JP4391465B2 - 交流電源装置およびその装置におけるアーク抑制方法 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源装置に関するものであり、特に、スパッタなどのプロセスを用いて半導体や液晶基板などを製造する製造装置分野において、プロセスの過程で発生するアークを抑制し、発生したアークエネルギーを最小限に抑えるのに適した交流電源装置およびその装置におけるアーク抑制方法に関するものである。

一般に、スパッタ装置では、製造装置内においてプラズマ放電を起こすことにより、スパッタリングプロセスを実現している。このプロセスを実現するためには、高電圧の直流（DC）電源 や交流（AC）電源を使用して、製造装置内の電極に印加する必要があり、これにより、プラズマ放電を起こしている。

しかしながら、この高電圧の電源をプラズマが浮遊している電極間に印加すると、電極間で耐圧破壊が起こり、短絡現象が発生し、過大電流が流れることがある。この短絡現象が所謂、アークと呼ばれる現象である。このアークが発生すると、異物が製造物に飛散し、商品価値を損なうという問題が発生する。このため、アーク現象を捕らえて給電を高速遮断することにより、製造物への影響を抑えることが不可欠になっていた。従来、多くの場合直流電源が使用されていたが、交流電源も使用されており、このアーク現象を捕らえる方式として、供給する直流電流や交流電流の変化を捕らえて給電を遮断する方式が、一般に用いられている。

また、アーク現象を捕らえて高速遮断する装置として、特許文献１に記載のものがある。この装置は、図８のように、直流制御部１で得られ平滑回路２を介して取り出された直流電圧が、インバータスイッチング部３で交流（矩形波）に変換された後、昇圧トランス４、整流部５、放電電圧検出回路６およびカレントトランス７を介して処理装置本体１２に供給される。整流部５と処理装置本体１２との間に配置された放電電圧検出回路６から得られた放電電圧検出信号が、微分回路を含む放電電圧立ち下げ検出回路８へ送られる。放電電圧立ち下げ検出回路８には、インバータ制御部１１からのインバータ制御信号が供給されている。インバータ制御部１１は、放電電圧立ち下げ検出回路８の出力として得られるアーク検出信号に基づき、インバータ制御信号をゲートドライブ１０に出力し、インバータスイッチング部３の動作を停止させ、処理装置本体１２への給電を遮断させる。

特開平７−２３３４７２号公報

上述したように、従来は、供給する直流電流や交流電流の変化を捕らえて給電を遮断する方式を採用していた。このため、アークを検出してから給電を遮断するまでの期間が長いという問題があり、特に、アークを検出するまでの時間が長いという問題が生じる虞がある。また、特許文献１では、放電電圧立ち下がり検出回路８が、放電電圧に基づき微分回路によりアークの検出を判定し、アーク検出信号を出力する。そして、インバータ制御部１１が、当該アーク検出信号に基づき、インバータスイッチング部３の動作を停止させ、処理装置本体１２への給電を遮断させる。このため、放電電圧立ち上がり検出回路８における微分回路の信号処理による遅れやインバータのスイッチングノイズにより、アーク検出信号の品質が劣化するという問題が生じる虞れがある。

そこで、本発明は、高周波電源装置、特にスパッタなどのプロセスを用いて半導体や液晶基板などを製造する製造装置分野において、プロセスの過程で発生するアークを抑制し、発生したアークエネルギーを最小限に抑えるのに適した交流型の電源装置およびその装置におけるアーク抑制方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、商用交流電力から変換した高周波交流電力を負荷装置内の電極へ供給する電源であって、前記電極間に発生するアークを抑制する交流電源装置において、前記商用交流電力から直流電力を生成するＡＣ−ＤＣ整流器と、前記直流電力を負荷に見合う直流電力に変換するＤＣ−ＤＣ電力変換器と、前記変換された直流電力を高周波交流電力に変換する高周波電力変換器と、前記高周波交流電力を商用交流電源と絶縁する高周波トランスと、前記絶縁された高周波交流電力から得られる電流の変化率を抑制する電流変化率抑制手段と、前記絶縁された高周波交流電力における負荷装置への出力電圧を検知する電圧検出器と、前記高周波電力変換器のパワー素子を駆動するためのパルス指令波形と前記出力電圧の波形とを比較し、両波形が異なるときにアークの発生を検出し、高周波交流電力の負荷装置への供給を遮断させ、アークエネルギーを抑制するアーク抑制手段と、を備えることを特徴とする。

また、好適には、前記電流変化率抑制手段は、リアクタであることを特徴とする。また、好適には、前記電圧検出器は、高周波トランスと負荷装置との間に設けられたリアクタの出力電圧を検出し、前記アーク抑制手段は、前記アークの発生を検出したときに、高周波電力変換器のパワー素子のゲートをオフすることを特徴とする。さらに、好適には、前記アーク抑制手段は、前記パルス指令波形と出力電圧の波形とのレベル値を比較し、両レベル値が異なるときにアークの発生を検出することを特徴とする。

また、本発明は、商用交流電力から変換した高周波交流電力を負荷装置内の電極へ供給する交流電源装置により、前記電極間に発生するアークを抑制する方法において、前記商用交流電力から直流電力を生成するＡＣ−ＤＣ整流工程と、前記直流電力を負荷に見合う直流電力に変換するＤＣ−ＤＣ電力変換工程と、前記変換された直流電力を高周波交流電力に変換する高周波電力変換工程と、前記高周波交流電力を前記交流電源と絶縁する電力絶縁工程と、前記絶縁された高周波交流電力から得られる電流の変化率を抑制する電流変化率抑制工程と、前記絶縁された高周波交流電力における負荷装置への出力電圧を検知する電圧検出工程と、前記高周波電力変換工程に用いるパワー素子を駆動するためのパルス指令波形と前記出力電圧の波形とを比較し、両波形が異なるときにアークの発生を検出し、高周波交流電力の負荷装置への供給を遮断させ、アークエネルギーを抑制するアーク抑制工程と、を備えることを特徴とする。

また、好適には、前記電流変化率抑制工程は、リアクタにより、前記変換された直流電力を高周波交流電力に変換することを特徴とする。また、好適には、前記電力絶縁工程は、高周波トランスにより、前記高周波交流電力を前記交流電源と絶縁し、前記電圧検出工程は、高周波トランスと負荷装置との間に設けられたリアクタの出力電圧を検出し、前記アーク抑制工程は、前記アークの発生を検出したときに、高周波電力変換工程に用いるパワー素子のゲートをオフすることを特徴とする。さらに、好適には、前記アーク抑制工程は、前記パルス指令波形と出力電圧の波形とのレベル値を比較し、両レベル値が異なるときにアークの発生を検出することを特徴とする

以上説明したように、本発明によれば、前記交流電源装置は、成膜用基板製造装置などの交流電源装置として、アーク現象を高速に捕らえることができ、高周波電力変換器から出力されるエネルギーを高速に遮断することができる。したがって、製造物に障害となるアークエネルギーを最小限に抑えることができる。また、本発明によれば、アーク現象を捕らえるための微分回路を備える必要がない。したがって、微分回路の信号処理による遅れを生じることがなく、高周波交流電力の生成時に発生するスイッチングノイズの影響を受けることがないから、アーク現象を高速かつ確実に捕らえることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。
〔構成〕
先ず、本発明に係る交流電源装置の構成について説明する。図１は、本発明に係る交流電源装置を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。図２は、本発明に係る交流電源装置における電力制御手段を示す制御ブロック図である。図３は、本発明に係る交流電源装置における発振制御手段を示す制御ブロック図である。成膜用基板製造装置２１は、図１に示すように、商用交流電源２２、交流電源装置２３および負荷装置２４例えば、スパッタ装置を備える。

交流電源装置２３は、図１に示すように、ＡＣ−ＤＣ整流器２５、第１の平滑用コンデンサ２６、ＤＣ―ＤＣ電力変換器２７、第２の平滑用コンデンサ２８、第１の電流検出器２９、高周波電力変換器３０、高周波トランス３１、リアクタ３３、電圧検出器３４、直流制御用電源３７、電力制御手段３５および発振制御手段３６を備える。交流電源装置２３は、入力する商用交流電力を一旦直流電力に変換し、さらに直流電力から交流電力に変換し、交流電力を負荷装置２４に出力する。

ＡＣ−ＤＣ整流器２５は、整流素子例えば、ダイオードを用いた３相全波整流回路であり、３相交流電力を入力し、３相交流電力を整流し、直流電力を第１の平滑用コンデンサ２６に出力する。ＡＣ−ＤＣ整流器２５は、出力正極端子が第１の平滑用コンデンサ２６の一端に接続され、出力負極端子が第１の平滑用コンデンサの他端に接続される。第１の平滑用コンデンサ２６は、ＡＣ−ＤＣ整流器２５から直流電力を入力し、直流電圧を平滑にし、得られる第１の直流電力をＤＣ−ＤＣ電力変換器２７に出力する。第１の平滑用コンデンサ２６は、一端がＤＣ−ＤＣ電力変換器２７の入力正極端子に接続され、他端がＤＣ−ＤＣ変換器２７の入力負極端子に接続される。

ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７は、半導体スイッチング素子例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）（以下、第１のスイッチング素子という。）と直流リアクタとを備えるスイッチング回路であり、第１のスイッチング素子のゲートに入力される制御信号（以下、ゲート制御信号という。）Ａにより、コレクターエミッタ間の導通／遮断を制御する。第１のスイッチング素子のコレクタおよびエミッタは、第１の平滑用コンデンサ２６および第２の平滑用コンデンサ２８の負極端子にそれぞれ接続される。直流リアクタは、その一端が第１の平滑用コンデンサ２６の正極端子に接続され、他端が第２の平滑用コンデンサ２８の正極端子に接続される。すなわち、ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７は、第１の直流電力を入力し、内在する第１のスイッチング素子のゲートをゲート制御信号Ａによりオン／オフ動作させ、第２の直流電力を第２の平滑用コンデンサ２８に出力する。

第２の平滑用コンデンサ２８は、第２の直流電力を入力し、第２の直流電圧を平滑にし、高周波電力変換器３０に出力する。第２の平滑用コンデンサ２８は、その一端が高周波電力変換器３０の入力正極端子に接続され、他端が高周波電力変換器３０の入力負極端子に接続される。第１の電流検出器２９は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して、被測定電流を非接触で検出するセンサであり、ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７の出力側の実際直流電流値〔c〕（以下、〔〕は信号レベルをいう。例えば、信号Ｃの信号レベルは〔c〕を示す。）や過電流を検出する。

高周波電力変換器３０は、インバータ回路であり、相対向する２対の半導体スイッチング素子例えば、ＩＧＢＴ（Ｑ１およびＱ４スイッチ）およびＩＧＢＴ（Ｑ２およびＱ３スイッチ）の対（以下、第２のスイッチング素子という。）が、第２のスイッチング素子のゲートに入力される制御信号（以下、スイッチング制御信号という。）Ｄにより、コレクターエミッタ間の導通／遮断を制御する。すなわち、高周波電力変換器３０は、第２のスイッチング素子が、交互にオン／オフ動作を繰り返し、第２の平滑用コンデンサ２８により平滑された波形の電圧を有する第２の直流電力を、略矩形波交流波形の電圧を有する第１の交流電力に変換する回路である。すなわち、高周波電力変換器３０は、第２の直流電力を入力し、内在する第２のスイッチング素子のゲートをスイッチング制御信号Ｄによりオン／オフ動作させ、第２の直流電力を第１の交流電力に変換し、前記交流電力を高周波トランス３１に出力する。

高周波トランス３１は、相互に電磁結合された１次巻線３１pおよび２次巻線３１sからなる変圧器であり、１次巻線３１pに交流電圧を入力し、相互電磁誘導作用により、１次巻線３１pと２次巻線３１sとの巻数比に比例した交流電圧を２次巻線３１sに発生させる。高周波トランス３１の１次巻線３１pは、巻き始めが第２のスイッチング素子Ｑ１のエミッタおよびＱ３のコレクタに接続され、巻き終りが第２のスイッチング素子Ｑ２のエミッタおよびＱ４のコレクタに接続される。高周波トランス３１の２次巻線３１sは、負荷装置２４に接続される。すなわち、高周波トランス３１は、第１の交流電力を入力し、第１の交流電力と電気的に絶縁させた第２の交流電力に変換し、負荷装置２４に出力する。このように、高周波トランス３１は、入力の商用電源と交流電力とを絶縁する。

リアクタ３３は、高周波トランス３１の２次側における出力電流の電流変化率を抑制するためのインダクタンス機器である。電圧検出器３４は、高周波トランス３１と負荷装置２４との間の出力電圧を検出するための検出器である。直流制御用電源３７は、電力制御手段３５および発振制御手段３６における直流回路に直流定電圧を供給するための制御用定電圧電源である。本実施の形態において、直流制御用電源３７は、商用交流電源２２から２相商用電源を入力し、直流定電圧を出力するようにしたが、商用交流電源２２とは別系統の電源を用いることにより、全く独立した直流制御用電源として直流定電圧を出力するようにしてもよい。

電力制御手段３５は、図２に示すように、基本電力指令値設定器３８、帰還電力演算器３９、減算器４０、ＰＩＤ制御器４１およびＧＡＴＥ制御器４２を備える。基本電力指令値設定器３８は、負荷装置２４に見合う例えば、装置の大きさ、生産効率などのパラメータにより定められる直流入力電力の基本電力指令値〔s〕を設定する設定器である。帰還電力演算器３９は、実際直流電圧値〔b〕および実際直流電流値〔c〕を入力し、実際直流電圧値〔b〕と実際直流電流値〔c〕とを乗算し、演算の結果により、得られる帰還電力値を減算器４０に出力する。

減算器４０は、基本電力指令値設定器３８による基本電力指令値〔s〕と帰還電力演算器３９による帰還電力値とを入力し、基本電力指令値〔s〕から帰還電力値を減算し、演算の結果により、得られる電力偏差値をＰＩＤ制御器４１に出力する。ＰＩＤ制御器４１は、電力偏差値を入力し、電力偏差値をＰＩＤ制御して、操作量をＧＡＴＥ制御器４２に出力する。ＧＡＴＥ制御器４２は、電力偏差値に応じてＰＩＤ制御するＰＩＤ制御器４１による操作量に基づいて、ゲート制御信号ＡをＤＣ−ＤＣ電力変換器２７における第１のスイッチング素子のゲートに出力する。すなわち、電力制御手段３５は、負荷装置２４に見合う基本電力指令値〔s〕から帰還電力値を減算し、演算の結果により、得られる電力偏差値に基づいて、ゲート制御信号ＡをＤＣ―ＤＣ電力変換器２７に出力し、そのゲート制御信号Ａによって、第２の直流電力を制御させる。

発振制御手段３６は、図３に示すように、アーク検出手段４３およびパルス指令演算手段４４を備える。アーク検出手段４３は、パルストランス４５、差動増幅器４６、絶対値変換器４７、基準電圧設定器４８、電圧判定器４９、比較器５０、ラッチおよび遮断信号発生器５１および再起動信号演算器５２を備える。

パルストランス４５は、ディジタル信号用広帯域トランスであり、電圧検出器３４による出力電圧帰還信号Ｅを入力し、電気的に絶縁される出力電圧帰還信号Ｅを差動増幅器４６に出力する。パルストランス４５は、電圧検出器３４と差動増幅器４６との間に配置され、パルストランス４５の２次側巻線４５sと１次側巻線４５pの巻線比を例えば１：１とする。これにより、パルストランス４５の1次側巻線４５pの信号と２次側巻線４５sの信号とを絶縁することができ、パルストランス４５を有しない発振制御手段に比べて、信号の入出力の絶縁性が優れている。さらに、パルストランス４５の代わりにフォトカプラを使用する場合に比べて、信号の伝達遅れをさらに低減させることができる。

差動増幅器４６は、電圧検出器３４による出力電圧帰還信号Ｅをパルストランス４５を介して入力し、出力電圧帰還信号Ｅを増幅し、得られる帰還電圧信号ＦＡを絶対値変換器４７に出力する。絶対値変換器４７は、帰還電圧信号ＦＡを入力し、帰還電圧信号ＦＡの絶対値を演算し、演算の結果により、得られる片極性の帰還電圧信号Ｇを電圧判定器４９に出力する。基準電圧設定器４８は、電気的なノイズによる処理回路の誤動作を防止するために、一定の基準電圧値〔n〕を設定する設定器である。

電圧判定器４９は、基準電圧値〔n〕と片極性の帰還電圧信号レベル〔g〕とを入力し、基準電圧値〔n〕と帰還電圧信号レベル〔g〕とを比較し、帰還電圧信号レベル〔g〕が基準電圧値〔n〕に等しいまたは大きいときに帰還パルス信号Ｈを、小さいときにゼロをそれぞれ比較器５０に出力する。比較器５０は、パルス指令演算手段４４による片極性のパルス指令信号Ｊと、出力電圧帰還信号Ｅから編集された片極性の帰還パルス信号Ｈとを入力し、パルス指令信号Ｊと帰還パルス信号Ｈとを比較し、パルス指令信号Ｊの電圧に対し帰還パルス信号Ｈの電圧が異なるときのみ、アーク検出信号Ｋをラッチおよび遮断信号発生器５１に出力する。この場合、比較器５０は、パルス指令信号Ｊと帰還パルス信号Ｈとの間の電圧差が所定の範囲内にない場合に、電圧が異なるものと判定し、アーク検出信号Ｋを出力する。

ラッチおよび遮断信号発生器５１は、アーク検出信号Ｋを入力し、アーク検出信号Ｋを記憶することによって、遮断信号Ｌを出力遮断切換器５７および再起動信号演算器５２に出力する。これにより、高周波電力変換器３０は、スイッチング指令信号Ｉを遮断し、それによって第２のスイッチング素子を遮断することにより、高周波電力変換器３０の出力電力を高速遮断することができる。再起動信号演算器５２は、遮断信号Ｌを入力し、一定時間後に再起動信号Ｍをラッチおよび遮断信号発生器５１に出力する。これにより、ラッチおよび遮断信号発生器５１により出力される遮断信号Ｌが、次のアーク検出信号Ｋを検出するために、一定時間後にリセットされる。

パルス指令演算手段４４は、スイッチング周波数設定器５３、デッドバンド設定器５４、スイッチング信号生成器５５、絶対値変換器５６、出力遮断切替器５７、Ｐ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９を備える。スイッチング周波数設定器５３は、第２のスイッチング素子のゲートをオン／オフ動作させるためのスイッチング指令信号Ｉのスイッチング周波数指令値〔p〕を設定する設定器である。デッドバンド設定器５４は、スイッチング指令信号ＩのＰ側とＮ側のパルス信号の切換えのときに、第２のスイッチング素子が確実にオフするためのデッドバンド期間〔q〕を設定する設定器である。

スイッチング信号生成器５５は、スイッチング周波数指令値〔p〕とデッドバンド期間〔q〕とを入力し、スイッチング周波数指令値〔p〕とデッドバンド期間〔q〕とからスイッチング指令信号Ｉを生成し、スイッチング指令信号Ｉを絶対値変換器５６および出力遮断切替器５７に出力する。絶対値変換器５６は、スイッチング指令信号Ｉを入力し、スイッチング指令信号Ｉの絶対値を演算し、演算の結果により、得られる片極性のパルス指令信号Ｊをアーク検出手段４３の比較器５０に出力する。

出力遮断切替器５７は、スイッチング指令信号Ｉを入力し、ラッチおよび遮断信号発生器５１による遮断信号Ｌによって、スイッチング指令信号Ｉを遮断し、Ｐ側素子のドライブ回路５８およびＮ側素子のドライブ回路５９へ出力する制御信号Ｒを遮断する。Ｐ側素子ドライブ回路５８は、制御信号Ｒを入力し、制御信号ＲによってＰ側の第２のスイッチング素子を駆動させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｐ）を高周波電力変換器３０に出力する。Ｎ側素子ドライブ回路５９は、制御信号Ｒを入力し、制御信号ＲによってＮ側の第２のスイッチング素子を駆動させるためのスイッチング制御信号Ｄ（Ｎ）を高周波電力変換器３０に出力する。

〔アーク抑制方法〕
次に、本発明に係る交流電源装置におけるアークの抑制方法について説明する。図４は、本発明に係る交流電源装置におけるアーク抑制方法の処理手順を示すフローチャート図である。交流電源装置２３におけるアーク抑制方法は、商用の交流電源から直流電力を生成する（Ｓ−１）。前記直流電力を負荷装置に見合う直流電力に変換する（Ｓ−２）。前記変換した直流電力を高周波交流電力に変換する（Ｓ−３）。前記高周波交流電力を前記交流電源と絶縁する（Ｓ−４）。前記高周波交流電力から得られる出力電流の変化率を抑制する（Ｓ−５）。前記負荷装置２４への出力電圧を検知する（Ｓ−６）。前記アークの発生を前記出力電圧から高速に検出し、前記高周波交流電力を高速遮断する（Ｓ−７）。これにより、アーク現象を高速に捕らえ、高周波電力変換器３０から出力されるエネルギーを高速に遮断することができる。したがって、製造物に障害となるアークエネルギーを最小限に抑えることができる。

〔動作〕
次に、本発明に係る交流電源装置２３の動作について説明する。先ず、交流電源装置２３の全体的な動作について説明する。ＡＣ−ＤＣ整流器２５によって、商用交流電源２２の交流電力を整流し、直流電力を出力する。第１の平滑用コンデンサ２６によって、直流電力に基づく直流電圧を平滑にし、第１の直流電力を出力する。ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７によって、第１の直流電力を第２の直流電力に変換する。すなわち、ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７は、第１の直流電力を入力し、ＤＣ−ＤＣ電力変換器２７に内在する第１のスイッチング素子のゲートを、電力制御手段３５によるゲート制御信号Ａによってオン／オフ制御し、一定の直流電圧、電流、電力（以下、総称して電力という。）を制御し、第２の直流電力を出力する。

第２の平滑用コンデンサ２８によって、第２の直流電力に基づく第２の直流電圧を平滑にし、平滑した第２の直流電力を出力する。高周波電力変換器３０によって、平滑された第２の直流電力を高周波交流電力に変換する。すなわち、高周波電力変換器３０は、平滑された第２の直流電圧を入力し、高周波電力変換器３０に内在する第２のスイッチング素子のゲートを、発振制御手段３６によるスイッチング制御信号Ｄによって高速でスイッチングし、高周波交流電力を出力する。高周波トランス３１によって、出力された高周波交流電力と入力の商用電源とを電気的に絶縁する。高周波トランス３１は、必要に応じて設置され、絶縁した高周波交流電力を負荷装置２４に供給する。

次に、電力制御手段３５の動作について説明する。電力制御手段３５は、図１および図２に示すように、実際直流電圧値〔b〕と第１の電流検出器２９による実際直流電流値〔c〕とを入力し、基本電力指令値設定器３８による基本電力指令値〔s〕により、第１のスイッチング素子を動作させるためのゲート制御信号ＡをＤＣ−ＤＣ電力変換器２７に出力する。

実際直流電圧値〔b〕と実際直流電流値〔c〕とが帰還電力演算器３９に入力すると、帰還電力演算器３９によって、実際直流電圧値〔b〕と実際直流電流値〔c〕を乗算し、得られる実際帰還電力値を減算器４０に出力する。減算器４０によって、基本電力指令値〔s〕から実際帰還電力値を減算し、得られる電力偏差値をＰＩＤ制御器４１に出力する。ＰＩＤ制御器４１によって、電力偏差値に比例動作させるとともに、前記電力偏差値の積分に比例して入力値を変化させる積分動作、および前記電力偏差値の微分に比例して入力値を変化させる微分動作を組み合わせた制御を行って、操作量をＧＡＴＥ制御器４２に出力する。この場合、ＰＩＤ動作の代わりにＰＩ動作のみの制御を行うようにしてもよい。

ＧＡＴＥ制御器４２によって、ＰＩＤ制御器３９による操作量に基づいて、ゲート制御信号Ａを第１のスイッチング素子のゲートに出力する。すなわち、電力偏差値が増加すれば、ゲート制御信号Ａのオン動作時間が長くなるように制御し、電力偏差値が減少すれば、ゲート制御信号Ａのオン動作時間が短くなるように制御する。これにより、電力制御手段３５は、入力する直流電力を一定の直流電力に制御することができる。

次に、発振制御手段３６の動作について説明する。図５は、本発明に係る交流電源装置における各制御ブロックの信号波形と経過時間との関係を示す図である。図５（Ｅ）は、出力電圧帰還信号と経過時間との関係を示す図であり、横軸は経過時間、縦軸は出力電圧帰還信号をそれぞれ示す。図５（Ｇ）は、帰還電圧信号の絶対値と経過時間との関係を示す図であり、横軸は経過時間、縦軸は帰還電圧信号の絶対値をそれぞれ示す。図５（Ｈ'）は、帰還パルス予備信号と経過時間との関係を示す図であり、横軸は経過時間、縦軸は帰還パルス予備信号をそれぞれ示す。図５（Ｈ）は、帰還パルス信号と経過時間との関係を示す図である。横軸は経過時間、縦軸は帰還パルス信号をそれぞれ示す。ここで、帰還パルス信号Ｈは、基準指令（パルス指令信号Ｊ）と比較するために、帰還パルス予備信号Ｈ'の波形の波高値を基準指令の波高値と同レベルになるように補正した信号である。図５（Ｉ）は、スイッチング指令信号と経過時間との関係を示す図であり、横軸は経過時間、縦軸はスイッチング指令信号をそれぞれ示す。図５（Ｊ）は、スイッチング指令信号の絶対値と経過時間との関係を示す図である。横軸は経過時間、縦軸はスイッチング指令信号の絶対値をそれぞれ示す。図５（Ｋ）は、アーク検出信号と経過時間との関係を示す図である。横軸は経過時間、縦軸はアーク検出信号をそれぞれ示す。この波形は、帰還パルス信号Ｈとパルス指令信号Ｊとを比較した波形である。図５（Ｌ／Ｍ）は、遮断信号および再起動信号と経過時間との関係を示す図である。横軸は経過時間、縦軸は遮断信号および再起動信号をそれぞれ示す。

図６は、本発明に係る交流電源装置における信号波形の拡大図と経過時間との関係を示す図である。図６（Ｊ）は、パルス指令信号と経過時間との関係を示す図である。Ｔ1は、パルス指令信号の周期であり、例えば２０マイクロ秒を示し、Ｔ2は、デッドバンド期間であり、例えば６マイクロ秒を示す。Ｔ3は、主として第２のスイッチング素子を含む高周波電力変換器３０による信号処理時間の遅れであり、例えば４マイクロ秒を示す。Ｔ4は、比較器５０がアークを検出しない不感帯区間であり、例えば前記時間遅れに余裕時間（例えば２マイクロ秒）を加味した６マイクロ秒を示す。図６（Ｈ）は、帰還パルス信号と経過時間との関係を示す図である。点Ｔは、パルス指令信号Ｊに対し、帰還パルス信号Ｈのレベルが急変し始める時刻であり、例えば、あるレベルＶ1からゼロに変化し始める時刻を示す。図６（Ｋ）は、アーク検出信号と経過時間との関係を示す図である。点Ｕは、パルス状のアーク検出信号が検出され始める時刻を示す。図６（Ｌ／Ｍ）は、遮断信号および再起動信号と経過時間との関係を示す図である。点Ｖは、アーク検出信号に基づいて、遮断信号が出力し始める時刻を示す。点Ｗは、再起動信号が出力し始める時刻を示す。

電圧検出器３４による出力電圧帰還信号Ｅが、アーク検出手段４３のパルストランス４５に入力すると、パルストランス４５によって、電気的に絶縁される出力電圧帰還信号Ｅを差動増幅器４６に出力する。電気的に絶縁される出力電圧帰還信号Ｅが差動増幅器４６に入力すると、差動増幅器４６によって、出力電圧帰還信号Ｅを増幅し、帰還電圧信号ＦＡを絶対値演算器４７に出力する。差動増幅器４６による帰還電圧信号ＦＡが、絶対値演算器４７に入力すると、絶対値演算器４７によって、帰還電圧信号ＦＡが片極性の帰還電圧信号Ｇを電圧判定器４９に出力する。これにより、配線経路のグランドに対し高圧側の電圧に電気的なノイズが重畳するときに、コモンモードノイズを低減することができる。

片極性の帰還電圧信号Ｇおよび基準電圧設定器５４による所定の基準電圧信号Ｎが、電圧判定器４９に入力すると、電圧判定器４９によって、片極性の帰還電圧信号Ｇと基準電圧信号Ｎとを比較し、片極性の帰還電圧信号Ｇの電圧値が基準電圧信号Ｎの電圧値を越えるときに、帰還パルス信号Ｈを比較器５０に出力する。ただし、実際のところ、電圧判定器４９による帰還パルス信号Ｈは、出力電圧がパルス指令信号Ｊと比較できるように、電圧レベルが予め増幅されるものとする。これにより、帰還電圧信号Ｇが、一定の基準電圧値と比較され、一定値を超えた信号のみが次工程に送られるので、電気的なノイズによる処理回路の誤動作を防止することができる。

電圧判定器４９による帰還パルス信号Ｈおよびパルス指令演算手段４４によるパルス指令信号Ｊが、比較器５０に入力すると、比較器５０によって、帰還パルス信号Ｈのレベル値がパルス指令信号Ｊのレベル値と異なるときのみ、アーク検出信号Ｋをラッチおよび遮断信号発生器５１に出力する。この場合、比較器５０は、不感帯区間Ｔ4において、例えば、帰還パルス信号Ｈとパルス指令信号Ｊとの比較の演算を行わないように設定される。すなわち、比較器５０は、帰還パルス信号Ｈが変化したときに、変化後の帰還パルス信号Ｈと、不感帯区間Ｔ4経過後のパルス指令信号Ｊとの比較の演算を行う。何故ならば、図６において、不感帯区間Ｔ4は、パルス指令信号Ｊの信号レベルが存在する区間であって、かつ帰還パルス信号Ｈの立上り部において第２のスイッチング素子に起因する時間遅れが発生する区間（余裕区間を含めて）であるから、この区間T4で、パルス指令信号Ｊと帰還パルス信号Ｈとの大小比較の演算を行った場合には、アークを誤って検出してしまうからである。これにより、負荷装置２４へ供給される交流電力について１／２周期（ただし、不感帯区間Ｔ4を除く）毎に、アークを検出することができる。すなわち、出力電圧帰還信号Ｅの信号周波数を例えば２０ＫＨｚとすると、２５ミクロン秒毎にアークの検出が可能となる。

以上の説明において、パルス指令信号Ｊと帰還パルス信号Ｈとは、それぞれ絶対値変換器５６および絶対値変換器４７を介した後、比較器５０に送られ比較されるが、スイッチング信号生成器５５によるスイッチング指令信号Ｉと帰還電圧信号ＦＡとを、直接プラスマイナスの波形のまま比較するようにしてもよい。また、比較器５０は、ディジタル回路、高速演算素子またはソフトウエアを用いて比較演算するようにしてもよい。

比較器５０によるアーク検出信号Ｋが、ラッチおよび遮断信号発生器５１に入力すると、ラッチおよび遮断信号発生器５１による信号処理時間が遅延して、アーク検出信号Ｋに対し、出力時間が僅か遅延する遮断信号Ｌを再起動信号演算器５２および出力遮断切替器５７に出力する。ラッチおよび遮断信号発生器５１による遮断信号Ｌが、再起動信号演算器５２に入力すると、再起動信号演算器５２によって、再起動信号演算器５２に内蔵するタイマを作動させ、図６に示すように、所定時間Ｔ5だけ経過した後タイマがオフとなり、再起動信号Ｍをラッチおよび遮断信号発生器５１に出力する。これにより、ラッチおよび遮断信号発生器５１は、再度アーク検出信号を検出するために、一定時間後に遮断信号Ｌを解除してリセットする。

さらに、遮断信号Ｌが、パルス指令演算手段４４の出力遮断切替器５７に入力すると、出力遮断切替器５７によって、オンからオフに切替え、スイッチング指令信号Ｉを遮断し、制御信号Ｒであるオフ信号をＰ側素子ドライブ回路５８およびＮ側素子ドライブ回路５９に出力する。出力遮断切替器５７によるオフ信号が、第２のスイッチング素子を駆動するＰ側素子ドライブ回路５０およびＮ側素子ドライブ回路５１に入力すると、Ｐ側素子ドライブ回路５０およびＮ側素子ドライブ回路５１によって、第２のスイッチング素子のゲートをオン／オフするスイッチング制御信号をオン状態からオフ状態に変化させ、負荷装置２４への交流電力を遮断させる。

以上により、本発明によれば、交流電源装置２３の発振制御手段３６が、負荷装置２４へ供給される交流電力について、当該交流電力の出力電圧帰還信号Ｅに基づいて帰還パルス信号Ｈを生成し、また、高周波電力変換器３０へ出力されるスイッチング制御信号Ｄについて、当該スイッチング制御信号Ｄの元となるスイッチング指令信号Ｉに基づいてパルス指令信号Ｊを生成し、前記帰還パルス信号Ｈとパルス指令信号Ｊとを比較し、これらの信号のレベル値が異なるときに、アークを検出したとして遮断信号Ｌを生成するようにした。この場合、アークが発生していないときは、帰還パルス信号Ｈとパルス指令信号Ｊとのレベル値が同等になるから遮断信号Ｌは生成されない。一方、アークが発生したときは、出力電圧帰還信号Ｅの電圧は低下し、帰還パルス信号Ｈとパルス指令信号Ｊとのレベル値が異なるから遮断信号Ｌは生成される。つまり、この遮断信号Ｌは、交流電力における出力電圧帰還信号Ｅの１／２周期毎に判断され生成されるから、アークの発生は、負荷装置２４へ供給される交流電力の１／２周期毎に検出することができる。これにより、交流電源装置２３は、成膜用基板製造装置２１の交流電源装置として、アーク現象を高速に捉えることができ、高周波電力変換器３０から出力されるエネルギーを高速に遮断することができる。したがって、製造物に障害となるアークエネルギーを最小限に抑えることができる。

また、本発明によれば、高周波トランス３１と負荷装置２４との間にリアクタ３３を挿入し、電圧検出器３４は、図１に示したように、高周波トランス３１から負荷装置２４をみた場合にリアクタ３３の後の電圧を検出するようにした。これにより、高周波トランス３１の出力電圧の波形の振動を抑制することができる。図７は、リアクタ３３を高周波トランス３１と負荷装置２４との間に挿入した場合の、リアクタ３３前後の電圧波形を示す図である。図７（１）に示すリアクタ３３前の電圧波形と、（２）に示すリアクタ３３後の電圧波形とを比較すると、リアクタ３３後の電圧波形（２）の方が電圧の振動が抑制されていることがわかる。このように、電圧検出器３４は、振動の少ない出力電圧を検出することができるから、交流電源装置２３は、アーク現象を高速かつ確実に捉えることができる。尚、高周波トランスと負荷装置２４との間にリアクタ３３を挿入することにより、高周波トランス３１の出力電流の変化率を抑制することができると共に、電圧検出器３４は、高周波トランス３１と負荷装置２４との間の差電圧を検出することができ、アーク現象を検出することが可能となる。

本発明に係る交流電源装置を成膜用基板製造装置に適用した場合の制御ブロック図である。 本発明に係る交流電源装置における電力制御手段を示す制御ブロック図である。 本発明に係る交流電源装置における発振制御手段を示す制御ブロック図である。 本発明に係る交流電源装置におけるアーク抑制方法の処理手順を示すフローチャート図である。 本発明に係る交流電源装置における各制御ブロックの信号波形と経過時間との関係を示す図である。 本発明に係る交流電源装置における信号波形の拡大図と経過時間との関係を示す図である。 リアクタ前後の電圧波形を示す図である。 従来技術における装置の構成を示す図である。

符号の説明

１ 直流制御部
２ 平滑回路
３ インバータスイッチング部
４ 昇圧トランス
５ 整流部
６ 放電電圧検出回路
７ カレントトランス
８ 放電電圧立ち下げ検出回路
９ アーク判定比較回路
１０ ゲートドライブ
１１ インバータ制御部
１２ 処理装置本体
１３ サイリスタ制御部
２１ 成膜用基板製造装置
２２ 商用交流電源
２３ 交流電源装置
２４ 負荷装置
２５ ＡＣ−ＤＣ整流器
２６ 第１の平滑用コンデンサ
２７ ＤＣ−ＤＣ電力変換器
２８ 第２の平滑用コンデンサ
２９ 第１の電流検出器
３０ 高周波電力変換器
３１ 高周波トランス
３３ リアクタ
３４ 電圧検出器
３５ 電力制御手段
３６ 発振制御手段
３７ 直流制御用電源
３８ 基本電力指令値設定器
３９ 帰還電力演算器
４０ 減算器
４１ ＰＩＤ制御器
４２ ＧＡＴＥ制御器
４３ アーク検出手段
４４ パルス指令演算手段
４５ パルストランス
４６ 差動増幅器
４７ 絶対値変換器
４８ 基準電圧設定器
４９ 電圧判定器
５０ 比較器
５１ ラッチおよび遮断信号発生器
５２ 再起動信号演算器
５３ スイッチング周波数設定器
５４ デッドバンド設定器
５５ スイッチング信号生成器
５６ 絶対値変換器
５７ 出力遮断切替器
５８ Ｐ側素子ドライブ回路
５９ Ｎ側素子ドライブ回路
Ａ ゲート制御信号
Ｂ 実際直流電圧信号
Ｃ 実際直流電流信号
Ｄ スイッチング制御信号
Ｅ 出力電圧帰還信号
ＦＡ 帰還電圧信号
Ｇ 片極性の帰還電圧信号
Ｈ 帰還パルス信号
Ｉ スイッチング指令信号
Ｊ パルス指令信号
Ｋ アーク検出信号
Ｌ 遮断信号
Ｍ 再起動信号
Ｎ 基準電圧信号
Ｐ スイッチング周波数指令値信号
Ｑ デッドバンド期間信号

Claims (8)

1. 商用交流電力から変換した高周波交流電力を負荷装置内の電極へ供給する電源であって、前記電極間に発生するアークを抑制する交流電源装置において、
   前記商用交流電力から直流電力を生成するＡＣ−ＤＣ整流器と、
   前記直流電力を負荷に見合う直流電力に変換するＤＣ−ＤＣ電力変換器と、
   前記変換された直流電力を高周波交流電力に変換する高周波電力変換器と、
   前記高周波交流電力を商用交流電源と絶縁する高周波トランスと、
   前記絶縁された高周波交流電力から得られる電流の変化率を抑制する電流変化率抑制手段と、
   前記絶縁された高周波交流電力における負荷装置への出力電圧を検知する電圧検出器と、
   前記高周波電力変換器のパワー素子を駆動するためのパルス指令波形と前記出力電圧の波形とを比較し、両波形が異なるときにアークの発生を検出し、高周波交流電力の負荷装置への供給を遮断させ、アークエネルギーを抑制するアーク抑制手段と、
   を備えることを特徴とする交流電源装置。
2. 前記電流変化率抑制手段は、リアクタであることを特徴とする請求項１に記載の交流電源装置。
3. 前記電圧検出器は、高周波トランスと負荷装置との間に設けられたリアクタの出力電圧を検出し、
   前記アーク抑制手段は、前記アークの発生を検出したときに、高周波電力変換器のパワー素子のゲートをオフすることを特徴とする請求項２に記載の交流電源装置。
4. 前記アーク抑制手段は、前記パルス指令波形と出力電圧の波形とのレベル値を比較し、両レベル値が異なるときにアークの発生を検出することを特徴とする請求項１に記載の交流電源装置。
5. 商用交流電力から変換した高周波交流電力を負荷装置内の電極へ供給する交流電源装置により、前記電極間に発生するアークを抑制する方法において、
   前記商用交流電力から直流電力を生成するＡＣ−ＤＣ整流工程と、
   前記直流電力を負荷に見合う直流電力に変換するＤＣ−ＤＣ電力変換工程と、
   前記変換された直流電力を高周波交流電力に変換する高周波電力変換工程と、
   前記高周波交流電力を前記交流電源と絶縁する電力絶縁工程と、
   前記絶縁された高周波交流電力から得られる電流の変化率を抑制する電流変化率抑制工程と、
   前記絶縁された高周波交流電力における負荷装置への出力電圧を検知する電圧検出工程と、
   前記高周波電力変換工程に用いるパワー素子を駆動するためのパルス指令波形と前記出力電圧の波形とを比較し、両波形が異なるときにアークの発生を検出し、高周波交流電力の負荷装置への供給を遮断させ、アークエネルギーを抑制するアーク抑制工程と、
   を備えることを特徴とするアーク抑制方法。
6. 前記電流変化率抑制工程は、リアクタにより、前記変換された直流電力を高周波交流電力に変換することを特徴とする請求項５に記載のアーク抑制方法。
7. 前記電力絶縁工程は、高周波トランスにより、前記高周波交流電力を前記交流電源と絶縁し、
   前記電圧検出工程は、高周波トランスと負荷装置との間に設けられたリアクタの出力電圧を検出し、
   前記アーク抑制工程は、前記アークの発生を検出したときに、高周波電力変換工程に用いるパワー素子のゲートをオフすることを特徴とする請求項６に記載のアーク抑制方法。
8. 前記アーク抑制工程は、前記パルス指令波形と出力電圧の波形とのレベル値を比較し、両レベル値が異なるときにアークの発生を検出することを特徴とする請求項５に記載のアーク抑制方法。

Images