JP4459029B2 - Ｏｆｄｍ無線受信機 - Google Patents

Description

本発明はＯＦＤＭ無線受信機に係わり、特に中間周波信号をアンダーサンプリングした結果がＯＦＤＭ通信において使用していないサブキャリア帯域に折り返すように中間周波数を決定して受信品質の劣化を防止するＯＦＤＭ無線受信機に関する。

図4はOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)送信機の構成例である。
ベースバンド信号処理部１は、送信すべき信号に対する誤り訂正／検出符号の付加、インタリーブ、多値変調、符号拡散などのべースバンド信号処理を実行する。直並列変換器（S/P変換部）2はベースバンド信号処理部１の処理結果(送信データ)をＮ個の複素成分に並列化し、IFFT部（逆高速フーリエ変換器）3はN個の複素成分を、N個のサブキャリア成分としてＩＦＦＴ処理を行なって実数部の離散的時間信号Ｉ(ｔ)及び虚数部の離散的時間信号Ｑ(ｔ)に変換して出力する。
IFFT部３の各サブキャリアは、NをFFT（高速フーリエ変換）サイズとすれば、FFTサンプリング周波数ｆsの１／Ｎの周波数を基準に、その整数倍（１〜N倍）となる複素正弦波となっている。ｆsはFFTサンプリング周波数であり、かつ後述のＡＤ変換器のサンプリング周波数である。ＩＦＦＴ部３は、これらN個のサブキャリアで生成された複素正弦波信号を全て加算することで実数部の離散的時間信号Ｉ(ｔ)及び虚数部の離散的時間信号Ｑ(ｔ)を出力する。

実際には、OFDM伝送では図５に示すように、使用するサブキャリア数N′(＝0を入力されない端子数)は、FFTサイズＮよりも少なくしている。すなわち、直流成分に相当するｆ₀や−ｆs/2，＋ｆs/2の近傍のサブキャリアを用いないようにして信頼性を向上し、あるいはRF送信信号処理をしやすくしている。図６は、図５に示すように使用するサブキャリアを選んだ場合の周波数スペクトラムである。
ディジタルアナログ変換器(Ｄ／Ａ）４ａ，４ｂはＩＦＦＴ処理された離散的時間信号Ｉ(t)，Ｑ(t)信号をＤＡ変換してアナログの電気信号に変換する。以上の処理により得られたアナログのベースバンド信号にはＩＦＦＴやＤＡ変換処理の性格上、高調波成分が多く含まれている。このため、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５ａ，５ｂは帯域制限して所望の帯域のアナログベースバンド信号を抽出して直交変調器６に入力する。直交変調器６は実数部Ｉ(ｔ)及び虚数部Ｑ(ｔ)にローカル発振器(図示せず)から発生する中間周波数の正弦波、余弦波を乗算して直交変調し、ついで、周波数アップコンバータ７でＲＦ周波数信号に周波数変換し、バンドパスフィルタ（BPF）８はアナログMIX（直交変調や周波数変換）で生じるイメージ成分やスプリアスなどの不要波を除去した後、図示しない高周波増幅器などを介してアンテナより送信する。

ＩＦＦＴ３において直流成分に相当するサブキャリアｆ₀を使用しない（ｆ₀＝ＤＣを0とする）理由は、アナログMIXを用いた周波数変換で生じるローカルリークがサブキャリアｆ₀干渉してしまうのを避けるというのが大きな理由である。又、−ｆs/2，＋ｆs/2の近傍のサブキャリアを用いない理由は、用いると急峻な特性のローパスフィルタ５ａ，５ｂ が必要になるからである。すなわち、ＯＦＤＭ送信ではべースバンド帯域の信号周波数をアップコンバートする前に、フィルタ５ａ，５ｂを用いて該べースバンド帯域信号を通過させる。しかし、−ｆs/2，＋ｆs/2近傍のサブキャリアを使用すると、周波数成分が連続的になり、べースバンド帯域信号の分離が困難になり、急峻な特性を有するフィルタが必要になるからである。

図７はヘテロダイン受信構成を備えたＯＦＤＭ受信機の構成例である。低雑音増幅器１１はアンテナで受信した周波数ｆcのＲＦ信号を増幅し、ミキサ１２はローカル発振器１３から発生する周波数（ｆc−ｆ_IF）のローカル信号(局部発振信号)をＲＦ信号に混合して周波数ｆ_IFの中間周波信号を発生し、ＩＦフィルタ１４は中間周波帯域の信号成分を通過し、可変増幅器１５は中間周波信号を増幅して直交復調部１６に入力する。
直交復調部１６において、ローカル発振器１６ａは中間周波数ｆ_IFと同一周波数のローカル信号を発生し、移相器１６ｂは位相が９０⁰異なるローカルのcos波、sin波を乗算器(ミキサ)１６ｃ，１６ｄに入力し、各ミキサ１６ｃ、１６ｄは中間周波信号にcos波、sin波を乗算してべースバンドの複素信号（実数部、虚数部）を復調してエリアシング除去用のローパスフィルタ１７ａ，１７ｂに入力する。ローパスフィルタ１７ａ，１７ｂは基本的にべースバンド信号(主信号)を通過してＡＤ変換器１８ａ，１８ｂに入力する。ＡＤ変換器１８ａ，１８ｂはべースバンドの複素信号の各成分をそれぞれ周波数ｆsでサンプリングしてディジタル信号に変換してＮサイズのＦＦＴ部１９に入力する。ＦＦＴ部１９はＮ個の複素信号に対してＦＦＴ処理を施してＮ′個のサブキャリア信号成分を出力し、Ｐ／Ｓ変換部２０はＮ′個のサブキャリア信号成分を直列の複素データに変換して図示しないべースバンド処理部に入力する。

直交復調部１６のミキサ１６ｃ，１６ｄにおいて保証されるアイソレーション量には限度があり、少なからずローカル信号が主信号成分にリークする。そこで、ローカルリーク成分を除去するためにも、ローパス１７ａ，１７ｂの実装が必須となる。ところで、広帯域信号を扱う場合、IFフィルタ１４を構成する上で比帯域の制限があり、中間周波数ｆ_IFを高くする必要がある。比帯域とは、帯域幅と中心周波数の比であり、性能上比帯域を所定値以下とする必要がある。
一方、ローパスフィルタ１７ａ，１７ｂは高い帯域まで阻止することができない。というのは、ローパスフィルタを構成するチップ部品は低周波であれば正常に動作するが、寄生成分のために周波数が高くなるにしたがって純粋なＲ，Ｌ，Ｃと違った特性を示すためである。たとえば、Ｌ，Ｃでフィルタを構成しても、コイルがキャパシタンスとして動いてしまうためにフィルタとして充分に機能しない。図８はチップ部品でローパスフィルタを構成した場合の周波数特性例であり、周波数が低い領域では（A）のようにローパスフィルタとして機能しているが、周波数が十分に高い領域での特性は（B）のようになりローパスフィルタとして十分に機能していないことがわかる。以上のように、安価なチップ部品構成のローパスフィルタは高い周波数成分を阻止できない。
このため、従来、中間周波数ｆ_IFが高いと安価なチップ構成のローパスフィルタを使用できず、高価な誘電体フィルタ等の専用のフィルタを使用する必要があるという問題がある。

また、従来は、ローパスフィルタを確実に構成しないと、中間周波数のローカルリーク成分がＡＤ変換器１８ａ，１８ｂにてアンダーサンプリングされて、イメージスペクトラムとして主信号のスベクトラムと重なってしまい、所定のサブキャリア成分の受信品質が劣化する問題がある。
図９、図１０はかかる問題点の説明図であり、図９はローカル信号がローパスフィルタ１７ａ，１７ｂからリークしているときのＡＤ変換器１８ａ，１８ｂの入力信号のスペクトラムであり、Ｓは主信号のスベクトラム、Ｓ１，Ｓ２はローカルリーク成分のスペクトラムで、ローカル周波数（中間周波数）ｆ_IFはサンプリング周波数ｆsよりずっと高い周波数である。この中間周波数ｆ_IFを有するリーク信号を該中間周波数より低い周波数ｆsでサンプリング(アンダーサンプリングという)すると、図１０に示すようにイメージスペクトラムＳ３，Ｓ４として主信号のスベクトラムＳと重なってしまう。なお、中間周波数ｆ_IFをサンプリングｆsで割った時の余り周波数をfi′とすると、イメージスペクトラムＳ３，Ｓ４の周波数fiは、fi′がfs/2以下であれば、fi = fi′、fi′がfs/2以上であれば、fi = fs - fi′である。このため、主信号の周波数−ｆi，ｆiのサブキャリア成分の受信品質が劣化してしまう。
以上から本発明の目的は、中間周波数を工夫することで主信号の受信品質が劣化するのを防止することである。
本発明の別の目的は、安価なＬ、Ｃ構成のローパスフィルタであっても、主信号の受信品質が劣化するのを防止することである。
本発明の別の目的は、ローパスフィルタから中間周波数のローカル信号がリークしても主信号の受信品質が劣化するのを防止することである。

上記課題は本発明によれば、受信信号を中間周波信号に変換した後、該中間周波信号より中間周波数成分を除いたベースバンド信号を復調する受信部、該受信部から出力する信号の高域成分をカットするローパスフィルタ、該ローパスフィルタの出力信号をサンプリングしてディジタル信号に変換するＡＤ変換器、ＡＤ変換により得られたディジタル信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換部を備え、前記ローパスフィルタからリークして前記ＡＤ変換器に入力する中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるように該中間周波信号を発生する中間周波信号発生部を前記受信部に設けたＯＦＤＭ無線受信機により達成される。
前記中間周波信号発生部は、中間周波数をサンプリング周波数で割った余りが、前記ＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域内の周波数となるように該中間周波数を決定する。あるいは、前記中間周波信号発生部は、中間周波数がサンプリング周波数の倍数となるように該中間周波数を決定する。

本発明によれば、中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるように中間周波信号を発生するから、ローパスフィルタから中間周波数のローカル信号がリークしても主信号の受信品質が劣化するのを防止できる。

ＯＦＤＭ受信機において、ヘテロダイン受信部は受信高周波信号を中間周波信号に変換し、該中間周波信号よりベースバンド信号を復調する。ローパスフィルタは該ヘテロダイン受信部から出力する信号の高域成分をカットし、ＡＤ変換器は該ローパスフィルタの出力信号をサンプリングしてディジタル信号に変換し、フーリエ変換部はＡＤ変換により得られたディジタル信号にフーリエ変換を施し、中間周波信号発生部は前記ＡＤ変換器に入力する中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるように中間周波信号を発生する。具体的には、中間周波信号発生部は、中間周波数をサンプリング周波数で割った余りが、ＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域内の周波数となるように該中間周波数を決定する。あるいは、中間周波信号発生部は、中間周波数がサンプリング周波数の倍数となるように該中間周波数を決定する。

（A）構成
図１は本発明のＯＦＤＭ受信機のブロック構成図である。
低雑音増幅器(ＬＮＡ)５１はアンテナで受信した周波数ｆcのＲＦ信号を増幅し、ミキサ５２はローカル発振器５３から発生する周波数（ｆc−ｆ_IF）のローカル信号をＲＦ信号に混合して周波数ｆ_IFの中間周波信号を発生し、ＩＦフィルタ５４は中間周波帯域の信号成分を通過し、可変増幅器５５は中間周波信号を増幅して直交復調部５６に入力する。
直交復調部５６において、ローカル発振器５６ａは中間周波数ｆ_IFと同一周波数のローカル信号(局部発振信号)を発生し、移相器５６ｂは位相が９０⁰異なるローカルのcos波、sin波を乗算器(ミキサ)５６ｃ，５６ｄに入力し、各ミキサ５６ｃ、５６ｄは中間周波信号にcos波、sin波を乗算してべースバンドの複素信号（実数部、虚数部）を復調してローパスフィルタ５７ａ，５７ｂに入力する。ローパスフィルタ５７ａ，５７ｂはべースバンド信号(主信号)を通過してＡＤ変換器５８ａ，５８ｂに入力する。ＡＤ変換器５８ａ，５８ｂはべースバンドの複素信号の各成分をそれぞれ周波数ｆsでサンプリングしてディジタル信号に変換してＮサイズのＦＦＴ部５９に入力する。ＦＦＴ部５９はＮ個の複素信号に対してＦＦＴ処理を施してＮ′個のサブキャリア信号成分Ｃ₁〜Ｃ_N′を出力し、Ｐ／Ｓ変換部(図示せず)はＮ′個のサブキャリア信号成分Ｃ₁〜Ｃ_N′を直列の複素データに変換してべースバンド処理部(図示せず)に入力する。
中間周波数決定部６０は、ＡＤ変換器５８ａ，５８ｂに入力する中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるように中間周波数ｆ_IFを制御するために、ローカル発振器５３に周波数（ｆc−ｆ_IF）で発振するよう指示し、また、ローカル発振器５６ａに周波数ｆ_IFで発振するよう指示する。これにより、ローカル発振器５３は周波数（ｆc−ｆ_IF）のローカル信号を発生し、ローカル発振器５６ａは周波数ｆ_IFのローカル信号を発生する。
以上のように、中間周波数決定部６０は、ローカル発振器５３を制御することで、中間周波数ｆ_IFの中間周波信号をミキサー５２から発生し、また、ローカル発振器５６ａを制御して中間周波数ｆ_IFのローカル信号を発生する。尚、この中間周波信号発生制御は固定的な制御であってもよい。すなわち、中間周波数決定部６０を使用せず、ローカル発振器５３が固定的に周波数（ｆc−ｆ_IF）のローカル信号を発生するようにし、かつ、ローカル発振器５６ａが固定的に中間周波数ｆ_IFのローカル信号を発生するようにすることができる。すなわち、中間周波数決定部６０とローカル発振器５３（更にはミキサ５２）をあわせた構成部分を中間周波数ｆ_IFの中間信号発生部とすることもでき、あるいは、ローカル発振器５３（更にはミキサ５２）を中間信号発生部とみなすことができる。

（B）第1の中間周波数決定法
図２は、中間周波数決定部６０による第1の中間周波数決定法の説明図であり、（A）はサンプリング周波数がｆsの場合におけるOFDM信号(主信号)のスペクトラムＳであり、ＯＦＤＭ送信において直流成分に相当するｆ₀（=0）や−ｆs/2〜−ｆm，ｆm〜ｆs/2のサブキャリアを用いてデータを送信しないため、これらサブキャリアでスペクトラムは０になっている。（B）はローカル信号がローパスフィルタ５７ａ，５７ｂからリークしているときのＡＤ変換器５８ａ，５８ｂの入力信号のスペクトラムであり、Ｓは主信号のスベクトラム、Ｓ１，Ｓ２はローカルリーク成分のスペクトラムである。（C）は中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムＳ３，Ｓ４がＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域−ｆs/2〜−ｆm，ｆm〜ｆs/2に現れるように、中間周波数決定部６０が中間周波数ｆ_IFを決定した場合のスペクトラムである。

具体的に言えば、中間周波数決定部６０は、中間周波数ｆ_IFをサンプリング周波数ｆsで割った余りが、ＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域−ｆs/2〜−ｆm，ｆm〜ｆs/2内の周波数となるように中間周波数ｆ_IFを決定する。これは、数学的に次式
f_m < f_IF ( mod f_S ) < f_S - f_m (1)
が成立するように中間周波数ｆ_IFを決定することを意味する。上式において、f_IF ( mod f_S )はｆ_IFをｆsで割った余りである。
具体的な数値例で説明する。 f_S = 120MHz ,f_m = 50MHz とすると、(1)の条件式は、以下のようになる。
50MHz ＜f_IF（mod 120MHz) < 70MHz (1)′
従って、f_IF = 1375MHzと選定すれば、
f_IF（mod 120MHz) = 1375MHz（mod 120MHz)
= （120*11+55MHz） （mod 120MHz)
= 55MHz
となり、(1)′式を満足する。

（C）第２の中間周波数決定法
図３は、中間周波数決定部６０による第２の中間周波数決定法の説明図であり、（A）はサンプリング周波数がｆsの場合のOFDM信号(主信号)のスペクトラムＳであり、ＯＦＤＭ送信において直流成分に相当するｆ₀（=0）や−ｆs/2〜−ｆm，ｆm〜ｆs/2のサブキャリアを用いてデータを送信しないため、これらサブキャリアでスペクトラムは０になっている。（B）はローカル信号がローパスフィルタ５７ａ，５７ｂからリークしているときのＡＤ変換器５８ａ，５８ｂの入力信号のスペクトラムであり、Ｓは主信号のスベクトラム、Ｓ１，Ｓ２はローカルリーク成分のスペクトラムである。（C）は中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムＳ０がＯＦＤＭ送信において使用していない直流成分に相当するｆ₀（＝０）と等しくなるように、中間周波数決定部６０が中間周波数ｆ_IFを決定した場合のスペクトラムである。

具体的に言えば、中間周波数決定部６０は、中間周波数ｆ_IFをサンプリング周波数の倍数となるように決定する。すなわち、中間周波数をサンプリング周波数ｆsで割った余りが０となるように該中間周波数ｆ_IFを決定する。これは数学的には次式
f_IF ( mod f_S ) = 0 (2)
が成立するように中間周波数ｆ_IFを決定することを意味する。上式において、f_IF ( mod f_S )はｆ_IFをｆsで割った余りである。
具体的な数値例で説明する。 f_S = 120MHz ,f_m = 50MHz とすると、(2)の条件式は、以下のようになる。
f_IF（mod 120MHz) = 0 Hz (2)'
従って、f_IF = 1320MHzと選定すれば、
f_IF（mod 120MHz) = 1320MHz（mod 120MHz)
= 120*11MHz （mod 120MHz)
= 0 Hz
となり、(2)′式を満足する。

（D）作用、効果
以上のように、中間周波数を決定して中間周波信号を発生すれば、中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるようになるため、ローパスフィルタから中間周波数のローカル信号がリークしても主信号の受信品質が劣化するのを防止できる。この結果、高価な誘電体フィルタ等の専用フィルタを使用しなくても良く、安価なＬ、Ｃ構成のローパスフィルタであっても、主信号の受信品質が劣化するのを防止することができる。また、この結果、低コスト化、小容量化、回路規模の削減が可能となる。

・付記
（付記１）
受信信号を中間周波信号に変換し、該中間周波信号よりベースバンド信号を復調するＯＦＤＭ無線受信機において、
中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるように中間周波信号を発生する中間周波信号発生部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ無線受信機。
（付記２）
前記中間周波信号発生部は中間周波数をサンプリング周波数で割った余りが、前記ＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域内の周波数となるように該中間周波数を決定する、
ことを特徴とする付記１記載のＯＦＤＭ無線受信機。
（付記３）
前記中間周波信号発生部は中間周波数がサンプリング周波数の倍数となるように該中間周波数決定することを特徴とする付記１記載のＯＦＤＭ無線受信機。
（付記４）
前記中間周波信号に直交復調処理を施してベースバンド信号を復調する直交復調部、
前記直交復調部から出力する信号の高域成分をカットするローパスフィルタ、
該ローパスフィルタの出力信号をサンプリングしてディジタル信号に変換するＡＤ変換器
を備え、前記中間周波信号発生部は該直交復調部の局部発振周波数を中間周波数と一致させることを特徴とする付記１記載のＯＦＤＭ無線受信機。
（付記５）
ＯＦＤＭ無線受信機において、
受信信号を中間周波信号に変換し、該中間周波信号よりベースバンド信号を復調するヘテロダイン受信部、
該ヘテロダイン受信部から出力する信号の高域成分をカットするローパスフィルタ、
該ローパスフィルタの出力信号をサンプリングしてディジタル信号に変換するＡＤ変換器、
ＡＤ変換により得られたディジタル信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換部、
前記ＡＤ変換器に入力する中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるように該中間周波信号を発生する中間周波信号発生部、
を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ無線受信機。
（付記６）
前記中間周波信号発生部は、中間周波数をサンプリング周波数で割った余りが、前記ＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域内の周波数となるように該中間周波数を決定する、
ことを特徴とする付記５記載のＯＦＤＭ無線受信機。
（付記７）
前記中間周波信号発生部は、中間周波数がサンプリング周波数の倍数となるように該中間周波数を決定することを特徴とする付記５記載のＯＦＤＭ無線受信機。
（付記８）
前記受信部は、
受信高周波信号を中間周波信号に変換する周波数変換部、
中間周波信号に直交復調処理を施してベースバンド信号を復調する直交復調部、
を備え、前記中間周波信号発生部は該直交復調部の局部発振周波数を前記中間周波数と一致させる、
ことを特徴とする付記５記載のＯＦＤＭ受信機。

本発明のＯＦＤＭ受信機のブロック構成図である。 中間周波数決定部による第1の中間周波数決定法の説明図である。 中間周波数決定部による第２の中間周波数決定法の説明図である。 従来のOFDM送信機の構成例である。 OFDMサイズとOFDM送信に際して使用しないサブキャリアの説明図である。 図５に示すように使用するサブキャリアを選んだ場合の周波数スペクトラムである。 従来のヘテロダイン受信構成を備えたＯＦＤＭ受信機の構成例である。 チップ部品でローパスフィルタを構成した場合の周波数特性例である。 従来の問題点の説明図であり、ローカル信号がローパスフィルタからリークしているときのＡＤ変換器の入力信号のスペクトラムである。 中間周波数を有するリーク信号をアンダーサンプリングしたときのイメージスペクトラムＳ３，Ｓ４が主信号のスベクトラムＳと重なる場合の説明図である。

符号の説明

５１ 低雑音増幅器(ＬＮＡ)
５２ ミキサー
５３ ローカル発振器
５４ ＩＦフィルタ
５５ 可変増幅器
５６ 直交復調部
５６ａ ローカル発振器
５６ｂ 移相器
５６ｃ、５６ｄ 乗算器(ミキサ)
５７ａ，５７ｂ ローパスフィルタ
５８ａ，５８ｂ ＡＤ変換器
５９ ＦＦＴ部
６０ 中間周波数決定部

Claims (3)

1. ＯＦＤＭ無線受信機において、
   受信信号を中間周波信号に変換した後、該中間周波信号より中間周波数成分を除いたベースバンド信号を復調する受信部、
   該受信部から出力する信号の高域成分をカットするローパスフィルタ、
   該ローパスフィルタの出力信号をサンプリングしてディジタル信号に変換するＡＤ変換器、
   ＡＤ変換により得られたディジタル信号にフーリエ変換を施すフーリエ変換部、
   を備え、前記ローパスフィルタからリークして前記ＡＤ変換器に入力する中間周波信号をアンダーサンプリングしたときのスペクトラムがＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域に現れるように該中間周波信号を発生する中間周波信号発生部を前記受信部に設けた、
   ことを特徴とするＯＦＤＭ無線受信機。
2. 前記中間周波信号発生部は、中間周波数をサンプリング周波数で割った余りが、前記ＯＦＤＭ送信において使用していないサブキャリア帯域内の周波数となるように該中間周波数を決定する、
   ことを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ無線受信機。
3. 前記中間周波信号発生部は、中間周波数がサンプリング周波数の倍数となるように該中間周波数を決定することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ無線受信機。

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