JP4401784B2 - 部分的なチャンネル状態情報（ｃｓｉ）多入力多出力（ｍｉｍｏ）システムのパワー制御 - Google Patents

Description

本発明は、データ通信、特に部分的なチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を使用する多チャンネル通信システム（例えば多入力多出力（ＭＩＭＯ）システム）の送信パワー制御のための技術に関する。

無線通信システムでは、送信機からのＲＦ変調された信号は複数の伝播路を介して受信機に到達する。伝播路の特性は典型的にフェーディングとマルチパスのような多くのファクタにより時間で変化する。有害なパス効果に対するダイバーシティを提供し、性能を改良するため、多数の送信および受信アンテナが使用されることができる。通常はそのような場合であることが多い送信アンテナと受信アンテナ間の伝播路が線形に独立しているならば（即ち１つのパスの送信は他方のパスの送信の線形の組合わせとして形成されないならば）、正確にデータ送信を受信する確率はアンテナ数の増加と共に増加する。通常、送信および受信アンテナ数が増加すると、ダイバーシティは増加し、性能は改良する。

多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムはデータ送信で多数（Ｎ_Ｔ）の送信アンテナと多数（Ｎ_Ｒ）の受信アンテナを使用する。Ｎ_Ｔ個の送信アンテナおよびＮ_Ｒ個の受信アンテナにより形成されるＭＩＭＯチャンネルはＮ_Ｓの独立したチャンネルに分解され、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝である。各Ｎ_Ｓの独立したチャンネルはまたＭＩＭＯチャンネルの部分的なサブチャンネル（または送信チャンネル）と呼ばれ、ディメンションに対応する。多数の送信および受信アンテナにより生成される付加的な空間が使用されるならば、ＭＩＭＯシステムは改良された性能（例えば増加された送信容量）をもたらす。例えば独立したデータ流はシステムのスループットを増加するためにＮ_Ｓ個の空間サブチャンネルのそれぞれで送信されることができる。

多数のデータ流はＭＩＭＯチャンネルの特性を記述するチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を使用して空間サブチャンネルで送信されることができる。ＣＳＩは“フルＣＳＩ”または“部分的ＣＳＩ”としてカテゴリ化される。フルＣＳＩは（Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｔ）ＭＩＭＯマトリックスにおいて各送信−受信アンテナ対の間の伝播路の十分な特性（例えば振幅および位相）を含んでいる。フルＣＳＩは多数のＭＩＭＯシステムで利用可能または実用的ではない。部分的なＣＳＩは例えば、空間的なサブチャンネルの信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を有し、これはこれらのサブチャンネルで送信されるデータ流および／またはパイロットを検出することにより評価されてもよい。各データ流はその後、サブチャンネルのＳＮＲに基づいて選択された特定のコード化および変調方式にしたがってコード化され変調されることができる。

ＭＩＭＯシステムの空間的サブチャンネルは異なるチャンネル状態（例えば異なるフェーディングおよびマルチパス効果）を経験し、送信パワーの所定量で異なるＳＮＲを実現する。したがって、空間的なサブチャンネルによりサポートされるデータレートはサブチャンネル毎に異なっている。さらに、チャンネル状態は典型的に時間により変化する。結果として、空間的サブチャンネルによりサポートされるデータレートも時間で変化する。

ＭＩＭＯシステムの重要な挑戦はチャンネル状態に基づいて空間的サブチャンネルでのデータ送信に使用される送信パワーの決定である。この送信パワー制御の目標は各データ流に対する特定のターゲットフレームエラー率（ＦＥＲ）を実現して干渉を最小にする等の他のシステムの目標を満たしながらスペクトル効率を最大にすることである。

実用的な通信システムでは、任意の所定のデータ流で使用されるデータレートに上限が存在する。例えばディスクリートなデータレートのセットはシステムによりサポートされ、これらのディスクリートなデータレート間からの最大のデータレートは任意の所定のデータ流で最大のスペクトル効率として考慮される。このようなシステムでは最大のデータレートでターゲットＦＥＲを実現するため各データ流で必要であるよりも多くの送信パワーを使用すると、付加的な送信パワーの使用が効率的ではなくなる。過剰な送信パワーが低いＦＥＲで生じても、このＦＥＲの改良はターゲットＦＥＲが既に実現されているので実質的に考慮されない。所定のデータ流の過剰な送信パワーは他のデータ流に対して付加的な干渉を生じ、これはその後、これらのデータ流の性能を劣化する。

それ故、部分的なＣＳＩを使用してＭＩＭＯシステムのデータ流の送信パワーを制御するための技術が必要とされている。

全体で必要とされる送信パワーを最小にしながら所望のスペクトル効率が得られるように、ＭＩＭＯシステムでデータ送信の送信パワーを制御する技術が本発明により提供される。複数のデータ流の事後検出ＳＮＲが最初に評価される。各データ流の送信パワーはその後、受信機でデータ流を検出するために使用される特別な受信機処理技術を考慮することにより決定される。新しい送信パワーは（１）γ_ｓｅｔを超える任意のＳＮＲに対して最大の許容されたスペクトル効率を実現するのにγ_ｓｅｔが必要とされるＳＮＲで、または（２）特別なスペクトル効率で必要とされるターゲットＳＮＲでまたはほぼそのＳＮＲで、データ流の事後検出ＳＮＲを維持しようと試みる。

特別な実施形態では、無線の多チャンネル（例えばＭＩＭＯ）通信システムで複数のデータ流の送信パワーを制御する方法が与えられる。最初に、複数の受信されたシンボル流は複数の検出されたデータ流を与えるために特定の受信機処理技術（例えば以下説明するように、ＣＣＭＩ、ＣＣＭＩ−ＳＣ、ＭＭＳＥ、ＭＭＳＥ−ＳＣまたは幾つかの他の技術）にしたがって処理される。検出されたデータ流の事後検出ＳＮＲが評価され、設定点を超える各ＳＮＲが識別される。この設定点は最大の許容されたスペクトル効率（例えばシステムによりサポートされる最大のデータレート）を実現するのに必要なＳＮＲまたは特定化されたスペクトル効率（例えば特別なデータレート）を実現するのに必要なターゲットＳＮＲに対応する。設定点を超過する事後検出ＳＮＲに関連する各検出されたデータ流に対する新しい（または調節された）送信パワーが決定され、データ流に対して使用される。

データ流の事後検出ＳＮＲはデータ流を検出するために受信機で使用される特別な受信機処理技術に依存している。さらに、検出されたデータ流における送信パワーと事後検出ＳＮＲ間の関係は相関されるか相関されない。異なる特性を有する受信機処理技術の異なるクラスにおいて異なるパワー制御方式がここで与えられる。（ＣＣＭＩおよびＣＣＭＩ−ＳＣ技術を含む）第１のクラスでは、検出されたデータ流は受信機処理により減結合され、１つのデータ流の送信パワーの変更は他のデータ流の事後検出ＳＮＲに影響しない。各検出されたデータ流に対する送信パワーはその後、他のデータ流の送信パワーにかかわりなく決定される。（ＭＭＳＥおよびＭＭＳＥ−ＳＣ技術を含む）第２のクラスでは、所定のデータ流の事後検出ＳＮＲは他のデータ流の送信パワーに結合され、１つのデータ流の送信パワーの変化は他のデータ流の事後検出ＳＮＲに影響する。データ流の送信パワーはその後、この相互依存を考慮に入れた方法で決定され、パワー調節は所望される結果を実現するのに必要な回数だけ反復されることができる。

本発明の種々の特徴および実施形態をさらに以下説明する。本発明は以下さらに説明するように、本発明の種々の特徴、実施形態、特性を実行する方法、プロセッサ、受信装置、送信装置、端末、基地局、システム、その他の装置および素子をさらに提供する。

本発明の特徴、特性、利点は図面を伴って以下説明する詳細な説明からさらに明白にあるであろう。同一の参照符号は全体を通して対応して識別される。
データ送信の送信パワーを制御するためのここで説明する技術は種々の多チャンネル通信システムで使用される。このような多チャンネル通信システムは、多入力、多出力（ＭＩＭＯ）通信システム、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システム、ＯＦＤＭを使用するＭＩＭＯシステム（即ちＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム）およびその他を含んでいる。多チャンネル通信システムはまたコード分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）、または幾つかの他の多元アクセス技術を実行する。多元アクセス通信システムは複数の端末（即ちユーザ）との同時通信をサポートできる。明白にするため、本発明の種々の特徴および実施形態を多アンテナ無線通信システムのようなＭＩＭＯシステムで特別に説明する。

図１は、ＭＩＭＯシステム100の送信機システム110および受信機システム150の１実施形態のブロック図である。

送信機システム110で、複数のデータ流のトラフィックデータはデータソース112から送信（ＴＸ）データプロセッサ114へ与えられる。各データ流は単一の送信チャンネルまたは送信チャンネルのグループで送信される。ＴＸデータプロセッサ114はコード化されたデータを提供するためにそのデータ流で選択された特定のコード化方式に基づいて各データ流のトラフィックデータをフォーマットし、コード化し、インターリーブする。全てのデータ流のコード化されたトラフィックデータは（例えば時分割マルチプレクス（ＴＤＭ）またはコード分割マルチプレクス（ＣＤＭ）を使用して）データ送信に使用される送信チャンネルの全てまたはサブセットでパイロットデータで多重化される。パイロットデータは典型的に既知の方法で処理される既知のデータパターンである。各データ流の多重化されたパイロットおよびコード化トラフィックデータはその後、変調シンボルを与えるためにそのデータ流に対して選択された特定の変調方式（例えばＢＰＳＫ、ＱＳＰＫ、Ｍ−ＰＳＫまたはＭ−ＱＡＭ）に基づいて変調（即ちシンボルマップ）される。各データ流のデータレート、コード化、インターリーブ、変調は制御装置130により行われる制御により決定される。

全データ流の変調シンボルはその後、ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ120へ与えられる。１実施形態では、ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ120はそのデータ流で使用される送信パワーの量に基づいて決定されたそれぞれの加重により各データ流の変調シンボルをスケールする。ＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ120はその後、スケールされた変調シンボルをＮ_Ｔ個（まで）の送信シンボル流にデマルチプレクスし、各Ｎ_Ｔ個（まで）の送信アンテナの１つの送信シンボル流はデータ送信に使用される。Ｎ_Ｔ個（まで）の送信シンボル流はその後、送信機（ＴＭＴＲ）122a乃至122tに与えられる。

選択された送信アンテナの各送信機122はそれぞれの送信シンボル流を受信し、処理する。ＯＦＤＭシステムでは、各送信機はＯＦＤＭシンボルを形成するために例えば逆フーリエ変換を使用して）スケールされた変調シンボルを変換し、さらに対応する送信シンボルを形成するために各ＯＦＤＭシンボルに巡回接頭辞を添付する。各送信機はシンボル流を１以上のアナログ信号へ変換し、さらにＭＩＭＯチャンネルで送信するのに適した変調された信号を発生するためにアナログ信号を調整する（例えば増幅、濾波、直角変調する）。送信機122a乃至122tのＮ_Ｔ個までの変調された信号はその後、それぞれＮ_Ｔ個までのアンテナ124a乃至124tから送信される。

受信機システム150で、送信され変調された信号はＮ_R個のアンテナ152a乃至152rにより受信され、各アンテナ152からの受信された信号はそれぞれの受信機（ＲＣＶＲ）154へ与えられる。各受信機154は受信された信号を調整（例えば濾波、増幅、下方変換）し、それぞれのサンプル流を出力するために調整された信号をデジタル化する。各サンプル流はさらに、対応する受信されたシンボル流を得るために処理（例えば回復されたパイロットで復調）される。

ＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160はその後、Ｎ_Ｓ個の“検出された”データ流を与えるためにＮ_Ｒ個のシンボル流を受信し処理する。ＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160は任意の数の空間的および空間−時間的受信機処理技術を使用して、Ｎ_Ｒ個の受信されたシンボルで空間的または空間−時間的処理を行い、そのうちの幾つかの技術を以下詳細に説明する。各検出されたデータ流はそのデータ流で送信された変調シンボルの評価であるシンボルを含んでいる。ＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160はその後、データ流のトラフィックデータを回復するために各検出されたデータ流を復調し、デインターリーブし、復号する。ＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160による処理は送信機システム110のＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ120とＴＸデータプロセッサ114により行われる処理に対して相補型である。

ＲＸ ＭＩＭＯプロセッサ160はさらにデータ流の信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）の評価値と、恐らく他のチャンネル特性を得て、これらの量を制御装置170へ提供する。ＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160はまた各受信されたフレームまたはパケットの状態、復号された結果を示す１以上の他の性能計量と、恐らく他の情報も提供する。制御装置170はチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を集め、これはＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160から受信された全てまたは幾つかの情報を含んでいる。ＣＳＩはその後、Ｔｘデータプロセッサ178により処理され、変調器180により変調され、送信機154a乃至154rにより調整され、送信機システム110へ返送される。

送信機システム110で、受信機システム150からの変調された信号は、受信機システムにより報告されたＣＳＩを回復するため、アンテナ124により受信され、受信機122により調整され、復調器140により復調され、ＲＸデータプロセッサ142により処理される。ＣＳＩはその後、制御装置130へ与えられ、ＴＸデータプロセッサ114とＴＸ ＭＩＭＯプロセッサ120の種々の制御命令を発生するために使用される。

制御装置130および170はそれぞれ送信機および受信機システムの動作を命令する。メモリ132と172はそれぞれ制御装置130と170により使用されるプログラムコードおよびデータの記憶を行う。

データ送信のため多数（Ｎ_Ｔ個）の送信アンテナと多数（Ｎ_Ｒ個）の受信アンテナを使用するＭＩＭＯシステムでは、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナとＮ_Ｒ個の受信アンテナにより形成されるＭＩＭＯチャンネルはＮ_Ｓ個の独立したチャンネルに分解され、Ｎ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝である。各Ｎ_Ｓ個の独立したチャンネルはまたＭＩＭＯチャンネルの空間的サブチャンネル（または送信チャンネル）と呼ばれる。空間的サブチャンネル数はＭＩＭＯチャンネルの固有モード数により決定され、これはＮ_Ｔ個の送信アンテナおよびＮ_Ｒ個の受信アンテナの間の応答を示すチャンネル応答マトリックスＨにしたがっている。チャンネル応答マトリックスのエレメントＨは独立したガウスのランダム変数｛ｈ_ｊ，ｉ｝から構成され、それぞれｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナとの間の結合（即ち複素数利得）を示す。

通常、各データ流は１または多数の送信アンテナから送信される。しかしながら、簡単にするために以下の説明の多くは１つのデータ流が各送信アンテナから送信されることを仮定する。各空間的なサブチャンネルは１つのデータ流をサポートする。簡明にするために、空間的なサブチャンネル数は送信アンテナおよび受信アンテナの数に等しいと仮定する（即ち、Ｎ_Ｓ＝Ｎ_Ｔ＝Ｎ_Ｒ）。

ＭＩＭＯシステムのモデルは次式により表される。
ｙ＝ＨＡｘ＋ｎ 式（１）
ここで、
ｙは受信ベクトルであり、即ちｙ＝［ｙ_１ ｙ_２・・・ｙ_ＮＲ］^γであり、｛ｙ_ｊ｝はｊ番目の受信アンテナおよびｊ∈｛１，．．．，Ｎ_Ｒ｝で受信されたエントリであり、
ｘは送信されたベクトルであり、即ちｘ＝［ｘ_１ ｘ_２・・・ｘ_ＮＲ］^γであり、｛ｘ_ｊ｝はｉ番目の送信アンテナおよびｉ∈｛１，．．．，Ｎ_Ｒ｝から送信されたエントリであり、
ＨはＭＩＭＯチャンネルのチャンネル応答マトリックスであり、
Ａはデータ流の振幅の直交マトリックス｛Ａ_ｉ｝であり、
ｎは０の平均ベクトルとΛ _ｎ＝σ^２ Ｉの共分散マトリックスを有する付加的な白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であり、ここで０は０のベクトルであり、Ｉは対角線に沿った１を有し、他は０であるアイデンティティマトリックスであり、σ^２は雑音の変数であり、
［．］^Ｔは［．］の転位を示している。

直交マトリックスＡは次式のように表される。

ここでＡ_ｉはｉ番目の送信アンテナから送信されたデータ流ｘ_ｉの振幅を表している。データ流ｘ_ｉの振幅Ａ_ｉと送信パワーＰ_ｉはＰ_ｉ∝Ａ_ｉ ^２により関連される。

ＭＩＭＯシステムのモデルは以下のようにさらにコンパクトな形態で表される。

ｙ＝Ｃｘ＋ｎ 式（３）
ここで、複素数チャンネルマトリックスＣはＣ＝ＨＡとして規定される。

簡単にするために、ＭＩＭＯチャンネルは平坦フェーディングの狭帯域チャンネルであると仮定される。この場合、チャンネル応答マトリックスのエレメントＨはスカラであり、各送信−受信アンテナ対間の結合ｈ_ｊ，ｉは単一のスカラ値により表されることができる。しかしながら、ここで説明するパワー制御技術もまた異なる周波数で異なるチャンネル利得を有する周波数選択チャンネルに対して使用される。このような周波数選択チャンネルでは、動作帯域幅は（等しいまたは等しくない幅の）多数の周波数帯域数に分割され、それによって各帯域は平坦フェーディングチャンネルとして考慮される。個々の帯域の応答特性はその後パワー制御の実行において考慮される。

伝播環境での散乱により、Ｎ_Ｔ送信アンテナから送信されるＮ_Ｓのデータ流は受信機で相互に干渉する。特に１つの送信アンテナから送信される所定のデータ流は異なる振幅と位相で全てのＮ_Ｒ個の受信アンテナにより受信される。各受信された信号はその後、各Ｎ_Ｔ個の送信されたデータ流からのコンポーネントを含んでいる。Ｎ_Ｒ個の受信された信号は集合的に全てのＮ_Ｔ個の送信されたデータ流を含むが、これらのデータ流は受信された信号間で分散される。

種々の処理技術が干渉の効果を緩和するために送信機と受信機で使用される。これらの処理技術は利用可能なＣＳＩおよびＭＩＭＯチャンネルの特性に依存している。

送信機と受信機の処理は利用可能なＣＳＩにしたがっており、これは“フルＣＳＩ”または“部分的なＣＳＩ”のいずれかとしてカテゴリ化されることができる。フルＣＳＩは（Ｎ_Ｒ×Ｎ_Ｔ）ＭＩＭＯマトリックスの各送信−受信アンテナ対間の伝播路のシステム帯域幅全体を通じて十分な特徴化（例えば振幅および位相）を含んでいる。フルＣＳＩは多数のシステムで利用可能または実用的ではない。部分的なＣＳＩは例えば送信チャンネルのＳＮＲを含んでいてもよい。

部分的なＣＳＩを使用するＭＩＭＯシステムでは、送信機で、各データ流は実現可能なＳＮＲに基づいて選択された特定のコード化および変調方式にしたがってコード化され、変調される。部分的なＣＳＩシステムでは、１つのデータ流は書くアンテナで送信され、各データ流の送信パワーもまたＳＮＲと選択されたコード化および変調方式に基づいて調節されることができる。

受信機で、種々の受信機処理技術が送信されたデータ流を再生するために受信された信号の処理に使用される。これらの受信機処理技術は以下の２つの主要なカテゴリにグループ化される。
・（等価技術とも呼ばれる）空間的および空間−時間的受信機処理技術と、
・（“連続的な干渉消去”または“連続的な消去”受信機処理技術とも呼ばれる）“連続的なゼロ化／等化および干渉消去”受信機処理技術。

通常、空間的および空間−時間的受信機処理技術は送信されたデータ流を受信機で分離しようとする。各送信されたデータ流はチャンネル応答の評価に基づいて、Ｎ_Ｒ個の受信された信号に含まれる送信されたデータ流の種々のコンポーネントを結合し、他のデータ流のコンポーネントによる干渉を除去（または消去）することによって“検出”される。これらの受信機処理技術は（１）他のデータ流から干渉がないように受信されたデータ流の相関をなくし、または（２）他のデータ流からの雑音および干渉が存在する場合、各データ流のＳＮＲを最大にしようとする。各検出されたデータ流はその後、データ流のトラフィックデータを再生するためさらに処理（例えば復調、デインターリーブ、復号）される。

連続的な消去受信機処理技術は、空間的または空間−時間的受信機処理技術を使用して一度に一つ送信されたデータ流を再生しようとし、各再生されたデータ流による干渉を消去しようとし、それによって後に再生されたデータ流は少ない干渉を経験し、高いＳＮＲを実現できる。各再生されたデータ流による干渉が正確に評価され消去されたならば、連続的な消去受信機処理技術が使用され、これはデータ流のエラーのない再生を要求する。連続的な消去受信機処理技術は通常、空間的／空間−時間的受信機処理技術よりも優れている。

使用される特別な受信機処理技術は典型的にＭＩＭＯチャンネルの特性に基づいており、これは非分散性または分散性として特徴付けされる。非分散性のＭＩＭＯチャンネルは平坦フェーディング（即ちシステムの帯域幅にわたってほぼ等しい量の減衰）を経験し、分散性のＭＩＭＯチャンネルは周波数選択性フェーディング（例えばシステムの帯域幅にわたって異なる量の減衰）を経験する。

非分散性のＭＩＭＯチャンネルでは、空間的受信機処理技術は検出されたデータ流を与えるために受信された信号の処理に使用されることができる。これらの空間的な受信機処理技術はチャンネル相関マトリックス反転（ＣＣＭＩ）技術と最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）技術を含んでいる。他の空間的受信機処理技術も使用されることができ、本発明の技術的範囲内である。

分散性のＭＩＭＯチャンネルでは、チャンネルの時間分散はシンボル間干渉（ＩＳＩ）を導入する。性能を改良するため、特定の送信されたデータ流を再生しようとする受信機は他の送信されたデータ流からの干渉（または“クロストーク”）と、全てのデータ流からのＩＳＩとの両者を緩和することを必要とする。クロストークとＩＳＩとの両者を解決するために、空間−時間的受信機処理技術は検出されたデータ流を提供するように受信された信号を処理するために使用される。これらの空間−時間受信機処理技術はＭＭＳＥ線形等化装置（ＭＭＳＥ−ＬＥ）、決定フィードバック等化装置（ＤＦＥ）、最大確率のシーケンス評価装置（ＭＬＳＥ）等を含んでいる。

明白にするため、パワー制御技術をそれぞれ連続的な消去を有するか有しないＣＣＭＩおよびＭＭＳＥ技術に対して特別に説明する。パワー制御技術は同様に他の受信機の処理技術に応用され、これは本発明の技術的範囲内に含まれる。

［パワー制御］
Ｎ_Ｔの送信アンテナおよびＮ_Ｒの受信アンテナを有するＭＩＭＯシステムでは、Ｈがフルランクマトリックスであるとき、分解可能なデータ流の数はＮ_Ｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ_Ｔ，Ｎ_Ｒ｝である。データ流の組はｉ∈Ｄでは｛ｘ_１ ｘ_２・・・ｘ_ＮＳ｝または｛ｘ_ｉ｝として表され、Ｄ＝｛１，．．．，Ｎ_Ｓ｝である。各データ流は受信機での空間的または空間−時間的受信機処理後、特定の“事後検出”ＳＮＲγ_ｐｏｓｔと関連される。データ流ｘ_ｉの事後検出ＳＮＲは次式のように表される。

∀∈Ｄでは、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝Ｐ_ｉ／Ｉ_ｉ 式（４）
ここでＰ_ｉはデータ流ｘ_ｉの送信パワーを表し（即ちＰ_ｉ＝｜ｘ_ｉ｜^２）、Ｉ_ｉは（例えば他のデータ流からの）データ流ｘ_ｉにより受けた雑音および干渉を表している。事後検出ＳＮＲはＭＩＭＯチャンネルの特性にしたがっており、異なるデータ流に対しては異なっている。連続的な消去受信機処理技術が使用されるならば、事後検出ＳＮＲもまた以下説明するように、データ流が受信機で検出される特定の順序にしたがって異なっている。

各データ流の事後検出ＳＮＲはＭＩＭＯシステムの全体的なスペクトル効率に貢献する。与えられたデータ流のスペクトル効率は事後検出ＳＮＲにおいて特に単調に増加する関数に基づいて規定される。スペクトル効率に使用される１つの関数は容量関数である。この場合、データ流ｘ_ｉのスペクトル効率ρ_ｉはｉ∈Ｄでは、次式のように表され、典型的に１ヘルツ当り１秒当り単位ビット（ｂｐｓ／Ｈｚ）で与えられる。
ρ_ｉ＝ｌｏｇ_２（１＋γ_ｐｏｓｔ（ｉ）） 式（５）
ＭＩＭＯシステムの総スペクトル効率ρ_ｔｏｔはＮ_ｓ個の並列単入力単出力（ＳＩＳＯ）の非干渉チャンネルを有するシステムの総スペクトル効率に等しく、以下のように表される。

図２はスペクトル効率対事後検出ＳＮＲの２つの曲線を示している。曲線212は式（５）に基づいて計算したときＳＮＲと共に対数的に増加しているスペクトル効率を示しており、これはＳＮＲの増加がスペクトル効率の対応する増加を招くことを仮定している。しかしながら、実際の通信システムでは、スペクトル効率に上限があり、これは例えば任意の所定のデータ流に対するシステムによりサポートされる最大のデータレートにより説明される。曲線214は低いＳＮＲで対数的に増加し、スペクトル効率の上限であるρ_ｓｅｔで飽和するスペクトル効率を示している。飽和はＳＮＲの増加がもはやスペクトル効率の増加を押さないときに生じる。スペクトル効率が飽和するＳＮＲはγ_ｓｅｔとして示される（即ちγ_ｓｅｔ⇔ρ_ｓｅｔ）。

典型的なシステムでは、各送信アンテナにはパワーの限度がある。幾つかのシステムでは、全てのＮ_Ｔ送信アンテナで使用するのに利用可能な総送信パワーＰ_ｔｏｔはアンテナ当りのパワー限度が超過されない限り、最初に幾つかの方法でデータ流に割当てられる。例えば、各Ｎ_Ｔ個の送信アンテナのパワー限度がＰ_ｔｏｔ／Ｎ_Ｔであり、１つのデータ流が各アンテナから送信されるならば、全送信パワーは均一に分配され、それによって各Ｎ_Ｔ個の送信アンテナは最初にＰ_ｔｏｔ／Ｎ_Ｔを割当てられ、それ故各データ流もまたＰ_ｔｏｔ／Ｎ_Ｔを割当てられる。これはこれらのアンテナの幾つかだけがデータ送信に使用される場合であっても真である。この場合、Ｎ_Ｓ＜Ｎ_Ｔであるならば、各送信アンテナはせいぜいＰ_ｔｏｔ／Ｎ_Ｔを割当てられ、各データ流はまたＰ_ｔｏｔ／Ｎ_Ｔのパワーで送信される。この状態では、データ流の数が送信アンテナ数よりも少ないとき、送信機で使用される全パワーはＰ_ｔｏｔよりも少なく、Ｎ_Ｓ・Ｐ_ｔｏｔ／Ｎ_Ｔに等しい。

ｉ∈Ｄにおけるデータ流と雑音変数σ^２に対して使用される送信パワーＰ_ｉに基づいて、幾つかのデータ流の事後検出ＳＮＲはγ_ｓｅｔよりも高い。γ_ｓｅｔを超える事後検出ＳＮＲがフレームエラーレート（ＦＥＲ）を低くするが、システムは既にターゲットＦＥＲまたは低いＦＥＲで動作しているので、このタイプの性能の改良は典型的に実質的なものではない。この場合、γ_ｓｅｔよりも高いＳＮＲで生じる過剰な送信パワーは効率的に使用されず、また他のデータ流に対して付加的な干渉を生じさせる。γ_ｓｅｔよりも高い事後検出ＳＮＲを有する各データ流に対して使用される送信パワーはしたがって新しい事後検出ＳＮＲがγ_ｓｅｔであるかまたはほぼγ_ｓｅｔであるように減少される。

同様に、幾つかのシステムでは、各データ流の受信機に特定のターゲットＳＮＲが存在し、これも設定点として共通して呼ばれている。ターゲットＳＮＲは特定のデータレートに対するターゲットＦＥＲを実現するのに必要な事後検出ＳＮＲであり、γ_ｓｅｔとしても表されることができる。パワー制御されたＭＩＭＯシステムでは、所定のデータ流に現在使用される送信パワーが設定点とは異なる事後検出ＳＮＲを生じるならば、このデータ流の送信パワーは上または下に調節され、それによって新しい事後検出ＳＮＲは設定点に近づく。設定点もまたターゲットＦＥＲを実現するために（例えば検出されたフレームエラーまたは消去に基づいて）調節される。

種々の利点が実現されるように、ＭＩＭＯシステム中のデータ流の送信パワーを制御する技術がここで与えられる。データ流の事後検出ＳＮＲが最初に評価されてもよい。各データ流の送信パワーはその後、受信機でデータ流を検出するために使用される特定の受信機処理技術を考慮することによって決定される。新しい送信パワーは（スペクトル効率の上限を有するシステムでは）飽和事後検出ＳＮＲ以下、または（特定化されたスペクトル効率を有するシステムでは）設定点またはその付近の設定点に、検出されたデータ流の事後検出ＳＮＲを維持しようとする。

前述したように、データ流の事後検出ＳＮＲはデータ流を検出するために受信機で使用される特定の受信機処理技術にしたがっている。さらに、検出されたデータ流に対する送信パワーと事後検出ＳＮＲとの間の関係は相関されないか、異なる受信機処理技術では相関されないことがない。異なる特性を有する異なるクラスの受信機処理技術の異なるパワー制御方式がここで与えられる。第１のクラスでは、検出されたデータ流は受信機処理により減結合され、１つのデータ流の送信パワーの変更は他のデータ流の事後検出ＳＮＲに影響しない。この第１のクラスはＣＣＭＩおよび連続的な消去を有するＣＣＭＩ（即ちＣＣＭＩ−ＳＣ）受信機処理技術を含んでいる。第２のクラスでは、与えられたデータ流の事後検出ＳＮＲは１以上の他のデータ流の送信パワーに結合され、１つのデータ流に対する送信パワーの変更は他のデータ流の事後検出ＳＮＲに影響する可能性がある。この第２のクラスはＭＭＳＥと連続的な消去を有するＭＭＳＥ（即ちＭＭＳＥ−ＳＣ）受信機処理技術を含んでいる。ＣＣＭＩ、ＣＣＭＩ−ＳＣ、ＭＭＳＥ、ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機処理技術のパワー制御を以下さらに詳細に説明する。

［ＣＣＭＩ受信機のパワー制御］
（非相関またはゼロフォーシング技術としても知られている）ＣＣＭＩ受信機処理技術は送信機でフルＣＳＩを必要としない干渉消去技術である。ＣＣＭＩ技術では、送信機は各送信アンテナからの独立したデータ流を送信できる。受信機は最初に受信されたベクトルｙでチャンネル整合フィルタ動作を行い、このベクトルは受信されたシンボル流を表している。結果的なベクトル^〜 ｘは次式のように表される。

ここで［．］^Ｈは［．］の共役転位を示している。

複素数チャンネル相関マトリックスＲは次式のように規定される。
Ｒ＝Ｃ ^Ｈ Ｃ 式（８）
式（７）は以下のように書き換えられることができる。

Ｒが次元Ｎ_Ｔの正方形マトリックスであるので、送信されたデータ流ｘに生じる干渉はＲの反転、即ちＲ ^−１により^〜 ｘを乗算することによって消去され、次式が得られる。

ベクトル＾ｘは検出されたデータ流を表しており、送信されたデータ流の評価である。共分散マトリックス^〜 ｎは次式のように表される。

Ｒ ^−１の構造のために、ＣＣＭＩ技術は雑音を増幅する可能性がある。

ＣＣＭＩ技術に対しては、データ流ｘ_ｉの事後検出ＳＮＲは次式のように表される。

ここでＰ_ｉはデータ流ｘ_ｉの送信パワーであり、σ^２は受信機の雑音パワーであり、^（ｒ_ｉｉはＲ ^−１のＩ番目の直交エレメントである。式（１２）の分母には干渉の項がないことが注目される。これはデータ流がＣＣＭＩ処理により相関を除かれ、したがって相互に干渉しない結果となる。

ＣＣＭＩ受信機処理技術は、2001年11月６日出願の米国特許出願第09/993,087号明細書（発明の名称“Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) Communication System”）、および2001年５月11日出願の米国特許出願第09/854,235号明細書（発明の名称“Method and Apparatus for Processing Data in a Multiple-Input Multiple-Output (MIMO) Communication System Utilizing Channel State Information”）、および2001年３月23日出願と2001年９月18日出願の米国特許出願第09/826,481号明細書と第09/956,449号明細書（発明の名称“Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information in a Wireless Communication System”）にさらに詳細に説明されている。これらの出願は全て本発明の出願人に譲渡され、ここで参考文献とされている。

パワー制御の重要な目標は最高の可能なスペクトル効率を得るための最小量の送信パワーを使用することである。ＣＣＭＩ受信機処理は検出されたデータ流の１組の事後検出ＳＮＲを与える。前述したように、与えられたデータ流のスペクトル効率に上限が存在する。このスペクトル効率ρ_ｓｅｔはＳＮＲγ_ｓｅｔに対応する。任意の与えられたデータ流の事後検出ＳＮＲがγ_ｓｅｔよりも大きいならば、そのデータ流の送信パワーはスペクトル効率に影響せずに送信パワーを減少するように調節されることができる。

図３はＣＣＭＩ受信機の１組の事後検出ＳＮＲを実現するために送信パワーを調節するためのプロセス300のフロー図である。プロセス300はスペクトル効率を最大にする１組の事後検出ＳＮＲを得るために必要な最小の総送信パワーを決定する。最初に、データ流数を示すために使用される変数ｉは１に初期化される（即ちｉ＝１）（ステップ312）。その組の各事後検出ＳＮＲはその後検査され、対応するデータ流で使用される新しい送信パワー＾Ｐ_ｉは決定されステップ314で開始する。

各データ流では、最初に事後検出ＳＮＲγ_ｐｏｓｔ（ｉ）がγ_ｓｅｔよりも大きいか否かの決定を行う（ステップ314）。（図面では、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）はＳＮＲ（ｉ）として示され、γ_ｓｅｔ（ｉ）はＳＮＲ_ｓｅｔとして示されている。）回答がノーならば、このデータ流の送信パワーは調節されず（即ち＾Ｐ_ｉ＝Ｐ_ｉ）プロセスはステップ320へ進む。そうでなければ、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＞γ_ｓｅｔならば、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_ｓｅｔを実現するデータ流ｘ_ｉの新しい送信パワー＾Ｐ_ｉは決定される（ステップ316）。＾Ｐ_ｉとγ_ｓｅｔの関係は以下のように表される。

ＣＣＭＩ技術で式（１２）と共に式（１３）を使用して、データ流ｘ_ｉで使用される新しい送信パワーは以下のように示される。

ＣＣＭＩ技術ではγ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_ｃｃｍｉ（ｉ）である。式（１４）で見られる簡単な関係は式（１２）で示されているように、事後検出ＳＮＲと送信パワーとの線形の関係の結果である。

その組の全ての事後検出ＳＮＲが検討されているか否かの決定が行われる（ステップ320）。回答がノーであるならば、変数ｉは増加され（ステップ322）、プロセスはその組の別の事後検出ＳＮＲを評価するためにステップ314に戻る。そうでなければ、プロセスは終了する。

図３で示されているプロセスはデータ流に対して使用されるため、ｉ∈Ｄに対して１組の送信パワー｛＾Ｐ_ｉ｝を生じる。この組はγ_ｓｅｔを実現するように調節される送信パワーを含んでいる。

任意の初期的な事後検出ＳＮＲがγ_ｓｅｔよりも大きいならば、γ_ｓｅｔへこれらの事後検出ＳＮＲを誘導する新しい送信パワー＾Ｐ_ｉは初期的な送信パワーＰ_ｉよりも低い。節約される総パワーは以下のように決定されることができる。

新しい送信パワー＾Ｐ_ｉは初期的な事後検出ＳＮＲがγ_ｓｅｔよりも大きいか否かによって、初期的な送信パワーＰ_ｉに等しくても等しくなくてもよい。

［ＣＣＭＩ−ＳＣ受信機のパワー制御］
ＣＣＭＩ技術は連続的な干渉消去と共に使用されることができる。ＣＣＭＩ−ＳＣ技術では、受信されたシンボル流は特定の検出順序に基づいて一度に１つのデータ流を再生するようＣＣＭＩ空間的受信機処理を使用して処理される。各データ流が再生されるとき、それが他のまだ再生されていないデータ流に対して生じる干渉は複素数チャンネルマトリックスＣを使用して評価される。評価された干渉はその後、受信されたシンボル流から差し引かれ、または消去され、変更されたシンボル流はその後、次のデータ流を再生するために処理される。この帰納的な技術では、複素数チャンネルマトリックスは、丁度再生されたデータ流を除外するため各段で連続的に短くされ、プロセスは全てのデータ流が再生されるまで反復される。

図４は、ＣＣＭＩ−ＳＣ受信機処理技術のプロセス400を示すフロー図である。最初に、Ｎ_Ｒ個の受信された信号はＮ_Ｒ個の対応する受信されたシンボル流を得るために処理される（これは受信されたベクトルｙとして示される）（ステップ412）。複素数チャンネルマトリックスＣも例えばデータ送信中に含まれるパイロットに基づいて評価される（ステップ412）。データ流を検出するための特別な順序も受信される（ステップ414）。この検出順序はＤ＝｛ｄ_１，ｄ_２，．．．ｄ_ＮＴ｝として表され、ここでｄ_ｋはｋ番目の段で再生されるデータ流のアイデンティティである。反復（または段）番号を示すために使用される変数ｋは第１の反復に対しても、１に初期化され（即ちｋ＝１）、変数ｉはｉ＝ｄ_ｋとして設定される（ステップ416）。

検出順序Ｄで第１のデータ流を検出するための第１の反復では、ＣＣＭＩ空間的受信機処理は最初に受信されたシンボル流について行われる（ステップ422）。これは式（７）に示されているようにチャンネル整合フィルタ動作を受信されたベクトルｙについて行い、その後、式（１０）に示されているように結果的なベクトル^〜 ｘを逆複素数チャンネル相関マトリックスＲ ^−１により予め乗算することによって実現され、Ｎ_Ｓ個の検出されたデータ流を出力する。１つの特別な検出されたデータ流＾ｘ_ｉは受信された検出順序により決定されるように選択され、このデータ流の事後検出ＳＮＲであるγ_ｐｏｓｔ（ｉ）は評価される（ステップ424）。検出されたデータ流＾ｘ_ｉはデータ流の送信されたトラフィックデータを再生するためさらに処理（例えば復調、デインターリーブ、復号）される（ステップ426）。

全てのデータ流が検出されたか否かの決定が行われる（ステップ428）。回答がイエスならば、受信機処理は終了する。そうではないならば、残りのまだ検出されていないデータ流における検出されたデータ流ｘ_ｉによる干渉が評価される（ステップ430）。干渉は、“再度変調された”シンボル流を得るため、（このデータ流の送信機で使用される同じコード化、インターリーブ、変調方式を使用して）検出されたデータ流の復号データを最初に再度符号化し、再度符号化されたデータをインターリーブし、インターリーブされたデータをシンボルマッピングすることにより評価される。再度変調されたシンボル流はＮ_Ｔ個の送信アンテナの１つから先に送信されたｉ番目のシンボル流の評価である。再度変調されたシンボル流は、その後ｋ番目の段のこのデータ流によるＮ_Ｒ個の干渉コンポーネントのベクトルｉ ^ｋを得るために（マトリックスＣのＩ番目の列であり、検出されたデータ流＾ｘ_ｉに対応する）複素数チャンネルベクトルｃ _ｉのエレメントによりコンボルブされる。

検出されたデータ流＾ｘ_ｉによる評価された干渉はその後、次の反復の変更されたシンボル流を得るために受信されたシンボル流から差し引かれる（即ちｙ ^ｋ＋１＝ｙ ^ｋ−ｉ ^ｋ、ここでｙ ^１＝ｙ）（ステップ432）。これらの変更されたシンボル流は検出されたデータ流ｘ_ｉが送信されていないならば（即ち干渉消去が効率的に行われたことを想定する）受信機で得られる受信されたシンボル流を表す。

変更された複素数チャンネルマトリックスＣ _ｋ＋１はその後、検出されたデータ流ｘ_ｉに対応して列ｃ _ｉを除去することにより得られる（ステップ434）。マトリックスＣ _ｋ＋１はしたがって第１の反復後にＮ_Ｒ×（Ｎ_Ｔ−１）に減少される。変数ｋはその後、次の反復でインクリメントされ（即ちｋ＝ｋ＋１）、変数ｉは再度、ｉ＝ｄ_ｋとして設定される（ステップ436）。プロセスはその後、次のデータ流を回復するためステップ422へ戻る。

図４に示されているプロセスはしたがって、残りのデータ流を回復するため変更されたシンボル流で反復される。特に、ステップ422乃至426は回復される各データ流に対して行われ、ステップ430乃至436は回復される別のデータ流が存在するならば実行される。

第１の反復では、受信されたシンボル流はＣＣＭＩ技術を使用して処理される。各その後の反復では、変更されたシンボル流（即ち干渉消去後）はＣＣＭＩ技術を使用して処理される。各反復の処理は入力シンボル流の適切な置換により類似した方法で進行する。第１の反復に続く各反復で、先の反復で回復されたデータ流による干渉は消去されたものとして想定され、複素数チャンネルマトリックスのディメンションは減少される。

ＣＣＭＩ−ＳＣ受信機処理技術は前述の米国特許出願第09/993,087号、第09/854,235号、第09/826,481号、第09/956,449号明細書にさらに詳細に説明されている。

ＣＣＭＩ−ＳＣ技術では、データ流ｘ_ｉの事後検出ＳＮＲは次式のように表される。

ここで、^（ｒ_ｉｉはＲ_ｋ ^−１のｉ番目の対角線素子であり、受信機に与えられるマトリックスＣ_ｋとＲ_ｋ ^−１は、これらのマトリックスがデータ流が検出されるときに変化し、これらが他のデータ流に対して起こす干渉が除去されるので、検出プロセスの各段階において再度決定される。

式（５）に示されているように、スループットが事後検出ＳＮＲの単調に増加する関数であるとき、データ流が受信機で回復される順序は使用される受信機のタイプにしたがって、総スペクトル効率に影響することもあり、影響しないこともある。ＣＣＭＩ−ＳＣ受信機では、検出順序の変更は全体のスペクトル効率に影響する。

異なる検出順序がＣＣＭＩ−ＳＣ受信機の異なるスペクトル効率と関連されるので、複数の検出順序が、評価された中で最良のスペクトル効率を提供する特定の検出を決定するために評価される。徹底的なサーチも最高の可能なスペクトル効率を実現する特別な検出順序を得るために全ての可能な検出順序にわたって行われる。どの場合にも、送信パワーは最良のスペクトル効率を有する検出順序に対して必要な事後検出ＳＮＲを実現するように調節される。

図５は、ＣＣＭＩ−ＳＣ受信機の全ての必要な送信パワーを最小にしながらスペクトル効率を最大にするためのプロセス500のフロー図である。最初に、評価される検出順序のリストが決定される（ステップ512）。１実施形態では、全ての可能な検出順序が評価される。この場合、Ｎ_Ｓ個のデータ流を有するシステムに対して、Ｎ_Ｓ個の階乗（Ｎ_Ｓ！）の可能な検出順序が存在する。全ての評価された検出順序により実現される最大のスペクトル効率を示すために使用される変数はゼロに初期化され（即ちρ_ｍａｘ＝０）（ステップ514）、反復数を示すために使用される変数ｎは第１の反復で１（即ちｎ＝１）に初期化される（ステップ516）。第１の検出順序はその後、評価され、ステップ520で開始する。

評価される現在の検出順序Ｄ_ｎに対して、受信されたシンボル流は、ＣＣＭＩ−ＳＣ技術を使用してその決定順序に基づいて最初に処理され、それによって検出されたデータ流の１組の事後検出ＳＮＲを獲得する（ステップ520）。ステップ520は図４に示されているプロセスを使用して実行される。γ_ｓｅｔよりも大きいセットの各事後検出ＳＮＲでは、事後検出ＳＮＲはそれをγ_ｓｅｔに設定することにより調節される（即ちγ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_ｓｅｔ）（ステップ522）。現在の検出順序の全ての検出されたデータ流に対する総スペクトル効率ρ_ｎはその後、式（５）と（６）に示されているように、調節された事後検出ＳＮＲに基づいて決定される。

現在の検出順序でスペクトル効率ρ_ｎがこれまで得られた最良のスペクトル効率よりも高いか否かの決定が行われる（ステップ526）。回答がノーであるならば、プロセスはステップ530へ進む。そうでなければ、現在の検出順序のスペクトル効率は新しい最良のスペクトル効率（即ちρ_ｍａｘ＝ρ_ｎ）として保存され、この検出順序の１組の事後検出ＳＮＲも保存される（ステップ528）。

リスト中の全ての検出順序が評価されるか否かの決定が行われる（ステップ530）。回答がノーならば、変数ｎは次の反復に対してインクリメントされ（即ちｎ＝ｎ＋１）（ステップ532）、次の検出順序を評価するためにプロセスはステップ520へ戻る。そうでなく、全ての検出順序が評価されるならば、最良のスペクトル効率に対応する事後検出ＳＮＲを実現するために必要とされる送信パワーが決定される（ステップ534）。ステップ534は図３に示されているように行われる。プロセスはその後終了する。

ＣＣＭＩ−ＳＣ技術では、Ｎ_Ｓ＝２のとき、小さい事後検出ＳＮＲを有するデータ流が最初に回復され、最高の事後検出ＳＮＲを有するデータ流が最後に回復されるとき最高のスペクトル効率が生じる。Ｎ_Ｓ＞２では、最小対最大のγ_ｐｏｓｔ検出順序の最適さはデータ流の数Ｎ_Ｓが増加すると共に減少される。

図５に示されているプロセスにより決定されたとき全ての評価された検出順序で得られる最大のスペクトル効率ρ_ｍａｘは、最初の事後検出ＳＮＲがγ_ｓｅｔを超えている検出されたデータ流に対してγ_ｐｏｓｔ＝γ_ｓｅｔの調節された事後検出ＳＮＲを使用する。ρ_ｍａｘに対応する１組の調節された事後検出ＳＮＲを実現する送信パワーがその後決定される。検出されたデータ流はＣＣＭＩ−ＳＣ受信機の出力で減結合されるので、１つのデータ流の送信パワーの変更は任意の他のデータ流の事後検出ＳＮＲに影響しない。したがってγ_ｓｅｔの調節された事後検出ＳＮＲを実現する送信パワーの決定は最初の事後検出ＳＮＲがγ_ｓｅｔを超えている各データ流に対して独立して行われることができる。

図３に示されているプロセスは最大のスペクトル効率ρ_ｍａｘに対応する１組の調節された事後検出ＳＮＲを得るために必要とされる送信パワーを決定するために使用される。γ_ｓｅｔよりも大きい１組の最初の事後検出ＳＮＲのそれぞれに対して、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_ｓｅｔを実現するためデータ流で使用される新しい送信パワー＾Ｐ_ｉは以下のように表される。

ここで、ＣＣＭＩ−ＳＣ技術では、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_{ｃｃｍｉ−ｓｃ}（ｉ）である。

図３のパワー調節の結果はｉ∈Ｄにおける１組の送信パワー｛＾Ｐ_ｉ｝である。この組はγ_ｓｅｔを実現するために調節されている送信パワーを含んでいる。新しい送信パワーで節約された総パワーは式（１５）に基づいて決定される。

［ＭＭＳＥ受信機のパワー制御］
ＭＭＳＥ空間的受信機処理技術では、送信機はまた各送信アンテナから独立したデータ流を送信できる。受信機は送信ベクトルｘのバイアスされていないＭＭＳＥ評価値＾ｘを得るために２つのマトリックスＭとＤ _Ｖ ^−１により受信されたベクトルｙの乗算を行う。バイアスされていないＭＭＳＥ評価は次式のように表される。

ここで、ｖ_ｉｉはマトリックスＶの対角線エレメントであり、これは次式のように規定される。
Ｖ＝ＭＣ 式（１９）
マトリックスＭはＭＭＳＥ評価値＾ｘと送信されたベクトルｘとの間の平均２乗誤差が最小にされるように選択される。マトリックスＤ _Ｖ ^−１は＾ｘがバイアスされていない評価値ｘであることを確実にするために使用される。

ＭＭＳＥ技術では、データ流ｘ_ｉの事後検出ＳＮＲは次式のように表される。
∀ｉ∈Ｄにおいて、γ_ｍｍｓｅ（ｉ）＝（ｖ_ｉｉ／（１−ｖ_ｉｉ））Ｐ_ｉ 式（２０）
ここでＰ_ｉはデータ流ｘ_ｉの送信パワーであり、ｖ_ｉｉはマトリックスＶのｉ番目の対角線エレメントである。式（２０）は以下のように書き換えられる。
γ_ｍｍｓｅ（ｉ）＝Ｐ_ｉ／α_ｉ 式（２１）
ここで、α_ｉ＝（１−ｖ_ｉｉ）／ｖ_ｉｉである。式（２０）と（２１）で、データ流ｘ_ｉに対する事後検出ＳＮＲはデータ流ｘ_ｉの送信パワーＰ_ｉの線形関数であることが認められる。

ＭＭＳＥ受信機処理技術は前述の米国特許出願第09/993,087号、第09/854,235号、第09/826,481号、第09/956,449号明細書にさらに詳細に説明されている。

パワー制御はまた送信パワーを最小にしながらスペクトル効率を最大にするためにＭＭＳＥ受信機に対して使用される。ＭＭＳＥ処理は検出されたデータ流で１組の事後検出ＳＮＲを提供する。任意の与えられたデータ流の事後検出ＳＮＲがγ_ｓｅｔよりも大きいならば、データ流の送信パワーはスペクトル効率に影響せずに送信パワーを減少するように調節される。

ＭＭＳＥ技術の１つの特性は送信されたデータ流の相関が解除されないことである。したがって１つのデータ流の事後検出ＳＮＲは他のデータ流の送信パワーの関数である。ＭＭＳＥ技術はデータ流との相関が解除されないので、１つのデータ流の送信パワーの変化は全ての他のデータ流の事後検出ＳＮＲに影響する潜在性を有している。ＭＭＳＥ受信機のパワー制御はその後、所望の結果を得るため反復的に行われてもよい。

図６は、ＭＭＳＥ受信機の１組の事後検出ＳＮＲを実現するために送信パワーを調節するプロセス600のフロー図である。プロセス600はＭＭＳＥ受信機のスペクトル効率を最大にする１組の事後検出ＳＮＲを得るために必要とされている最小の総送信パワーを決定する。最初に、ＭＭＳＥ空間受信機処理は検出されたデータ流に対する１組の事後検出ＳＮＲを得るために受信されたシンボル流について行われる（ステップ608）。パワー調節を反復するか否かを示すために使用される変数反復は“ノー”に設定され（ステップ610）、データ流番号を示すために使用される変数ｉは１に初期化される（即ちｉ＝１）（ステップ612）。セット中の各事後検出ＳＮＲはその後試験され、対応するデータ流で使用されるための新しい送信パワー＾Ｐ_ｉは決定されステップ614で開始する。

各データ流に対して、最初に、事後検出ＳＮＲγ_ｐｏｓｔ（ｉ）がγ_ｓｅｔよりも大きいか否かの決定が行われる（ステップ614）。代わりに、パワー調節はγ_ｐｏｓｔ（ｉ）がγ_ｓｅｔ＋幾つかのデルタよりも大きい場合（即ちγ_ｐｏｓｔ（ｉ）＞（γ_ｓｅｔ＋γ_Δ））のみ行われてもよい。回答がノーであるならば、このデータ流の送信パワーは調節されず（即ち＾Ｐ_ｉ＝Ｐ_ｉ）、プロセスはステップ620へ進む。そうでなければ、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_ｓｅｔを実現する新しい送信パワー＾Ｐ_ｉが決定される（ステップ616）。＾Ｐ_ｉとγ_ｓｅｔの関係は次式のように表される。

ＭＭＳＥ技術に対して式（２１）と共に式（２２）を使用して、データ流ｘ_ｉで使用される送信パワーは次式のように表される。

ここでＭＭＳＥ受信機では、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_ｍｍｓｅ（ｉ）である。
データ流ｘ_ｉの送信パワーの減少はγ_ｓｅｔよりも高い幾つかの他のデータ流の事後検出ＳＮＲを増加するので、変数反復は“イエス”に設定される（ステップ618）。任意のデータ流の送信パワーが現在の反復で減少されるならば、これはその後、その組を通して１つのその後の反復により、１組の調節された事後検出ＳＮＲの再評価を生じる。

その組の全ての事後検出ＳＮＲが検討されたか否かの決定が行われる（ステップ620）。回答がノーであるならば、変数ｉはインクリメントされ（ステップ622）、プロセスはその組の別の事後検出ＳＮＲを評価するためにステップ614へ戻る。

そうではなく、その組の全てのＳＮＲが検討されているならば、反復が“イエス”に設定されたか否かの決定が行われる（ステップ624）。回答がノーであり、送信パワーが最後の反復で任意のデータ流において調節されていないことを示すならば、プロセスは終了する。そうでなければプロセスは事後検出ＳＮＲの組を通して別の反復をおこなうためにステップ608へ戻る。

恐らくデータ流の送信パワーを再調節するための各その後の反復に対して、従来の反復で決定された送信パワー｛＾Ｐ_ｉ｝はｉ∈ＤにおいてＭＭＳＥ処理で使用される。特に、データ流のｉ∈Ｄにおける新しい振幅は新しい複素数チャンネルマトリックスＣを得るためにｉ∈Ｄにおいて新しい送信パワー｛＾Ｐ_ｉ｝に基づいて最初に決定される。マトリックスＭとＤ _Ｖ ^−１はその後、式（１８）に示されているように、新しい複素数チャンネルマトリックスに基づいて更新される。更新されたマトリックスＭとＤ _Ｖ ^−１はその後、ステップ608で受信されたシンボル流のＭＭＳＥ処理のために使用される。

図６に示されているパワー制御プロセスはデータ流に対して使用されるためのｉ∈Ｄにおける１組の送信パワー｛＾Ｐ_ｉ｝を生じる。この１組はγ_ｓｅｔを実現するように調節されている送信パワーを含んでいる。節約される総パワーは式（１５）を使用して決定されることができる。

［ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機のパワー制御］
ＭＭＳＥ技術もまた連続的な干渉の消去を伴って使用されることができる。ＭＭＳＥ−ＳＣ技術では、受信されたベクトルｙは特定の検出順序に基づいて、一度に１つのデータ流を回復するためにＭＭＳＥ空間受信機処理を使用して反復方法で処理される。ＭＭＳＥ−ＳＣ技術は、ＭＭＳＥ空間受信機処理がＣＣＭＩ空間受信機処理の代わりにステップ422で行われる点を除いて、図４に示されているプロセスを使用して実行される。図４に示されている処理の結果は検出されたデータ流の事後検出ＳＮＲのセットである。

ＭＭＳＥ−ＳＣ技術では、データ流ｘ_ｉの事後検出ＳＮＲは式（２０）に示されているように表される。
∀ｉ∈Ｄにおいて、γ_{ｍｍｓｅ―ｓｃ}（ｉ）＝（ｖ_ｉｉ／（１−ｖ_ｉｉ））Ｐ_ｉ
しかしながら、マトリックスＶはＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の異なる段で異なっている。データ流ｘ_ｉの事後検出ＳＮＲはしたがってこれが再生される特定の段にしたがって異なっている。

ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の１特性は、データ流の相関が解除されないことである。これは各段の空間受信機処理に使用される基礎的なＭＭＳＥ技術がデータ流の相関を解除しないためである。ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の各段では、１つのデータ流が回復され、データ流の事後検出ＳＮＲはまだ回復されていない全てのデータ流の送信パワーの関数である。このデータ流が一度回復されると、その残りのまだ回復されていないデータ流における干渉効果は評価され除去される。干渉消去が効率的であるならば、このデータ流はその後に回復されたデータ流において効果をもたないか（または最小の効果を有し）、このデータ流の送信パワーはその後に回復されたデータ流の事後検出ＳＮＲに影響しない。したがって、与えられたデータ流ｘ_ｉの送信パワーの調節はｘ_ｉの前に回復されたデータ流の事後検出ＳＮＲに影響するが、（干渉消去が効率的に行われるならば）これらはｘ_ｉの後に回復されない。計算上の複雑性を減少するためにデータ流の送信パワーは逆の検出順序を使用して調節される。

図７は、ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の１組の事後検出ＳＮＲを実現するため送信パワーを調節するプロセス700のフロー図である。この１組のＳＮＲはＭＭＳＥ−ＳＣ受信機において図４に示されているプロセスを実行することにより最初に得られ、γ_ｓｅｔを超えるＳＮＲを含んでいる。

最初に、１組の事後検出ＳＮＲに対応する特別な検出順序が得られる（ステップ710）。この検出順序はＤ＝｛ｄ_１，ｄ_２，．．．ｄ_ＮＳ｝として表され、ここでｄ_ｋはＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の段ｋで回復されるデータ流のインデックスである。段番号を示すために使用される変数ｋは最後に回復されるデータ流の段番号に初期化され（即ちｋ＝Ｎ_Ｓ）、段ｋで検出されたデータ流ｘ_ｉのインデックスｉはｉ＝ｄ_ｋとして設定される（ステップ712）。

最初に、データ流ｘ_ｉの事後検出ＳＮＲγ_ｐｏｓｔ（ｉ）がγ_ｓｅｔよりも大きいか否かの決定が行われる（ステップ714）。代わりに、パワー調節はγ_ｐｏｓｔ（ｉ）が幾らかのデルタ量だけγ_ｓｅｔよりも大きい場合のみ行われてもよい。回答がノーであるならば、このデータ流の送信パワーは調節されず（即ち＾Ｐ_ｉ＝Ｐ_ｉ）、プロセスはステップ720へ進む。そうでなければ、γ_ｐｏｓｔ（ｉ）＝γ_ｓｅｔを実現するためにデータ流ｘ_ｉで使用される新しい送信パワー＾Ｐ_ｉは式（２３）で示されているように決定される（ステップ716）。

全てのデータ流が考慮されているか否かについて決定が行われる（ステップ720）。回答がイエスであるならば、プロセスは終了する。そうでなければ変数ｋはデクリメントされ、データ流インデックスｉはｉ＝ｄ_ｋとして設定され（ステップ722）、次に前の段が評価される。

任意の与えられた段ｋで、任意の後に回復されるデータ流の送信パワーの減少はγ_ｓｅｔよりも高いこの段で回復されたデータ流の事後検出ＳＮＲを増加する。したがって、段ｋの次に回復された任意のデータ流の送信パワー調節が行われたか否かの決定が行われる（ステップ730）。回答がノーならば、プロセスは現在の段ｋのデータ流を評価するためにステップ714へ戻る。そうでなければ、パワー調節が行われたならば、ＭＭＳＥ空間的受信機処理は段ｋで検出されたデータ流の事後検出ＳＮＲを得るために受信されたシンボルにおいて段ｋで行われる（ステップ732）。これは段ｋでまだ回復されていないデータ流を最初に決定することにより実現され、Ｄ_ｋ＝｛ｄ_ｋ，．．．ｄ_ＮＴ｝として表される。段ｋで検出されるデータ流に対する事後処理ＳＮＲを決定するために、段ｋで検出されるデータ流で最初に使用される送信パワーはその後、（少なくともその１つが変更されている）段ｋ後に検出されるデータ流の送信パワーと共に使用される。反対の順序でＭＭＳＥ―ＳＣ処理を行うとき、複素数チャンネルマトリックスは各段で増加し、第１の段でＮ_Ｒ×Ｎ_Ｔのオリジナルディメンションになる。

図７のパワー調節の結果、ｉ∈Ｄにおいて、データ流で使用される１組の送信パワー｛＾Ｐ_ｉ｝が得られる。この１組はγ_ｓｅｔを実現するために調節される送信パワーを含んでいる。新しい送信パワーで節約される総パワーは式（１５）にしたがって決定される。

ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の別の特性は、検出順序が事後検出ＳＮＲに上限がないとき（即ちγ_ｓｅｔが存在しない）スペクトル効率に影響しないことである。ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機では、検出順序の変化は検出されたデータ流に対して異なる事後検出ＳＮＲを発生するが、全てのデータ流に対する総スペクトル効率は同一のままである。しかしながら、事後検出ＳＮＲに上限が存在し、パワー制御が使用されるならば、異なる検出順序は異なる総スペクトル効率に関連される。この場合、複数の異なる検出順序は評価されるスペクトル効率の中で最良のスペクトル効率を提供する検出順序を決定するために評価される。代わりに、徹底的なサーチが最高のスペクトル効率を実現する特別な検出順序を決定するために全ての可能な検出順序で行われることができる。

図５に示されているプロセスはＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の全体的に必要とされる送信パワーを最小にしながらスペクトル効率を最大にするためにも使用される。この場合にも、評価される検出順序のリストは最初に決定される（ステップ512）。

評価される各検出順序では、受信されたシンボル流は最初にＭＭＳＥ−ＳＣ技術を使用して、検出されたデータ流の１組の事後検出ＳＮＲを得るために検出順序に基づいて処理される（ステップ520）。γ_ｓｅｔよりも大きいセットの各ＳＮＲはその後、γ_ｓｅｔに調節され（ステップ522）、送信パワーはその後調節されたＳＮＲを得るように調節される。与えられたデータ流の事後検出ＳＮＲはＭＭＳＥ処理を使用するときの他のデータ流の送信パワーの関数である可能性があるので、１つのデータ流の送信パワーの調節は他のデータ流の事後検出ＳＮＲに変化を与える。しかしながら、ＭＭＳＥ−ＳＣ技術では、１つのデータ流の送信パワーの変化は早期に検出されているデータ流の事後検出ＳＮＲにしか影響しない。この性質はＳＮＲ調節を行うために図７に示されているプロセスを使用することによって考慮される。しかしながら、ＳＮＲのこれらの変化は典型的に総スペクトル効率に重要ではない影響しか与えないので無視することができる。いずれにせよ、各検出器順序に対するスペクトル効率が決定される（ステップ524）。

リスト中の全ての検出順序は一度に一つ評価され、最高のスペクトル効率ρ_ｍａｘを生じる特別な検出順序に対応する１組の事後検出ＳＮＲが保存される（ステップ528）。ρ_ｍａｘに対応する１組の調節された事後検出ＳＮＲを得るのに必要な送信パワーはその後、例えば図７に示されているプロセスを使用して決定される（ステップ534）。

ここで説明したパワー制御は種々の方法で実行される。１構成では、受信機がデータ流の事後検出ＳＮＲを評価することを可能にするためにパイロットが各データ流と共に送信される。パイロットはデータ流に許容されたピーク送信パワー（即ちＰ_ｉ＝Ｐ_ｐｅａｋ）で送信される。受信機では、受信されたシンボル流は処理され、検出されたデータ流の事後検出ＳＮＲはピーク送信パワーがデータ流で使用される場合に実現されるＳＮＲを示す。パワー制御はその後、受信機で検出されたデータ流に対してγ_ｓｅｔを実現するのに必要とされる最小の送信パワーを決定するために前述したように行われる。データ流のパワー調節はその後、ピーク送信パワーからのバックオフ量を示している。

別の構成では、検出されたデータ流の事後検出ＳＮＲはデータ流に対して実際に使用される送信パワーを示している。データ流のパワー調節は現在の送信パワーからの差（またはデルタ）を示している。

［ディスクリートなデータレートに対するパワー制御］
先の説明では、スペクトル効率は式（５）と図２のグラフ212で示されているように、事後検出ＳＮＲの連続的な関数であると仮定されている。さらに、前述のシステムはスペクトル効率がρ_ｓｅｔを超えない任意の実数値であることを可能にする。しかしながら、典型的な通信システムは各データ流の１組のディスクリートなデータレートをサポートするだけである。データレートのセットは全てのデータ流に対して同一であっても同一ではなくてもよい。しかしながら、明白にするために、１つのデータレートのセットは全てのデータ流に対して使用されると仮定している。

図８は、１組のディスクリートなデータレートをサポートする通信システムに対するスペクトル効率対事後検出ＳＮＲのグラフを示している。このデータレートのセットは１組のディスクリートなスペクトル効率に変換され、さらに与えられたデータ流に対するターゲットのＦＥＲを実現するために必要とされる１組のディスクリートな事後検出ＳＮＲと関連している。

図８では、ディスクリートなスペクトル効率はρ_ｓｅｔ（ｒ）として垂直軸上にラベル付けされ、ここでｒはＲ個のディスクリートなデータレート（即ち１≦ｒ≦Ｒ）を通してエミュレートするために使用される。このシステムのスペクトル効率関数はグラフ822により示される（太い実線）。最高のスペクトル効率はρ_ｓｅｔ（ｌ）であり、γ_ｓｅｔ（ｌ）に対応する。１≦ｒ≦Ｒに対して（γ_ｓｅｔ（ｒ），ρ_ｓｅｔ（ｒ））のディスクリートな動作点が対応するスペクトル効率を実現するのに必要な最小の事後検出ＳＮＲに対応し、黒い円824により示される。

図８に示されているスペクトル効率関数を有する通信システムでは、事後検出ＳＮＲの増加はスペクトル効率において改良を与える。それ故、動作スペクトル効率でターゲットＦＥＲを実現するために必要とされるよりも多くの送信パワーを使用することは付加的な送信パワーの非効率的な使用を生じる。過剰な送信パワーが低いＦＥＲを生じる場合であっても、ＦＥＲにおけるこの改良はターゲットＦＥＲが既に実現されるので実質的であると考えられる。

前述のパワー制御技術はまたディスクリートなデータレートをサポートするシステムで使用されることができる。パワー制御の目的は動作スペクトル効率を得るのに必要とされる最小のＳＮＲに対応する各データ流の送信パワーを決定することである。新しい送信パワーはディスクリートなγ_ｓｅｔ（ｒ）点で動作していない全てのデータ流に対して決定される。

図８は１例も示しており、それによって破線826a乃至826cにより示されている３つのデータ流の初期的な動作点はディスクリートな動作点上には存在しない。各これらのデータ流の送信パワーはｉ∈Ｄにおけるバックオフ量ＢＯ（ｉ）により減少され、それによって調節された事後検出ＳＮＲはディスクリートな動作点に対してγ_ｓｅｔ（ｒ）の最上位に位置する。これはその後、スペクトル効率の損失を招かずに低い送信パワーで動作するデータ流を生じる。図８に示されているように、データ流ｘ_１の事後検出ＳＮＲはスペクトル効率ρ_ｓｅｔ（１）に必要とされるγ_ｓｅｔ（１）を実現するためにＢＯ（１）によりバックオフされ、データ流ｘ_２の事後検出ＳＮＲはスペクトル効率ρ_ｓｅｔ（３）に必要とされるγ_ｓｅｔ（３）を実現するためＢＯ（２）によりバックオフされ、データ流ｘ_３の事後検出ＳＮＲはスペクトル効率ρ_ｓｅｔ（４）に必要とされるγ_ｓｅｔ（４）を実現するためＢＯ（３）によりバックオフされる。

ＣＣＭＩおよびＣＣＭＩ―ＳＣ受信機では、データ流はこれらの受信機の出力で減結合されるので、各データ流の送信パワーは他のデータ流の事後検出ＳＮＲに影響せずに、それぞれのバックオフ量ＢＯ（ｉ）により調節される。

連続的な消去のないＭＭＳＥ受信機では、各データ流の事後検出ＳＮＲは上述したように全てのデータ流の送信パワーの関数である。この結合は理想的な動作点の丁度トップにあるように全ての事後検出ＳＮＲが調節されることを可能にしない。この場合、事後検出ＳＮＲはこれらが可能な最少量だけγ_ｓｅｔ（ｒ）を超過するように調節される。複数の可能な調節は最良の組のバックオフ量を決定するために評価される。

ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機では、データ流の事後検出ＳＮＲは前述したように反対の検出順序で調節されることができる。各データ流の事後検出ＳＮＲはその後、恐らく回復される第１のデータ流を除いてディスクリートな動作点を実現するためにバックオフ量ＢＯ（ｉ）により調節されることができる。

［特定されたスペクトル効率に対するパワー制御］
前述の技術は所定の総送信パワーＰ_ｔｏｔの最大のスペクトル効率を実現するために使用されることができる。部分的なＣＳＩを使用して送信するＭＩＭＯシステムでは、最適化は受信機で使用される特定の空間的受信機処理技術と、送信機と受信機の両者に利用可能なコード化および変調方式の実現されたスペクトル効率にしたがっている。

前述の技術はまた特定化されたスペクトル効率を得るために必要とされる最少量の送信パワー量を決定するように適合される。ＭＩＭＯシステムではスペクトル効率の最大化の代わりに、システムは、各ユーザのデータレートまたはスペクトル効率が送信パワーの代わりに制御されるように、動作されることが可能である。この場合、システムは特定のデータレートを特定し、送信機の目的はその後、最少量の送信パワーを使用してこの特定されたデータレートを実現することである。この場合にも、最適化は受信機で使用される特別な空間的受信機処理技術と、システムのコード化および変調方式の性能に依存している。

部分的なＣＳＩを利用するＭＩＭＯシステムの特別なスペクトル効率を実現するのに必要な最少量の送信パワーを決定する特別な方式は以下のように実行されることができる。このＭＩＭＯシステムでは、送信機はＮ_Ｔ個の送信アンテナを使用し、それぞれが最大の送信パワーＰ_ｍａｘまでの送信が可能であると仮定する。全てのＮ_Ｔ個の送信アンテナの総送信パワーはＰ_ｔｏｔ＝Ｎ_Ｔ・Ｐ_ｍａｘである。

この方式では、最大のスペクトル効率を実現する１組の送信アンテナのセットは最初にピーク送信パワーＰ_ｍａｘが各アンテナで使用されるという想定に基づいて決定される。このセットは“最適な”セットＯとして示される。所定の送信アンテナにより実現されたスペクトル効率はそのアンテナにより実現された事後検出ＳＮＲにしたがっており、これは次に受信機で使用される特別な受信機処理技術に依存している。連続的な干渉消去を使用する受信機処理技術では、異なる検出順序は送信アンテナの異なる事後検出ＳＮＲを生じる可能性がある。その場合、異なる検出順序は最大のスペクトル効率を実現する送信アンテナのセットを決定するように評価される。各送信アンテナのデータ流は他の送信アンテナのデータ流に対する干渉として作用するので、最適なセットＯは連続的な干渉消去が使用されないならばＮ_Ｔ個よりも少数の送信アンテナを含み、連続的な干渉消去が使用されるならば、全部でＮ_Ｔ個の送信アンテナを含んでいる。したがって最適なセットＯは全部でＮ_Ｔ個の送信アンテナまたはこれらのアンテナのサブセットだけを含んでいればよい。

１実施形態では、特別なスペクトル効率は最少数の送信アンテナの使用により実現される。この実施形態では、セットＯの送信アンテナの事後検出ＳＮＲは最初に最高から最低までの事後検出ＳＮＲの順序でランクされる。セットＯにおけるランクされた送信アンテナから、特定されたスペクトル効率を実現するのに必要な最小数の送信アンテナＮ_ｒｅｑが決定される。これは一度にセットＯの１つの送信アンテナを選択し、最高の事後検出ＳＮＲを有する最良の送信アンテナから開始し、全ての選択された送信アンテナの動作する総スペクトル効率を維持することにより実現される。特定化されたスペクトル効率以上のスペクトル効率全体に関連する送信アンテナのセットはその後、必要とされるセットＲとして示される。セットＲはＮ_ｒｅｑ個の送信アンテナを含み、ここではＮ_ｒｅｑ≦Ｎ_Ｔである。

セットＲのＮ_ｒｅｑ個の送信アンテナでは、特別なスペクトル効率を実現するために必要とされる最少量の送信パワーが決定される。１実施形態では、同一のバックオフが全てのＮ_ｒｅｑ個の送信アンテナに均一に与えられ、同一量の送信パワーが全てのＮ_ｒｅｑ個の送信アンテナに使用される。このバックオフは、特定化されたスペクトル効率が最少量の送信パワーで実現されるまで上または下にＮ_ｒｅｑ個の送信アンテナのパワーを調節することにより反復的な方法で決定されることができる。１組のディスクリートなデータレートを使用してデータを送信するシステムでは、異なる送信パワーはＮ_ｒｅｑ個の送信アンテナで使用され、これは前述したように決定されることができる。

代わりに、前述したように最少数の送信アンテナを有する特定化されたスペクトル効率を実現する代わりに、Ｎ_ｒｅｑ個より多数の送信アンテナが使用に選択され、各選択された送信アンテナの送信パワーは低く調節されることもできる。特定化されたスペクトル効率を実現するために最少量の送信パワーを決定する他の方式も実行可能であり、これは本発明の技術的範囲内である。

（１）データ送信に使用するための送信アンテナの特定の組と、（２）各選択された送信アンテナで使用するための送信パワー量の決定は、送信機または受信機のいずれか一方で行われる。決定が受信機で行われるならば、送信機には特定されたスペクトル効率を実現するための選択された送信アンテナと送信パワーを示す制御情報が与えられる。

リンク状態は時間と共に変化するので、選択された送信アンテナで使用される送信パワーは変化するリンク状態が存在する場合、スペクトル効率を実現するために対応して調節される。選択された送信アンテナで送信されたデータ流の事後検出ＳＮＲは特定の（例えばＣＣＭＩ、ＣＣＭＩ−ＳＣ、ＭＭＳＥ、またはＭＭＳＥ−ＳＣ）空間的受信機処理技術に基づいて決定されることができる。各事後検出ＳＮＲはその送信アンテナに対して指定されたスペクトル効率を得るのに必要な設定点γ_ｓｅｔ（ｉ）よりも大きいこともあり、小さいこともある。各選択された送信アンテナの送信パワーはその後、調節された事後検出ＳＮＲが設定点γ_ｓｅｔ（ｉ）かまたはそれに近いように上または下に調節される。前述したように、連続的な消去のないＭＭＳＥ受信機では、全ての選択された送信アンテナの正確な設定点に事後検出ＳＮＲを設定することが可能ではなく、その場合には、調節は過剰な送信パワー量を最少にしながら、全ての選択された送信アンテナが設定点を実現または超えるように行われる。パワー調節はまた全ての選択された送信アンテナ全体で行われてもよい。

受信機は送信機が選択された送信アンテナの送信パワーを調節することを可能にするために送信機へパワー制御情報を提供する。例えば受信機は各選択された送信アンテナに対するパワー制御ビットまたは全ての選択された送信アンテナに対する１パワー制御ビットを提供する。各パワー制御ビットは幾らかの予め定められた量だけの上または下への送信パワーの調節を示す。他のパワー制御機構が使用されてもよく、これは本発明の技術的範囲内である。

ＭＩＭＯシステムのパワー割当ても2002年１月23日出願の米国特許出願明細書（代理人番号第020038）（発明の名称“Reallocation of Excess Power for Full Channel-State Information (CSI) Multiple-Input, Multiple-Output (MIMO) System”）に記載され、これは本発明の出願人に譲渡され、ここで参考文献とされている。

［受信機］
図９のＡは、連続的な消去受信機処理技術を実行することのできるＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160aのブロック図である。Ｎ_Ｔ個の送信アンテナからの送信信号はＮ_Ｒ個のアンテナ152a乃至152rのそれぞれにより受信され、各受信機154へ転送される。各受信機154はそれぞれの受信された信号を処理し、対応する受信されたシンボル流をＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160aへ提供する。

図９のＡに示されている実施形態では、ＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160aは複数の連続的な（即ち縦続された）受信機処理段910を含んでおり、１つの段は回復される送信された各データ流のものである。（最後の段910nを除く）各受信機処理段910は空間的プロセッサ920、ＲＸデータプロセッサ930、干渉消去装置940を含んでおり、最後の段910nは空間的プロセッサ920nとＲＸデータプロセッサ930nのみを含んでいる。

第１の受信機処理段910aでは、空間的プロセッサ920aはＮ_Ｔ個の検出されたデータ流（ベクトル＾ｘ _１として示される）を提供するために特定の（例えばＣＣＭＩまたはＭＭＳＥ）受信機処理技術に基づいて受信機154a乃至154rからＮ_Ｒ個の受信されたシンボル流（ベクトルｙとして示される）を受信し処理する。検出されたデータ流の１つ（例えば検出順序Ｄ＝｛ｄ_１，ｄ_２，．．．ｄ_ＮＴ｝の第１のデータ流）が選択され、ＲＸデータプロセッサ930aに与えられる。プロセッサ930aはさらに復号されたデータ流を提供するため、選択され検出されたデータ流＾ｘ_１を処理（例えば復調、デインターリーブ、復号）し、ここで第１の段ではｉ＝ｄ_１である。空間的プロセッサ920はさらに検出されたデータ流のＣＳＩを提供し、これは前述の事後検出ＳＮＲの形態である。

各第２乃至最後の段910b乃至910nでは、その段の空間的プロセッサはその段の検出されたデータ流を得るために先行する段の干渉消去装置からＮ_Ｒ個の変更されたシンボル流を受信し処理する。検出されたデータ流の１つはＲＸデータプロセッサにより選択され処理されてその段の復号されたデータ流を提供する。

第１の受信機処理段910aでは、干渉消去装置940aは受信機154からＮ_Ｒ個の受信されたシンボル流（ベクトルｙ ^１として示される）を受取る。各第２乃至第２から最後の段では、その段の干渉消去装置は先行する段の干渉消去装置からＮ_Ｒ個の変更されたシンボル流を受信する。各干渉消去装置はまた同一の段内のＲＸデータプロセッサから復号されたデータ流を受信し、復号されたデータ流による干渉コンポーネントの評価値である（ベクトルｉとして示される）Ｎ_Ｒ個の再変調されたシンボル流を得るための処理（例えば符号化、インターリーブ、変調、チャンネル応答等）を行う。再度変調されたシンボル流はその後、差し引かれた（即ち消去された）干渉コンポーネントを除いた全てを含んでいるＮ_Ｒ個の変更されたシンボル流を得るためにその段の入力シンボル流から差し引かれる。Ｎ_Ｒ個の変更されたシンボル流はその後次の段へ与えられる。

図９のＢは、連続的な消去受信機処理技術を実行しないＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサ160bのブロック図である。（ベクトルｙとして示される）受信されたシンボル流は空間プロセッサ920へ与えられ、（ベクトル＾ｘとして示される）検出されたデータル流を提供するため特別な空間的受信機処理技術に基づいて処理される。ＲＸデータプロセッサ930はその後、復号されたデータ流を提供するために検出されたデータ流を受信し処理する。空間的プロセッサ920はさらに検出されたデータ流のＣＳＩを提供する。

図１０のＡは、ＣＣＭＩ技術を実行する空間プロセッサ920xの１実施形態のブロック図である。空間プロセッサ920xは図９のＡの各空間プロセッサ920a乃至920nおよび図９のＢの空間プロセッサ920で使用されることができる。空間プロセッサ920x内で、（ベクトルｙとして示される）受信されたまたは変更されたシンボル流は最初に整合フィルタ1012により濾波され、これは式（７）で前述して示したように、共役―転位複素数チャンネルマトリックスＣ ^Ｈによりベクトルｙを予め乗算する。乗算器1014はさらに式（１０）で前述して示したように、さらに送信されたベクトルｘの評価値＾ｘを形成するために濾波されたベクトルを逆二乗マトリックスＲ ^−１により予め乗算する。

ベクトル＾ｘはチャンネル応答マトリックスＨを評価するチャンネル評価装置1018に与えられる。通常、マトリックスＨはパイロットデータまたはトラフィックデータまたは両者に対応するシンボルに基づいて評価される。チャンネル評価装置1018はその後、複素数チャンネルマトリックスＣを得るためにチャンネル係数マトリックスＨと対角線マトリックスＡとを乗算する。マトリックスプロセッサ1020はその後、式（８）により示されているように、Ｒ＝Ｃ ^Ｈ Ｃにしたがって複素数チャンネル相関マトリックスＲを得る。チャンネル評価装置1018とマトリックスプロセッサ1020はそれぞれ整合フィルタ1012と乗算器1014へマトリックスＣ ^ＨとＲ ^−１を提供する。

空間プロセッサ920xは１以上の検出されたデータ流をＲＸデータプロセッサ930へ提供し、このプロセッサはさらに対応する復号されたデータ流を提供するために各検出されたデータ流を処理（例えば復調、デインターリーブ、復号）する。

ＣＳＩプロセッサ1016は検出されたデータ流のＣＳＩを決定し、これは式（１２）に示されているように決定された事後検出ＳＮＲの形態である。ＣＳＩはデータ流の送信パワーの決定に使用される。

図１０のＢは、ＭＭＳＥ技術を実行する空間プロセッサ920yの１実施形態を示している。ＣＣＭＩ技術と同様に、マトリックスＨとΛは最初にパイロットおよび／またはトラフィックデータに基づいて評価される。マトリックスＭとＤ _ｖ ^−１はその後、式（１８）にしたがって決定される。

空間プロセッサ920y内で、（ベクトルｙとして示される）受信されたまたは変更されたシンボル流は最初に、式（１８）で示されているように、送信されたベクトルｘの初期評価値を得るためにマトリックスＭにより予め乗算する。乗算器1024はさらに式（１８）でも示されているように、送信されたベクトルｘのバイアスされていない評価値＾ｘを形成するためさらに初期評価値を対角線マトリックスＤ _ｖ ^−１により予め乗算する。バイアスされていない評価値＾ｘは検出されたデータ流に対応する。バイアスされていない評価値＾ｘがさらに、適合プロセッサ1026へ提供され、このプロセッサは式（１８）に基づいてマトリックスＭとＤ _ｖ ^−１を導出する。

空間プロセッサ920yは１以上の検出されたデータ流をさらに処理するためＲＸデータプロセッサ930へ提供する。ＣＳＩプロセッサ1016は検出されたデータ流のＣＳＩを決定し、これは事後検出ＳＮＲの形態であってもよい。

ＣＣＭＩ、ＣＣＭＩ−ＳＣ、ＭＭＳＥおよびＭＭＳＥ−ＳＣ受信機は前述の米国特許出願第09/993,087号明細書、第09/854,235号、第09/826,481号、第09/956,449号明細書にさらに詳細に説明されている。図９のＡおよび９のＢでは、各空間プロセッサ920は空間−時間プロセッサで置換され、これは周波数選択フェーディング内の分散性チャンネルでＤＦＥ、ＭＭＳＥ−ＬＥ、またはＭＬＳＥを実行することができる。

パワー制御は送信機システムおよび受信機システムの両者で実行される。１実施形態では、受信機システムは検出されたデータ流を得るために、空間または空間−時間受信機処理を受信されたシンボル流について実行し、検出されたデータ流の事後検出ＳＮＲを評価し、各検出されたデータ流に対するパワー調節を決定し、パワー調節を必要とするデータ流を示す情報を提供する。１実施形態では、受信機システムは調節を必要とする各データ流に対するパワー調節量も提供する。別の実施形態では、パワー調節量は予め定められるか固定され（例えば０．５ｄＢ）報告を必要としない。

図１に戻ると、受信機システム150で、制御装置170は事後検出ＳＮＲを受信し、パワー調節を決定する。制御装置170はその後パワー制御情報と、恐らく集合的に部分的なＣＳＩと呼ばれるデータ流を適切に処理し送信するために送信機システムにより必要とされる他の情報を提供する。部分的なＣＳＩは、データ流に対して使用される事後検出ＳＮＲと、データレートと、コード化および変調方式等または任意のそれらの組合わせを含んでいてもよい。部分的なＣＳＩはその後、ＴＸデータプロセッサ178により処理され、変調器180により変調され、送信機154により調節され、アンテナ152を介して送信される。

送信機システム110では、受信機システム150からの送信された信号はアンテナ124により受信される。受信された信号はその後、受信機122により調節され、復調器140により復調され、さらにＲＸデータプロセッサ142により処理され、それによって制御装置130に与えられる報告されたＣＳＩを再生する。制御装置130はその後、データ流を処理（例えばコード化および変調）し、これらのデータ流の送信パワーを調節するために使用される種々の制御を行う。

送信パワーを制御するためのここで説明する技術はＭＩＭＯシステム、ＯＦＤＭシステム、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム等を含んだ種々の多チャンネル通信システムで使用される。これらの技術は（図２に示されているように）特定の最大の許容可能にされたスペクトル効率ρ_ｓｅｔを有するシステムに対して、および（図８に示されているように）データ流のディスクリートなデータレートの１以上のセットをサポートするシステムで有効に使用される。

ここで説明された技術は各データ流の送信パワーの制御にも使用されることができ、このデータ流は１以上のチャンネルで送信される。各データ流は特定のデータレートと特定のコード化および変調方式に関連される。多元アクセス通信システムでは、各データ流は異なる受信機と関連される。

明白にするために、パワー制御はＣＣＭＩ、ＣＣＭＩ−ＳＣ、ＭＭＳＥおよびＭＭＳＥ−ＳＣ受信機処理技術について特に説明されている。ここで説明されたパワー制御技術はまた他の受信機処理技術でも使用され、これは本発明の技術的範囲内である。例えばこれらのパワー制御技術は空間−時間受信機処理技術を伴って使用されることができる。

ここで説明されたパワー制御技術は種々の手段により実行される。例えばこれらの技術はハードウェア、ソフトウェア、またはその組合わせで実行されてもよい。ハードウェア構造では、データ流の送信パワーの制御に使用される素子は１以上の用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、デジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラム可能な論理装置（ＰＬＤ）、フィールドプログラム可能なゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、制御装置、マイクロ制御装置、マイクロプロセッサ、ここで説明した機能を実行するように設計された他の電子装置、またはその組合わせの中で構成されることができる。

ソフトウェア構造では、パワー制御はここで説明した機能を実行するモジュール（例えば手順、機能等）で実行される。ソフトウェアコードはメモリ装置（例えば図１のメモリ132および／または172）に記憶され、プロセッサ（例えば制御装置130および／または170）により実行される。メモリ装置はプロセッサ内またはプロセッサの外部に構成されてもよく、この場合、技術で知られているように種々の手段を介してプロセッサと通信可能に結合される。

ヘッディングはここでは参照およびあるセクションの位置付けの補助のために含まれている。これらのヘッディングはここで説明した概念の技術的範囲を限定する意図はなく、これらの概念は明細書全体を通して他のセクションにおける適用性を有している。

説明した実施形態の前述の説明は当業者が本発明を実行または使用することを可能にするために行われている。これらの実施形態に対する種々の変更は当業者に容易に明白であり、ここで規定した一般原理は本発明の技術的範囲を逸脱せず他の実施形態にも適用される。したがって本発明はここで示された実施形態に限定されず、ここで説明した原理および優れた特徴と一貫する最も広い範囲にしたがうことを意図している。

ＭＩＭＯシステムの送信機システムおよび受信機システムの１実施形態のブロック図。 スペクトル効率対事後検出ＳＮＲの２つのグラフ。 ＣＣＭＩ受信機の１組の事後検出ＳＮＲを実現するために送信パワーを調節するためのプロセスのフロー図。 ＣＣＭＩ−ＳＣ受信機処理技術を示すフロー図。 ＣＣＭＩ−ＳＣ受信機の全体の必要な送信パワーを最小にしながらスペクトル効率を最大にするためのプロセスのフロー図。 ＭＭＳＥ受信機の１組の事後検出ＳＮＲを実現するために送信パワーを調節するプロセスのフロー図。 ＭＭＳＥ−ＳＣ受信機の１組の事後検出ＳＮＲを実現するために送信パワーを調節するプロセスのフロー図。 １組のディスクリートなデータレートをサポートする通信システムのスペクトル効率対事後検出ＳＮＲのグラフ。 それぞれ連続的な消去受信機処理技術を実行するおよび実行しないＲＸ ＭＩＭＯ／データプロセッサのブロック図。 それぞれＣＣＭＩおよびＭＭＳＥ技術を実行する２つの空間的プロセッサのブロック図。

Claims (19)

1. 無線多チャンネル通信システムで複数のデータ流の送信パワーを制御する方法において、
   複数の検出されたデータ流を提供するために特定の受信機処理技術にしたがって複数の受信されたシンボル流を処理し、
   前記複数の検出されたデータ流の信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を評価し、
   設定点を超える各信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を識別し、
   前記設定点を超える信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）に関連される各検出されたデータ流に対する調節された送信パワーを決定することを含んでおり、
   前記受信されたシンボル流は、
   評価される検出順序のリストを決定し、前記リストの各検出順序を評価することによって、様々な検出順序のスペクトル効率を評価するために連続的な干渉消去受信機処理技術にしたがってさらに評価され処理され、
   前記リストの各検出順序の評価は、
   前記連続的な干渉消去受信機の処理技術にしたがって、複数の検出されたデータ流を与えるために検出順序に基づいて前記複数の受信されたシンボル流を処理し、
   前記複数の検出されたデータ流の信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を評価し、
   前記設定点を超える各信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を前記設定点に等しいように調節することによって前記複数の検出されたデータ流に対して調節された信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）を獲得し、
   前記調節された信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）に基づいて検出されたデータ流のスペクトル効率を決定することを含んでおり、
   ここで、前記検出されたデータ流の調節された送信パワーは前記リスト中の前記検出順序に対して決定された前記スペクトル効率に基づいて選択された特定の検出順序に対して決定される方法。
2. 前記受信されたシンボル流はさらに前記複数の検出されたデータ流を提供するために特定の検出順序に基づいて処理される請求項１記載の方法。
3. 前記受信されたシンボル流はさらに特別な検出に基づいて最小の信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）から最大の信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）まで処理される請求項１記載の方法。
4. 前記複数の検出されたデータ流は前記連続的な干渉消去受信機処理により減結合される請求項２記載の方法。
5. 前記複数の検出されたデータ流は前記連続的な干渉消去受信機処理により減結合されない請求項２記載の方法。
6. 前記複数の検出されたデータ流の調節された送信パワーは逆の検出順序で決定される請求項５記載の方法。
7. 最高のスペクトル効率に関連する前記検出順序が選択される請求項１記載の方法。
8. 前記複数の検出されたデータ流は前記受信機の処理により減結合される請求項１記載の方法。
9. 前記複数の検出されたデータ流は前記受信機の処理により減結合されない請求項１記載の方法。
10. さらに、１以上の繰返しにおいて処理、評価、識別、決定を反復する請求項９記載の方法。
11. 各検出されたデータ流の前記信号対雑音および干渉比（ＳＮＲ）は前記データ流のピーク送信パワーに基づいて達成される請求項１記載の方法。
12. 受信されたシンボル流はチャンネル相関マトリックス反転（ＣＣＭＩ）空間受信機処理技術にしたがって処理される請求項１記載の方法。
13. 前記受信されたシンボル流は連続的な干渉消去（ＣＣＭＩ−ＳＣ）受信機処理技術によるチャンネル相関マトリックス反転にしたがって処理される請求項１記載の方法。
14. 前記受信されたシンボル流は最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）空間受信機処理技術にしたがって処理される請求項１記載の方法。
15. 前記受信されたシンボル流は連続的な干渉消去（ＭＭＳＥ−ＳＣ）受信機処理技術による最小平均二乗誤差にしたがって処理される請求項１記載の方法。
16. 前記受信されたシンボル流は空間−時間受信機処理技術にしたがって処理される請求項１記載の方法。
17. 前記多チャンネル通信システムは多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムである請求項１記載の方法。
18. 前記多チャンネル通信システムは直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）通信システムである請求項１記載の方法。
19. 前記多チャンネル通信システムは直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を使用する多入力多出力（ＭＩＭＯ）通信システムである請求項１記載の方法。

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