JP4432428B2 - Motor control method and motor control apparatus - Google Patents
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Description
この発明はモータを制御する技術に関し、特にモータの回転子の回転に伴って回転する座標系を導入し、モータに供給すべき電流を、回転子の磁極方向たるｄ軸及びこれと電気的に直交するｑ軸についての成分として捉える場合の当該電流の指令値を求める技術に関する。 The present invention relates to a technique for controlling a motor, and in particular, introduces a coordinate system that rotates with the rotation of a rotor of the motor, and supplies the current to be supplied to the motor to the d axis in the direction of the magnetic pole of the rotor and to this electrically. The present invention relates to a technique for obtaining a command value of the current in the case where it is regarded as a component about an orthogonal q axis.
従来から、モータに供給すべき電流を、上述のｄ軸成分（いわゆるｄ軸電流）及びｑ軸成分（いわゆるｑ軸電流）とに分けて、モータの駆動を制御する手法が知られている。この際、モータの回転子の位置を角度で示す位置角や、回転子の速度及びその指令値を用いて、ｄ軸電流及びｑ軸電流の指令値がそれぞれ生成される。そして回転子の位置角の検出は、例えばモータに実際に供給される電流等によって推定される。 2. Description of the Related Art Conventionally, a method for controlling driving of a motor by dividing a current to be supplied to a motor into the above-described d-axis component (so-called d-axis current) and q-axis component (so-called q-axis current) is known. At this time, command values for the d-axis current and the q-axis current are respectively generated using the position angle indicating the position of the rotor of the motor as an angle, the speed of the rotor, and its command value. The rotor position angle is detected by, for example, a current actually supplied to the motor.
ｄ軸電流の指令値ｉd *とｑ軸電流の指令値ｉq *との比に対応する電流位相角指令値β*を決定する手法は例えば非特許文献１に、回転子の位置角の推定は例えば非特許文献２及び特許文献１に、それぞれ紹介されている。
A method for determining the current phase angle command value β * corresponding to the ratio between the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * is disclosed in Non-Patent Document 1, for example. The estimation is introduced in, for example, Non-Patent
ところで、特に回転速度が上昇した場合に、モータの端子電圧が電源から供給される電圧を超えないように電流位相角指令値β*を増大させる、弱め界磁制御が公知である。しかしながら電源から供給可能な電流にも上限があり、弱め界磁によってもモータの端子電圧ができない程に回転速度が上昇した場合、電流位相角指令値β*を増大させるのを止め、速度を低下させるために垂下制御が行われる。よって電流位相角指令値β*がどのような値に達した場合にこの垂下制御を開始するかを決定することは重要な技術である。 By the way, field weakening control is known in which the current phase angle command value β * is increased so that the motor terminal voltage does not exceed the voltage supplied from the power supply, particularly when the rotational speed increases. However, there is an upper limit to the current that can be supplied from the power supply, and if the rotational speed increases to such an extent that the terminal voltage of the motor cannot be generated even by field weakening, the current phase angle command value β * is not increased and the speed is decreased. The drooping control is performed to make it happen. Therefore, it is an important technique to determine what value the current phase angle command value β * reaches when this drooping control is started.
なお、垂下制御については例えば特許文献２に紹介されている。また後述する電圧位相角に関して特許文献３〜５がある。
The drooping control is introduced in, for example,
電流位相角指令値β*は回転座標系上のｑ軸からの電流指令値のベクトルの位相角として捉えられるので、当該回転座標系のｑ軸，ｄ軸が正しく得られる必要がある。そしてｄ軸は回転子の位置角だけ固定系座標軸から傾く。よって位置角の推定誤差が大きくなれば垂下制御の要否が不安定となり、ひいてはモータの回転速度、トルクも不安定になるという問題が生じる。 Since the current phase angle command value β * is regarded as the phase angle of the vector of the current command value from the q axis on the rotating coordinate system, it is necessary to correctly obtain the q axis and d axis of the rotating coordinate system. The d-axis is inclined from the fixed coordinate axis by the position angle of the rotor. Therefore, if the estimation error of the position angle becomes large, the necessity of drooping control becomes unstable, resulting in a problem that the rotational speed and torque of the motor become unstable.
そこで本発明は、位置角の誤差の影響を受けにくい制御を提供し、以てモータの回転制御を安定とすることを目的とする。 The present invention provides a less susceptible control the influence of the error of position angle, and an object thereof is to control the rotation of the motor stable Te following.
この発明にかかるモータの制御方法の第１の態様は、（ａ）モータ（５）の回転子の回転速度（ω）とその指令値（ω*）とに基づいて、前記回転子の回転に伴って回転する座標系における前記回転子の磁極方向たる第１軸についての電流指令値である第１の電流指令値（ｉd1 *）と、前記磁極方向と電気的に直交な方向たる第２軸についての電流指令値である第２の電流指令値（ｉq1 *）とを生成するステップと、ｂ）前記第１の電流指令値及び前記第２の電流指令値並びに前記回転子の位置（θ）に基づいて前記モータの回転を制御する電流（ｉx）を供給するステップとを備える方法である。そして前記モータに供給される電圧は、その絶対値を一定値（Ｖ0）以下に制限されつつ、前記回転速度が所定値よりも高い場合には、前記電圧の前記第２軸からの位相角（δ）が所定の位相角を越えないよう、前記ステップ（ａ）において第１の垂下制御を行って前記第１及び第２の電流指令値を生成する。 According to a first aspect of the motor control method of the present invention, (a) based on the rotational speed (ω) of the rotor of the motor (5) and its command value (ω * ), the rotation of the rotor is controlled. A first current command value ( id1 * ) that is a current command value for the first axis in the magnetic pole direction of the rotor in a coordinate system that rotates with the second magnetic axis direction and a second direction that is electrically orthogonal to the magnetic pole direction. Generating a second current command value (i q1 * ) that is a current command value for the shaft; b) the first current command value, the second current command value, and the position of the rotor ( supplying a current (i x ) for controlling the rotation of the motor based on θ). When the rotational speed is higher than a predetermined value while the absolute value of the voltage supplied to the motor is limited to a certain value (V 0 ) or less, the phase angle of the voltage from the second axis is ([delta]) is so as not to exceed a predetermined phase angle to generate a first droop control the I row first and second current command value in step (a).
この発明にかかるモータの制御方法の第２の態様は、第１の態様のモータの制御方法であって、前記回転子は界磁を得るための永久磁石を備える。 A second aspect of the motor control method according to the present invention is the motor control method according to the first aspect, wherein the rotor includes a permanent magnet for obtaining a field.
この発明にかかるモータの制御方法の第３の態様は、第１又は第２の態様のモータの制御方法であって、前記モータのインダクタンスの前記第１軸成分である第１のインダクタ（Ｌd）よりも、前記インダクタンスの前記第２軸成分である第２のインダクタ（Ｌq）の方が大きい。 A third aspect of the motor control method according to the present invention is the motor control method according to the first or second aspect, in which the first inductor (L d) that is the first axis component of the inductance of the motor is provided. ) Is larger than the second inductor (L q ), which is the second axis component of the inductance.
この発明にかかるモータの制御方法の第４の態様は、第１乃至第３の態様のいずれか一つのモータの制御方法であって、前記モータに供給される電圧の前記位相角（δ）がπ／２近傍に設定される。 A fourth aspect of the motor control method according to the present invention is the motor control method according to any one of the first to third aspects, wherein the phase angle (δ) of the voltage supplied to the motor is the same. It is set in the vicinity of π / 2.
この発明にかかるモータの制御方法の第５の態様は、第１乃至第４の態様のいずれか一つのモータの制御方法であって、前記回転速度が前記所定値よりも低い場合には、前記第１の電流指令値（ｉd1 *）の絶対値を前記第２の電流指令値（ｉq1 *）の絶対値で除した値の逆正接（β*）が、所定の他の位相角を越えないよう、前記ステップ（ａ）において第２の垂下制御を行って前記第１及び第２の電流指令値を生成する。 A fifth aspect of the motor control method according to the present invention is the one of the motor control method of the first to fourth aspect, when the prior SL rotational speed is lower than the predetermined value, arctangent (beta *) is, certain other phase angle of the absolute value divided by the said first current command value (i d1 *) of the absolute value of the second current command value (i q1 *) so as not to exceed, for generating a second drooping control the I row first and second current command value in step (a).
この発明にかかるモータの制御方法の第６の態様は、第１乃至第５の態様のいずれか一つのモータの制御方法であって、前記ステップ（ａ）は（ａ−１）前記回転速度（ω）及びその前記指令値（ω*）とに基づいて、前記モータのトルク指令値（τ*）を生成するステップと、（ａ−２）前記トルク指令値（τ*）に基づいて前記第１の電流指令値（ｉd1 *）及び前記第２の電流指令値（ｉq1 *）とを生成するステップとを有する。そして、前記ステップ（ａ−１）において、前記電圧の前記位相角（δ）が所定の位相角に達した場合には前記トルク指令値を上昇させない。 A sixth aspect of the motor control method according to the present invention is the motor control method according to any one of the first to fifth aspects, wherein the step (a) includes (a-1) the rotational speed ( ω) and the command value (ω * ) thereof, a step of generating a torque command value (τ * ) of the motor, and (a-2) the first step based on the torque command value (τ * ). Generating a current command value (i d1 * ) of 1 and the second current command value (i q1 * ). In the step (a-1), when the phase angle (δ) of the voltage reaches a predetermined phase angle, the torque command value is not increased.
この発明にかかるモータの制御装置の第１の態様は、モータ（５）の回転子の回転速度（ω）とその指令値（ω*）とに基づいて、前記回転子の回転に伴って回転する座標系における前記回転子の磁極方向たる第１軸についての電流指令値である第１の電流指令値（ｉd1 *）と、前記磁極方向と電気的に直交な方向たる第２軸についての電流指令値である第２の電流指令値（ｉq1 *）とを生成する指令電流生成ブロック（１０）と、前記第１の電流指令値及び前記第２の電流指令値並びに前記回転子の位置（θ）に基づいて前記モータの回転を制御する電流（ｉx）を供給する電流制御部（３）とを備える。そして、前記モータに供給される電圧は、その絶対値が最大値（Ｖ0）以下に制限されつつ、前記回転速度が所定値よりも高い場合には、前記電圧の前記第２軸からの位相角（δ）が所定の位相角を越えないよう、前記指令電流生成ブロックにおいて第１の垂下制御を行って前記第１及び第２の電流指令値を生成する。 The first aspect of the motor control device according to the present invention is based on the rotation speed (ω) of the rotor of the motor (5) and its command value (ω * ), and rotates with the rotation of the rotor. A first current command value (i d1 * ) that is a current command value for the first axis in the magnetic pole direction of the rotor in the coordinate system to be rotated, and a second axis that is electrically orthogonal to the magnetic pole direction. A command current generation block (10) for generating a second current command value (i q1 * ) which is a current command value; the first current command value, the second current command value, and the position of the rotor; current controller supplies current (i x) for controlling the rotation of the motor based on the (theta) and a (3). When the rotation speed is higher than a predetermined value while the absolute value of the voltage supplied to the motor is limited to a maximum value (V 0 ) or less, the phase of the voltage from the second axis is reduced. angle ([delta]) is so as not to exceed a predetermined phase angle to generate a first said droop control I line of the first and second current command value in the command current generation block.
この発明にかかるモータの制御装置の第２の態様は、第１の態様のモータの制御装置であって、前記回転子は界磁を得るための永久磁石を備える。 A second aspect of the motor control apparatus according to the present invention is the motor control apparatus according to the first aspect, wherein the rotor includes a permanent magnet for obtaining a field.
この発明にかかるモータの制御装置の第３の態様は、第１又は第２の態様のモータの制御装置であって、前記モータのインダクタンスの前記第１軸成分である第１のインダクタ（Ｌd）よりも、前記インダクタンスの前記第２軸成分である第２のインダクタ（Ｌq）の方が大きい。 A third aspect of the motor control apparatus according to the present invention is the motor control apparatus according to the first or second aspect, and includes a first inductor (L d) that is the first axis component of the inductance of the motor. ) Is larger than the second inductor (L q ), which is the second axis component of the inductance.
この発明にかかるモータの制御装置の第４の態様は、第１乃至第３の態様のいずれか一つのモータの制御装置であって、前記モータに供給される電圧の前記位相角（δ）がπ／２近傍に設定される。 A fourth aspect of the motor control apparatus according to the present invention is the motor control apparatus according to any one of the first to third aspects, wherein the phase angle (δ) of the voltage supplied to the motor is the same. It is set in the vicinity of π / 2.
この発明にかかるモータの制御装置の第５の態様は、第１乃至第４の態様のいずれか一つのモータの制御装置であって、前記電流指令値生成ブロック（１０）は、前記回転速度が前記所定値よりも低い場合には、前記第１の電流指令値（ｉd1 *）の絶対値を前記第２の電流指令値（ｉq1 *）の絶対値で除した値の逆正接（β*）が、所定の他の位相角を越えないよう第２の垂下制御を行って前記第１及び第２の電流指令値を生成する。 A fifth aspect of the motor control device according to the invention is a control apparatus of any one motor of the first to fourth embodiments, the current command value generating block (10) is pre-Symbol rotational speed There is lower than the predetermined value, the inverse tangent of a value obtained by dividing the absolute value of the first current command value (i d1 *) of the absolute value of the second current command value (i q1 *) ( beta *) generates a second drooping control the first and second current command value I rows does not exceed the predetermined other phase angle.
この発明にかかるモータの制御装置の第６の態様は、第１乃至第５の態様のいずれか一つのモータの制御装置であって、前記電流指令値生成ブロック（１０）は前記回転速度（ω）及びその前記指令値（ω*）とに基づいて、前記モータのトルク指令値（τ*）を生成する速度制御部（１）と、前記トルク指令値（τ*）に基づいて前記第１の電流指令値（ｉd1 *）及び前記第２の電流指令値（ｉq1 *）とを生成する電流指令値とを有する。そしてして前記速度制御部においては、前記電圧の前記位相角（δ）が所定の位相角に達した場合には前記トルク指令値を上昇させない。 A sixth aspect of the motor control apparatus according to the present invention is the motor control apparatus according to any one of the first to fifth aspects, wherein the current command value generation block (10) includes the rotational speed (ω ) and on the basis of the said command value and (omega *), a speed control unit (1) for generating a torque command value of said motor (tau *), the torque command value (tau *) the first on the basis of Current command value (i d1 * ) and a current command value for generating the second current command value (i q1 * ). The speed controller does not increase the torque command value when the phase angle (δ) of the voltage reaches a predetermined phase angle.
この発明にかかるモータの制御方法の第１乃至第３の態様及びモータの制御装置の第１乃至第３の態様によれば、回転子の位置角の誤差による出力トルクへの影響が小さいので、第１の制御を、ひいてはモータの回転制御を安定にできる。 According to the first to third aspects of the motor control method and the first to third aspects of the motor control device according to the present invention, the influence of the rotor position angle error on the output torque is small. The first control, and thus the rotation control of the motor can be stabilized.
この発明にかかるモータの制御方法の第４の態様及びモータの制御装置の第４の態様によれば、モータに供給される電圧の第２軸からの位相角は回転子の位置角の誤差の影響を受けにくい。 According to the fourth aspect of the motor control method and the fourth aspect of the motor control apparatus of the present invention, the phase angle from the second axis of the voltage supplied to the motor is the error of the rotor position angle. Not easily affected.
この発明にかかるモータの制御方法の第５の態様及びモータの制御装置の第５の態様によれば、電圧ベクトルの位相角、電流ベクトルの位相角のうち、回転子の位置角の誤差の影響を受けにくい方に基づいて、制御を行うことができる。 According to the fifth aspect of the motor control method and the fifth aspect of the motor control apparatus of the present invention, the influence of the error of the rotor position angle among the phase angle of the voltage vector and the phase angle of the current vector. Control can be performed based on the person who is not easily affected.
この発明にかかるモータの制御方法の第６の態様及びモータの制御装置の第６の態様によれば、トルクを上昇させないことにより、回転速度についての垂下制御を行う。 According to the sixth aspect of the motor control method and the sixth aspect of the motor control apparatus of the present invention, the drooping control is performed on the rotational speed by not increasing the torque.
図１は本発明にかかるモータの制御技術が適用可能な構成を例示するブロック図である。当該構成は、速度制御部１、電流指令部２、電流制御部３、位置検出部４、モータ５を備えており、モータ５を除いてはモータの制御装置として把握することができる。また当該構成においてモータの制御方法を実施することができる。
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration to which a motor control technique according to the present invention can be applied. The configuration includes a speed control unit 1, a
速度制御部１と電流指令部２とは相まって、モータ５の回転子の回転速度（ここでは角速度）ωとその指令値ω*とに基づいて、ｄ軸電流指令値ｉd1 *と、ｑ軸電流指令値ｉq1 *とを生成する。よって速度制御部１と電流指令部２とを纏めて指令電流生成ブロック１０として把握することができる。
The speed control unit 1 and the
より詳細には、速度制御部１が回転角速度ωとその指令値ω*とに基づいて、トルク指令値τ*を生成する。この際、回転角速度の指令値ω*が上昇しても、電流指令部２、電流制御部３からそれぞれ後述する垂下指令Ｓ２，Ｓ３のいずれか一方が与えられれば、トルク指令値τ*の上昇は行わない。
More specifically, the speed control unit 1 generates a torque command value τ * based on the rotational angular velocity ω and its command value ω * . At this time, even if the rotational angular velocity command value ω * increases, the torque command value τ * increases if either one of later-described drooping commands S2 and S3 is given from the
電流指令部２はトルク指令値τ*と、電流位相指令値β*に基づいてｄ軸電流指令値ｉd1 *と、ｑ軸電流指令値ｉq1 *とを生成する。但し電流位相指令値β*＝tan-1（−ｉd1 *／ｉq1 *）である。この際、モータ５に与えられる電圧の絶対値が一定値Ｖ0を越えると電流制御部３から後述する過電圧検出信号Ｓ１が電流指令部２に与えられ、電流位相指令値β*を増大させて弱め界磁制御を行う。
The
電流制御部３は、電流指令部２から得られたｄ軸電流指令値ｉd *及びｑ軸電流指令値ｉq *並びに回転子の位置角θに基づいてモータ５の回転を制御する電流ｉxを供給する。
The
位置検出部４は、モータ５に供給された電流ｉxや電圧ｖxに基づいて位置角θを推定によって検出し、また回転角速度ωをも求める。 The position detector 4 detects the position angle θ based on the current i x and the voltage v x supplied to the motor 5 and also obtains the rotational angular velocity ω.
電流ｉx及び電圧ｖxは、例えばモータ５がＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相についてのモータであれば、Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv、Ｗ相電流ｉwの総称及びＵ相電圧ｖu、Ｖ相電圧ｖv、Ｗ相電圧ｖwの総称に、それぞれ相当する。 The current i x and the voltage v x are a general term for the U-phase current i u , the V-phase current i v , and the W-phase current i w , for example, if the motor 5 is a U-phase, V-phase, and W-phase motor. And U-phase voltage v u , V-phase voltage v v , and W-phase voltage v w , respectively.
ブラシレスＤＣモータの回路方程式は、ｄ軸及びｑ軸からなる回転座標系において式（１）で示される。 The circuit equation of the brushless DC motor is expressed by equation (1) in a rotating coordinate system composed of a d-axis and a q-axis.
但しモータに与えられる電圧のｄ軸成分（いわゆるｄ軸電圧）ｖd及びｑ軸成分（いわゆるｑ軸電圧ｖq）、モータに与えられる電流のｄ軸成分（いわゆるｄ軸電流）ｉd及びｑ軸成分（いわゆるｑ軸電流ｉq）、ｄ軸方向のインダクタンス成分（いわゆるｄ軸インダクタンス）Ｌd、ｑ軸方向のインダクタンス成分（いわゆるｑ軸インダクタンス）Ｌq、電機子抵抗Ｒ、回転子の主磁束ψaを導入した。但し突極性がない場合には、ｄ軸インダクタンスＬdとｑ軸インダクタンスＬqとが等しい。 However, the d-axis component (so-called d-axis voltage) v d and q-axis component (so-called q-axis voltage v q ) of the voltage applied to the motor, and the d-axis component (so-called d-axis current) i d and q of the current applied to the motor. Axial component (so-called q-axis current i q ), d-axis direction inductance component (so-called d-axis inductance) L d , q-axis direction inductance component (so-called q-axis inductance) L q , armature resistance R, main rotor the introduction of the magnetic flux ψ a. However, when there is no saliency, the d-axis inductance L d and the q-axis inductance L q are equal.
さて、ｄ軸電流ｉdやｑ軸電流ｉqの変化に対して、一般に回転角速度ωの変化は緩やかであることに基づき時間微分の項を無視し、垂下制御を行う際には回転角速度ωが大きいことに基づいて電機子抵抗Ｒにおける電圧降下を無視すると、式（１）は式（２）で近似される。 Now, based on the fact that the change of the rotational angular velocity ω is generally gentle with respect to the change of the d-axis current id and the q-axis current iq , the term of time differentiation is ignored, and the rotational angular velocity ω If the voltage drop in the armature resistor R is ignored based on the fact that is large, Equation (1) is approximated by Equation (2).
さて、垂下制御を行う際には、既に弱め界磁によって、モータに与えられる電圧は電圧制限に達しているため、ｄ軸電圧ｖd及びｑ軸電圧ｖqは式（３）を満足している。 When the drooping control is performed, since the voltage applied to the motor has already reached the voltage limit due to the field weakening, the d-axis voltage v d and the q-axis voltage v q satisfy Expression (3). Yes.
式（２）を式（３）へ代入すると式（４）が得られる。これはモータに与えられる電圧の電圧ベクトルＶaの終点を半径Ｖ0の電圧制限円上に載せつつ、ｄ軸電流ｉdやｑ軸電流が変化する軌跡、即ち電流ベクトルの終点を表している。電圧制限円は例えば電流制御部３の最大出力電力によって決定される。
Substituting equation (2) into equation (3) yields equation (4). This represents the locus where the d-axis current i d and the q-axis current change, that is, the end point of the current vector, while placing the end point of the voltage vector V a of the voltage applied to the motor on the voltage limit circle of radius V 0 . . The voltage limit circle is determined by, for example, the maximum output power of the
図２はこの軌跡（図２及び以下では「電流軌跡」と称す）を示すグラフであり、参考までに電圧制限円を附記している。大きい方の電流軌跡Ｌ1及び小さい方の電流軌跡Ｌ2は、それぞれ回転角速度ω1，ω2に対応しており、ω1＜ω2の関係にある。 FIG. 2 is a graph showing this trajectory (referred to as “current trajectory” in FIG. 2 and hereinafter), and a voltage limit circle is added for reference. The larger current locus L 1 and the smaller current locus L 2 correspond to the rotational angular velocities ω 1 and ω 2 , respectively, and have a relationship of ω 1 <ω 2 .
電流軌跡Ｌ1，Ｌ2は中心を共通とし、その中心のｄ軸座標がｉd0であり、ｑ軸座標が０である。また電流軌跡Ｌ1はｄ軸での最大値ｉd11及び最小値ｉd12を採り、ｑ軸での最大値ｉq1及び最小値−ｉq1を採る。また電流軌跡Ｌ2はｄ軸での最大値ｉd21及び最小値ｉd22を採り、ｑ軸での最大値ｉq2及び最小値−ｉq2を採る。これらの値を式（５）に示す。 The current loci L 1 and L 2 have a common center, the d-axis coordinate of the center is i d0 , and the q-axis coordinate is 0. Further, the current locus L 1 takes the maximum value i d11 and the minimum value i d12 on the d axis, and takes the maximum value i q1 and the minimum value −i q1 on the q axis. Further, the current locus L 2 takes the maximum value i d21 and the minimum value i d22 on the d axis, and takes the maximum value i q2 and the minimum value −i q2 on the q axis. These values are shown in equation (5).
一般に、回転子が界磁を得るための永久磁石を備える場合には主磁束ψaが正であり、よって電流軌跡Ｌ1，Ｌ2の中心は負のｄ軸上にある。 In general, when the rotor includes a permanent magnet for obtaining a field, the main magnetic flux ψ a is positive, so that the centers of the current trajectories L 1 and L 2 are on the negative d-axis.
また電流軌跡Ｌ1，Ｌ2は式（４）から解るように楕円である。ｄ軸径はｄ軸インダクタンスＬdに反比例し、ｑ軸径はｑ軸インダクタンスＬqに反比例する。そして回転子が界磁を得るための永久磁石を備える場合には一般にＬd≦Ｌqであるので、式（６）が成立し、電流軌跡Ｌ1，Ｌ2はｄ軸径よりも長軸径が長い長円または真円となる。 Further, the current trajectories L 1 and L 2 are ellipses as understood from the equation (4). The d-axis diameter is inversely proportional to the d-axis inductance L d , and the q-axis diameter is inversely proportional to the q-axis inductance L q . When the rotor includes a permanent magnet for obtaining a field, since L d ≦ L q is generally satisfied , the equation (6) is established, and the current loci L 1 and L 2 are longer axes than the d-axis diameter. It becomes an ellipse or a perfect circle with a long diameter.
またそのｄ軸径及びｑ軸径は共に回転角速度ωに反比例する。よって式（７）が成立し、回転角速度ωが高いほど、ｑ軸径は短くなる。 Both the d-axis diameter and the q-axis diameter are inversely proportional to the rotational angular velocity ω. Therefore, the equation (7) is established, and the q-axis diameter becomes shorter as the rotational angular velocity ω is higher.
さて、トルクτは回転角速度ωが一定であれば、電流ベクトルと電圧ベクトルとのスカラー積に比例するので、電圧ベクトルＶaのｑ軸に対する位相角δ（＝tan-1（−ｖd／ｖq）：以下「電圧位相角δ」と称す）を導入して、トルクτはδ＝π／２近傍で最大となる。この場合、δ＝π／２近傍ではｑ軸電圧ｖqは非常に小さく、よって電流ベクトルの終点は式（４）から（ｉd0，Ｖ0／（ωＬq））近傍にあることが解る。 Since the torque τ is proportional to the scalar product of the current vector and the voltage vector when the rotational angular velocity ω is constant, the phase angle δ (= tan −1 (−v d / v) of the voltage vector V a with respect to the q axis. q ): hereinafter referred to as “voltage phase angle δ”), the torque τ is maximized in the vicinity of δ = π / 2. In this case, in the vicinity of δ = π / 2, the q-axis voltage v q is very small, and therefore the end point of the current vector is found in the vicinity of (i d0 , V 0 / (ωL q )) from the equation (4).
図３はこのような電流ベクトル、電圧ベクトルについて示すベクトル図である。電流位相角βが、回転子の位置角θの誤差θeの影響を受けて変動Δβを生じる場合、電圧位相角δの変動Δδは大きい。モータ５の出力トルクは電流によって決定されるので、電圧位相角δを用いて電流ベクトルを制御する方が、電流位相角βを用いて電流ベクトルを制御する場合よりも、回転子の位置角θの誤差θeの影響を受けにくい。 FIG. 3 is a vector diagram showing such a current vector and voltage vector. When the current phase angle β is affected by the error θ e of the rotor position angle θ and causes a variation Δβ, the variation Δδ of the voltage phase angle δ is large. Since the output torque of the motor 5 is determined by the current, controlling the current vector using the voltage phase angle δ is more effective than controlling the current vector using the current phase angle β. less susceptible to the influence of the error θ e.
電圧位相角δについては式（２）を用いて式（８）が成立する。但し電圧位相角δがπ／２近傍にあることと、これによって、電圧制限円上で電圧ベクトルが動く限りにおいてｑ軸電流ｉqはＶ0／（ωＬq）近傍にあることを用いて近似した。 For the voltage phase angle δ, equation (8) is established using equation (2). However, the voltage phase angle δ is in the vicinity of π / 2, and as a result, the q-axis current i q is approximated to be in the vicinity of V 0 / (ωL q ) as long as the voltage vector moves on the voltage limit circle. did.
回転角速度ωが大きい場合には電流軌跡は小さな楕円（真円を含む）となり、電圧位相角δの変動に対する電流位置角βの変動は小さくなる。よって回転角速度ωが所定値よりも大きい場合には電圧位相角δに基づいて、小さい場合には電流位相角βに基づいて、それぞれ垂下制御を開始することが望ましい。この所定値は例えば上述のように式（８）の値を１として求めることができる。 When the rotational angular velocity ω is large, the current locus becomes a small ellipse (including a perfect circle), and the variation of the current position angle β with respect to the variation of the voltage phase angle δ becomes small. Therefore, it is desirable to start the drooping control based on the voltage phase angle δ when the rotational angular velocity ω is larger than the predetermined value, and based on the current phase angle β when it is small. This predetermined value can be obtained, for example, by setting the value of equation (8) to 1 as described above.
以上のことから、電流制御部Ｓ１は、ｄ軸電流指令値ｉd *及びｑ軸電流指令値ｉq *から式（１）に基づいてｄ軸電圧ｖd及びｑ軸電圧ｖqを求め、更に電圧位相角δ＝tan-1（−ｖd／ｖq）を求める。そして電圧位相角δが所定の位相角（例えば７０〜１２０度の範囲の中でのある値）を越えないよう、速度制御部１へと垂下指令Ｓ３を与える。これはつまり、電圧位相がオーバーしないための指令である。 From the above, the current control unit S1 obtains the d-axis voltage v d and the q-axis voltage v q based on the equation (1) from the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q * , Further, the voltage phase angle δ = tan −1 (−v d / v q ) is obtained. Then, a droop command S3 is given to the speed control unit 1 so that the voltage phase angle δ does not exceed a predetermined phase angle (for example, a certain value in the range of 70 to 120 degrees). In other words, this is a command for preventing the voltage phase from exceeding.
上述のように、回転角速度が小さい領域では、電流位相角指令値β*に基づいて垂下制御をおこなってもよい。例えば電流位相角指令値β*が、所定の他の位相角を越えないよう、速度制御部１へと垂下指令Ｓ２を与える。これはつまり、電流位相がオーバーしないための指令である。 As described above, in the region where the rotational angular velocity is small, the drooping control may be performed based on the current phase angle command value β * . For example, the droop command S2 is given to the speed control unit 1 so that the current phase angle command value β * does not exceed another predetermined phase angle. In other words, this is a command for preventing the current phase from exceeding.
以上のように、電圧ベクトルの位相角に基づいて制御を行うことにより、回転子の位置角の誤差の影響を受けにくくして垂下制御を開始することができる。 As described above, by performing the control based on the phase angle of the voltage vector, the drooping control can be started without being affected by the error of the rotor position angle.
垂下指令Ｓ２，Ｓ３のいずれかを受けた速度制御部１は、回転角速度指令値ω*が上昇していても、トルク指令値τ*の上昇をさせない。これにより垂下指令Ｓ２を受けた場合には電流位相角指令値β*が、垂下指令Ｓ３を受けた場合には電圧位相角δが、それぞれ固定される。負荷トルクが上昇してもトルク指令値τ*が上昇しないので回転角速度ωは低下する。 The speed control unit 1 that has received one of the droop commands S2 and S3 does not increase the torque command value τ * even if the rotational angular velocity command value ω * increases. As a result, when the droop command S2 is received, the current phase angle command value β * is fixed, and when the droop command S3 is received, the voltage phase angle δ is fixed. Since the torque command value τ * does not increase even when the load torque increases, the rotational angular velocity ω decreases.
図４は本発明の効果を例示するグラフである。横軸には時間を採り、縦軸には回転角速度ω、トルク実値τ、電圧位相角δ、電流位相角指令値β*、電流位相角実値βを採っている。 FIG. 4 is a graph illustrating the effect of the present invention. The horizontal axis represents time, and the vertical axis represents rotational angular velocity ω, torque actual value τ, voltage phase angle δ, current phase angle command value β * , and current phase angle actual value β.
同図（ａ）（ｂ）は回転子の位置角θに対して、等しい正の誤差が生じている場合を、同図（ｃ），（ｄ）は回転子の位置角θに対して、等しい負の誤差が生じている場合を、それぞれ示している。また同図（ａ）（ｃ）は電圧位相角δに基づいて垂下制御を開始した場合を、同図（ａ）（ｄ）は電流位相角指令値β*に基づいて垂下制御を開始した場合を、それぞれ示している。 FIGS. 6A and 6B show the case where an equal positive error occurs with respect to the rotor position angle θ, and FIGS. 5C and 5D show the rotor position angle θ with respect to the rotor position angle θ. Each case where an equal negative error occurs is shown. FIGS. 9A and 9C show the case where the droop control is started based on the voltage phase angle δ, and FIGS. 9A and 9D show the case where the droop control is started based on the current phase angle command value β *. Respectively.
同図（ａ）においては、垂下制御が電圧位相角δが１００度に達してから開示するように設定されており、同図（ｂ）においては、同図（ａ）の結果において回転開始から２００秒経過後の電流位相指令値β*（約６０度）と同じ電流位相指令値β*が得られるように調整されていることを示している。 In FIG. 6A, the drooping control is set to be disclosed after the voltage phase angle δ reaches 100 degrees. In FIG. 5B, the result of FIG. It is shown that the current phase command value β * that is the same as the current phase command value β * (about 60 degrees) after 200 seconds has been adjusted is obtained.
上記のごとく調節された二つの制御方法について検討する。同図（ａ）（ｃ）を比較すると、電圧位相角δに基づいて垂下制御を開始した場合は回転子の位置角θに対して生じた誤差が正であっても負であっても、回転開始から２００秒経過後の回転速度は８６．５（ｒｐｓ）から８５（ｒｐｓ）へとわずかしか異なっていない。 Consider two control methods adjusted as described above. Comparing (a) and (c) in the figure, when drooping control is started based on the voltage phase angle δ, whether the error generated with respect to the rotor position angle θ is positive or negative, The rotation speed after 200 seconds from the start of rotation is slightly different from 86.5 (rps) to 85 (rps).
これに対して、同図（ｂ）を見ると、回転子の位置角θに対して生じた誤差が正であり、電流位相角指令値β*に基づいて垂下制御を開始した場合には、電圧位相角δに基づいて垂下制御を開始した場合と同様に、回転開始から２００秒経過後の回転速度は８６．５（ｒｐｓ）である。しかし同図（ｄ）を見ると、回転開始から２００秒経過後の回転速度は７９（ｒｐｓ）となり、大きく異なっている。 On the other hand, when FIG. 5B is viewed, when the error generated with respect to the rotor position angle θ is positive and the drooping control is started based on the current phase angle command value β * , Similar to the case where the drooping control is started based on the voltage phase angle δ, the rotation speed after 200 seconds from the start of rotation is 86.5 (rps). However, looking at FIG. 4D, the rotation speed after 200 seconds from the start of rotation is 79 (rps), which is greatly different.
このように、電圧位相角δに基づく制御の方が、位置角の誤差に対して安定した制御を行うことができることが解る。 Thus, it can be seen that the control based on the voltage phase angle δ can perform more stable control with respect to the position angle error.
１ 速度制御部
２ 電流指令部
３ 電流制御部
４ 位置検出部
５ モータ
１０ 電流指令値生成ブロック
Ｓ１ 過電圧検出信号
Ｓ２ 垂下指令（電流位相オーバー）
Ｓ３ 垂下指令（電圧位相オーバー）
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1
S3 Droop command (Voltage phase over)
Claims (12)
（ｂ）前記第１の電流指令値及び前記第２の電流指令値並びに前記回転子の位置（θ）に基づいて前記モータの回転を制御する電流（ｉx）を供給するステップと
を備える方法であって、
前記モータに供給される電圧は、その絶対値が最大値（Ｖ0）以下に制限されつつ、
前記回転速度が所定値よりも高い場合には、前記電圧の前記第２軸からの位相角（δ）が所定の位相角を越えないよう、前記ステップ（ａ）において第１の垂下制御を行って前記第１及び第２の電流指令値を生成する、モータの制御方法。 (A) Based on the rotational speed (ω) of the rotor of the motor (5) and its command value (ω * ), the first magnetic pole direction of the rotor in the coordinate system that rotates with the rotation of the rotor. A first current command value (i d1 * ) which is a current command value for one axis and a second current command value (a current command value for a second axis which is electrically orthogonal to the magnetic pole direction) ( i q1 * ) and
(B) a method comprising the steps of supplying the first current command value and the second current command value and the current to control the rotation of the motor based on the position of the rotor (θ) (i x) Because
The absolute value of the voltage supplied to the motor is limited to the maximum value (V 0 ) or less,
When the rotational speed is higher than a predetermined value , the first drooping control is performed in the step (a) so that the phase angle (δ) of the voltage from the second axis does not exceed the predetermined phase angle. A motor control method for generating the first and second current command values .
（ａ−１）前記回転速度（ω）及びその前記指令値（ω*）とに基づいて、前記モータのトルク指令値（τ*）を生成するステップと、
（ａ−２）前記トルク指令値（τ*）に基づいて前記第１の電流指令値（ｉd1 *）及び前記第２の電流指令値（ｉq1 *）とを生成するステップと
を有し、
前記ステップ（ａ−１）において、前記電圧の前記位相角（δ）が所定の位相角に達した場合には前記トルク指令値を上昇させない、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載のモータの制御方法。 The step (a) includes (a-1) generating a torque command value (τ * ) of the motor based on the rotational speed (ω) and the command value (ω * );
(A-2) generating the first current command value (i d1 * ) and the second current command value (i q1 * ) based on the torque command value (τ * ). ,
The torque command value is not increased when the phase angle (δ) of the voltage reaches a predetermined phase angle in the step (a-1), according to any one of claims 1 to 5. The motor control method described.
前記第１の電流指令値及び前記第２の電流指令値並びに前記回転子の位置（θ）に基づいて前記モータの回転を制御する電流（ｉx）を供給する電流制御部（３）と
を備え、
前記モータに供給される電圧は、その絶対値が最大値（Ｖ0）以下に制限されつつ、
前記回転速度が所定値よりも高い場合には、前記電圧の前記第２軸からの位相角（δ）が所定の位相角を越えないよう、前記指令電流生成ブロックにおいて第１の垂下制御を行って前記第１及び第２の電流指令値を生成する、モータの制御装置。 Based on the rotational speed (ω) of the rotor of the motor (5) and its command value (ω * ), the first axis corresponding to the magnetic pole direction of the rotor in the coordinate system that rotates with the rotation of the rotor The first current command value (i d1 * ) that is the current command value of the current and the second current command value (i q1 * ) that is the current command value for the second axis that is electrically orthogonal to the magnetic pole direction . A command current generation block (10) for generating
The first current command value and the second current command value and the current to control the rotation of the motor based on the position (theta) of the rotor (i x) the current controller supplies a (3) Prepared,
The absolute value of the voltage supplied to the motor is limited to the maximum value (V 0 ) or less,
When the rotation speed is higher than a predetermined value , first droop control is performed in the command current generation block so that the phase angle (δ) of the voltage from the second axis does not exceed the predetermined phase angle. A motor control device that generates the first and second current command values .
前記回転速度が前記所定値よりも低い場合には、前記第１の電流指令値（ｉd1 *）の絶対値を前記第２の電流指令値（ｉq1 *）の絶対値で除した値の逆正接（β*）が、所定の他の位相角を越えないよう第２の垂下制御を行って前記第１及び第２の電流指令値を生成する、請求項７乃至請求項１０のいずれか一つに記載のモータの制御装置。 The current command value generation block (10)
If before Symbol rotational speed is lower than the predetermined value, the first current command value (i d1 *) of a value obtained by dividing the absolute value of the absolute value second current command value (i q1 *) arctangent (beta *) generates a second drooping control the first and second current command value I rows does not exceed the predetermined other phase angle, of claims 7 to 10 of The motor control device according to any one of the above.
前記回転速度（ω）及びその前記指令値（ω*）とに基づいて、前記モータのトルク指令値（τ*）を生成する速度制御部（１）と、
前記トルク指令値（τ*）に基づいて前記第１の電流指令値（ｉd1 *）及び前記第２の電流指令値（ｉq1 *）とを生成する電流指令値と
を有し、
前記速度制御部においては、前記電圧の前記位相角（δ）が所定の位相角に達した場合には前記トルク指令値を上昇させない、請求項７乃至請求項１１のいずれか一つに記載のモータの制御装置。 The current command value generation block (10) includes a speed control unit (1) that generates a torque command value (τ * ) of the motor based on the rotation speed (ω) and the command value (ω * ). ,
A current command value for generating the first current command value ( id1 * ) and the second current command value ( iq1 * ) based on the torque command value (τ * ),
The speed control unit according to any one of claims 7 to 11, wherein the torque command value is not increased when the phase angle (δ) of the voltage reaches a predetermined phase angle. Motor control device.
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