JP4445821B2 - 電流極性検出回路及びそれを有する半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ駆動モータに使用して好適な電流極性検出回路及びそれを有する半導体装置に関する。

近年、家庭用電気機器のモータにはインバータ制御されたブラシレスモータが広く採用されている。ブラシレスモータには、通常、ホール素子やホールICなどの位置センサが設けられ、位置センサからの位置情報に基づいてモータのコイルに電圧を印加するように構成されている。モータのコイルに電圧を印加すると、印加電圧とコイルに発生する誘起電圧により決まる電流がコイルに流れる。誘起電圧の大きさはモータの回転速度により変化する。そのため位置センサからの位置情報に基づいて一定のタイミングで電圧を印加すると、コイルに流れる電流の位相は回転速度により変化することになる。誘起電圧の位相と電流の位相がずれると力率が低下し、モータの効率が低下する。これを防止するためには、電流位相と誘起電圧位相を一致させる位相制御を行う必要がある。電流位相はモータの電流を電流センサでモニタすることにより検出することができる。しかしモータ用の電流センサは高価であり、家庭用電気機器に採用することはできない。

特開平１０−２８５９８２号公報及び特開平１０−３４１５８８号公報には、電流センサを用いずにモータ電流の極性を検出する方法が記載されている。

図１０及び図１１を参照して、特開平１０−２８５９８２号公報に記載された電流極性検出回路を説明する。図１０に示すように、インバータ装置は、上アームスイッチング素子Ｔ１及び下アームスイッチング素子Ｔ４、スイッチング素子Ｔ１及びＴ４を駆動するための駆動回路Ｋ１、Ｋ４を有する。スイッチング素子Ｔ１及びＴ４の中点にモータＭ１のコイルの端子が接続されている。スイッチング素子Ｔ１及びＴ４には、還流ダイオードＤ１、Ｄ４が逆並列に接続されている。下アームスイッチング素子Ｔ４には抵抗Ｒ３が接続されている。

電流極性検出回路は、コンパレータＣ２、及び、ラッチ回路Ｆ２を有する。コンパレータＣ２は、抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲの正負判定を行う。ラッチ回路Ｆ２は、下アーム制御信号ＶＵＢの立ち下がりのタイミングにてコンパレータ出力信号ＶＵＣを反転し、それを電流極性信号ＶＵＰとして出力する。ラッチ回路Ｆ２は、次に下アーム制御信号ＶＵＢが立ち下がるタイミングまでは、直前の信号を保持する。

この例では、上アームスイッチング素子Ｔ１がオフ且つ下アームスイッチング素子Ｔ４がオンのとき、下アーム制御信号ＶＵＢの立ち下がりタイミングで、抵抗Ｒ３に流れる電流の向きをモニタすることにより電流極性を検出する。

図１１を参照して図１０の電流極性検出回路の動作を説明する。図１１Ａは、上アーム制御信号ＶＵＴ、図１１Ｂは、下アーム制御信号ＶＵＢを示す。図１１Ｃは、上アームスイッチング素子Ｔ１の動作、図１１Ｄは、下アームスイッチング素子Ｔ４の動作を示す。Ｈがオン、Ｌがオフである。図１１Ｅは、モータ電流ＩＵＭを示す。モータ電流ＩＵＭはモータに流れ込む電流のことであり、モータへ向かって電流が流れ込むとき極性は正、モータから電流が流れ出すとき極性は負である。図１１Ｆは、抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲ、図１１Ｇは、コンパレータＣ２の出力電圧ＶＵＣ、図１１Ｈは、ラッチ回路Ｆ２の出力電圧ＶＵＰを示す。図１１Ｉは、電流をモニタするタイミング、即ち、ラッチ回路Ｆ２がコンパレータＣ２の出力電圧ＶＵＣをラッチするタイミングを示す。

図１１Ａと図１１Ｂを比較すると、上アーム制御信号ＶＵＴと下アーム制御信号ＶＵＢが同時にオフとなる区間（デッドタイム）が設けられている。これは、上下アームスイッチング素子が同時にオンとなることを防止するために設けたものである。

図１１Ｉに示すように、電流をモニタするタイミングは、下アーム制御信号ＶＵＢが“Ｈ”から“Ｌ”へ立ち下がる時点ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４である。図１１Ｂと図１１Ｄを比較すると判るように、下アーム制御信号ＶＵＢに対して下アームスイッチング素子Ｔ４の動作は僅かに遅れている。従って、下アーム制御信号ＶＵＢが“Ｈ”から“Ｌ”へ立ち下がるタイミングｔ１では、図１１Ｃに示すように上アームスイッチング素子Ｔ１はオフであるが、図１１Ｄに示すように下アームスイッチング素子Ｔ４は未だオンである。

図１１Ｅのモータ電流ＩＵＭが負のとき、即ち、時点ｔ１、ｔ２では、図１１Ｄに示すように下アームスイッチング素子Ｔ４がオンであり、電流はモータから下アームスイッチング素子Ｔ４、抵抗Ｒ３を介してＧＮＤへ流れる。そのため図１１Ｆに示すように、抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲは正となる。

図１１Ｅのモータ電流ＩＵＭが正のとき、即ち、時点ｔ３、ｔ４では、図１１Ｃに示すように上アームスイッチング素子Ｔ１がオフであるため、電流はＧＮＤから抵抗Ｒ３、下アーム還流ダイオードＤ４を介してモータへ流れる。そのため、図１１Ｆに示すように、抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲは負となる。

図１１Ｇのコンパレータ出力電圧ＶＵＣは、抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲの正負判定結果を示す。抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲが正の場合、コンパレータ出力電圧ＶＵＣは“Ｈ”、抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲが負の場合コンパレータ出力電圧ＶＵＣは“Ｌ”となる。

図１１Ｈの電流極性信号ＶＵＰは、下アーム制御信号ＶＵＢの立ち下がりのタイミングにてコンパレータ出力信号ＶＵＣを反転したものである。

図１１Ｅと図１１Ｈを比較すると、モータ電流ＩＵＭが負から正に変わると、電流極性信号ＶＵＰは、“Ｌ”から“Ｈ”へ変わる。電流極性信号ＶＵＰが、“Ｌ”から“Ｈ”になるのは、モータ電流ＩＵＭが正に変わって最初に下アーム制御信号ＶＵＢが立ち下がる時点ｔ３である。

本例では抵抗Ｒ３には通常１Ω程度の抵抗値の小さなものが用いられる。これは抵抗に発生する電圧によって、下アームスイッチング素子Ｔ４のゲート電圧が低下することを防止するためである。抵抗Ｒ３の抵抗値を小さくすると、抵抗Ｒ３の電圧ＶＵＲが小さくなり、コンパレータＣ２は、微小な電圧の極性を検出する必要が生じる。

図１２は、コンパレータＣ２がオフセット電圧−Ｖｏｆｆを有する場合のタイミングチャートを示す。図１２Ｆに示すように、このコンパレータＣ２は、負のオフセット電圧−Ｖｏｆｆを有する。図１２Ｇに示すように、入力した電圧ＶＵＲがオフセット電圧−Ｖｏｆｆを下回ったときのみ、コンパレータＣ２の出力電圧ＶＵＣは“Ｌ”となる。従って、時点ｔ３では、コンパレータＣ２の出力電圧ＶＵＣは“Ｈ”であり、時点ｔ４になってから“Ｌ”となる。従って、図１２Ｈに示すように、時点ｔ４にて、電流極性信号ＶＵＰは正となる。

本例では、コンパレータＣ２がオフセット電圧−Ｖｏｆｆを有するため、電流の極性を正確に検出することができない。

図１３及び図１４を参照して、特開平１０−３４１５８８号公報に記載された電流極性検出回路を説明する。図１３の例では、コンパレータＣ３は、インバータの出力端子電圧ＶＵＭを基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。基準電圧Ｖｒｅｆの値は、本回路を安定して動作されるためには通常モータ駆動用電源電圧ＶＤＣの約１／２に設定される。この例では、上アームスイッチング素子Ｔ１及び下アームスイッチング素子Ｔ４が共にオフのとき、下アーム制御信号ＶＵＢの立ち上がりタイミングで、出力端子電圧ＶＵＭをモニタすることにより、電流極性を検出する。

図１４を参照して図１３の電流極性検出回路の動作を説明する。図１４Ａは、上アーム制御信号ＶＵＴ、図１４Ｂは、下アーム制御信号ＶＵＢを示す。図１４Ｃは、上アームスイッチング素子Ｔ１の動作、図１４Ｄは、下アームスイッチング素子Ｔ４の動作を示す。Ｈがオン、Ｌがオフである。図１４Ｅは、モータ電流ＩＵＭを示す。モータ電流ＩＵＭはモータに流れ込む電流のことであり、モータへ向かって電流が流れ込むとき極性は正、モータから電流が流れ出すとき極性は負である。図１４Ｆは、インバータの出力端子電圧ＶＵＭ、図１４Ｇは、コンパレータＣ３の出力電圧ＶＵＣ、図１４Ｈは、ラッチ回路Ｆ３の出力電圧ＶＵＰを示す。図１４Ｉは、電流をモニタするタイミング、即ち、ラッチ回路Ｆ３がコンパレータＣ３の出力電圧ＶＵＣをラッチするタイミングを示す。

図１４Ｉに示すように、電流をモニタするタイミングは、図１４Ｂの下アーム制御信号ＶＵＢが“Ｌ”から“Ｈ”へ立ち上がる時点ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４である。図１４Ｂと図１４Ｄを比較すると判るように、下アーム制御信号ＶＵＢに対して下アームスイッチング素子Ｔ４の動作は僅かに遅れている。従って、下アーム制御信号ＶＵＢが“Ｌ”から“Ｈ”へ立ち上がるタイミングｔ１では、図１４Ｃに示すように上アームスイッチング素子Ｔ１はオフであるが、図１４Ｄに示すように下アームスイッチング素子Ｔ４も未だオフである。

図１４Ｅのモータ電流ＩＵＭが負のとき、即ち、時点ｔ１、ｔ２では、電流はモータから上アーム還流ダイオードＤ１を通してモータ駆動用電源へ流れる。そのため、図１４Ｆに示すように、出力端子電圧ＶＵＭはほぼモータ駆動用電源電圧ＶＤＣとなる。

図１４Ｅのモータ電流ＩＵＭが正のとき、即ち、時点ｔ３、ｔ４では、電流はＧＮＤから下アーム還流ダイオードＤ４を通してモータへ流れる。そのため、図１４Ｆに示すように、出力端子電圧ＶＵＭはほぼ０となる。

図１４Ｇのコンパレータ出力電圧ＶＵＣは、出力端子電圧ＶＵＭと基準電圧Ｖｒｅｆの比較結果を示す。出力端子電圧ＶＵＭがほぼモータ駆動用電源電圧ＶＤＣに等しい場合、コンパレータ出力電圧ＶＵＣは“Ｈ”、出力端子電圧ＶＵＭがほぼ０の場合、コンパレータ出力電圧ＶＵＣは“Ｌ”となる。

図１４Ｈの電流極性信号ＶＵＰは、図１４Ｂの下アーム制御信号ＶＵＢの立ち上がりのタイミングにてコンパレータ出力信号ＶＵＣを反転したものである。

図１４Ｅと図１４Ｈを比較すると、モータ電流ＩＵＭが負から正に変わると、電流極性信号ＶＵＰは、“Ｌ”から“Ｈ”へ変わる。電流極性信号ＶＵＰが、“Ｌ”から“Ｈ”になるのは、モータ電流ＩＵＭが正に変わって最初に下アーム制御信号ＶＵＢが立ち上がる時点ｔ３である。

本例では、インバータの出力端子に直接コンパレータＣ３を接続している。モータ駆動用電源電圧ＶＤＣが高圧の場合は、出力端子電圧ＶＵＭも高圧となるため、コンパレータＣ３には高圧仕様の特殊なものを使用する必要があり、一般の低圧仕様のコンパレータは使用でききない。

また本例では、安定した動作を行うためには、基準電圧Ｖｒｅｆはモータ駆動用電源電圧ＶＤＣの約１／２とすることが望ましい。図１４のタイミングチャートでは、基準電圧Ｖｒｅｆはモータ駆動用電源の１／２倍に設定している。

図１５は、基準電圧Ｖｒｅｆの設定を変えないで、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣを１／２以下に下げた場合のタイミングチャートを示す。図１５Ｆに示すように、出力端子電圧ＶＵＭはモータ電流ＩＵＭが正負いずれの場合も基準電圧Ｖｒｅｆより低くなり、図１５Ｇに示すように、コンパレータ出力電圧ＶＵＣはモータ電流ＩＵＭの正負に関わらず“Ｌ”となり、図１５Ｈに示すように、電流極性信号ＶＵＰは常に“Ｈ”となる。従って、電流極性を正確に検出することができない。

これを回避するためには、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣが異なるシステム毎に、基準電圧Ｖｒｅｆを設定する必要がある。また、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣが大きく変化するシステムの場合には、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣに応じて、基準電圧Ｖｒｅｆを制御する必要が生じる。

特開平１０−２８５９８２号公報 特開平１０−３４１５８８号公報

特開平１０−２８５９８２号公報に記載された例では、コンパレータにオフセット電圧Ｖｏｆｆがある場合には、電流極性を正確に検出できない。

特開平１０−３４１５８８号公報に記載された例では、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣが高圧の場合は一般の低圧仕様のコンパレータが使用できないこと、及びモータ駆動用電源電圧ＶＤＣが変化する場合は基準電圧Ｖｒｅｆの設定操作が必要である。

本発明の目的は、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣが変化する場合でも、電流極性を正確に検出することができる電流極性検出回路を提供することにある。

電流極性検出回路は、前記上アームスイッチング素子と前記下アームスイッチング素子の接続点である出力端子に接続された定電圧回路と、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子が共にオフであるタイミングで信号をラッチするラッチ回路と、を備え、前記定電圧回路は、前記出力端子の電圧が略モータ駆動用電源電圧に等しいとき“Ｈ”信号を出力し、前記出力端子の電圧が略ゼロのとき“Ｌ”信号を出力し、前記“Ｈ”信号の電圧レベルは、前記モータ駆動用電源電圧が所定範囲内で変化した場合は、前記モータ駆動用電源電圧に依らず略一定であり、前記“Ｌ”信号の電圧レベルはゼロである。

本発明によると、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣが変化する場合でも、電流極性を正確に検出することができる。

図１を参照して本発明による電流極性検出回路の第１の例を説明する。図１に示すように、インバータ装置は、上アームスイッチング素子Ｔ１及び下アームスイッチング素子Ｔ４、スイッチング素子Ｔ１及びＴ４を駆動するための駆動回路Ｋ１、Ｋ４を有する。スイッチング素子Ｔ１及びＴ４の中点にモータＭ１のコイルの端子が接続されている。スイッチング素子Ｔ１及びＴ４には、還流ダイオードＤ１、Ｄ４が逆並列に接続されている。

本例の電流極性検出回路は、レベルシフト回路Ｌ１、コンパレータＣ１、及び、ラッチ回路Ｆ１を有する。

レベルシフト回路Ｌ１は、インバータの出力端子電圧ＶＵＭをより低圧に変換して出力する。具体的には、出力端子電圧ＶＵＭが略モータ駆動用電源電圧ＶＤＣに等しいときには、所定の電圧レベルの信号を出力する。以下に、これを“Ｈ”信号と称する。出力端子電圧ＶＵＭが略ゼロのときには、ゼロレベルの電圧信号を出力する。以下に、これを“Ｌ”信号と称する。コンパレータＣ１は、レベルシフト回路の出力電圧ＶＵＬを基準電圧Ｖｒｅｆと比較する。基準電圧Ｖｒｅｆの値は、本回路を安定して動作されるためには、レベルシフト回路出力電圧ＶＵＬの“Ｈ”信号の電圧レベルの約１／２に設定する。本例では、上アームスイッチング素子Ｔ１及び下アームスイッチング素子Ｔ４が共にオフのとき、下アーム制御信号ＶＵＢの立ち上がりのタイミングにて、レベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬをモニタすることにより、電流極性を検出する。

ラッチ回路Ｆ１は、下アーム制御信号ＶＵＢの立ち上がりのタイミングにてコンパレータ出力信号ＶＵＣを反転し、それを電流極性信号ＶＵＰとして出力する。ラッチ回路Ｆ１は、次に下アーム制御信号ＶＵＢが立ち上がるタイミングまでは、直前の信号を保持する。本例の電流極性検出回路を図１３の従来の電流極性検出回路と比較すると、本例の電流極性検出回路は、レベルシフト回路Ｌ１が付加的に設けられている点が異なる。以下に、異なる点のみを説明する。

図２を参照して図１の電流極性検出回路の第１の例の動作を説明する。図２Ａは、上アーム制御信号ＶＵＴ、図２Ｂは、下アーム制御信号ＶＵＢを示す。図２Ｃは、上アームスイッチング素子Ｔ１の動作、図２Ｄは、下アームスイッチング素子Ｔ４の動作を示す。Ｈがオン、Ｌがオフである。図２Ｅは、モータ電流ＩＵＭを示す。モータ電流ＩＵＭはモータに流れ込む電流のことであり、モータへ向かって電流が流れ込むとき極性は正、モータから電流が流れ出すとき極性は負である。図２Ｆは、インバータの出力端子電圧ＶＵＭ、図２Ｇは、レベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬ、図２Ｈは、コンパレータＣ１の出力電圧ＶＵＣ、図２Ｉは、ラッチ回路Ｆ１の出力電圧ＶＵＰを示す。図２Ｊは、電流をモニタするタイミング、即ち、ラッチ回路Ｆ１がコンパレータＣ１の出力電圧ＶＵＣをラッチするタイミングを示す。

図２Ｊに示すように、電流をモニタするタイミングは、図２Ｂの下アーム制御信号ＶＵＢが“Ｌ”から“Ｈ”へ立ち上がる時点ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４である。図２Ｂと図２Ｄを比較すると判るように、下アーム制御信号ＶＵＢに対して下アームスイッチング素子Ｔ４の動作は僅かに遅れている。従って、下アーム制御信号ＶＵＢが“Ｌ”から“Ｈ”へ立ち上がるタイミングｔ１では、図２Ｃに示すように上アームスイッチング素子Ｔ１はオフであるが、図２Ｄに示すように下アームスイッチング素子Ｔ４も未だオフである。

図２Ｅのモータ電流ＩＵＭが負のとき、即ち、時点ｔ１、ｔ２では、電流はモータから上アーム還流ダイオードＤ１を通してモータ駆動用電源へ流れる。そのため、図２Ｆに示すように、出力端子電圧ＶＵＭはほぼモータ駆動用電源電圧ＶＤＣに等しくなる。

図２Ｅのモータ電流ＩＵＭが正のとき、即ち、時点ｔ３、ｔ４では、電流はＧＮＤから下アーム還流ダイオードＤ４を通してモータへ流れる。そのため、図２Ｆに示すように、出力端子電圧ＶＵＭはほぼ０となる。

図２Ｇのレベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬは、図２Ｆのインバータの出力端子電圧ＶＵＭを低減したものである。従って、出力電圧ＶＵＬの振幅は、出力端子電圧ＶＵＭの振幅より小さいが、波形は同一である。出力電圧ＶＵＬの振幅は、基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなるように調整される。

図２Ｈのコンパレータの出力電圧ＶＵＣは、レベルシフト回路Ｌ１の出力電圧ＶＵＬと基準電圧Ｖｒｅｆの比較結果を示す。レベルシフト回路の出力電圧ＶＵＬが基準電圧Ｖｒｅｆより大きいときは、コンパレータの出力電圧ＶＵＣは“Ｈ”、レベルシフト回路の出力電圧ＶＵＬが基準電圧Ｖｒｅｆより小さいときは、コンパレータの出力電圧ＶＵＣは“Ｌ”となる。

図２Ｉの電流極性信号ＶＵＰは、図２Ｂの下アーム制御信号ＶＵＢの立ち上がりのタイミングにてコンパレータ出力信号ＶＵＣを反転したものである。

図２Ｅと図２Ｉを比較すると、モータ電流ＩＵＭが負から正に変わると、電流極性信号ＶＵＰは、“Ｌ”から“Ｈ”へ変わる。電流極性信号ＶＵＰが、“Ｌ”から“Ｈ”になるのは、モータ電流ＩＵＭが正に変わって最初に下アーム制御信号ＶＵＢが立ち上がる時点ｔ３である。

本例によると、モータ電流が小さい場合でも微小な電圧を取り扱うことはないため、電流極性は正確に検出できる。本例では、レベルシフト回路Ｌ１によって、インバータの出力端子電圧ＶＵＭを低圧に変換し、変換後の電圧ＶＵＬをコンパレータＣ１に入力する。そのため、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣが高圧の場合にも、コンパレータＣ１には一般の低圧のコンパレータを使用することができる。

図１の電流極性検出回路の第１の例において、レベルシフト回路Ｌ１の代わりに定電圧回路を使用してもよい。

図３は、レベルシフト回路Ｌ１の代わりに定電圧回路を使用した場合の電流極性検出回路の動作を示す。本例では、モータ駆動用電源電圧ＶＤＣは、図２の例の場合の１／２以下である。従って、図３Ｆのインバータの出力端子電圧ＶＵＭは、図２Ｆのインバータの出力端子電圧ＶＵＭより小さい。しかしながら、図３Ｇの定電圧回路出力電圧ＶＵＬの“Ｈ”のときの電圧レベルは、図２Ｇのレベルシフト回路出力電圧ＶＵＬの“Ｈ”のときの電圧レベルと同じである。従って、基準電圧Ｖｒｅｆはモータ駆動用電源電圧ＶＤＣに依らず常に定電圧回路の出力電圧ＶＵＬの“Ｈ”レベルの１／２に設定することができる。

図７は、定電圧回路の一例を示す。本例の定電圧回路は、互いに直列に接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ１と抵抗Ｒ１を有する。ＮＭＯＳトランジスタＭ１のドレインよりインバータの出力端子電圧ＶＵＭを入力し、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のソースより、定電圧回路出力電圧ＶＵＬを出力する。ＮＭＯＳトランジスタＭ１は電流が飽和する範囲内では定電流回路の働きをする。そのため、インバータの出力端子電圧ＶＵＭが“Ｈ”のとき、ＮＭＯＳトランジスタＭ１は抵抗Ｒ１に一定の電流を流し、定電圧回路出力電圧ＶＵＬを一定レベルにする。ＭＯＳトランジスタの代わりにバイポーラトランジスタを用いてもよい。

図８は、定電圧回路の他の例を示す。本例の定電圧回路は、互いに直列に接続された抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺ１を有する。抵抗Ｒ２の一端よりインバータの出力端子電圧ＶＵＭを入力し、抵抗Ｒ２の他端より定電圧回路出力電圧ＶＵＬを出力する。本例では、ツェナーダイオードＺ１を用いることにより、一定の電圧を出力する。

図４を参照して、本発明による電流極性検出回路の第２の例を説明する。本例の電流極性検出回路を図１の第１の例と比較すると、本例では、コンパレータＣ１が除去されている点が異なる。また、本例の電流極性検出回路を図１３の例と比較すると、本例では、コンパレータＣ１の代わりにレベルシフト回路Ｌ１が設けられている点が異なる。

図１の第１の例では、レベルシフト回路出力電圧ＶＵＬと基準電圧Ｖｒｅｆの差が微小な場合は、信号を増幅するためにコンパレータＣ１が必要となるが、それ以外の場合はコンパレータＣ１を使用しなくともよい。従って、本例では、コンパレータＣ１が除去されている。

図５は本発明の電流極性検出回路の第２の例の動作を示す。図５を図２と比較すると、図５では、図２Ｇ及び図２Ｈの代わりに図５Ｇが入れ替えられている点が異なり、それ以外は同様である。図６は、レベルシフト回路Ｌ１の代わりに定電圧回路を使用した場合の電流極性検出回路の第２の例の動作を示す。図６を図３と比較すると、図６では、図３Ｇ及び図３Ｈの代わりに図６Ｇが入れ替えられている点が異なり、それ以外は同様である。

図９は本発明による電流極性検出回路を用いたインバータ装置を３相モータ速度制御システムに適用した例を示す。３相モータ速度制御システムは、商用電源１を整流するコンバータ２、速度指令部３、３相モータＭ１に設けられた位置センサ４、及び、インバータ装置を有する。インバータ装置は、上アームスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、下アームスイッチング素子Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ３及びＴ４〜Ｔ６を駆動するための駆動回路Ｋ１〜Ｋ３及びＫ４〜Ｋ６、電流極性検出回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、及び、制御部Ｓ１を有する。スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６には、還流ダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の中点にモータＭ１のコイルの端子が接続されている。３相の各相には、本発明による電流極性検出回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３が設けられている。

電流極性検出回路Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は、モータＭ１のコイルの出力端子電圧ＶＵＭ、ＶＶＭ、ＶＷＭ、及び、下アーム制御信号ＶＵＢ、ＶＶＢ、ＶＷＢを入力し、電流極性信号ＶＵＰ、ＶＶＰ、ＶＷＰを出力する。

図９の破線１または破線２にて示す回路をワンチップもしくは２チップ程度の半導体装置にて実現すると、システムを低コストにすることができる。

こうして半導体装置を用いることにより、モータＭ１が小型の場合、破線部２の回路をモータに内蔵することが可能となる。半導体装置内の各素子の分離方法としては、一般的に、ＰＮ接合分離、誘電体分離（ＤＩ分離）、ＳＯＩなどがある。本発明による回路はそのいずれの分離方法を用いた半導体装置においても実現することが可能である。

また、本発明による電流極性検出回路は回路規模が小さいため、ディスクリートにて構成することも可能である。

モータへの印加電圧とモータ電流の関係は、モータの回転速度により決まる。そのため、ある１相の電流極性信号から、他相の電流極性信号を推定することができる。よって、図９では３相モータの３相全てに電流極性検出回路を設けているが、これを１相のみもしくは２相のみとしてもよい。

本発明による電流極性検出回路は、正弦波駆動方式、擬似正弦波駆動方式、１２０度通電方式等の駆動方式に依らず用いることができる。

本発明によると、モータ電流の位相と誘起電圧の位相を一致させることにより、モータ効率の低下防止を行うことができる。また、本発明はホールIC等のセンサを用いずにモータを駆動する方式、いわゆるセンサレス駆動方式においても適用できる。電流極性検出回路によりセンサレス駆動を行う方法は、例えば特開１０−２８５９８２に記載されている。

以上、本発明の例を説明したが、本発明は上述の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更が可能であることは当業者に理解されよう。

本発明による電流極性検出回路の第１の例を示す図である。 図１の本発明による電流極性検出回路の第１の例のタイミングチャートを示す図である。 図１の本発明による電流極性検出回路の第１の例の変形例のタイミングチャートを示す図である。 本発明による電流極性検出回路の第２の例を示す図である。 図４の本発明による電流極性検出回路の第２の例のタイミングチャートを示す図である。 図４の本発明による電流極性検出回路の第２の例の変形例のタイミングチャートを示す図である。 定電圧回路の第１の例を示す図である。 定電圧回路の第２の例を示す図である。 本発明による電流検出回路を用いたシステムの例を示す図である。 従来技術による電流極性検出回路の第１の例を示す図である。 図１０の従来技術による電流極性検出回路の第１の例のタイミングチャートを示す図である。 図１０の従来技術による電流極性検出回路の第１の例の変形例のタイミングチャートを示す図である。 従来技術による電流極性検出回路の第２の例を示す図である。 図１３の従来技術による電流極性検出回路の第２の例のタイミングチャートを示す図である。 図１３の従来技術による電流極性検出回路の第２の例の変形例のタイミングチャートを示す図である。

符号の説明

１；商用電源 ２；コンバータ ３；速度指令部 ４；位置センサ Ｔ1、Ｔ２、Ｔ３；上アームスイッチング素子 Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６；下アームスイッチング素子 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３；上アーム還流ダイオード Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６；下アーム還流ダイオード Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３；上アーム駆動回路 Ｋ４、Ｋ５、Ｋ６；下アーム駆動回路 Ｍ１；モータ Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３；電流極性検出回路 Ｓ１；制御回路 ＶＵＴ、ＶＶＴ、ＶＷＴ；上アーム制御信号 ＶＵＢ、ＶＶＢ、ＶＷＢ；下アーム制御信号 ＶＵＭ、ＶＶＭ、ＶＷＭ；出力端子電圧 ＶＵＰ、ＶＶＰ、ＶＷＰ；電流極性信号 ＶＤＣ；モータ駆動用電源電圧 ＧＮＤ；グランド電位 Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３；ラッチ回路 Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３；コンパレータ Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３；抵抗 Ｖｒｅｆ；基準電圧 Ｌ１；レベルシフト回路 Ｍ１；ＮＭＯＳトランジスタ Ｚ１；ツェナーダイオード ＶＵＣ；コンパレータ出力電圧 ＶＵＲ；抵抗Ｒ３の電圧 ＶＵＬ；レベルシフト回路出力電圧 Ｖｏｆｆ；コンパレータのオフセット電圧 ＩＵＭ；モータ電流

Claims (4)

1. 上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子を有するインバータ装置に接続されたモータの電流極性を検出するための電流極性検出回路において、
   前記上アームスイッチング素子と前記下アームスイッチング素子の接続点である出力端子に接続された定電圧回路と、
   前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子が共にオフであるタイミングで信号をラッチするラッチ回路と、
   を備え、
   前記定電圧回路は、前記出力端子の電圧が略モータ駆動用電源電圧に等しいとき“Ｈ”信号を出力し、前記出力端子の電圧が略ゼロのとき“Ｌ”信号を出力し、
   前記“Ｈ”信号の電圧レベルは、前記モータ駆動用電源電圧が所定範囲内で変化した場合は、前記モータ駆動用電源電圧に依らず略一定であり、
   前記“Ｌ”信号の電圧レベルはゼロである
   ことを特徴とする電流極性検出回路。
2. 請求項１記載の電流極性検出回路において、
   前記定電圧回路はＭＯＳトランジスタまたはバイポーラトランジスタを備えている
   ことを特徴とする電流極性検出回路。
3. 請求項１記載の電流極性検出回路において、
   前記定電圧回路はツェナーダイオードを備えている
   ことを特徴とする電流極性検出回路。
4. 請求項１から３のいずれかの電流極性検出回路を備えたことを特徴とする半導体装置。

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