JP4429809B2 - Ｏｆｄｍ変調装置及びｏｆｄｍ変調方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ変調方法に関する。ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は、無線ＬＡＮ（Local Area Network）やＥＴＣ（Electronic Toll Collection：自動料金収受システム）などで使用され、「ＦＤＭ（周波数分割多重方式）」に「Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ（直角の、直交の）」を冠したとおり「直交周波数分割多重方式」と呼ばれ、直交関係にある複数（数百）のサブキャリア（搬送波）を使用し、帯域幅当たりの伝送速度の向上とマルチパス干渉の防止などを目途とした変調方式であるが、本発明は送信する場合に必要となる帯域制限処理に関するものである。

従来技術
近年のベースバンド変調処理は、ＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）やＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）における処理のように複雑化しており、ＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）やＬＳＩ（大規模集積回路）などの集積回路を用いて数値演算処理を行うものが多くなってきている。このような背景を持つ通信システムの変調装置について考察する。

図７にＯＦＤＭ変調装置の構成例として代表的なＯＦＤＭ送信装置の従来の構成例を示す。同図において、ベースバンド信号処理部７−１は、ＯＦＤＭ変調に直接関係しない幾つかの信号処理部を総称したもので、送信すべき信号に対する誤り訂正、インタリーブ、多値変調、符号拡散などの処理部から成る。

ベースバンド信号処理部７−１の処理結果は並列信号処理部７−２へ入力され、並列信号処理部７−２は、ベースバンド信号処理部７−１から出力される直列信号をＳ／Ｐ（直並列変換）により並列化し、ガードバンドを設けるための０挿入の処理を行い、並列化されたＮ個の入力信号を各サブキャリアの変調入力信号としてマッピングする処理を行った後、該並列化信号をＩＦＦＴ部７−３へ出力する。

ＩＦＦＴ部７−３は、入力されたＮ個の並列信号に対してＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）処理を行う。方式によっては、インタリーブ、多値変調、符号拡散等の処理を、Ｓ／Ｐ（直並列変換）後に行う構成のものもあるが、本発明はそのような構成のものであっても適用可能である。

ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）の信号処理は、周波数領域におけるサブキャリアの概念図を用いて説明すると理解し易い。図８はＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）におけるガードバンドとサブキャリアの概念図を示す。図８の（ａ）はＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）部を示し、同図に示すようにＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）部へは複数の入力信号が並列に入力される。これらの入力信号はそれぞれ各サブキャリアの大きさや偏角を与える。各サブキャリアは、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）サンプリング周波数ｆ_ＳのＮ分の１の周波数を基準にその整数倍となる周波数の複素正弦波となっている。ここでＮはＦＦＴサイズである。

このとき、ｎ番目のサブキャリアの周波数ｆ_ｎは下式のとおりである。
ｆ_ｎ＝（ｎ／Ｎ）・ｆ_Ｓ
ここでｎは（−Ｎ）／２から（Ｎ−１）／２までの間の整数である。

ＯＦＤＭ変調は、これらＮ個のサブキャリアの各複素正弦波信号を全て加算することで出力信号を生成する動作となる。ここで、より実用的なＯＦＤＭ変調を行うために、直流成分に相当するｆ_０とサンプリング周波数の１／２となるｆ_−Ｎ／２のサブキャリアは用いないようにする。こうすることにより、変復調器の調整が簡易化され、また、ビット誤り率の特性が改善される（下記の非特許文献１参照）。

また、後述するように、後段のアナログ回路のＬＰＦ（低域通過フィルタ）のカットオフ周波数の遷移帯域幅の許容範囲を広くするため、ＦＦＴサイズの数％〜数十％のサブキャリアを意図的に無効にする必要がある。この無効な帯域はガードバンドと呼ばれ、該ガードバンド内のサブキャリアの振幅は０に設定される。

ガードバンド用のサブキャリアの個数をＮ_Ｇとすると、有効サブキャリア数Ｎ_Ｖは以下の式のとおり、
Ｎ_Ｖ＝Ｎ−Ｎ_Ｇ−２
となる。上式の“−２”は、ｆ_０とｆ_−Ｎ／２のサブキャリアを不使用として除外したためである。このようにガイドバンド用の０挿入を行ったＩＦＦＴ部７−３の出力信号は、図８の（ｂ）に示すようなスペクトラムとなる。

次にＩＦＦＴ部７−３の出力に対して、ＧＩ（Guard Interval）付加部７−４によりガードインタバル付加処理を行う。ここまでの処理は、ＦＰＧＡやＬＳＩ等で構成されたディジタル信号処理部で行われ、その処理結果は数値演算結果として出力される。この数値演算結果を電気信号に変換するためにＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）７−５に入力される。

ＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）７−５でアナログ信号に変換された信号は、サンプリング周波数ｆ_Ｓ間隔で高調波が繰り返し現れ、スペクトラムは無限に広がる。これをＬＰＦ（低域通過フィルタ）７−６で帯域制限することにより、ＯＦＤＭ変調のベースバンド信号を抽出し、該ベースバンド信号をＭＩＸ（周波数変換器）７−７で高周波帯域に周波数変換し、該周波数変換で生じるイメージ成分やスプリアスなどの不要波をＢＰＦ（帯域通過フィルタ）７−８で除去した後、ＯＦＤＭ変調信号として送信される。

上述のＬＰＦ（低域通過フィルタ）７−６による帯域制限を、より実用的な構成により行うために、アナログ回路のＬＰＦ（低域通過フィルタ）のカットオフ周波数遷移帯域の広いもの（遮断特性が緩慢なもの）を採用し得るよう、以下に述べる第１〜第３の従来技術が提案されている。

第１の従来技術の基本構成は図９に示すように、ディジタル信号処理部において、ＧＩ（Guard Interval）付加部７−４によるガードインタバル付加処理後に、アップサンプリング部９−１により、サンプリング周波数ｆ_ＳをＫ_１倍にするアップサンプリングを行い、該アップサンプリングした信号を、ディジタルフィルタ（ＦＩＲ／ＩＩＲ）９−２による低域通過フィルタを通してＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）７−５に出力するようにしたものである。

第２の従来技術の基本構成は図１０に示すように、ディジタル信号処理部において、ＧＩ（Guard Interval）付加部７−４によるガードインタバル付加処理後の信号を、複数（Ｋ_２個）のディジタルフィルタ（ＦＩＲ／ＩＩＲ）１０−１の並列処理による遮断特性の急峻な低域通過フィルタを通し、該複数（Ｋ_２個）のディジタルフィルタ（ＦＩＲ／ＩＩＲ）１０−１の並列出力信号を、Ｐ／Ｓ（並直列変換）部１０−２により直列信号に変換してＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）７−５に出力するようにしたものである。

第３の従来技術の基本構成は図１１に示すように、並列信号処理部１１−１において、｛Ｎ_Ｖ＋Ｎ×（Ｋ_３−１）｝個の０シンボルデータを追加してＩＦＦＴサイズを大きくし、ＩＦＦＴ部１１−２をＮ×Ｋ_３のＩＦＦＴサイズとしたものである。こうすることにより、ＯＦＤＭ被変調波のスペクトルの間隔が広がり、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）として緩慢な特性のものを採用することができるようにしたものである（下記の特許文献１参照）。

第１及び第２の従来技術では、サンプリング周波数を高くし、ディジタル信号処理部内でディジタル的に遮断特性の急峻な低域フィルタ通過処理を施すことにより、周波数軸上での高調波の出現間隔を広げたことと同等の効果が得られるが、第１の従来技術では、ディジタルフィルタ（ＦＩＲ／ＩＩＲ）９−２による低域通過フィルタの演算速度として、Ｋ_１×ｆ_Ｓの高速ものが必要となり、第２の従来技術では、Ｋ_２個のディジタルフィルタ（ＦＩＲ／ＩＩＲ）を設ける必要があることから回路規模が大きくなるという問題がある。

また、ディジタルフィルタを急峻な遮断特性にするに従って、遮断処理に必要なタップ数が増加し、信号遅延も大きくなる。また、カットオフ周波数の遷移帯域付近では位相変化も激しくなる。前述の第１及び第２の従来技術のスペクトラム例を図１２に示す。図１２において、（Ａ）はＯＦＤＭ信号のスペクトラム、（Ｂ）はアップサンプリング後の信号のスペクトラム、（Ｃ）は理想ディジタル低域通過フィルタを通した後の信号のスペクトラムである。

ＯＦＤＭ信号のスペクトラムは、離散フーリエ逆変換により図１２（Ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号帯域幅ｆ_Ｓの両外側に高調波が繰り返し出現する。図１２（Ａ）のＯＦＤＭ信号を３倍のサンプリング周波数でアップサンプリングすると、図１２（Ｂ）に示すように、ＯＦＤＭ信号帯域幅は３×ｆ_Ｓとなり、その両外側に高調波が繰り返し出現する。

図１２（Ｂ）に示すアップサンプリング後の信号を、ｆ_Ｓ／２をカットオフ周波数とする理想ディジタル低域通過フィルタを通すことにより、図１２（Ｃ）に示すように高調波の出現間隔が広がり、遮断特性の緩慢なアナログ低域通過フィルタを用いて所望のＯＦＤＭ信号スペクトラムを取出すことができる。

第３の従来技術では、ベースバンド信号帯域よりサンプリング周波数を十分高くすることで高調波の出現間隔を広げる効果が得られ、後述する本発明と同様のスペクトラムが得られるが、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）演算速度が高速のものが必用となり実現が困難である。第３の従来技術及び後述する本発明のＯＦＤＭ変調によるスペクトラムを図１３に示す。図１３に示すスペクトラムでは、ＯＦＤＭ信号帯域ｆ_Ｓ内にガードバンドを設けることなく、ｆ_０以外のサブキャリア全てに信号を割当てることができる。

前述の特許文献１及び非特許文献１は下記のとおりである。
特開平７−２２６７２４号公報 溝口匡人、榎本清司、高梨斉、守倉正博、１９９８電子情報通信学会綜合大会Ｂ−５−２４１「ＯＦＤＭ変復調器のＤＣオフセットに関する検討」

先に説明した第１及び第２の従来技術では、ディジタル低域通過フィルタのタップ数の限界より、ディジタル低域通過フィルタを通した後の信号に歪みが生じ、そのため、ガードバンドを設ける必要があることからＦＦＴサイズをフルに使用することができないという問題があった。また、第３の従来技術はＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）の演算処理に高速処理が要求され、実現が困難である等の問題があった。

本発明は、周波数軸上で高調波の出現間隔の広いＯＦＤＭ変調信号がディジタル信号処理部から得られるＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ変調方法を提供することを目的とする。また、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）の演算処理に高速性が要求されないＯＦＤＭ変調装置及びＯＦＤＭ変調方法を提供することを目的とする。

本発明のＯＦＤＭ変調装置は、（１）送信すべきベースバンド信号を高速フーリエ逆変換してＯＦＤＭ変調送信信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、前記送信すべきベースバンド信号を高速フーリエ逆変換する複数の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部と、前記複数の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部に、前記ベースバンド信号の位相角を異ならしめた信号を入力するベースバンド信号位相角制御入力手段と、前記複数の高速フーリエ逆変換部からの並列出力信号を直列信号に変換する並直列変換部と、前記並直列変換部から出力される高調波成分を遮断する低域通過フィルタと、を備えたものである。

また、（２）前記ベースバンド信号位相角制御入力手段は、ベースバンド信号の位相角を異ならしめる１つの補間値生成用係数を記憶する係数記憶部と、前記係数記憶部に記憶された１つの補間値生成用係数を、ベースバンド信号に順々に繰り返し乗じ、各乗算結果を前記各高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部に入力する係数乗算部と、を備えたものである。

また、（３）前記ベースバンド信号位相角制御入力手段は、前記ベースバンド信号に異なる位相角を与える係数乗算部と、前記係数乗算部の乗算結果の実部又は虚部の符号を反転した演算結果を高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部へ入力する符号反転部と、を備えたものである。

また、（４）前記ベースバンド信号位相角制御入力手段は、ベースバンド信号の位相角を異ならしめる１つの補間値生成用係数を記憶する係数記憶部と、前記係数記憶部に記憶された１つの補間値生成用係数を、ベースバンド信号に順々に繰り返し乗じ、各乗算結果を前記各高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部に入力する係数乗算部と、前記係数乗算部の乗算結果の実部又は虚部の符号を反転した演算結果を高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部へ入力する符号反転部と、を備えたものである。

また、本発明のＯＦＤＭ変調方法は、（５）送信すべきベースバンド信号を高速フーリエ逆変換してＯＦＤＭ変調送信信号を生成するＯＦＤＭ変調方法において、前記送信すべきベースバンド信号を高速フーリエ逆変換する複数の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部に、前記ベースバンド信号の位相角を異ならしめた信号を入力するステップと、前記複数の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部からの並列出力信号を直列信号に変換し、該直列信号に含まれる高調波成分を低域通過フィルタにより遮断するステップと、を含むものである。

本発明は、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）によるＯＦＤＭ変調信号の性質を利用して離散時間データ間の完全な補完値を算出して生成することにより、ＯＦＤＭ信号帯域より十分高い周波数でサンプリングした状態と同等の信号を生成し、高調波がＯＦＤＭ信号帯域から十分間隔を空けて出現するようにし、高調波を除去する低域通過フィルタとして緩慢な遮断特性のものを用いても歪みの無いＯＦＤＭ信号帯域の抽出を実現する。ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）において各サブキャリアは周期信号であるため、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）の離散時間データの周期内の任意の時間の波形を正確に求めることが可能である。

本発明によれば、送信すべきベースバンド信号を高速フーリエ逆変換する複数の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部に、それぞれベースバンド信号の位相角を異ならしめた信号を入力し、該複数の高速フーリエ逆変換部からの並列出力信号を直列信号に変換することにより、高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）の離散時間データ間の補完値が生成され、ＯＦＤＭ信号帯域から十分間隔を空けて高調波が出現する。

補完点数を増やすほど、高調波の出現が高い周波数へシフトする。そのため、高調波を遮断する低域通過フィルタは、カットオフ周波数の遷移帯域が非常に広い緩やかな遮断特性の低域通過フィルタを用いることができ、簡素な構成の低域通過フィルタでよく、回路規模を大幅に削減することができる。

また、ＦＦＴサイズをほぼ１００％使用しても、ＯＦＤＭ信号帯域の抽出及び高調波の除去を容易に行うことができる。高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ）部を２個並べて使用するだけでＦＦＴサンプリングレートと同量のカットオフ周波数遷移帯域幅を確保することができる。また、正確な補完値が生成されるため、カットオフ周波数付近での位相歪を生じさせず、通過帯域内の振幅特性を平坦にすることが可能となる。

本発明のＯＦＤＭ変調装置の構成例を図１に示す。本発明のＯＦＤＭ変調装置は同図に示すように、並列信号処理部７−２、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）部７−３及びＧＩ（Guard Interval）付加部７−４をそれぞれＫ個用意する。ここで、Ｋは２以上の整数である。

並列信号処理部７−２、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）部７−３及びＧＩ（Guard Interval）付加部７−４は、図７等に示した従来のＯＦＤＭ変調装置におけるものと同様のものであり、並列信号処理部７−２はサブキャリア並び替え、Ｓ／Ｐ（直並列変換）変換及びガードバンドを設けるための０挿入の処理機能を有し、ＩＦＦＴ部７−３は、入力されたＮ個の並列信号に対してＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）処理を行う。方式によっては、インタリーブ、多値変調、符号拡散等の処理を、Ｓ／Ｐ（直並列変換）後に行う構成のものもあるが、本発明はそのような構成のものであっても適用可能である。ＩＦＦＴ部７−３の出力に対してＧＩ（Guard Interval）付加部７−４によりガードインタバル付加処理を行う。

ここで、Ｋ個の並列信号処理部７−２に対して、その内の１つに従来通りベースバンド信号処理部７−１の出力信号を入力するが、他のＫ−１個の並列信号処理部７−２に対して、ベースバンド信号処理部７−１の出力信号からＫ−１個の補間値を算出して入力し、最終的にＫ倍のサンプリング周波数でサンプリングした信号と同等の信号を生成する。

Ｋ−１個の補間値を生成するための係数をＫ−１個のメモリ１−１（１）〜１−１（Ｋ−１）に蓄えておく。各メモリ１−１（１）〜１−１（Ｋ−１）は、全てのサブキャリア用の係数を有し、ベースバンド信号のサブキャリアへの割り当てと同じ順序でシリアルに出力する。こうすることにより、各補間値を生成するための係数を記憶するメモリ及び該係数を掛け合わせる乗算器１−２はＫ−１個有ればよい。

ベースバンド信号処理部７−１から出力されるベースバンド信号に、各補間値を生成するための係数を記憶したメモリ１−１（１）〜１−１（Ｋ−１）からの出力値を、乗算器１−２により掛け合わせ、結果的にベースバンド信号に位相制御を加えた信号を並列信号処理部７−２に入力し、その出力信号をＩＦＦＴ部７−３及びＧＩ（Guard Interval）付加部７−４へ順に入力する。

Ｋ個の並列信号処理部７−２、ＩＦＦＴ部７−３及びＧＩ（Guard Interval）付加部７−４から出力されるＫ個の並列出力信号をＰ／Ｓ（並直列変換）部１−３により直列信号に変換することにより補完値が間挿され、Ｋ倍のサンプリング周波数でサンプリングされた状態の信号と同等の信号が生成される。ここで、位相制御とは、数値演算により複素数の偏角を変えることであり、ベースバンド信号の位相角を変化させることである。本発明によるＯＦＤＭ変調のスペクトラムの具体例は前述した通り、図１３に示したものと同様のものである。

以下、本発明のＯＦＤＭ変調における補間値の生成を、数式を用いて説明する。ここで、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）部への入力信号をＸ（ｋ）とすると、ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）部の出力信号ｘ（ｍ）は以下の式となる。

ここで、ｍは時間ステップ、ｋはサブキャリア番号（ｋ＝０，１，２，・・・，Ｎ−１）、Ｎはサブキャリア数（ＩＦＦＴサイズ、２のべき乗の整数）である。

ＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）部の出力信号は、Ｎ個のサブキャリアを使う場合、ｘ（１），ｘ（２），・・・，ｘ（Ｎ）というＮステップの時間波形を生成する。よって、ｘ（ｍ）の次に生成されるデータは、ｘ（ｍ＋１）となる。本発明は、ｘ（ｍ）とｘ（ｍ＋１）との間の補完値を数式演算によって生成する。

ここで、ｘ（ｍ）とｘ（ｍ＋１）との間の補完値をｘ（ｍ＋ａ），（０＜ａ＜１）とする。前述の式（１）において、ｍをｍ＋ａに置換えると、以下の式が得られる。

即ち、入力信号Ｘ（ｋ）にｅｘｐ｛ｊ（２π／Ｎ）ｋａ｝という補間値生成用係数を乗じてＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）処理を行うと、ｘ（ｍ）とｘ（ｍ＋１）との間に生成される補間値ｘ（ｍ＋ａ）が得られる。

次に、本発明の前述の構成に改良を施した実施形態について説明する。図２は第１の改良を加えた本発明の実施形態を示す。図２の構成は、図１の構成において、Ｋ−１個のメモリ１−１（１）〜１−１（Ｋ−１）を使用することなく、１個のメモリ２−１を使用し、該メモリ２−１から読出した補間値生成用係数を各乗算器２−２（１）〜２−２（Ｋ−１）に入力する。

そして、第１番目の乗算器２−２（１）は、ベースバンド信号処理部７−１からの出力信号を入力して、該信号と、メモリ２−１から読出した補間値生成用係数とを掛け合わせた乗算結果を、Ｋ個の並列信号処理部７−２の内の１つに入力すると共に、該乗算結果を２番目の乗算器２−２（２）に入力する。

２番目の乗算器２−２（２）は、第１番目の乗算器２−２（１）から入力された乗算結果に更に、メモリ２−１から読出した補間値生成用係数を掛け合わせた乗算結果を、Ｋ個の並列信号処理部７−２の次の１つに入力すると共に、該乗算結果を３番目の乗算器２−２（３）に入力する。

以下、Ｋ−１番目の乗算器２−２（Ｋ−１）まで同様に、前段からの乗算結果にメモリ２−１の内容を掛けて段階的に補間値を生成し、該補間値を並列信号処理部７−２の１つに順々に入力する。このように構成することにより、補間値生成用係数を記憶するメモリの数が１つで済み、回路規模を削減することができる。

図３は第２の改良を加えた本発明の実施形態を示す。同図の構成は、図１の構成において、Ｋ−１個のメモリ１−１（α），α＝１〜（Ｋ−１）を使用することなく、Ｋ／２個（Ｋが奇数の場合は（Ｋ−１）／２個）のメモリを使用する。α＜Ｋ／２なるα番目の補間値は、メモリから読出した補間値生成用係数との乗算により算出し、α≧Ｋ／２なるα番目の補間値は、符号反転部３−１により以下の符号反転処理により算定する。

α＝Ｋ／２なるα番目の補間値に対しては、ベースバンド信号の実部の符号を反転し、虚部はそのまま使用して出力する。α＞Ｋ／２なるα番目の補間値に対しては、Ｋ−α番目のメモリから読出した補間値生成用係数との乗算結果の実部はそのまま使用し、虚部を符号反転して出力する。このように構成することによりメモリ及び乗算器の個数を半減することができ、回路規模を削減することができる。

図４は第３の改良を加えた本発明の実施形態を示す。この実施形態は、α＜Ｋ／２なるα番目までの補間値に対して、前述の図２に示した実施形態と同様に、１つのメモリ２−１から読出した補間値生成用係数との段階的繰り返し乗算により算出し、α≧Ｋ／２なるα番目の補間値に対しては、図３に示した実施形態と同様に、符号反転部３−１により以下の符号反転処理により算定する。

α＝Ｋ／２なるα番目の補間値に対しては、ベースバンド信号の実部の符号を反転し、虚部はそのまま使用して出力する。α＞Ｋ／２なるα番目の補間値に対しては、Ｋ−α番目の乗算結果の実部はそのまま使用し、虚部を符号反転して出力する。このように構成することにより、メモリが１つで済み、かつ乗算器の数を半減することができ、更に回路規模を削減することができる。

本発明のＯＦＤＭ変調装置の一構成例を図５に示す。この実施例では、ＩＦＦＴサイズ２５６、ＩＦＦＴ演算周波数Ｆ_Ｓとし、２つの補間値を算出し、３倍のＦ_Ｓでサンプリングしたものと同等のＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）の出力信号が得られる例を示している。ベースバンド信号処理部５−１からは、送信すべき信号のベースバンド信号列がシリアルに出力される（図中Ａ）。

メモリ５−２_１，５−２_２には、それぞれ２π／３、２×２π／３位相が進んだ補間値を算出するための２５４個の補間値生成用係数が格納されており、２５４個の各補間値生成用係数データはシリアルに繰り返し出力される（図中Ｂ）。ベースバンド信号処理部５−１からの出力信号は３つに分岐され、その１つは位相制御を行うことなく、並列信号処理部５−３に入力され、残りの２つの出力信号は、それぞれメモリ５−２_１，５−２_２から読出した補間値生成用係数と乗算される（図中Ｃ）。

並列信号処理部５−３では、入力されるシリアル信号に対して１対２５４のＳ／Ｐ（直並列）変換を行い、ｆ０００（＝０：直流成分）及びｆ１２８（＝Ｆ_Ｓ／２）のサブキャリアに対して０値を挿入した後、２５４個の並列信号を２５４個のサブキャリアにマッピングする（図中Ｄ）。

その後、３個のＩＦＦＴ部５−４で並行してＩＦＦＴ（高速フーリエ逆変換）処理が行われ、３個のＧＩ（Guard Interval）付加部５−５によりガードインタバルが付加され、Ｐ／Ｓ（並直列）変換部５−６により、並列入力信号に対して３対１のパラレルシリアル変換が行われ、元のＯＦＤＭ信号に中間値が２つ補間された状態（周波数はＦｓの３倍）でＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）５−７に入力される。ＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）５−７のアナログ出力信号のスペクトラムは図１３のようになり、高調波は３×Ｆｓに出現するため、その後段のＬＰＦ（低域通過フィルタ）５−８は緩やかな特性のものを使用することができる。

なお、上記図５の各機能部から出力される信号の内容を図６の表に示している。図５の各機能部に付した符号（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）と、図６の見出し（第１行目）に付した符号（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）とはそれぞれ対応しており、図５の各機能部の各出力信号の内容は、図６の対応箇所に示すとおりである。

本発明のＯＦＤＭ変調装置の構成例を示す図である。 第１の改良を加えた本発明の実施形態を示す図である。 第２の改良を加えた本発明の実施形態を示す図である。 第３の改良を加えた本発明の実施形態を示す図である。 本発明のＯＦＤＭ変調装置の一構成例を示す図である。 図５の構成例の各機能部から出力される信号内容の表である。 ＯＦＤＭ変調装置の従来の構成例を示す図である。 ＩＦＦＴにおけるガードバンドとサブキャリアの概念図である。 第１の従来技術の基本構成を示す図である。 第２の従来技術の基本構成を示す図である。 第３の従来技術の基本構成を示す図である。 第１及び第２の従来技術のＯＦＤＭ変調のスペクトラム例を示す図である。 第３の従来技術及び本発明のＯＦＤＭ変調のスペクトラム例を示す図である。

符号の説明

１−１（１）〜１−１（Ｋ−１） メモリ
１−２ 乗算器
１−３ Ｐ／Ｓ（並直列変換）部
７−１ ベースバンド信号処理部
７−２ 並列信号処理部
７−３ ＩＦＦＴ部
７−４ ＧＩ（Guard Interval）付加部
７−５ ＤＡＣ（ディジタルアナログ変換器）
７−６ ＬＰＦ（低域通過フィルタ）
７−７ ＭＩＸ（周波数変換器）
７−８ ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）

Claims (3)

1. 送信すべきベースバンド信号をフーリエ逆変換してＯＦＤＭ変調送信信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、
   前記送信すべきベースバンド信号をフーリエ逆変換する複数のフーリエ逆変換部と、
   前記ベースバンド信号の位相角を異ならしめる１つの補間値生成用係数を記憶する係数記憶部と、
   前記係数記憶部に記憶された１つの補間値生成用係数を、ベースバンド信号に順々に繰り返し乗じ、各乗算結果を前記各フーリエ逆変換部に入力する係数乗算部と、
   前記複数のフーリエ逆変換部に、前記ベースバンド信号の位相角を異ならしめた信号を入力するベースバンド信号位相角制御入力手段と、
   前記複数のフーリエ逆変換部からの並列出力信号を直列信号に変換する並直列変換部と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ変調装置。
2. 送信すべきベースバンド信号をフーリエ逆変換してＯＦＤＭ変調送信信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、
   前記送信すべきベースバンド信号をフーリエ逆変換する複数のフーリエ逆変換部と、
   前記ベースバンド信号に異なる位相角を与える係数乗算部と、
   前記係数乗算部の乗算結果の実部又は虚部の符号を反転した演算結果をフーリエ逆変換部へ入力する符号反転部と、
   前記複数のフーリエ逆変換部に、前記ベースバンド信号の位相角を異ならしめた信号を入力するベースバンド信号位相角制御入力手段と、
   前記複数のフーリエ逆変換部からの並列出力信号を直列信号に変換する並直列変換部と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ変調装置。
3. 送信すべきベースバンド信号をフーリエ逆変換してＯＦＤＭ変調送信信号を生成するＯＦＤＭ変調装置において、
   前記送信すべきベースバンド信号をフーリエ逆変換する複数のフーリエ逆変換部と、
   前記ベースバンド信号の位相角を異ならしめる１つの補間値生成用係数を記憶する係数記憶部と、
   前記係数記憶部に記憶された１つの補間値生成用係数を、ベースバンド信号に順々に繰り返し乗じ、各乗算結果を前記各フーリエ逆変換部に入力する係数乗算部と、
   前記係数乗算部の乗算結果の実部又は虚部の符号を反転した演算結果をフーリエ逆変換部へ入力する符号反転部と、
   前記複数のフーリエ逆変換部に、前記ベースバンド信号の位相角を異ならしめた信号を入力するベースバンド信号位相角制御入力手段と、
   前記複数のフーリエ逆変換部からの並列出力信号を直列信号に変換する並直列変換部と、
   を備えたことを特徴とするＯＦＤＭ変調装置。

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