JP4446072B2 - オーディオ信号出力装置 - Google Patents

Description

本発明はオーディオ信号出力装置の技術に関するものである。

オーディオ信号出力装置（例えば、ＣＤ（Compact Disc）プレーヤ、ＡＶ（Audio Visual）アンプ）において、デジタルオーディオデータは、ＤＡ（Digital to Analog）変換の前に、デジタルフィルタに通されてオーバーサンプリング（補間）され、次いで、高いカットオフ周波数のローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）に通される。これにより、ＤＡ変換後のアナログオーディオ信号の振幅や位相特性へのＬＰＦによる影響が低減され、音質の向上が図られる。

一般に、アナログオーディオ信号をＡＤ（Analog To Digital）変換する場合、サンプリング周波数ｆｓの１／２以下の周波数だけが含まれるようにするため、アナログオーディオ信号はエリアジングフィルタに通される。例えば、コンパクトディスク（ＣＤ）については、サンプリング周波数ｆｓが４４．１ｋＨｚである。従って、２２．０５ｋＨｚ以上の帯域がエリアジングフィルタにより除去されたアナログオーディオ信号がＡＤ変換されたデジタルオーディオデータがコンパクトディスクに記録される。

すなわち、実際の楽音信号は、可聴帯域（例えば、２０ｋＨｚ）以上の周波数成分を含んでいるにもかかわらず、エリアジングフィルタによって高域成分（サンプリング周波数ｆｓの１／２を超える帯域）が除去されてしまう。このため、従来のアナログ方式の再生音と比較して高域成分が不足するコンパクトディスクの再生音に不満を持つユーザが存在しうる。

そこで、ＣＤ等から読み取られるデジタルオーディオデータに対して、デジタルフィルタ（補間フィルタ）によるオーバーサンプリング（いわゆる零次補間）を行うことにより高域成分を付加する方法が開発されている（例えば、特開平９−２３１２７号公報参照）。また、非線形処理回路によりデジタルオーディオデータから高調波成分やディザ信号を発生させて、デジタルオーディオデータの高域スペクトル強度に応じて、その高調波成分やディザ信号をデジタルオーディオデータに加算する方法が開発されている（例えば、特開２００２−３６６１７８号公報参照）。

また、デジタルフィルタを用いた零次補間によって高域成分を付加する場合には、得られる信号波形の滑らかさがやや不足する場合がある。このため、より高品質の、忠実度の高い音声再生を行うために、零次補間の代わりに、サンプリング点をスムーズにつなぐスプライン補間やラグランジェ補間を用いてオーバーサンプリングを行うことが知られている。

しかしながら、高域（サンプリング周波数ｆｓの１／２の周波数）付近ではサンプリング点が複雑に変化するため、スプライン補間やラグランジェ補間を用いたオーバーサンプリングによる方法では、高域付近における忠実な再現性が得られにくい。すなわち、ＤＡ変換後のアナログオーディオ信号の波形を、元のアナログオーディオ信号の波形を忠実に再現したものとすることが困難であり、歪が発生しやすい。

この点について、図１４及び１５を参照して説明する。図１４及び１５において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表す。また、実線はＡＤ変換前のアナログ信号（すなわち、元のアナログ信号）の波形を示す。破線は、ラグランジェ補間によるオーバーサンプリングが施されたデジタル信号をＤＡ変換することによって得られるアナログ信号の波形を示す。符号「○」は、周波数ｆｓでサンプリングした場合のサンプリング点を示す。また、図１４は、高域（ｆｓ／２付近の周波数）の信号波形を示し、図１５は、中低域（周波数＜＜ｆｓ／２）の信号波形を示す。

図１５に示すように、中低域では、実線で示される波形と、破線で示される波形とがほぼ一致している。一方、図１４に示すように、高域では、実線で示される波形と、破線で示される波形とが大きくずれており、歪みが発生している。高域では、波形の一周期に対するサンプリング点の数が少なくなるため、元の波形の忠実な再現が難しくなる。ラグランジェ補間を用いた場合には、折り返しノイズの影響を受けやすく、歪が発生しやすい。このように、サンプリング点をスムーズにつなぐスプライン補間やラグランジェ補間によるオーバーサンプリングを用いる場合、高域（ｆｓ／２）付近における忠実な再現性が得られにくく、歪が発生しやすいという問題がある。

上記課題を解決するために、本発明の一観点に係るオーディオ信号出力装置は、デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別部と、前記出力を、前記判別部による判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号を第１の補間処理によって補間してなる第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記デジタルオーディオ信号を第２の補間処理によって補間してなる第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間で切り替える選択部と、を含むことを特徴とするオーディオ信号出力装置である。

また、本発明の一態様では、前記判別部は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別するようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記所定の基準頻度は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数に基づいて決定されるようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記第１の補間処理はラグランジェ補間処理又はスプライン補間処理であり、前記第２の補間処理は零次補間処理であり、前記選択部は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上である場合、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力に切り替えるようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記デジタルオーディオ信号を前記第１の補間処理によって補間する第１の補間処理部と、前記デジタルオーディオ信号を前記第２の補間処理によって補間する第２の補間処理部と、を含み、前記選択部は、出力部に入力する信号を、前記判別部による判別結果に応じて、前記第１の補間処理部から出力される前記第１の補間デジタルオーディオ信号信号と、前記第２の補間処理部から出力される前記第２の補間デジタルオーディオ信号と、の間で切り替えるようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記デジタルオーディオ信号を前記第１の補間処理によって補間する第１の補間処理部と、前記デジタルオーディオ信号を前記第２の補間処理によって補間する第２の補間処理部と、を含み、前記選択部は、前記デジタルオーディオ信号の入力先を、前記判別部による判別結果に応じて、前記第１の補間処理部と、前記第２の補間処理部と、の間で切り替えるようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記デジタルオーディオ信号を補間する補間処理部と、第１の係数を記憶する第１の係数記憶部と、第２の係数を記憶する第２の係数記憶部と、を含み、前記選択部は、前記補間処理部に用いられる係数を、前記判別部による判別結果に応じて、前記第１の係数と前記第２の係数との間で切り替えるようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記判別部は、注目サンプリング点と、該注目サンプリング点から所定時間前までの間に含まれるサンプリング点と、の各々における信号の極性の組み合わせに、所定パターンが含まれるか否かを判別する所定パターン検出部を含み、前記選択部は、前記出力を、前記所定パターン検出部による検出結果に応じて、前記第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間で切り替えるようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記所定パターン検出部は、所定のタイミング信号の入力に応じて、前記注目サンプリング点を変更し、前記選択部は、前記出力を、前記所定パターン検出部による検出結果の履歴に応じて、前記第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間で切り替えるようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記選択部は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング点において、前記第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間の切り替えを行うようにしてもよい。

また、本発明の一観点に係るオーディオ信号出力方法は、デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別するステップと、出力を、該判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号を第１の補間処理によって補間してなる第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記デジタルオーディオ信号を第２の補間処理によって補間してなる第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間で切り替えるステップと、を含むことを特徴とするオーディオ信号出力方法である。

また、本発明の一観点に係るオーディオ信号出力装置は、２種類以上のオーバーサンプリング信号処理を行なうことが可能なオーバーサンプリング信号処理手段と、デジタル音声信号の高域成分を検出する高域成分検出手段を有し、該高域成分検出手段によって高域成分が検出された場合に、前記オーバーサンプリング信号処理手段に、オーバーサンプリングフィルタ処理を選択させることを特徴とする。

また、本発明の一態様では、前記オーバーサンプリング信号処理手段が、少なくともオーバーサンプリングフィルタ処理手段を含む２種類以上のオーバーサンプリング信号処理手段を有し、前記高域成分検出手段によって高域成分が検出された場合に、前記オーバーサンプリング信号処理手段の中から前記オーバーサンプリングフィルタ処理手段を選択するようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記オーバーサンプリング信号処理手段が、少なくともオーバーサンプリングフィルタ処理手段を含む２種類以上のオーバーサンプリング信号処理手段を有し、前記高域成分検出手段によって高域成分が検出された場合に、前記オーバーサンプリング信号処理手段が処理した結果を選択するようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記オーバーサンプリング信号処理手段が、少なくともオーバーサンプリングフィルタ係数を含む選択可能な２種類以上のフィルタ係数を有し、前記高域成分検出手段によって高域成分が検出された場合に、前記フィルタ係数の中からオーバーサンプリングフィルタ係数を選択するようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、前記高域成分検出手段は高域成分が連続していることを検出するものであり、該高域成分検出手段によって高域成分が連続していることが検出された場合に、オーバーサンプリングフィルタ処理手段を選択するようにしてもよい。

また、本発明の一態様では、オーバーサンプリング信号処理の選択を行なうタイミングが、入力信号のサンプリング位置からであってもよい。こうすれば、信号の不連続を回避することが可能である。

また、本発明の一観点に係るオーディオ信号出力装置は、ラグランジェ補間処理手段と、オーバーサンプリングフィルタ処理手段と、デジタル音声信号の高域成分を検出する高域成分検出手段を有し、高域成分が検出された場合に、オーバーサンプリングフィルタ処理手段を選択することを特徴とする。

本発明の実施形態に係るオーディオ信号出力装置のブロック図である。 本発明の他の実施形態に係るオーディオ信号出力装置のブロック図である。 フィルタ回路の一例を説明するためのブロック図である。 高域信号検出処理部の説明図である。 ラグランジェ補間処理の説明図である。 ラグランジェ補間処理の説明図である。 零次補間処理の説明図である。 零次補間処理の説明図である。 零次補間処理の説明図である。 零次補間処理の説明図である。 ラグランジェ補間処理を行った場合に得られる波形と零次補間処理を行った場合に得られる波形とを示す図である。 切り替えタイミングを制御する実施形態のブロック図である。 フィルタ回路の他の一例を説明するためのブロック図である。 ラグランジェ補間後のデジタル信号から得られるアナログ信号の波形を示す図である。 ラグランジェ補間後のデジタル信号から得られるアナログ信号の波形を示す図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態の一例について説明する。

図１に、本発明の実施形態に係るオーディオ信号出力装置のブロック図を示す。図１に示すオーディオ信号出力装置は、入力部１と、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）２と、フィルタ回路３と、出力部４と、制御部５と、を含んでいる。このオーディオ信号出力装置は、オーディオ・ビジュアル（Audio Visual：ＡＶ）アンプ等の増幅装置である。このオーディオ信号出力装置には、ＣＤ（Compact Disk）プレーヤやＤＶＤ（Digital Versatile Disc）プレーヤ等の再生装置から出力されるデジタルオーディオデータが入力される。

入力部１は、再生装置からのデジタルオーディオデータ（デジタルオーディオ信号）の入力を受け付ける。

ＤＳＰ２は、入力部１に入力されたデジタルオーディオデータに伸張や残響音の付加等の信号処理を施す。

フィルタ回路３は、以下で詳述するように、ＤＳＰ２から出力されたデジタルオーディオデータにオーバーサンプリング等のフィルタ処理を施す。

出力部４は、ＤＡ（Digital to Analog）変換部を含み、フィルタ回路３から出力されるデジタルオーディオデータをアナログオーディオ信号（アナログオーディオデータ）に変換する。出力部４は、アナログオーディオ信号を出力部４と接続されたスピーカ等に出力する。

制御部５は、入力部１と、ＤＳＰ２と、フィルタ回路３と、出力部４とを制御する。制御部５は例えばＣＰＵによって構成されてもよい。

ここで、本発明は、図１に示すような増幅装置に限られず、他のオーディオ信号出力装置、例えば、ＣＤプレーヤ、ＤＶＤプレーヤ等の再生装置にも適用可能である。図２に、本発明の他の実施形態に係るオーディオ信号出力装置のブロック図を示す。図２において、図１に示すオーディオ信号出力装置と同一の構成要素には同一の符号を付している。また、それらの構成要素については説明を省略する。図２に示すオーディオ信号出力装置は、ディスク再生部６と、ＤＳＰ２と、フィルタ回路３と、出力部４と、制御部５と、を含んでいる。

ディスク再生部６は、ＣＤやＤＶＤ等のディスクに記録されたデジタルオーディオデータを読み取る。ディスク再生部６によって読み取られたデジタルオーディオデータは、ＤＳＰ２及びフィルタ回路３によって所定の信号処理が施され、出力部４によってアナログオーディオ信号に変換され、スピーカ等に出力される。

図３に、本実施の形態に係るフィルタ回路３のブロック図を示す。図３に示すフィルタ回路３は、バッファ１２と、ラグランジェ補間処理部１３（第１の補間処理部）と、零次補間処理部１４（第２の補間処理部）と、セレクタ１５（選択部）と、高域信号検出処理部１６（判別部）と、を含んでいる。また、高域信号検出処理部１６は、高域信号パターン検出部１７と、判定部１８と、カウンタ部１９と、を含んでいる。

また、図４に、図３の高域信号検出処理部１６の一例の説明図を示す。図４において、図３と同じ部分には同じ符号を付している。図４に示すように、高域信号パターン検出部１７はシフトレジスタ２０と照合部２１とを含んでいる。判定部１８はシフトレジスタ２２とＮＯＲ回路２３とを含んでいる。カウンタ部１９はカウンタ２４とＮＯＴ回路２５とを含んでいる。

バッファ１２は、ＤＳＰ２から出力されたデジタルオーディオ信号を一時的に保持する。バッファ１２に保持されるデジタルオーディオ信号は、ラグランジェ補間処理部１３及び零次補間処理部１４の双方に入力される。

ラグランジェ補間処理部１３は、バッファ１２から入力されるデジタルオーディオ信号に対し、ラグランジェ補間処理に基づくオーバーサンプリング処理を実行する。すなわち、ラグランジェ補間処理部１３は、デジタルオーディオ信号をラグランジェ補間処理によって補間（オーバーサンプリング）してなる補間デジタルオーディオ信号をセレクタ１５に入力する。ラグランジェ補間処理部１３は、一般的なＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成される。

フィルタ回路３に入力されるデジタルオーディオ信号は、所定の上限周波数で帯域の制限されたアナログオーディオ信号がサンプリングされてなるデジタルオーディオ信号である。例えばＣＤフォーマットの場合、サンプリング周波数４４．１ｋＨｚで、２０ｋＨｚ以下の帯域のアナログオーディオ信号がサンプリングされてなるデジタルオーディオ信号である。このため、一般に可聴帯域とされている２０Ｈｚから２０ｋＨｚの音声データがＣＤから再生されることになる。人間の脳は２０ｋＨｚ以上の音に対しても反応するといわれており、一般の音源には２０ｋＨｚ以上の信号を出力するものも存在するが、ＣＤに記録される際に２０ｋＨｚより大きい帯域の信号はフィルタ処理で除去されてしまう。この除去された信号を復元することは困難である。しかし、音が空気中を伝わるときは、急激な変化をせずに滑らかな変化をしていると仮定することはできる。そこで、Ｎ個のサンプルポイントを通過する滑らかな曲線の変換式を求めて任意のサンプルポイントを決定することが可能である。そのための方法としてラグランジェ補間処理方法がある。ラグランジェ補間公式は下記数式１で表される。ラグランジェ補間公式によれば、（ｎ＋１）個のサンプルポイントの各振幅の値から任意のポイントｘの振幅の値を求めることが可能となる。

ラグランジェ補間処理部１３は、このラグランジェ補間公式を用いて補間処理（オーバーサンプリング処理）を実行する。図５及び図６に、ラグランジェ補間処理部１３におけるオーバーサンプリング（補間）処理の説明図を示す。図５及び図６において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表している。図５は、オーバーサンプリング処理の対象であるデジタルオーディオデータを示している。図５において、白丸はデジタルオーディオデータのサンプリングポイントを示している。図６は、ラグランジェ補間公式を用いた補間後のデジタルオーディオデータを示している。ラグランジェ補間公式を用いて補間するポイントを、デジタルオーディオデータのサンプリングポイントの中間とした場合、図６において黒丸で示されるサンプルデータが補間される。この場合、２倍オーバーサンプリングが行われることになるので、デジタルオーディオデータのサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚであった場合には、サンプリング周波数を８８．２ｋＨｚにすることができる。

しかし、デジタルオーディオデータの高域（サンプリング周波数４４．１ｋＨｚの１／２付近である２０ｋＨｚ）部分のオーバーサンプリングをラグランジェ補間処理を用いて行う場合、折り返しノイズなどの影響を受けやすく、歪率が上がりやすいという問題がある（図１４参照）。この場合、歪率を下げるためには、サンプリングポイントを増やす必要があるが、サンプリングポイントを増やすと滑らかさが失われてしまうという問題がある。

零次補間処理部（オーバーサンプリングフィルタ処理部）１４は、バッファ１２から入力されるデジタルオーディオ信号に対し、零次補間処理（オーバーサンプリングフィルタ処理）に基づくオーバーサンプリング処理を実行する。すなわち、零次補間処理部１４は、デジタルオーディオ信号を零次補間（補間フィルタによる補間）によって補間（オーバーサンプリング）してなる補間デジタルオーディオ信号をセレクタ１５に入力する。零次補間処理部１４は、一般的なＦＩＲフィルタとして構成される。なお、零次補間処理では、サンプリング点の間にゼロ信号を追加することによって補間が行われる。

図７乃至図１０に、零次補間処理部１４におけるオーバーサンプリング処理の説明図を示す。図７乃至図１０において、横軸は時間を表し、縦軸は振幅を表している。図７は、オーバーサンプリング処理の対象であるデジタルオーディオデータを示している。図７において、白丸はデジタルオーディオデータのサンプリングポイントを示している。２倍オーバーサンプリングが行われる場合、図８に示すように、デジタルオーディオデータのサンプリングポイントの中間にゼロ信号（黒丸）が挿入（補間）される。次に、図８に示すデータがローパスフィルタに通されることにより、図９に示すようなデータが生成される。この場合、図９に示すデータの振幅は図７に示すデータの振幅の１／２になるので、元の振幅に戻すために、図９に示すデータの振幅が２倍される。このようにして、零次補間処理部１４は、図１０に示すような２倍オーバーサンプリングされたデータを得る。

このような零次補間処理を行った場合に得られる波形は、ラグランジェ補間処理やスプライン補間処理を行った場合に得られる波形と比べて、あまり滑らかではない。しかし、折り返しノイズを十分抑制可能なフィルタ特性を持ったデジタルフィルタを通過させる零次補間処理では、ゼロ信号が挿入されるため、折り返しノイズの影響を受けにくい。このため、信号波形が複雑な高域（例えば、２０ｋＨｚ付近）では、ラグランジェ補間処理やスプライン補間処理よりも歪の少ない波形が得られる。

セレクタ１５は、オーディオ信号出力装置の出力を、高域信号検出処理部１６から入力される信号に応じて、デジタルオーディオ信号をラグランジェ補間処理（第１の補間処理）によって補間（オーバーサンプリング）してなる補間デジタルオーディオ信号（第１の補間デジタルオーディオ信号）に基づく出力と、デジタルオーディオ信号を零次補間処理（第２の補間処理）によって補間（オーバーサンプリング）してなるデジタルオーディオ信号（第２の補間デジタルオーディオ信号）に基づく出力との間で切り替える。言い換えれば、セレクタ１５は、デジタルオーディオ信号をラグランジェ補間処理によって補間してなる補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、デジタルオーディオ信号を零次補間処理によって補間してなる補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、のいずれか一方を、高域信号検出処理部１６から入力される信号に基づいて制限する。

本実施の形態に係るセレクタ１５は、ラグランジェ補間処理部１３及び零次補間処理部１４の両方から出力される補間デジタルオーディオデータを受け付ける。そして、セレクタ１５は、高域信号検出処理部１６から入力される信号に基づいて、それらのいずれか一方を処理音声信号データとして出力部４に出力する。後述するように、セレクタ１５には「０」又は「１」を表す信号が高域信号検出処理部１６（カウンタ部１９）から入力される。セレクタ１５は、「０」を表す信号が入力された場合、ラグランジェ補間処理部１３から出力される補間デジタルオーディオデータを出力部４に出力する。また、セレクタ１５は、「１」を表す信号が入力された場合、零次補間処理部１４から出力される補間デジタルオーディオデータを出力部４に出力する。

高域信号検出処理部１６は、ＤＳＰ２から入力されるデジタルオーディオデータに含まれる高域信号（高域成分）を検出する。デジタルオーディオデータの高域部分（例えば、サンプリング周波数が４４．１ｋＨｚのデジタルオーディオデータの場合、サンプリング周波数４４．１ｋＨｚの１／２付近）では、ゼロクロスの頻度（単位時間当たりのゼロクロスの回数）が高くなる。ゼロクロスは、デジタルオーディオデータの符号（信号の振幅の極性）が正（＋）から負（−）、または、負（−）から正（＋）と反転する場合である。すなわち、連続する２つのサンプルデータ（時系列として隣り合う２つのサンプルデータ）の一方の符号が正（＋）となり、他方の符号が負（−）となる場合である。そこで、高域信号検出処理部１６は、デジタルオーディオデータの高域成分を検出するために、ＤＳＰ２から入力されるデジタルオーディオデータのゼロクロスの頻度を判別する。例えば、高域信号検出処理部１６は、所定時間内におけるゼロクロスの回数やゼロクロスポイント間の時間間隔等を判断することによって、デジタルオーディオデータのゼロクロスの頻度を判別する。高域信号検出処理部１６は、その判別結果に基づく信号をセレクタ１５に入力する。

図４に示したように、高域信号検出処理部１６は、高域信号パターン検出部１７と、判定部１８と、カウンタ部１９と、を含んでいる。

高域信号パターン検出部１７は、デジタルオーディオデータのゼロクロスの頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別する。なお、基準頻度は、デジタルオーディオデータのサンプリング周波数に基づいて決定される。具体的には、デジタルオーディオデータの高域部分（サンプリング周波数の１／２付近）におけるゼロクロスの頻度に基づいて決定される。本実施の形態における高域信号パターン検出部１７は、連続する所定数（本実施の形態では４つ）のサンプルデータの符号に基づいて、所定回数（本実施の形態では２回）以上のゼロクロスが検出されるか否かを判別する。より詳しくは、高域信号パターン検出部１７は、注目サンプリング点と、該注目サンプリング点との時間差が所定条件を満足するサンプリング点と、における信号の極性の組み合わせに基づいて、所定時間内におけるゼロクロスの回数が所定回数（本実施の形態では２回）以上であるか否かを判別する。音声信号のＰＣＭ（Pulse Code Modulation）コードでは、ＭＳＢ（Most Significant Bit）が符号を示している。そこで、上記判別は、各サンプルデータのＭＳＢに基づいて行われる。

高域信号パターン検出部１７における高域信号パターン検出方法について、図４により、より詳しく説明する。図４に示したように、高域信号パターン検出部１７は、４ビットのシフトレジスタ２０と照合部２１とを含んでいる。

シフトレジスタ２０には、入力されるデジタルオーディオデータの連続する４つのサンプルデータのＭＳＢが記憶される。より詳しくは、シフトレジスタ２０には、注目サンプリング点と、注目サンプリング点から３サンプリング周期前までの間に含まれるサンプリング点と、の各々に対応するサンプルデータのＭＳＢが時系列順に記憶される。ＰＣＭデータのＭＳＢは符号ビットであり、信号の極性が正（＋）である場合には「０」となり、信号の極性が負（−）である場合には「１」となる。デジタルオーディオデータのサンプリング周波数（本実施の形態では４４．１ｋＨｚ）ｆｓの動作クロックのパルスが入力されるごとに、シフトレジスタ２０に記憶されるデータがシフトされるとともに、次のサンプルデータのＭＳＢがシフトレジスタ２０に入力される。すなわち、注目サンプリング点の次のサンプリング点（注目サンプリング点から１サンプリング周期後のサンプリング点）が新たに注目サンプリング点となり、新たな注目サンプリング点と、該注目サンプリング点から３つ前までのサンプリング点と、の各々に対応するサンプリングデータのＭＳＢがシフトレジスタ２０に時系列順に保持される。

照合部２１は、シフトレジスタ２０に記憶された４ビットのデータと、所定の高域信号パターン（高域成分パターン）とを照合する。本実施の形態における高域信号パターンは、連続する４つのサンプルデータから２回以上のゼロクロスが検出されるようなＭＳＢの組み合わせを示している。連続する２つのサンプルデータのＭＳＢの組み合わせが（０，１）、または、（１，０）である場合、デジタルオーディオデータは１回ゼロクロスする。このため、連続する４つのサンプルデータのＭＳＢの組み合わせが（０，０，１，０），（０，１，０，０），（１，０，１，１），（１，１，０，１），（１，０，０，１），（０，１，１，０）である場合、２回のゼロクロスが検出されることになる。また、連続する４つのサンプルデータのＭＳＢの組み合わせが（０，１，０，１），（１，０，１，０）である場合、３回のゼロクロスが検出されることになる。そこで、照合部２１は、シフトレジスタ２０に保持された４ビットのデータが、「００１０」，「０１００」，「１０１１」，「１１０１」，「１００１」，「０１１０」，「０１０１」，「１０１０」の８つの高域信号パターンのいずれかに一致するか否かを判断する。言い換えれば、照合部２１は、シフトレジスタ２０に保持された４ビットのデータの中に「０１」又は「１０」のパターンが２以上（具体的には２又は３つ）含まれるか否かを判断する。

例えば、シフトレジスタ２０に記憶されたデータが「０１００」である場合、照合部２１によって、シフトレジスタ２０に記憶されたデータが高域信号パターンと一致すると判断され、高域信号パターンが検出されたことを示す検出結果データ（本実施の形態では「１」）が判定部１８に対して出力される。一方、シフトレジスタ２０に記憶されたデータが上記８つの高域信号パターンのいずれとも一致しない場合、照合部２１によって、高域信号パターンが検出されなかったことを示す検出結果データ（本実施の形態では「０」）が判定部１８に対して出力される。

判定部１８は、高域信号パターン検出部１７（照合部２１）から入力される検出結果データが所定条件を満足するか否かを判定する。例えば、判定部１８は、高域信号パターン検出部１７（照合部２１）から入力される検出結果データの履歴が所定条件を満足するか否かを判定する。

本実施の形態における判定部１８は、高域信号パターン検出部１７から入力される最新の４つの検出結果データを記憶し、それらの検出結果データのうちに高域信号パターンが検出されたことを示す検出結果データが含まれているか否かを判定する。そして、判定部１８は、その判定結果を示す判定結果信号をカウンタ部１９に入力する。

図４に示したように、判定部１８は、４ビットのシフトレジスタ２２とＮＯＲ回路２３とを含んでいる。

シフトレジスタ２２には、高域信号パターン検出部１７から出力される最新の４つの検出結果データが記憶される。デジタルオーディオデータのサンプリング周波数ｆｓ（本実施の形態の場合、４４．１ｋＨｚ）の動作クロックのパルスが入力されるごとに、シフトレジスタ２２に記憶されるデータがシフトされるとともに、次の検出結果データがシフトレジスタ２２に入力される。本実施の形態では、高域信号パターン検出部１７から出力される検出結果データは、高域信号パターンが検出された場合には「１」となり、高域信号パターンが検出されなかった場合には「０」となる。

ＮＯＲ回路２３には、シフトレジスタ２２に記憶されるデータが入力される。また、ＮＯＲ回路２３からの出力は、カウンタ部１９のリセット信号入力部（ＲＳＴ）に入力される。このため、シフトレジスタ２２に記憶されたデータのすべてのビットが「０」である場合、すなわち、最新の４つの検出結果データがすべて「０」である場合、「１」を表す判定結果信号がカウンタ部１９のリセット信号入力部に入力される。言い換えれば、カウンタ２４をリセットするための信号がカウンタ部１９に入力される。一方、シフトレジスタ２２に記憶されたデータのいずれかのビットが「１」である場合、すなわち、最新の４つの検出結果データのうちのいずれかが「１」である場合、「０」を表す判定結果信号がカウンタ部１９のリセット信号入力部に入力される。この場合、カウンタ２４をリセットするための信号はカウンタ部１９に入力されないことになる。

以上のように、判定部１８は、高域信号パターン検出部１７から出力された連続する４つの検出結果データがすべて「０」である場合、すなわち、高域信号パターン検出部１７から「高域信号パターンが検出されなかったことを示す検出結果データ」が４回連続して入力された場合、カウンタ２４をリセットするための信号をカウンタ部１９に出力する。

楽音には高域部分が多く存在するとともに、振幅の大きい低域部分が存在する場合が多い。振幅の大きい低域部分では、頻繁にゼロクロスすることがなくなるため、絶えず、カウンタ部２４をリセットするための信号がカウンタ部１９に入力されることになる。

カウンタ部１９は、図４に示したように、カウンタ２４とＮＯＴ回路２５とを含んでいる。カウンタ２４は、デジタルオーディオデータのサンプリング周波数ｆｓ（本実施の形態の場合、４４．１ｋＨｚ）の動作クロックのパルスが入力されるごとにカウントアップされる。カウンタ２４のカウント値は２進数で表される。カウンタ値の（ｎ＋１）桁目のビット（Ｑｎ）の値を表す信号は、選択判定用信号としてセレクタ１５に入力されるとともに、ＮＯＴ回路２５を介して、カウンタ２４のイネーブル信号入力部（ＥＮ）に入力される。なお、ｎは自然数であり、その値は予め定められるものである。

例えば、ｎを２とした場合において、カウンタ値が「０００」の状態からカウンタ２４が３回カウントアップされた場合、カウント値は「０１１」となる。そして、さらにカウントアップされた場合、すなわち、カウンタ値が「０００」の状態からカウンタ２４が４回（２の２乗回）カウントアップされた場合、カウント値は「１００」となり、３桁目のビット（Ｑ２）が「１」となる。つまり、２進数で表したカウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Ｑｎ）が「１」になるとき、カウンタ２４が２のｎ乗回カウントアップされたことになる。

カウンタ２４のカウント値の（ｎ＋１）桁目のビット（Ｑｎ）が「０」である場合、「０」を表す信号がセレクタ１５に入力される。つまり、ラグランジェ補間処理部１３からの出力信号を選択させるための信号がセレクタ１５に入力される。

一方、カウンタ２４をリセットするための信号が判定部１８から入力される前に、カウンタ２４が２のｎ乗回カウントアップされた場合、すなわち、カウンタ値の（ｎ＋１）桁目のビット（Ｑｎ）が「１」になった場合、カウンタ２４のイネーブル信号入力部に「０」を表す信号が入力され、カウントアップが停止される。この場合、「１」を表す信号がセレクタ１５に入力される。つまり、零次補間処理部１４からの出力信号を選択させるための信号がセレクタ１５に入力される。例えば、サンプリング周波数（例えば４４．１ｋＨｚ）の１／２付近の高域部分（高周波部分）では、高域信号パターン検出部１７によって絶えず高域信号パターンが検出され、カウンタ部１９のカウンタ２４がリセットされることがなく、カウンタ２４はカウントアップされ続ける。そして、カウンタ値の（ｎ＋１）桁目のビット（Ｑｎ）が「１」になると、零次補間処理部１４からの出力信号がセレクタ１５において選択される。

また、カウンタ２４をリセットするための信号が判定部１８から入力されると、カウンタ値は「０００」に初期化される。この場合、カウンタ２４のイネーブル信号入力部に「１」を表す信号が入力され、カウントアップが開始される。また、セレクタ１５に「０」を表す信号が入力される。すなわち、ラグランジェ補間処理部１３からの出力信号を選択させるための信号がセレクタ１５に入力される。

以上のように、本実施の形態における高域信号検出処理部１６は、高域信号パターン検出部１７による検出結果に基づいて、「０」又は「１」を表す信号をセレクタ１５に入力する。「１」を表す信号がセレクタ１５に入力された場合、すなわち、入力されたデジタルオーディオデータ中に高域信号パターンが検出された場合、零次補間処理部１４からの出力信号がセレクタ１５によって選択される。一方、「０」を表す信号がセレクタ１５に入力された場合、すなわち、高域信号パターンが検出されない場合（中低域の場合）、ラグランジェ補間処理部１３からの出力信号がセレクタ１５によって選択される。

なお、本実施の形態では、高域信号パターン検出部１７によって高域信号パターンが検出されても、零次補間処理部１４からの出力信号がセレクタ１５によって直ちに選択されるのではなく、その状態が所定時間継続するか否かが判定部１８及びカウンタ部１９によって判定される。そして、その判定結果に基づいて、零次補間処理部１４からの出力信号がセレクタ１５によって選択される。このため、出力に係るオーバーサンプリング処理の切り替えが頻繁に行われることにより出力が不安定にならないように図られている。

図１１に、デジタルオーディオデータの高域部分について、ラグランジェ補間処理を行った場合にＤＡ変換によって得られる波形と、零次補間処理（オーバーサンプリングフィルタ処理）を行った場合にＤＡ変換によって得られる波形と、を比較する図を示す。図中、実線は元のアナログ信号の波形を示し、破線はラグランジェ補間処理によるオーバーサンプリングを行った場合に得られる波形を示す。符号「○」は元々のデジタルオーディオデータのサンプリングデータを示している。また、図１１は、ａ時点とｅ時点のサンプリング点の間を４分割する３点を補間する場合について示している。符号「□」は、零次補間によって補間された補間サンプルデータを示し、符号「△」は、ラグランジェ補間によって補間された補間サンプルデータを示す。

図１１に示すように、符号「△」は実線からはずれた位置に補間されている。すなわち、ラグランジェ補間を用いたオーバーサンプリングを行った場合には、元波形（実線で示す正弦波）に比較して歪みが発生している。これに対し、符号「□」はほぼ実線上に補間されている。すなわち、零次補間を用いたオーバーサンプリングを行った場合には、ラグランジェ補間を用いた場合に比較してより歪みの少ない、忠実度の高い波形が得られることがわかる。

以上説明したように、本実施の形態に係るオーディオ信号出力装置によれば、デジタルオーディオ信号の高域成分を検出し、その検出結果に基づいて、出力に係るオーバーサンプリング処理（補間処理）を切り替えることが可能となる。その結果、波形の緩やかな中低域では、より滑らかな波形を得ることができるラグランジェ補間によるオーバーサンプリング処理が行われたデジタルオーディオ信号に基づく出力を行い、波形が複雑で折り返しノイズの影響を受けやすい高域では、高域の信号処理により適した零次補間によるオーバーサンプリング処理が行われたデジタルオーディオ信号に基づく出力を行うことが可能となる。これにより、全体として滑らかな波形を有する、忠実度の高い信号の再生が可能となる。すなわち、所定の上限周波数で帯域の制限されたアナログオーディオ信号がサンプリングされてなるデジタルオーディオ信号に基づく音声を出力する場合に、中低域及び高域のいずれにおいても、元のアナログオーディオ信号が好適に再現されるように図りつつ、高域の不足感の改善を実現することが可能となる。

なお、上記実施の形態において、出力に係るオーバーサンプリング処理（補間処理）の切り換えのタイミングは、元々のデジタルオーディオ信号のサンプリング位置と一致させることが好ましい。すなわち、セレクタ１５においてラグランジェ補間処理部１３からの出力信号が選択される状態から、零次補間処理部１４からの出力信号が選択される状態への切り替えは、デジタルオーディオ信号の元々のサンプリング点に合わせて行われるのが好ましい。

例えば図１１の例において、ａ時点で切り替えが行われた場合、ａ時点からｂ時点までの間において、信号の振幅は、ａ時点において符号「○」で示される状態からｂ時点において符号「□」で示される状態へと変化することになる。したがって、切り替え時において信号が比較的スムーズに変化することになる。一方、ｂ時点で切り替えが行われた場合、ｂ時点からｃ時点までの間において、信号の振幅は、ｂ時点において符号「△」で示される状態からｃ時点において符号「□」で示される状態へと変化することになる。したがって、切り替え時において信号が不連続に変化し、ノイズが発生する原因となる。

このように、切り替えが行われるタイミングを入力信号のサンプリング位置と一致させることによって、ノイズの発生を抑えることができる。図１２に、これを可能とする他の実施形態を示す。図１２に示す例では、高域信号検出処理部１６とセレクタ１５との間にラッチ部２６が介在されている。ラッチ部２６は、高域信号検出処理部１６から出力される信号を、ＤＳＰ２及び高域信号検出処理部１６に入力されるデジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の動作クロック信号Ｆｓでラッチし、または、サンプリング周波数の動作クロック信号Ｆｓに同期してラッチし、セレクタ１５に送出する。すなわち、ラッチ部２６は、高域信号検出処理部１６から出力される信号のセレクタ１５への供給を、デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の動作クロック信号Ｆｓに基づいて制限する。このようにすることによって、出力に係るオーバーサンプリング処理（補間処理）の切り替えが任意の時点で行われることがなくなる。すなわち、切り替えが元々のサンプリング点以外のタイミングで行われることがなくなる。このため、サンプリング点以外のタイミングで切り替えが行なわれることによる波形の乱れに起因するクリックノイズの発生を回避できる。

また、上記実施の形態において、ＣＤフォーマットのデジタルオーディオデータ（サンプリング周波数４４．１ｋＨｚのデジタルオーディオデータ）を対象として、照合部２１による照合が図４に示す高域信号パターンを用いて行われる場合、約１１ｋＨｚ付近で、出力部４に供される信号が、ラグランジェ補間処理部１３の出力信号から零次補間処理部１４の出力信号に切り替えられる。また、図４に示す８つの高域信号パターンのうちから「０１１０」及び「１００１」のパターンを除いた場合、約１３ｋＨｚ付近で、出力部４に供される信号が、ラグランジェ補間処理部１３の出力信号から零次補間処理部１４の出力信号に切り替えられる。

ラグランジェ補間処理では、多項式によって補間サンプルデータが算出されるため、次数が大きくなるほど、すなわち、元々のサンプリング点が多くなるほど、元々の波形からのずれが小さい補間サンプルデータを算出できるようになる。このため、ラグランジェ補間処理では、サンプリング点が多くなると、極端な歪が増加する周波数が高くなる。サンプリング点が多いことにより、極端な歪が増加する周波数が例えば１５ｋＨｚ程度となるような場合、ラグランジェ補間処理から零次補間処理への切り替えは約１３ｋＨｚ付近で行われれば十分であるため、図４に示す８つの高域信号パターンから「０１１０」及び「１００１」を除くようにしてもよい。こうすれば、音質を改善するという効果が発揮されるように担保しつつ、音楽再生時において、出力に係るオーバーサンプリング処理（補間処理）が切り替えられる回数を少なくすることができる。

なお、本発明は以上に説明した実施の形態に限定されるものではない。

例えば、上記実施の形態では、オーバーサンプリング処理がラグランジェ補間処理部１３と零次補間処理部１４との双方で並行して実行されるようにした。そして、それらの処理結果のうちのセレクタ１５によって選択された一方が出力部４に供給されるようにした。しかし、出力に供されるデジタルオーディオ信号を、ラグランジェ補間処理によってオーバーサンプリングされた信号と、零次補間処理によってオーバーサンプリングされた信号との間で切り替える方法はこれに限られない。

図１３に、本実施の形態に係るフィルタ回路の他の一例を説明するためのブロック図を示す。図中、図３，図４と同じ部分には同じ符号を付している。また、それらの構成要素については説明を省略する。図１３に示すフィルタ回路３は、補間処理部２７と、ラグランジェ補間係数記憶部２８（第１の係数記憶部）と、零次補間係数記憶部２９（第２の係数記憶部）と、を含んでいる。補間処理部２７は、一般的なＦＩＲフィルタとして構成される。ラグランジェ補間係数記憶部２８には、補間処理部２７（ＦＩＲフィルタ）をラグランジェ補間処理部として機能させるためのフィルタ係数（第１の係数）が記憶される。零次補間係数記憶部２９には、補間処理部２７（ＦＩＲフィルタ）を零次補間処理部として機能させるためのフィルタ係数（第２の係数）が記憶される。このフィルタ回路３では、補間処理部２７におけるフィルタ係数が切り替えられることによって、出力に係るオーバーサンプリング処理（補間処理）がラグランジェ補間処理と零次補間処理との間で切り替えられる。つまり、セレクタ１５は、高域信号検出処理部１６から入力される信号に基づいて、ラグランジェ補間係数記憶部２８又は零次補間係数記憶部２９のいずれかからフィルタ係数を読み出す。ラグランジェ補間係数記憶部２８に記憶されたフィルタ係数が読み出された場合、補間処理部２７では、このフィルタ係数に基づいてラグランジェ補間処理が行われる。一方、零次補間係数記憶部２９に記憶された係数が読み出された場合、補間処理部２７では、このフィルタ係数に基づいて零次補間処理が行われる。このように、高域信号検出処理部１６から入力される信号に基づいて、補間処理部２７において用いられるフィルタ係数の選択を行うことにより、補間処理部２７の処理動作を切り替えることができる。このようにしても、出力部４に入力されるデジタルオーディオ信号を、ラグランジェ補間処理によってオーバーサンプリングされた信号と、零次補間処理によってオーバーサンプリングされた信号との間で切り替えることができる。

また、図３に示すフィルタ回路３において、バッファ１２の前又は後にセレクタ１５を設けるようにしてもよい。すなわち、高域信号検出処理部１６から出力される信号に基づいて、ラグランジェ補間処理部１３又は零次補間処理部１４のいずれか一方にのみデジタルオーディオデータが入力されるようにしてもよい。このようにしても、出力部４に入力されるデジタルオーディオ信号を、ラグランジェ補間処理によってオーバーサンプリングされた信号と、零次補間処理によってオーバーサンプリングされた信号との間で切り替えることができる。

さらに、ラグランジェ補間処理部１３及び零次補間処理部１４の両方からの出力される補間デジタルオーディオ信号が出力部４に入力されるようにし、セレクタ１５によって、いずれかの補間デジタルオーディオ信号に基づく出力が出力部４において制限されるようにしてもよい。

また例えば、上記実施の形態では、出力に係るオーバーサンプリング処理として、ラグランジェ補間処理と零次補間処理（オーバーサンプリングフィルタ処理）とが切り換えられるようにしたが、これに限られない。例えば、ラグランジェ補間処理の代わりに、少なくとも中低域において滑らかな再生波形が得られる他の補間処理が用いられるようにしてもよい。例えば、スプライン補間処理が用いられるようにしてもよい。すなわち、グランジェ補間処理部１３に代えて、デジタルオーディオ信号をスプライン補間処理によってオーバーサンプリングするスプライン補間処理部が含まれるようにしてもよい。この場合も、ラグランジェ補間処理を用いる場合と同様に、高域において歪みの発生しにくい零次補間処理との間で切り換えを行うことにより、上記実施の形態と同様の効果が得られる。また、例えば、零次補間処理（補間フィルタによる補間処理）の代わりに、高域において歪みが発生しにくい他の補間処理が用いられるようにしてもよい。

また例えば、出力に係るオーバーサンプリング処理（補間処理）は、３種類以上のオーバーサンプリング処理（補間処理）の間で切り替えられるようにしてもよい。

上記で詳細に説明した実施形態は本発明の実施形態の一例に過ぎず、本発明の新規な開示及び利点から大きく逸脱することなしに、当該例示的な実施形態において多くの修正が可能であることは当業者には容易に理解されるであろう。従って、かかる修正のすべてが本発明の範囲内に含まれると意図される。

本発明は、ＡＶアンプ等の増幅装置や、ＣＤプレーヤやＤＶＤプレーヤ等のディスク再生装置等のような、デジタルオーディオデータを取り扱うオーディオ信号出力装置に適用することが可能である。

Claims (9)

1. デジタルオーディオ信号に基づく出力を行うオーディオ信号出力装置において、
   前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別部と、
   前記出力を、前記判別部による判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号を第１の補間処理によって補間してなる第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記デジタルオーディオ信号を第２の補間処理によって補間してなる第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間で切り替える選択部と、
   を含み、
   前記判別部は、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かを判別し、
   前記第１の補間処理は、ラグランジェ補間処理又はスプライン補間処理であり、
   前記第２の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、
   前記選択部は、
   前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記出力を、前記第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力に切り替える第１の選択部と、
   前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記出力を、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力に切り替える第２の選択部と、を含む、
   ことを特徴とするオーディオ信号出力装置。
2. 請求項１に記載のオーディオ信号出力装置であって、
   前記所定の基準頻度は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング周波数に基づいて決定されることを特徴とするオーディオ信号出力装置。
3. 請求項１又は２に記載のオーディオ信号出力装置であって、
   前記デジタルオーディオ信号を前記第１の補間処理によって補間する第１の補間処理部と、
   前記デジタルオーディオ信号を前記第２の補間処理によって補間する第２の補間処理部と、を含み、
   前記選択部は、出力部に入力する信号を、前記判別部による判別結果に応じて、前記第１の補間処理部から出力される前記第１の補間デジタルオーディオ信号と、前記第２の補間処理部から出力される前記第２の補間デジタルオーディオ信号と、の間で切り替える、
   ことを特徴とするオーディオ信号出力装置。
4. 請求項１又は２に記載のオーディオ信号出力装置であって、
   前記デジタルオーディオ信号を前記第１の補間処理によって補間する第１の補間処理部と、
   前記デジタルオーディオ信号を前記第２の補間処理によって補間する第２の補間処理部と、を含み、
   前記選択部は、前記デジタルオーディオ信号の入力先を、前記判別部による判別結果に応じて、前記第１の補間処理部と、前記第２の補間処理部と、の間で切り替える、
   ことを特徴とするオーディオ信号出力装置。
5. 請求項１又は２に記載のオーディオ信号出力装置であって、
   前記デジタルオーディオ信号を補間する補間処理部と、
   前記補間処理部に前記第１の補間処理を行わせるための第１の係数を記憶する第１の係数記憶部と、
   前記補間処理部に前記第２の補間処理を行わせるための第２の係数を記憶する第２の係数記憶部と、を含み、
   前記選択部は、前記補間処理部で用いられる係数を、前記判別部による判別結果に応じて、前記第１の係数と前記第２の係数との間で切り替える、
   ことを特徴とするオーディオ信号出力装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のオーディオ信号出力装置であって、
   前記判別部は、前記デジタルオーディオ信号の、注目サンプリング点と、該注目サンプリング点から所定時間前までの間に含まれるサンプリング点と、の各々における信号の極性の組み合わせに所定パターンが含まれるか否かを判別することによって、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であるか否かを判別することを特徴とするオーディオ信号出力装置。
7. 請求項６に記載のオーディオ信号出力装置であって、
   前記判別部は、所定のタイミング信号の入力に応じて、前記注目サンプリング点を変更し、新たな注目サンプリング点と、該新たな注目サンプリング点から前記所定時間前までの間に含まれるサンプリング点と、の各々における信号の極性の組み合わせに前記所定パターンが含まれるか否かを判別し、
   前記第１の選択部は、前記デジタルオーディオ信号の、前記注目サンプリング点と、該注目サンプリング点から前記所定時間前までの間に含まれるサンプリング点と、の各々における信号の極性の組み合わせに前記所定パターンが含まれないとの判別結果が所定回数連続して得られた場合に、前記出力を、前記第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力に切り替える、
   前記第２の選択部は、前記デジタルオーディオ信号の、前記注目サンプリング点と、該注目サンプリング点から前記所定時間前までの間に含まれるサンプリング点と、の各々における信号の極性の組み合わせに前記所定パターンが含まれないとの判別結果が前記所定回数連続して得られない場合に、前記出力を、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力に切り替える、
   ことを特徴とするオーディオ信号出力装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載のオーディオ信号出力装置であって、
   前記選択部は、前記デジタルオーディオ信号のサンプリング点において、前記第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間の切り替えを行うことを特徴とするオーディオ信号出力装置。
9. デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度を判別する判別ステップと、
   出力を、該判別結果に応じて、前記デジタルオーディオ信号を第１の補間処理によって補間してなる第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、前記デジタルオーディオ信号を第２の補間処理によって補間してなる第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力と、の間で切り替える選択ステップと、
   を含み、
   前記判別ステップでは、前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が所定の基準頻度以上であるか否かが判別され、
   前記第１の補間処理は、ラグランジェ補間処理又はスプライン補間処理であり、
   前記第２の補間処理は、前記デジタルオーディオ信号の各サンプル間にゼロ信号を挿入した後、該デジタルオーディオ信号に対してローパスフィルタ処理を実行する零次補間処理であり、
   前記選択ステップは、
   前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上でないと判別された場合に、前記出力を、前記第１の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力に切り替えるステップと、
   前記デジタルオーディオ信号の極性の反転の頻度が前記所定の基準頻度以上であると判別された場合に、前記出力を、前記第２の補間デジタルオーディオ信号に基づく出力に切り替えるステップと、を含む、
   ことを特徴とするオーディオ信号出力方法。

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