JP4400065B2

JP4400065B2 - Switching power supply

Info

Publication number: JP4400065B2
Application number: JP2003049009A
Authority: JP
Inventors: 恭生溝上; 健一井上; 勝隆田邊
Original assignee: Omron Corp
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 2003-02-26
Filing date: 2003-02-26
Publication date: 2010-01-20
Anticipated expiration: 2023-02-26
Also published as: JP2004260928A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フルブリッジ型のスイッチング回路を備え、このスイッチング回路内のスイッチを位相シフト制御方式により制御するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来からスイッチング電源装置としてＤＣ−ＤＣコンバータが知られる。代表的にはＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング回路を用いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用いてこれを変圧(昇圧または降圧)し、さらに、出力回路を用いてこれを直流に変換する装置である。これによって、入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得る。ここで、大容量が要求されるスイッチング電源装置のスイッチング回路としては、フルブリッジ回路が用いられる。この種のスイッチング回路において発生するスイッチング損失を低減可能な駆動方式として位相シフト制御方式が知られる(例えば特許文献１参照)。
【０００３】
図９は従来のスイッチング電源装置を示す回路図であり、従来のスイッチング電源装置としては、入力電源１の両端間に接続された入力コンデンサ２と、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４からなるスイッチング回路３と、トランス４と、ダイオード５１，５２からなる整流回路５と、インダクタ６１およびコンデンサ６２からなる平滑回路６と、スイッチング回路３の動作をコントロールするコントロール回路７とを含む。また、スイッチング回路３とトランス４との間に漏洩インダクタンス８が存在している。各スイッチＱ１〜Ｑ４それぞれのソース・ドレイン間には並列に、寄生要素として、ダイオードｄ１ないしｄ４と容量ｃ１ないしｃ４が存在する。９は整流回路５と平滑回路６とを含む出力回路に接続される負荷を示す。
【０００４】
コントロール回路７は、位相シフト制御方式によってそのゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４を生成している。スイッチング回路３はコントロール回路７からのそのゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４に応答して動作する。
【０００５】
図１０は、従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイミング図である。図１０に示されるように、位相シフト制御においてはゲートパルスＶＧ１とＶＧ２は所定のデッドタイムを挟んで交互にハイレベルとなる。ゲートパルスＶＧ３は、ゲートパルスＶＧ２に対して、位相シフトされ、ゲートパルスＶＧ４は、ゲートパルスＶＧ１に対して、位相シフトされる。トランス４の一次側の電圧ＶＴの波形は、ゲートパルスＶＧ１に対するゲートパルスＶＧ４の位相シフト量、ゲートパルスＶＧ２に対するゲートパルスＶＧ３の位相シフト量によって決まる。具体的には期間ｔ１のようにゲートパルスＶＧ１とＶＧ４がいずれもハイレベルとなっている期間においては第１のスイッチＱ１と第４のスイッチＱ４とが共にオン状態となっているため、トランスの一次側電圧ＶＴは入力電源の電圧−Ｖｉｎとなる一方、期間ｔ４のようにゲートパルスＶＧ２とＶＧ３とがいずれもハイレベルとなっている期間においては第２のスイッチＱ２と第３のスイッチＱ３とが共にオン状態となっているため、トランス４の一次側電圧ＶＴは入力電源の電圧Ｖｉｎとなる。その他の期間ではトランス４の一次側電圧ＶＴはゼロである。
【０００６】
したがって、トランス４の二次側へ伝達される電力は、ゲートパルスＶＧ１に対するゲートパルスＶＧ４の位相シフト量およびゲートパルスＶＧ２に対するゲートパルスＶＧ３の位相シフト量によって決まるから、コントロール回路７はその位相シフトを制御して、入力電源の電圧が大きくなるとき、もしくは負荷が軽くなるときは位相シフト量を増大させ、ゲートパルスＶＧ１，ＶＧ４がいずれもハイレベルとなる期間とゲートパルスＶＧ２，ＶＧ３がいずれもハイレベルとなる期間を短くする。入力電源の電圧が小さくなるとき、もしくは負荷が重くなるときは位相シフト量を減少させ、ゲートパルスＶＧ１，ＶＧ４がいずれもハイレベルとなる期間とゲートパルスＶＧ２，ＶＧ３がいずれもハイレベルとなる期間を長くする。
【０００７】
上記スイッチング電源装置では、例えば期間ｔ１で示すようにゲートパルスＶＧ１とＶＧ４がいずれもハイレベルとなって第１のスイッチＱ１と第４のスイッチＱ４とが共にオンになってトランス４の二次側にエネルギを伝達したあとで期間ｔ２で示すようにゲートパルスＶＧ１をローレベルにして第１のスイッチＱ１をオフにするときには、漏洩インダクタンス８の励磁エネルギを利用して、第２のスイッチＱ２の寄生容量ｃ２に蓄積されている電荷を引き抜くとともに、寄生ダイオードｄ２を通して電流を流し、次いで、第２のスイッチＱ２をオンにすることでゼロボルトスイッチング（以下、ＺＶＳという）を行わせるようになっている。このようなゼロボルトスイッチング動作は、前記漏洩インダクタンス８の励磁エネルギを利用しており、これによって、スイッチング損失の低減が図られ、スイッチング電源装置の効率を向上させている。しかしながら、漏洩インダクタンス８の励磁エネルギはその漏洩インダクタンスの値をＬｓ、そこを流れる電流をＩとすると(１／２)Ｌｓ・Ｉ²であらわされるから、軽負荷時のように電流Ｉが小さい場合では、ＺＶＳを行うためには、漏洩インダクタンスＬｓの値を大きくする必要がある。インダクタンスの値を大きくすると、当然、そこで銅損、鉄損などが増えてしまい、スイッチング電源装置の効率が低下する。
【０００８】
なお、軽負荷時に、漏洩インダクタンス８が小さいとＺＶＳができなくなる理由を、スイッチＱ２、Ｑ３を用いて簡単に説明する。スイッチＱ１、Ｑ４でも同様である。漏洩インダクタンス８が小さく負荷９が軽いときは、漏洩インダクタンス８に蓄積されるエネルギーが小さくなるため、スイッチＱ２の寄生容量の電荷を引き抜くだけで漏洩インダクタンス８により流れる電流ＩＴは大きく減少し、スイッチＱ３の寄生容量の電荷を完全に引き抜く前にゼロとなり、逆に入力電圧Ｖｉｎによって再チャージされ、一旦下がったスイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓは上昇する。これにより、スイッチＱ３のＺＶＳができない。更に負荷９が軽くなったり、漏洩インダクタンス８が小さい場合はスイッチＱ２の寄生容量も引き抜けず、スイッチＱ２，Ｑ３ともＺＶＳができなくなるからである。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００３−１８８５７
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明は、スイッチング電源装置において、軽負荷時にＺＶＳを可能とする一方で漏洩インダクタンスでの銅損や鉄損を抑制してスイッチング電源装置における効率を向上させることを解決すべき課題としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、トランスと、入力電源に対して並列に接続される第１および第２のアームを含み、かつ、前記各アームは高電位側と低電位側それぞれの各スイッチの直列構成と各スイッチそれぞれに並列構成とされたダイオードと容量それぞれとを含むフルブリッジ型スイッチング回路と、前記スイッチング回路の一方のアームにおける高電位側と低電位側の両スイッチの接続部と前記トランスの一次側巻線との間の電流通路に存在するインダクタンスと、前記トランスの二次側に設けられる出力回路と、前記スイッチング回路の各スイッチそれぞれの動作タイミングを位相シフト制御するコントロール回路とを備え、前記コントロール回路は、前記出力回路に接続される負荷の状態を検出するとともに、その検出の結果、負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御するスイッチング電源装置において、前記スイッチング回路を少なくとも２つ有するとともに、各スイッチング回路は、それぞれの第１のアームと前記トランスの一次側巻線との間に互いにインダクタンス値が大小に相違するインダクタンスが存在している一方、それぞれの第２のアームを互いに共用しており、前記コントロール回路は、前記負荷が軽いときはインダクタンスが大きい側のスイッチング回路を選択し、前記負荷が重いときはインダクタンスが小さい側のスイッチング回路を選択するよう制御することを特徴とする。
【００１２】
前記位相シフトコントロール回路とコントロール回路は別々の回路で構成しても同じ回路で構成してもよい。前記スイッチング回路における各スイッチはＭＯＳＦＥＴのようにソース・ドレイン間に寄生要素としてのダイオードと容量とを含む素子で構成することができる。
【００１３】
本発明によるときは、負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御するから、軽負荷時でそのインダクタンスに流れる電流が小さい場合では、そのインダクタンスの値が大きくなるので、そのインダクタンスにおける励磁エネルギを大きく発生させて、ゼロボルトスイッチングを高い信頼性を確保して行わせられる一方、負荷が重い場合では、インダクタンスの値を小さく制御できるようになる。これによって、本発明では、従来とは異なって負荷の増大に伴ない漏洩インダクタンスでの銅損や鉄損などの損失が増えるようなことをなくすことができ、スイッチング電源装置全体の効率が大きく向上する。
【００１４】
本発明の好ましい実施態様は、前記コントロール回路が、スイッチのゲートパルス信号を制御することにより、使用するスイッチング回路を選択する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の詳細を図面に示す実施の形態に基づいて説明する。
【００１８】
図１ないし図６を参照して本発明の参考例に係るスイッチング電源装置を説明する。図１はスイッチング電源装置の回路図を示し、図２は、図１の動作説明に供するタイミングチャート、図３は、図１の各部に流れる電流経路を示す図、図４は負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図、図５は、軽負荷時に漏洩インダクタンス小から大へ切り替えたときの各部の電圧波形の変化を示す図、図６は、負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図である。なお、図９および図１０と対応する部分には同一の符号を付し、その同一の符号に係る部分の説明は省略する。
【００１９】
これらの図を参照して、１は入力電源、２は入力コンデンサ、３はスイッチング回路、４はトランス、５は整流回路、６は平滑回路、７はコントロール回路、８は漏洩インダクタンス、９は負荷をそれぞれ示す。スイッチング回路３において、各スイッチＱ１ないしＱ４はいずれもＭＯＳＦＥＴで構成されているとともに、第１と第２のスイッチＱ１，Ｑ２とで第１のアームを構成し、第３と第４のスイッチＱ３，Ｑ４で第２のアームを構成する。第１と第３のスイッチＱ１，Ｑ３は共に高電位側のスイッチを構成し、第２と第４のスイッチＱ２，Ｑ４は共に低電位側のスイッチを構成する。各スイッチＱ１ないしＱ４それぞれのソース・ドレイン間にはそれぞれ並列に寄生のダイオードｄ１ないしｄ４と容量ｃ１ないしｃ４とが接続されている。
【００２０】
コントロール回路７は、位相シフト量発生部７２、ゲートパルス発生部７１、切り替え負荷のデータ保存部７３、検出部７４および切り替え信号発生部７５を備える。コントロール回路７においては、従来のそれと同等の機能を達成するものとして、位相シフト量発生部７２が出力コントロール信号に応答して位相シフト量に関する信号を発生し、ゲートパルス発生部７１が、前記信号に応答して、各スイッチＱ１ないしＱ４それぞれのゲートに対するゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４を出力する。
【００２１】
本参考例では、このコントロール回路７に対して、さらに、切り替え負荷のデータ保存部７３、検出部７４および切り替え信号発生部７５を備えるとともに、外付けインダクタンス１０と、外付けスイッチ１１とを備えたことに特徴を有する。
【００２２】
外付けインダクタンス１０は、スイッチング回路３の一方のアームにおけるスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続部とトランス４の一次側巻線との間に直列に接続されている。外付けスイッチ１１は、好ましくはＭＯＳＦＥＴで構成されており、外付けインダクタンス１０に並列に接続されている。
【００２３】
コントロール回路７において、データ保存部７３は、外付けスイッチ１１を、負荷９が軽いときはオフ側に、負荷９が重いときはオン側にそれぞれ切り替えるためのデータを記憶している。
【００２４】
検出部７４は、トランスの一次側巻線に流れる電流ＩＴなどから負荷９の状態を検出する。
【００２５】
切り替え信号発生部７５は、データ保存部７３の保存データと検出部７４の検出データとを比較し、負荷９が軽いときは外付けスイッチ１１をオフにする切り替え信号を発生して漏洩インダクタンス８に対して外付けインダクタンス１０を直列に接続して全体のインダクタンスの値を大きくし、負荷９が重いときは外付けスイッチ１１をオンにする切り替え信号を発生して外付けインダクタンス１０を短絡して全体のインダクタンスの値を小さく制御するようになっている。
【００２６】
ここでコントロール回路７が負荷９の状態を検出する機能を備えることは必ずしも必須ではなく、負荷９の状態を検出する他の回路の出力を利用してもよい。
【００２７】
コントロール回路７の各部の構成はマイクロコンピュータ等を含むソフトウエアにより構成してもよい。
【００２８】
動作を図２および図３を参照して説明する。
【００２９】
図２において、ＶＧ１，ＶＧ２，ＶＧ３，ＶＧ４は、それぞれゲートパルス、ＶＴはトランス一次側電圧、ＩＴは電流、Ｑ２ＶｄｓはスイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧，Ｑ３ＶｄｓはスイッチＱ３のドレイン・ソース間電圧、Ｑ２ＩｄはスイッチＱ２のドレイン電流、Ｑ３ＩｄはスイッチＱ３のドレイン電流の波形を示す。
【００３０】
図３において、各タイミングｔ１ないしｔ７での電流ＩＴの流れを示す。図３で漏洩インダクタンス８はトランス４の一次側巻線に含まれるものとする。なお、ゲートパルスＶＧ１ないしＶＧ４の位相シフトに関する動作は図１０を参照して説明したから、省略する。
【００３１】
期間ｔ１では、スイッチＱ１、Ｑ４が共にオンとなっていて、トランスの一次側巻線に図３の(ｔ１)で示すような経路で電流ＩＴが流れ、トランスの二次側にエネルギが伝達される。このとき、スイッチＱ２、Ｑ３の寄生容量はほぼ入力電源電圧Ｖｉｎに充電されている。スイッチＱ１がオフすると、漏洩インダクタンス８の逆起電力によって図３の(ｔ２)で示すような経路でスイッチＱ２、Ｑ４それぞれの寄生容量を通る電流が流れ、スイッチＱ２の寄生容量の電荷を引き抜いていく。このスイッチＱ２の寄生容量の電荷が引き抜かれて電荷がほぼ無くなり、スイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓがゼロＶ近くになると、電流ＩＴは図３の(ｔ３)で示す経路によりスイッチＱ２のダイオードを流れるようになる。これによってスイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓはＶｉｎからほぼ０Ｖに減少する。このタイミングでスイッチＱ２をオンすれＺＶＳができる。
【００３２】
次に、スイッチＱ４をオフにすると、図３の(ｔ４)で示す経路に従い電流ＩＴはスイッチＱ３の寄生容量の電荷を引き抜き、入力電圧Ｖｉｎに回生する。このとき、図２の期間ｔ４で示すようにスイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓが減少し、ほぼ０Ｖになると、今度は図３の(ｔ５)で示す経路で電流ＩＴはダイオードを流れる。このタイミングでスイッチＱ３をオンにすることでＺＶＳができる。スイッチＱ３がオンになると、入力電源から電流が漏れインダクタンスの逆起電力を打ち消す方向で流れ、図３の期間ｔ６で示すように徐々に大きくなっていき、漏洩インダクタンス８が入力電圧によって完全に逆方向に励磁されると、図３の期間ｔ７で示すようにトランス二次側にエネルギを伝えるための通常の電流が流れはじめる。スイッチＱ１、Ｑ４についてもスイッチＱ２，Ｑ３と同じ動作をする。
【００３３】
図４を参照して、負荷９が軽い時にスイッチング回路３とトランス４の一次側巻線との間に介在するインダクタンスを小のインダクタンスＬｓ２(漏洩インダクタンス８のみ)から大のインダクタンスＬｓ１(漏洩インダクタンス８と外付けインダクタンス１０との合計インダクタンス)に切り替えたときの動作を説明する。図４の横軸は負荷の大きさであり、縦軸はスイッチング電源装置の効率を示す。領域１３は負荷９が軽い領域、領域１４は負荷９が重い領域であり、１５は外付けスイッチ１１のオンオフの切り替えに対応する負荷点を示す。Ｌｓ１は、インダクタンスが大きい場合、Ｌｓ２はインダクタンスが小さい場合を示す。負荷９が軽い領域１３ではインダクタンスの大小を問わず負荷９の増大に伴ないスイッチング電源装置の効率が大きくなる。この場合、インダクタンスが大きい方Ｌｓ１でスイッチング電源装置の効率が高い。したがって、負荷９が軽い場合は、漏洩インダクタンスを大きく制御するとスイッチング電源装置の効率を高くすることができる。一方、負荷９が重い領域１４では大きいインダクタンスＬｓ１の場合では負荷９の増大に伴ない効率が低下していき、小さいインダクタンスＬｓ２の場合では負荷９の増大に伴ない効率が上昇していく。したがって、負荷９が重い場合は、スイッチング回路３とトランス４の一次側巻線との間に介在するインダクタンスを小さく制御すると、そのインダクタンスが大きい場合よりもスイッチング電源装置の効率の低下をより抑制できるようになる。
【００３４】
なお、説明のため、小さいインダクタンスＬｓ２の点Ａ２から大きいインダクタンスＬｓ１の点Ａ１に切り替える場合の動作を説明すると、この場合、負荷９が軽い領域１３にあるから、インダクタンスを小さいＬｓ２から大きいＬｓ１に切り替えたとき、スイッチＱ２、Ｑ３の波形の変化は図５に示すようになる。切り替えのタイミングはゲートパルスＶＧ４がハイレベルになるタイミングで行う。図５で期間ｔ６’のように漏洩インダクタンス８が小さい場合、スイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓがゼロＶに下がらないためＺＶＳができない。しかし、ゲートパルスＶＧ４の立ち上がりと同時にインダクタンスを小から大に切り替えると、期間ｔ１の期間に漏洩インダクタンスに大きなエネルギーが蓄えられ、期間ｔ２でスイッチＱ２の電荷を引き抜くことによる電流ＩＴの減少は少なくなり、スイッチＱ３の電荷を引き抜くことができる。これにより、図５の漏洩インダクタンス切り替え後に示すようにゲートパルスＶＧ２の立ち上がり以前にスイッチＱ２のソース・ドレイン間電圧Ｖｄｓは０Ｖとなり、更にスイッチＱ３のソース・ドレイン間電圧ＶｄｓもゲートパルスＶＧ３の立ち上がり以前に０ＶとなりＺＶＳができる。
これらの動作は、スイッチＱ１，Ｑ４についても同様である。また、インダクタンスの切り替えタイミングは、ゲートパルスＶＧ３がハイレベルになる瞬間でもよい。この場合、切り替え直後の半周期で、スイッチＱ１，Ｑ３のＺＶＳができ、更に半周期遅れてスイッチＱ２，Ｑ３のＺＶＳが実現する。
【００３５】
次に、負荷が重い時に図６で示すように大きい漏洩インダクタンスＬｓ１の点Ｂ１から小さい漏洩インダクタンスＬｓ２の点Ｂ２に切り替える。この場合、インダクタンスが小でも大でもＺＶＳが出来ているためその波形は図２に示すものとほとんど変わりない。切り替えのタイミングは、ゲートパルスＶＧ３またはＶＧ４の立ち上がりと同時に行う。
【００３６】
図７は本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図であり、図１と対応する部分には同一の符号を付している。この実施形態では、複数のこの例では２つのスイッチング回路３１，３２を有するとともに、各スイッチング回路３１，３２は、それぞれの第１のアーム(スイッチＱ１，Ｑ２：スイッチＱ５，Ｑ６)と前記トランス４の一次側巻線との間に互いにインダクタンス値が大小に相違するインダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が存在している一方、それぞれの第２のアーム(スイッチＱ３，Ｑ４)を互いに共用している。そして、コントロール回路７は、負荷９が軽いときはインダクタンスが大きい側のスイッチング回路３１を選択し、負荷が重いときはインダクタンスが小さい側のスイッチング回路３２を選択するよう制御するようになっている。
【００３７】
なお、上述した実施形態では、漏洩インダクタンスとして大小２つであったが、それ以上の数の漏洩インダクタンスを切り替えるようにしてもよく、例えば図８で示すように、インダクタンス値の大中小と異なる３つの漏洩インダクタンスＬｓ３(大)，Ｌｓ４(中)，Ｌｓ５(小)を用いるとともに、第１の切り替え点として漏洩インダクタンスＬｓ３(大)とＬｓ４(中)との交点とし、第２の切り替え点として漏洩インダクタンスＬｓ４(中)とＬｓ５(小)との交点とする。そして、この交点を適宜設定することによりスイッチング電源装置全体の効率を向上させるようにしてもよい。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、漏洩インダクタンスの励磁エネルギを利用してゼロボルトスイッチング動作を行う場合、負荷が軽くても、その漏洩インダクタンスを大きくする必要がなくなる結果、負荷の全領域にわたり、スイッチング損失の低減とそれに伴ないスイッチング電源装置の効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の参考例に係るスイッチング電源装置の回路図
【図２】図１のスイッチング電源装置の動作説明に供するタイミングチャート
【図３】負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図
【図４】図１の動作説明に供するタイミングチャート
【図５】軽負荷時に漏洩インダクタンス小から大へ切り替えたときの各部の電圧波形の変化を示す図
【図６】負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図
【図７】本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図
【図８】本発明のさらに他の実施形態に係るスイッチング電源装置の説明に供するもので負荷とスイッチング電源装置の効率との特性を示す図
【図９】従来のスイッチング電源装置の回路図
【図１０】図９のスイッチング電源装置の各部の動作に係るタイミングチャート
【符号の説明】
１は入力電源、２は入力コンデンサ、３はスイッチング回路、４はトランス、５は整流回路、６は平滑回路、７はコントロール回路、８は漏洩インダクタンス、９は負荷、１０は外付けインダクタンス、１１は外付けスイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device that includes a full-bridge type switching circuit and controls a switch in the switching circuit by a phase shift control method.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a DC-DC converter is known as a switching power supply device. Typically, a DC-DC converter converts a direct current input into alternating current once using a switching circuit, then transforms it (steps up or down) using a transformer, and further converts it into direct current using an output circuit. It is a device to convert. As a result, a DC output having a voltage different from the input voltage is obtained. Here, a full bridge circuit is used as a switching circuit of a switching power supply device that requires a large capacity. A phase shift control method is known as a drive method that can reduce switching loss that occurs in this type of switching circuit (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
FIG. 9 is a circuit diagram showing a conventional switching power supply apparatus. The conventional switching power supply apparatus includes an input capacitor 2 connected across the input power supply 1 and first to fourth switches Q1 to Q4. A switching circuit 3, a transformer 4, a rectifier circuit 5 including diodes 51 and 52, a smoothing circuit 6 including an inductor 61 and a capacitor 62, and a control circuit 7 for controlling the operation of the switching circuit 3 are included. Further, a leakage inductance 8 exists between the switching circuit 3 and the transformer 4. Between the source and drain of each of the switches Q1 to Q4, diodes d1 to d4 and capacitors c1 to c4 exist as parasitic elements in parallel. Reference numeral 9 denotes a load connected to an output circuit including the rectifier circuit 5 and the smoothing circuit 6.
[0004]
The control circuit 7 generates the gate pulses VG1 to VG4 by the phase shift control method. The switching circuit 3 operates in response to the gate pulses VG1 to VG4 from the control circuit 7.
[0005]
FIG. 10 is a timing chart showing the operation of the conventional switching power supply device. As shown in FIG. 10, in the phase shift control, the gate pulses VG1 and VG2 alternately become high level with a predetermined dead time interposed therebetween. The gate pulse VG3 is phase-shifted with respect to the gate pulse VG2, and the gate pulse VG4 is phase-shifted with respect to the gate pulse VG1. The waveform of the voltage VT on the primary side of the transformer 4 is determined by the phase shift amount of the gate pulse VG4 with respect to the gate pulse VG1 and the phase shift amount of the gate pulse VG3 with respect to the gate pulse VG2. Specifically, since both the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are in the on state during the period in which both the gate pulses VG1 and VG4 are at the high level as in the period t1, the transformer While the primary side voltage VT becomes the voltage -Vin of the input power supply, during the period when both the gate pulses VG2 and VG3 are at high level as in the period t4, the second switch Q2 and the third switch Q3 Since both are turned on, the primary side voltage VT of the transformer 4 becomes the voltage Vin of the input power supply. In other periods, the primary voltage VT of the transformer 4 is zero.
[0006]
Therefore, since the power transmitted to the secondary side of the transformer 4 is determined by the phase shift amount of the gate pulse VG4 with respect to the gate pulse VG1 and the phase shift amount of the gate pulse VG3 with respect to the gate pulse VG2, the control circuit 7 performs the phase shift. When the voltage of the input power supply increases or the load becomes lighter, the phase shift amount is increased so that the gate pulses VG1 and VG3 are both high and the gate pulses VG2 and VG3 are both high. Shorten the level period. When the voltage of the input power supply becomes small or the load becomes heavy, the phase shift amount is decreased, and the period when both the gate pulses VG1 and VG4 are at the high level and the period when both the gate pulses VG2 and VG3 are at the high level. Lengthen.
[0007]
In the above switching power supply device, for example, as shown in the period t1, the gate pulses VG1 and VG4 are both at the high level and both the first switch Q1 and the fourth switch Q4 are turned on, and the secondary side of the transformer 4 When the first switch Q1 is turned off by setting the gate pulse VG1 to the low level as indicated by the period t2 after the energy is transmitted to the parasitic energy of the second switch Q2 using the excitation energy of the leakage inductance 8. The charge accumulated in the capacitor c2 is extracted, a current is passed through the parasitic diode d2, and then the second switch Q2 is turned on to perform zero volt switching (hereinafter referred to as ZVS). Such zero volt switching operation utilizes the excitation energy of the leakage inductance 8, thereby reducing the switching loss and improving the efficiency of the switching power supply. However, since the excitation energy of the leakage inductance 8 is expressed as (1/2) Ls · I ² where Ls is the value of the leakage inductance and I is the current flowing therethrough, the current I is small as in a light load. Then, in order to perform ZVS, it is necessary to increase the value of the leakage inductance Ls. Increasing the value of inductance naturally increases copper loss, iron loss, and the like, thereby reducing the efficiency of the switching power supply.
[0008]
The reason why ZVS cannot be performed when the leakage inductance 8 is small at light load will be briefly described using the switches Q2 and Q3. The same applies to the switches Q1 and Q4. When the leakage inductance 8 is small and the load 9 is light, the energy stored in the leakage inductance 8 is small. Therefore, the current IT flowing through the leakage inductance 8 is greatly reduced just by extracting the parasitic capacitance of the switch Q2, and the switch Q3 The parasitic capacitance of the switch Q3 becomes zero before it is completely extracted, and conversely recharged by the input voltage Vin, and the source-drain voltage Vds of the switch Q3 once lowered increases. Thereby, ZVS of the switch Q3 cannot be performed. Further, when the load 9 is lighter or the leakage inductance 8 is small, the parasitic capacitance of the switch Q2 is not pulled out, and ZVS cannot be performed in both the switches Q2 and Q3.
[0009]
[Patent Document 1]
JP2003-18857
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
Therefore, this invention makes it the subject which should be solved to improve the efficiency in a switching power supply device by suppressing the copper loss and iron loss by a leakage inductance while enabling ZVS at the time of a light load in a switching power supply device. .
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention includes a transformer and first and second arms connected in parallel to an input power source, and each of the arms includes a series configuration of switches on each of a high potential side and a low potential side and each switch. A full-bridge type switching circuit including a diode and a capacitor each connected in parallel; a connection portion between both high-potential side and low-potential side switches in one arm of the switching circuit; and a primary winding of the transformer An inductance present in a current path between the output circuit, an output circuit provided on the secondary side of the transformer, and a control circuit that performs phase shift control of the operation timing of each switch of the switching circuit, the control circuit comprising: , Detecting the state of the load connected to the output circuit, and as a result of the detection, when the load is light, In a switching power supply apparatus that controls inductance when the inductance is large and the load is heavy, the switching power supply includes at least two switching circuits, and each switching circuit includes a first arm and a primary winding of the transformer. Inductances having mutually different inductance values exist between the two arms, while the second arms are shared with each other, and the control circuit is a switching circuit having a larger inductance when the load is light. And when the load is heavy, control is performed so as to select a switching circuit having a smaller inductance .
[0012]
The phase shift control circuit and the control circuit may be composed of separate circuits or the same circuit. Each switch in the switching circuit can be composed of an element including a diode and a capacitor as a parasitic element between a source and a drain like a MOSFET.
[0013]
According to the present invention, when the load is light, the inductance is increased, and when the load is heavy, the inductance is controlled to be small. Therefore, when the current flowing through the inductance is small at a light load, the inductance value increases. Therefore, large excitation energy is generated in the inductance, and zero volt switching is performed with high reliability. On the other hand, when the load is heavy, the inductance value can be controlled small. Thus, in the present invention, unlike the conventional case, it is possible to eliminate an increase in losses such as copper loss and iron loss due to leakage inductance accompanying an increase in load, and the efficiency of the entire switching power supply device is greatly improved. To do.
[0014]
In a preferred embodiment of the present invention, the control circuit selects a switching circuit to be used by controlling a gate pulse signal of the switch.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the details of the present invention will be described based on embodiments shown in the drawings.
[0018]
A switching power supply device according to a reference example of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device, FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of FIG. 1, FIG. 3 is a diagram showing a current path flowing through each part of FIG. 1, and FIG. FIG. 5 is a diagram showing a change in voltage waveform of each part when the leakage inductance is switched from small to large at light load, and FIG. 6 is a characteristic of the load and the efficiency of the switching power supply device. FIG. Parts corresponding to those in FIGS. 9 and 10 are denoted by the same reference numerals, and description of the parts related to the same reference numerals is omitted.
[0019]
Referring to these drawings, 1 is an input power source, 2 is an input capacitor, 3 is a switching circuit, 4 is a transformer, 5 is a rectifier circuit, 6 is a smoothing circuit, 7 is a control circuit, 8 is a leakage inductance, and 9 is a load. Respectively. In the switching circuit 3, each of the switches Q1 to Q4 is composed of a MOSFET, and the first and second switches Q1 and Q2 constitute a first arm, and the third and fourth switches Q3 and Q3. Q4 constitutes the second arm. The first and third switches Q1 and Q3 together constitute a high potential side switch, and the second and fourth switches Q2 and Q4 together constitute a low potential side switch. Parasitic diodes d1 to d4 and capacitors c1 to c4 are connected in parallel between the sources and drains of the switches Q1 to Q4, respectively.
[0020]
The control circuit 7 includes a phase shift amount generation unit 72, a gate pulse generation unit 71, a switching load data storage unit 73, a detection unit 74, and a switching signal generation unit 75. In the control circuit 7, in order to achieve a function equivalent to that of the conventional circuit, the phase shift amount generator 72 generates a signal related to the phase shift amount in response to the output control signal, and the gate pulse generator 71 In response to this, gate pulses VG1 to VG4 for the gates of the switches Q1 to Q4 are output.
[0021]
In this reference example , the control circuit 7 further includes a switching load data storage unit 73, a detection unit 74, and a switching signal generation unit 75, and an external inductance 10 and an external switch 11. It has a special feature.
[0022]
The external inductance 10 is connected in series between the interconnection part of the switches Q3 and Q4 in one arm of the switching circuit 3 and the primary winding of the transformer 4. The external switch 11 is preferably composed of a MOSFET and is connected in parallel with the external inductance 10.
[0023]
In the control circuit 7, the data storage unit 73 stores data for switching the external switch 11 to the off side when the load 9 is light and to the on side when the load 9 is heavy.
[0024]
The detection unit 74 detects the state of the load 9 from the current IT flowing through the primary winding of the transformer.
[0025]
The switching signal generation unit 75 compares the storage data of the data storage unit 73 and the detection data of the detection unit 74, and generates a switching signal for turning off the external switch 11 when the load 9 is light to generate the leakage inductance 8. On the other hand, the external inductance 10 is connected in series to increase the value of the entire inductance. When the load 9 is heavy, a switching signal for turning on the external switch 11 is generated to short-circuit the external inductance 10 and The inductance value is controlled to be small.
[0026]
Here, it is not always essential that the control circuit 7 has a function of detecting the state of the load 9, and an output of another circuit that detects the state of the load 9 may be used.
[0027]
The configuration of each part of the control circuit 7 may be configured by software including a microcomputer.
[0028]
The operation will be described with reference to FIGS.
[0029]
In FIG. 2, VG1, VG2, VG3 and VG4 are gate pulses, VT is a transformer primary side voltage, IT is a current, Q2Vds is a source-drain voltage of the switch Q2, Q3Vds is a drain-source voltage of the switch Q3, Q2Id indicates the drain current of the switch Q2, and Q3Id indicates the waveform of the drain current of the switch Q3.
[0030]
In FIG. 3, the flow of the current IT at each timing t1 to t7 is shown. In FIG. 3, the leakage inductance 8 is assumed to be included in the primary winding of the transformer 4. The operation related to the phase shift of the gate pulses VG1 to VG4 has been described with reference to FIG.
[0031]
In the period t1, the switches Q1 and Q4 are both on, the current IT flows through the primary winding of the transformer through the path shown by (t1) in FIG. 3, and energy is transmitted to the secondary side of the transformer. The At this time, the parasitic capacitances of the switches Q2 and Q3 are almost charged to the input power supply voltage Vin. When the switch Q1 is turned off, a current passing through the parasitic capacitances of the switches Q2 and Q4 flows through the path shown by (t2) in FIG. 3 due to the back electromotive force of the leakage inductance 8, and the parasitic capacitance of the switch Q2 is extracted. Go. When the charge of the parasitic capacitance of the switch Q2 is extracted and the charge is almost eliminated, and the source-drain voltage Vds of the switch Q2 becomes close to zero V, the current IT is converted to the diode of the switch Q2 through the path shown in FIG. 3 (t3). Will begin to flow. As a result, the source-drain voltage Vds of the switch Q2 decreases from Vin to almost 0V. At this timing, the switch Q2 is turned on to perform ZVS.
[0032]
Next, when the switch Q4 is turned off, the current IT extracts the charge of the parasitic capacitance of the switch Q3 and regenerates the input voltage Vin along the path indicated by (t4) in FIG. At this time, when the source-drain voltage Vds of the switch Q3 decreases and becomes approximately 0 V as indicated by a period t4 in FIG. 2, the current IT flows through the diode along the path indicated by (t5) in FIG. ZVS can be performed by turning on the switch Q3 at this timing. When the switch Q3 is turned on, a current flows from the input power source in a direction that cancels the counter electromotive force of the leakage inductance, and gradually increases as shown by a period t6 in FIG. 3, and the leakage inductance 8 is completely reversed by the input voltage. When excited in the direction, a normal current for transmitting energy to the secondary side of the transformer starts to flow as indicated by a period t7 in FIG. The switches Q1 and Q4 perform the same operation as the switches Q2 and Q3.
[0033]
Referring to FIG. 4, when the load 9 is light, the inductance interposed between the switching circuit 3 and the primary winding of the transformer 4 is changed from a small inductance Ls2 (leakage inductance 8 only) to a large inductance Ls1 (leakage inductance 8). And the external inductance 10) will be described. The horizontal axis in FIG. 4 represents the load size, and the vertical axis represents the efficiency of the switching power supply device. An area 13 is an area where the load 9 is light, an area 14 is an area where the load 9 is heavy, and 15 indicates a load point corresponding to the on / off switching of the external switch 11. Ls1 indicates a case where the inductance is large, and Ls2 indicates a case where the inductance is small. In the region 13 where the load 9 is light, the efficiency of the switching power supply increases as the load 9 increases regardless of the inductance. In this case, the efficiency of the switching power supply is high at the larger inductance Ls1. Therefore, when the load 9 is light, the efficiency of the switching power supply device can be increased by largely controlling the leakage inductance. On the other hand, in the region 14 where the load 9 is heavy, in the case of the large inductance Ls1, the efficiency decreases as the load 9 increases, and in the case of the small inductance Ls2, the efficiency increases as the load 9 increases. Therefore, when the load 9 is heavy, if the inductance interposed between the switching circuit 3 and the primary winding of the transformer 4 is controlled to be small, the efficiency of the switching power supply device can be further suppressed from lowering than when the inductance is large. It becomes like this.
[0034]
For the sake of explanation, the operation when switching from the small inductance Ls2 point A2 to the large inductance Ls1 point A1 will be described. In this case, since the load 9 is in the light region 13, the inductance is switched from the small Ls2 to the large Ls1. When this occurs, the changes in the waveforms of the switches Q2 and Q3 are as shown in FIG. The switching timing is performed when the gate pulse VG4 becomes high level. In the case where the leakage inductance 8 is small as in the period t6 ′ in FIG. 5, the ZVS cannot be performed because the source-drain voltage Vds of the switch Q3 does not drop to zero V. However, if the inductance is switched from small to large simultaneously with the rise of the gate pulse VG4, a large amount of energy is stored in the leakage inductance during the period t1, and the decrease in the current IT due to drawing out the charge of the switch Q2 during the period t2 is reduced. The charge of the switch Q3 can be extracted. As a result, as shown after switching the leakage inductance in FIG. 5, the source-drain voltage Vds of the switch Q2 becomes 0 V before the rise of the gate pulse VG2, and the source-drain voltage Vds of the switch Q3 is also before the rise of the gate pulse VG3. Therefore, ZVS is possible.
These operations are the same for the switches Q1 and Q4. The inductance switching timing may be the moment when the gate pulse VG3 becomes high level. In this case, the ZVS of the switches Q1 and Q3 can be performed in the half cycle immediately after the switching, and the ZVS of the switches Q2 and Q3 is realized after a further half cycle delay.
[0035]
Next, when the load is heavy, as shown in FIG. 6, the point is switched from a point B1 having a large leakage inductance Ls1 to a point B2 having a small leakage inductance Ls2. In this case, since the ZVS is made regardless of whether the inductance is small or large, the waveform is almost the same as that shown in FIG. The switching timing is performed simultaneously with the rise of the gate pulse VG3 or VG4.
[0036]
FIG. 7 is a circuit diagram of the switching power supply device according to the embodiment of the present invention, and the same reference numerals are given to portions corresponding to those in FIG. In this embodiment, a plurality of switching circuits 31 and 32 are provided in this example, and each switching circuit 31 and 32 includes a first arm (switches Q1 and Q2: switches Q5 and Q6) and the transformer 4. Inductances Ls1 and Ls2 whose inductance values are different from each other exist between the primary side windings of each of the coils and the second arms (switches Q3 and Q4) are shared with each other. The control circuit 7 controls to select the switching circuit 31 having a larger inductance when the load 9 is light, and to select the switching circuit 32 having a smaller inductance when the load is heavy.
[0037]
In the above-described embodiment, the leakage inductance is two large and small, but a larger number of leakage inductances may be switched. For example, as shown in FIG. Two leakage inductances Ls3 (large), Ls4 (middle), and Ls5 (small) are used, the first switching point is the intersection of the leakage inductances Ls3 (large) and Ls4 (middle), and the leakage is the second switching point. The intersection of the inductance Ls4 (medium) and Ls5 (small). Then, the efficiency of the entire switching power supply device may be improved by appropriately setting the intersection.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when zero-volt switching operation is performed using the excitation energy of the leakage inductance, it is not necessary to increase the leakage inductance even if the load is light. Thus, the switching loss can be reduced and the efficiency of the switching power supply device can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply according to a reference example of the present invention. FIG. 2 is a timing chart for explaining the operation of the switching power supply in FIG. 1. FIG. 3 shows characteristics of a load and the efficiency of the switching power supply. FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of FIG. 1. FIG. 5 is a diagram showing a change in voltage waveform of each part when the leakage inductance is switched from small to large at light load. further load and switching in those explaining a switching power supply according to another embodiment of a circuit diagram the invention; FIG switching power supply device according to the embodiment of FIG. 7 the invention showing the characteristics of efficiency FIG. 9 is a circuit diagram of a conventional switching power supply device. FIG. 10 is a timing diagram relating to the operation of each part of the switching power supply device of FIG. Chart DESCRIPTION OF SYMBOLS
1 is an input power source, 2 is an input capacitor, 3 is a switching circuit, 4 is a transformer, 5 is a rectifier circuit, 6 is a smoothing circuit, 7 is a control circuit, 8 is a leakage inductance, 9 is a load, 10 is an external inductance, 11 Is an external switch

Claims

トランスと、
入力電源に対して並列に接続される第１および第２のアームを含むとともに前記各アームは高電位側と低電位側それぞれの各スイッチの直列構成と各スイッチそれぞれに並列構成とされたダイオードと容量それぞれとを含むフルブリッジ型スイッチング回路と、
前記スイッチング回路の一方のアームにおける高電位側と低電位側の両スイッチの相互接続部と前記トランスの一次側巻線との間の電流通路に存在するインダクタンスと、
前記トランスの二次側に設けられる出力回路と、
前記スイッチング回路の各スイッチそれぞれの動作タイミングを位相シフト制御方式により制御するコントロール回路と、
を備え、
前記コントロール回路は、前記出力回路に接続される負荷の状態を検出するとともに、その検出の結果、負荷が軽いときは前記インダクタンスを大きく、負荷が重いときは前記インダクタンスを小さく制御するスイッチング電源装置において、
前記スイッチング回路を少なくとも２つ有するとともに、各スイッチング回路は、それぞれの第１のアームと前記トランスの一次側巻線との間に互いにインダクタンス値が大小に相違するインダクタンスが存在している一方、それぞれの第２のアームを互いに共用しており、
前記コントロール回路は、前記負荷が軽いときはインダクタンスが大きい側のスイッチング回路を選択し、前記負荷が重いときはインダクタンスが小さい側のスイッチング回路を選択するよう制御することを特徴とするスイッチング電源装置。A transformer,
The first and second arms connected in parallel to the input power supply, and each arm includes a series configuration of switches on the high potential side and a low potential side, and a diode configured in parallel with each switch, A full-bridge type switching circuit including capacitors,
An inductance present in the current path between the interconnect of the high-potential side and low-potential side switches in one arm of the switching circuit and the primary winding of the transformer;
An output circuit provided on the secondary side of the transformer;
A control circuit for controlling the operation timing of each switch of the switching circuit by a phase shift control method;
Equipped with a,
The control circuit detects a state of a load connected to the output circuit, and as a result of the detection, in the switching power supply that controls the inductance large when the load is light and small when the load is heavy ,
While having at least two of the switching circuits, each switching circuit has inductances having different inductance values between the first arm and the primary winding of the transformer, Share the second arm of each other,
The control circuit controls the switching circuit to select a switching circuit having a larger inductance when the load is light, and to select a switching circuit having a smaller inductance when the load is heavy .

前記コントロール回路は、スイッチのゲートパルス信号を制御することにより、使用するスイッチング回路を選択することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 2. The switching power supply device according to claim 1, wherein the control circuit selects a switching circuit to be used by controlling a gate pulse signal of a switch .