号のダウンコンバートを行うと共に、アンテナ１ａ、１ｂから出力する信号のアップコンバートを行う。ＡＤ変換及びＤＡ変換部１９ａ、１９ｂは、アンテナ１ａ、１ｂから入力するアナログ信号をデジタル信号に変換すると共に、アンテナ１ａ、１ｂから出力する信号をアナログ信号に変換する。 In the mobile phone, in order to transmit and receive radio waves, instead of the front end units 12a and 12b and the AD conversion units 13a and 13b shown in FIG. 1, front end units 18a and 18b, an AD conversion and DA conversion unit 19a, respectively. , 19b. The front end units 18a and 18b down-convert the signals input from the antennas 1a and 1b and up-convert the signals output from the antennas 1a and 1b. The AD conversion and DA conversion units 19a and 19b convert analog signals input from the antennas 1a and 1b into digital signals, and convert signals output from the antennas 1a and 1b into analog signals.

これらの各機能ブロックを制御する主制御部５０は、ＩＦＦＴ部４３及びＯＦＤＭ直交変調部４４を内蔵しており、この主制御部５０に、メモリ部５１と、ダイヤルスイッチやジョグダイヤルなどのキー入力部５２と、液晶等の表示部５３とが接続されると共に、通信制御部５４と、マイク５５及びスピーカ５６を持つ音声処理部５７が接続される。 The main control unit 50 that controls each of these functional blocks includes an IFFT unit 43 and an OFDM orthogonal modulation unit 44. The main control unit 50 includes a memory unit 51 and a key input unit such as a dial switch or a jog dial. 52 and a display unit 53 such as a liquid crystal are connected, and a communication control unit 54 and an audio processing unit 57 having a microphone 55 and a speaker 56 are connected.

この携帯電話機は、上述したＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を備えるため、複数ブランチで共通に用いるマスターシンボルパルスの位置が、常時、各ブランチにおける時間位相誤差の平均値位置となるように、好適には、受信状態を基に求めた重み付き平均位置となるように、フィードバック制御されるため、同期が高安定にとられ、しかも、いずれかのブランチで同期不安定となっても、受信可能なブランチが同期を獲得するため受信データが破綻する虞がなくなるので、移動中であっても通話が中断する虞がなくなる。 Since this mobile phone is equipped with the above-described OFDM diversity synchronization device, it is preferable that the position of the master symbol pulse commonly used in a plurality of branches is always the average value position of the time phase error in each branch. Since feedback control is performed so that the weighted average position obtained based on the state is obtained, synchronization is highly stable, and even if synchronization is unstable in any branch, the receivable branch is synchronized. Therefore, there is no possibility of the received data failing, so that there is no possibility that the call will be interrupted even during movement.

図７は、ＭＩＭＯ受信端末装置のブロック構成図である。このＭＩＭＯ受信端末は、図１で説明したＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を搭載し、その基本構成部である、ＯＦＤＭ直交復調部１７ａ、１７ｂ、ＦＦＴ部１６ａ、１６ｂ、等化部５ａ、５ｂ、合成部６、同期制御部４、ＶＣＸＯ３の接続構成は、図１の同期装置、図５の中継装置と同じであるが、図６のＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置の合成部６の代わりに、ＭＩＭＯ受信部６０とした受信端末の構成も可能であり、具体的な復調方法は上述した非特許文献１に記載の手段を用いればよい。 FIG. 7 is a block configuration diagram of the MIMO receiving terminal apparatus. This MIMO receiving terminal is equipped with the OFDM diversity synchronization apparatus described with reference to FIG. 1, and its basic components, that is, OFDM orthogonal demodulation units 17a and 17b, FFT units 16a and 16b, equalization units 5a and 5b, and synthesis unit 6 are provided. The connection configuration of the synchronization control unit 4 and the VCXO 3 is the same as that of the synchronization device of FIG. 1 and the relay device of FIG. 5, but instead of the combining unit 6 of the OFDM diversity receiving terminal device of FIG. The configuration of the receiving terminal is also possible, and a specific demodulation method may use the means described in Non-Patent Document 1 described above.

本発明に係るＯＦＤＭダイバーシティ同期装置及び受信端末装置並びに中継装置は同期が高安定にとれるという効果を奏し、移動体通信に用いる同期装置、受信装置、中継装置等として有用である。また，送信および受信の無線端末に複数のアンテナを用いて通信するＭＩＭＯ伝送方式にも適用可能である。 The OFDM diversity synchronization device, the reception terminal device, and the relay device according to the present invention have an effect that synchronization is highly stable, and are useful as a synchronization device, a reception device, a relay device, and the like used for mobile communication. Further, the present invention can also be applied to a MIMO transmission system in which a plurality of antennas are communicated with transmitting and receiving wireless terminals.

本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ同期装置のブロック構成図1 is a block diagram of an OFDM diversity synchronization apparatus according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ同期装置で用いるマスターシンボルパルス制御部における動作手順を示すフローチャートThe flowchart which shows the operation | movement procedure in the master symbol pulse control part used with the OFDM diversity synchronizing apparatus which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ同期装置で用いるマスターシンボルパルス制御部における動作を説明するタイミングチャートTiming chart for explaining the operation of the master symbol pulse control unit used in the OFDM diversity synchronization apparatus according to an embodiment of the present invention 本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ同期装置で用いるマスターシンボルパルス制御部におけるマスターシンボルパルスのタイミング調整説明図Explanatory drawing of timing adjustment of a master symbol pulse in a master symbol pulse control unit used in an OFDM diversity synchronization apparatus according to an embodiment of the present invention 本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ中継装置のブロック構成図1 is a block diagram of an OFDM diversity relay apparatus according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係るＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置の一例である1 is an example of an OFDM diversity receiving terminal apparatus according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ受信機の一例である携帯電話機のブロック構成図1 is a block diagram of a mobile phone as an example of a MIMO receiver according to an embodiment of the present invention.

符号の説明Explanation of symbols

１ａ、１ｂアンテナ
２ａ、２ｂ受信系統（ブランチ）
３ＶＣＸＯ（電圧制御水晶発振器）
４同期制御部
１３ａ、１３ｂ直交復調部
３０マスターシンボル制御部
３１時間位相演算部
３２複数ブランチ合成部
３３帰還制御部
３４マスターシンボルパルス生成部 1a, 1b Antenna 2a, 2b Reception system (branch)
3 VCXO (voltage controlled crystal oscillator)
4 synchronization control units 13a and 13b quadrature demodulation unit 30 master symbol control unit 31 time phase calculation unit 32 multiple branch synthesis unit 33 feedback control unit 34 master symbol pulse generation unit

Claims

複数のアンテナと、前記アンテナ毎に接続される受信系統と、前記受信系統の各々に共通のクロック信号を供給する基準クロック信号発生器と、前記受信系統毎のシンボル切出位置と基準クロック信号（以下、マスターシンボルパルスという。）の位置との時間位相誤差を求めると共に前記受信系統毎の前記時間位相誤差の間の平均値を求める演算手段と前記マスターシンボルパルスの位置を前記平均値の位置に制御する制御手段とを備えることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ同期装置。 A plurality of antennas, a reception system connected to each of the antennas, a reference clock signal generator that supplies a common clock signal to each of the reception systems, a symbol cut-out position and a reference clock signal for each reception system ( (Hereinafter referred to as “master symbol pulse”) and calculating means for obtaining an average value between the time phase errors for each receiving system and the position of the master symbol pulse as the position of the average value. An OFDM diversity synchronization apparatus comprising: control means for controlling.

前記制御手段は、前記クロック信号の周波数を可変制御して前記マスターシンボルパルスの位置を前記平均値の位置に制御することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置。 2. The OFDM diversity synchronization apparatus according to claim 1, wherein the control means variably controls the frequency of the clock signal to control the position of the master symbol pulse to the position of the average value.

前記平均値の位置は、各受信系統の受信状態に基づいた重み付き平均位置であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置。 The OFDM diversity synchronization apparatus according to claim 1, wherein the position of the average value is a weighted average position based on a reception state of each reception system.

前記演算手段は、複数の前記受信系統のうち同期不安定となった受信系統の前記時間位相誤差を用いずに前記平均値を求めることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置。 The said calculating means calculates | requires the said average value, without using the said time phase error of the receiving system which became synchronization-unstable among the said several receiving systems. The described OFDM diversity synchronizer.

請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を搭載したことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ中継装置。 An OFDM diversity relay device, comprising the OFDM diversity synchronization device according to any one of claims 1 to 4.

請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭダイバーシティ同期装置を搭載したことを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置。 An OFDM diversity receiving terminal device comprising the OFDM diversity synchronization device according to any one of claims 1 to 4.

請求項６に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置は携帯電話機であることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置。 7. The OFDM diversity receiving terminal apparatus according to claim 6, wherein the OFDM diversity receiving terminal apparatus is a mobile phone.

請求項６に記載のＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置はＭＩＭＯ(Multi-Input Multi-Output)受信機であることを特徴とするＯＦＤＭダイバーシティ受信端末装置。 The OFDM diversity receiving terminal apparatus according to claim 6, wherein the OFDM diversity receiving terminal apparatus is a MIMO (Multi-Input Multi-Output) receiver.