JP4391433B2 - Rotation angle deriving device - Google Patents

Description

本発明は、無線通信に用いられる受信機に関するものであり、特に、ディジタル周波数変調された信号に対し、周波数検波に基づき送信データ系列の推定を行う受信機に関するものである。   The present invention relates to a receiver used for wireless communication, and more particularly to a receiver that estimates a transmission data sequence based on frequency detection for a digital frequency modulated signal.

以下、周波数検波を行う従来の受信機（下記非特許文献１参照）について説明する。図１９、従来の周波数検波を行う受信機の構成例を示すものである。図１９に示すように、従来の受信機は、局部発振器１２１、ミキサ１２３、ＬＰＦ部１２５、逆タンジェント周波数検出部１２７、及び判定部１２９を備える。
（１）ミキサ１２３は、受信信号１２０を局部発振器１２１から出力される信号１２２により、複素ベースバンド信号１２４にダウンコンバートする。
（２）ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｔｅｒ）部１２５は、複素ベースバンド信号１２４の雑音除去と波形整形を行うフィルタ機能を有する。
（３）逆タンジェント周波数検出部１２７は、帯域外雑音の除去や波形整形をなされたＬＰＦ部１２５の出力１２６から、周波数成分を検出する。
（４）判定部１２９は、逆タンジェント周波数検出部１２７の出力１２８から、送信データ系列の判定を行い、判定結果１３０を出力する。 Hereinafter, a conventional receiver that performs frequency detection (see Non-Patent Document 1 below) will be described. FIG. 19 shows a configuration example of a conventional receiver that performs frequency detection. As shown in FIG. 19, the conventional receiver includes a local oscillator 121, a mixer 123, an LPF unit 125, an inverse tangent frequency detection unit 127, and a determination unit 129.
(1) The mixer 123 down-converts the received signal 120 into a complex baseband signal 124 using the signal 122 output from the local oscillator 121.
(2) The LPF (Low Pass Filter) unit 125 has a filter function for performing noise removal and waveform shaping of the complex baseband signal 124.
(3) The inverse tangent frequency detection unit 127 detects a frequency component from the output 126 of the LPF unit 125 that has been subjected to out-of-band noise removal and waveform shaping.
(4) The determination unit 129 determines a transmission data sequence from the output 128 of the inverse tangent frequency detection unit 127 and outputs a determination result 130.

次に、図１９を用いて従来の受信機の動作原理について簡単に説明する。なお、説明を簡単にするため、受信信号はＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式により変調されているものとする。
（１）まず、無線伝送路を介してアンテナより受信された受信信号１２０は、ミキサ１２３において、受信機の局部発振器１２１より出力される信号１２２により、複素ベースバンド信号１２４にダウンコンバートされる。
（２）次に、複素ベースバンド信号１２４に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、ＬＰＦ部１２５にて、複素ベースバンド信号１２４に、ローパスフィルタによるフィルタリング処理を行う。
（３）ＬＰＦ部１２５より出力されたフィルタリング後の信号１２６は、逆タンジェント周波数検出部１２７にて逆タンジェント演算を用いて周波数成分が検出される。
（４）判定部１２９では、逆タンジェント周波数検出部１２７より出力された周波数成分１２８が、プラスであれば「１」と判定し、マイナスであれば「０」と判定する。これにより、送信データ系列の判定を行うことができる。
Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｂａｎｄ−Ｌｉｍｉｔｅｄ Ｄｉｇｉｔａｌ ＦＭ ｗｉｔｈ Ｌｉｍｉｔｅｒ−Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｏｒ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ， ｉｎ ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ， ｖｏｌ． ＳＡＣ−２， Ｎｏ． ４， ｐｐ．４９８−５０６， Ｊｕｌｙ １９８４ Next, the operation principle of a conventional receiver will be briefly described with reference to FIG. For the sake of simplicity, it is assumed that the received signal is modulated by a GMSK (Gaussian filtered Minimum Shift Keying) modulation method.
(1) First, a received signal 120 received from an antenna via a wireless transmission path is down-converted into a complex baseband signal 124 by a mixer 122 by a signal 122 output from a local oscillator 121 of the receiver.
(2) Next, in order to remove out-of-band noise included in the complex baseband signal 124 and to perform waveform shaping of the signal, the LPF unit 125 performs filtering processing on the complex baseband signal 124 using a low-pass filter.
(3) The frequency component of the filtered signal 126 output from the LPF unit 125 is detected by the inverse tangent frequency detection unit 127 using inverse tangent calculation.
(4) The determination unit 129 determines “1” if the frequency component 128 output from the inverse tangent frequency detection unit 127 is positive, and determines “0” if it is negative. Thereby, the transmission data series can be determined.
Multilevel Decision Method for Band-Limited Digital FM with Limiter-Discriminator Detection, in IEEE Journal on Selected Areas Communications. SAC-2, no. 4, pp. 498-506, July 1984

従来の受信機においては、前記のように、周波数検出に逆タンジェント演算を用いている。このため、回路規模が大きくなり、処理量が増大するという問題が生ずる。例えば、算術ライブラリの逆タンジェント演算ａｔａｎ２を使用した場合、約３６００サイクル／サンプルの処理量となる。   In the conventional receiver, as described above, the inverse tangent calculation is used for frequency detection. For this reason, there arises a problem that the circuit scale increases and the processing amount increases. For example, when the inverse tangent operation atan2 of the arithmetic library is used, the processing amount is about 3600 cycles / sample.

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、回路規模を縮小し、処理量を削減し、かつ、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の特性を実現する周波数検波装置および受信機を得ることを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and is a frequency detector that reduces the circuit scale, reduces the processing amount, and realizes characteristics equivalent to those obtained when using inverse tangent calculation. And to get a receiver.

本発明の回転角度導出装置は、
入力信号を第１タイミングで検波して得られた、所定平面上の第１ベクトル値及び前記入力信号を前記第１タイミングと異なる第２タイミングで検波して得られた、前記所定平面上の第２ベクトル値を出力する検波手段、
この検波手段から出力された前記第１及び第２ベクトル値に基づいて、前記第１ベクトル値と前記第２ベクトル値とが形成する角度の余弦成分及び前記角度の正弦成分を各々出力する成分出力手段、
この成分出力手段から出力された前記余弦成分及び前記正弦成分に基づいて、前記角度を導出する角度導出手段
を備えることを特徴とする。 The rotation angle deriving device of the present invention is
A first vector value on a predetermined plane obtained by detecting the input signal at a first timing and a first vector value on the predetermined plane obtained by detecting the input signal at a second timing different from the first timing. Detection means for outputting two vector values;
Based on the first and second vector values output from the detection means, component outputs for outputting the cosine component of the angle formed by the first vector value and the second vector value and the sine component of the angle, respectively. means,
An angle deriving unit for deriving the angle based on the cosine component and the sine component output from the component output unit is provided.

本発明により、逆タンジェント演算を用いる場合に比べて回路規模が小さく、処理量が少なく、及び逆タンジェント演算を用いる場合と同等の特性を実現する周波数検波装置を提供することができる。   According to the present invention, it is possible to provide a frequency detection apparatus that has a smaller circuit scale and a smaller processing amount than the case where inverse tangent calculation is used, and that realizes the same characteristics as when inverse tangent calculation is used.

実施の形態１．
図１〜図７を用いて実施の形態１を説明する。実施の形態１は、図１９に示した従来の受信機に対して、従来の受信機の逆タンジェント周波数検出部１２７を後述する除算型周波数検出部（回転角度導出装置）とした実施形態である。除算型周波数検出部は、逆タンジェント演算を近似する近似演算を実行する。 Embodiment 1 FIG.
The first embodiment will be described with reference to FIGS. The first embodiment is an embodiment in which the inverse tangent frequency detection unit 127 of the conventional receiver is a division type frequency detection unit (rotation angle deriving device) described later with respect to the conventional receiver shown in FIG. . The division type frequency detection unit executes an approximation operation that approximates the inverse tangent operation.

図１は、実施の形態１に係るディジタル受信装置１０００の構成例を示すブロック図である。前記のように、図１では、従来の受信機の逆タンジェント周波数検出部１２７が除算型周波数検出部１７に置き換わっている。
図に示すように、ディジタル受信装置１０００は、局部発振器１１、ミキサ１３、ＬＰＦ部１５、除算型周波数検出部１７、及び判定部１９を備える。
（１）ミキサ１３は、局部発振器１１から出力される信号１２により、受信信号１０を複素ベースバンド信号１４にダウンコンバートする。
（２）ＬＰＦ部１５は、複素ベースバンド信号１４に含まれる雑音の除去や波形整形を行うフィルタ機能を有する。
（３）除算型周波数検出部１７は、ＬＰＦ部１５の出力１６の周波数成分を検出する。
（４）判定部１９は、除算型周波数検出部１７の出力１８から送信データ系列の判定を行い、判定値２０を出力する。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a digital receiving apparatus 1000 according to the first embodiment. As described above, in FIG. 1, the inverse tangent frequency detection unit 127 of the conventional receiver is replaced with the division type frequency detection unit 17.
As shown in the figure, the digital receiving apparatus 1000 includes a local oscillator 11, a mixer 13, an LPF unit 15, a division type frequency detection unit 17, and a determination unit 19.
(1) The mixer 13 down-converts the received signal 10 into a complex baseband signal 14 using the signal 12 output from the local oscillator 11.
(2) The LPF unit 15 has a filter function for removing noise included in the complex baseband signal 14 and shaping the waveform.
(3) The division type frequency detection unit 17 detects the frequency component of the output 16 of the LPF unit 15.
(4) The determination unit 19 determines a transmission data sequence from the output 18 of the division type frequency detection unit 17 and outputs a determination value 20.

次に、図１を参照してディジタル受信装置１０００の動作を説明する。ここでは、説明を簡単にするため、変調方式をＧＭＳＫと仮定する。   Next, the operation of the digital receiver 1000 will be described with reference to FIG. Here, in order to simplify the description, the modulation scheme is assumed to be GMSK.

まず、無線伝送路を介してアンテナ（図示していない）より受信された受信信号１０は、ミキサ１３において、局部発振器１１より出力された信号１２により、複素ベースバンド信号１４にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号１４は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはＡＤ（Ａｎａｌｏｇ Ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換器（図示していない）などで実現する。   First, a received signal 10 received from an antenna (not shown) via a wireless transmission path is down-converted into a complex baseband signal 14 by a signal 12 output from a local oscillator 11 in a mixer 13. Here, it is assumed that the complex baseband signal 14 is oversampled by a specific integer multiple with respect to the bit period. Sampling is realized by an AD (Analog To Digital) converter (not shown).

ＬＰＦ部１５では、複素ベースバンド信号１４に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、例えば、ディジタル信号処理により実現する場合は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いればよい。ＧＭＳＫ信号の場合、ガウスフィルタなどを用いる。   The LPF unit 15 performs filtering processing in order to remove out-of-band noise included in the complex baseband signal 14 and shape the signal waveform. For example, when the filtering process is realized by digital signal processing, an FIR (Finite Impulse Response) filter may be used. In the case of a GMSK signal, a Gaussian filter or the like is used.

次に、除算型周波数検出部１７では、ＬＰＦ部１５の出力１６の周波数成分を検出する。図２に、除算型周波数検出部１７の内部構成例を示す。図２において、
除算型周波数検出部１７は、遅延検波部２１と位相検出部２３（角度導出手段）とを備えている。また、遅延検波部２１は、検波を行なう検波手段２１１と、検波手段２１１が検波した信号に基づいて出力信号を生成して出力する成分出力手段２１２とを備える。遅延検波部２１の検波手段２１１は、ＬＰＦ部１５の出力１６を入力し遅延検波を行い、後述のｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を検波する。成分出力手段２１２は、遅延検波後の信号から出力信号である信号２２を生成し、出力する。位相検出部２３は、遅延検波後の信号２２を入力し、信号２２の位相を検出する。 Next, the division type frequency detector 17 detects the frequency component of the output 16 of the LPF unit 15. FIG. 2 shows an internal configuration example of the division type frequency detector 17. In FIG.
The division type frequency detector 17 includes a delay detector 21 and a phase detector 23 (angle derivation means). The delay detection unit 21 includes a detection unit 211 that performs detection, and a component output unit 212 that generates and outputs an output signal based on the signal detected by the detection unit 211. The detection means 211 of the delay detection unit 21 receives the output 16 of the LPF unit 15 and performs delay detection to detect r (n) and r (n−1) described later. The component output means 212 generates and outputs a signal 22 that is an output signal from the signal after delay detection. The phase detector 23 receives the signal 22 after delay detection and detects the phase of the signal 22.

遅延検波部２１の検波手段２１１は、ＬＰＦ部１５の出力１６であるフィルタリング後の複素ベースバンド信号ｒ（ｎ−１）、ｒ（ｎ）を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。また、成分出力手段２１２は、検波手段２１１が検波したｒ（ｎ−１）とｒ（ｎ）とに基づいて、次の（式１）で示される出力信号ｄ（ｎ）を生成し、位相検出部２３に出力する。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）^＊ （式１）
ここで、
ｒ（ｎ）は、時刻ｎにおけるＬＰＦ部１５の出力１６である複素ベースバンド信号、
ｒ（ｎ−１）は、１サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
ｒ（ｎ−１）^＊は、ｒ（ｎ−１）の複素共役信号、
ｄ（ｎ）は遅延検波後の信号２２である。 The detection means 211 of the delay detection unit 21 delay-detects the filtered complex baseband signals r (n−1) and r (n), which are the output 16 of the LPF unit 15, in the complex region at an oversample interval. The component output means 212 generates an output signal d (n) represented by the following (Equation 1) based on r (n−1) and r (n) detected by the detection means 211, and the phase Output to the detector 23.
d (n) = r (n) · r (n−1) ^* (Formula 1)
here,
r (n) is a complex baseband signal that is the output 16 of the LPF unit 15 at time n,
r (n−1) is a complex baseband signal delayed by one sample,
r (n−1) ^* is a complex conjugate signal of r (n−1),
d (n) is the signal 22 after delay detection.

このオーバーサンプル間隔で複素遅延検波を行った信号２２であるｄ（ｎ）に対して、位相検出部２３では、次の（式２）により位相の検出を行う。
ｐ（ｎ）＝Ａ・Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝ （式２）
ここで、Ａは定数（所定の定数）であり、オーバーサンプル間隔、入出力のビット精度により一意に決定される。この定数Ａは、予め計算により算出しておく。
また、
Ｒｅ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの実部を表し、
Ｉｍ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの虚部を表す。
ｐ（ｎ）は、ｄ（ｎ）の位相成分となる。
（式２）の
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝
は、出力信号であるｄ（ｎ）の虚部を実部で除した除算値である。
位相検出部２３は、遅延検波部２１が出力した信号２２（ｄ（ｎ））を入力し、入力した信号２２の虚部「Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝」を実部「Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝」で除した除算値である「Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝」と所定の定数である「Ａ」との乗算により、逆タンジェント演算を近似して、信号２２の位相成分ｐ（ｎ）を検出する。 With respect to d (n), which is the signal 22 that has been subjected to complex delay detection at this oversample interval, the phase detector 23 detects the phase by the following (Equation 2).
p (n) = A · Im {d (n)} / Re {d (n)} (Formula 2)
Here, A is a constant (predetermined constant), and is uniquely determined by the oversample interval and the input / output bit precision. This constant A is calculated in advance.
Also,
Re {x} represents the real part of the complex signal x,
Im {x} represents the imaginary part of the complex signal x.
p (n) is a phase component of d (n).
Im {d (n)} / Re {d (n)} in (Expression 2)
Is a division value obtained by dividing the imaginary part of the output signal d (n) by the real part.
The phase detection unit 23 receives the signal 22 (d (n)) output from the delay detection unit 21 and converts the imaginary part “Im {d (n)}” of the input signal 22 into the real part “Re {d (n )} ”Is multiplied by“ Im {d (n)} / Re {d (n)} ”divided by a predetermined constant“ A ”to approximate the inverse tangent operation to obtain a signal. 22 phase components p (n) are detected.

ｐ（ｎ）は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号ｄ（ｎ）の位相成分であるため、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分となり、次の（式３）で表せる。
ｐ（ｎ）＝２πｆ（ｎ）・Ｔ （式３）
ここで、
ｆ（ｎ）は、周波数変調された信号の、時刻ｎにおける周波数成分、
Ｔは、オーバーサンプル周期である。
また、説明の簡単のため、雑音成分は除いている。 Since p (n) is a phase component of the signal d (n) after complex delay detection at the oversample interval, it becomes a frequency component of the received signal r (n) and can be expressed by the following (Expression 3).
p (n) = 2πf (n) · T (Formula 3)
here,
f (n) is the frequency component of the frequency modulated signal at time n,
T is the oversample period.
Also, for simplicity of explanation, noise components are excluded.

図３に、前記の（式２）と逆タンジェント演算の関係についてのグラフを示す。図３では、横軸がＩｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝である。縦軸はｐ（ｎ）である。   FIG. 3 is a graph showing the relationship between the above (Equation 2) and the inverse tangent calculation. In FIG. 3, the horizontal axis is Im {x} / Re {x}. The vertical axis is p (n).

図３に示すように、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝が小さい領域（−０．５〜＋０．５）においては位相成分ｐ（ｎ）が、従来技術の逆タンジェント演算を用いた結果と一致する。すなわち、オーバーサンプル間隔で遅延検波を行うことにより、本実施の形態１では、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝に対して、（式２）の値は、逆タンジェント演算と一致する範囲内の値をとる。実際の処理においては、通常、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝は「−０．２〜＋０．２」の範囲である。従って、Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝が「−０．５〜＋０．５」の範囲において従来技術の逆タンジェント演算を用いた結果と一致すれば十分である。   As shown in FIG. 3, in the region where Im {x} / Re {x} is small (−0.5 to +0.5), the phase component p (n) is the result of using the conventional inverse tangent calculation. Match. That is, by performing delay detection at an oversample interval, in Embodiment 1, the value of (Equation 2) is within a range that matches the inverse tangent calculation for Im {x} / Re {x}. Takes a value. In actual processing, Im {x} / Re {x} is usually in the range of “−0.2 to +0.2”. Therefore, it is sufficient if Im {x} / Re {x} agrees with the result using the conventional inverse tangent calculation in the range of “−0.5 to +0.5”.

判定部１９では、除算型周波数検出部１７の出力１８に基づいて、送信系列の判定を行う。図４に、判定部１９の内部構成例を示す。判定部１９は、タイミング検出部３０と比較部３１とを備える。タイミング検出部３０及び比較部３１は、位相検出部２３から位相成分（出力１８）を入力する。タイミング検出部３０は、入力した位相成分（出力１８）からビットタイミングを検出し比較部３１に出力する。比較部３１は、入力した位相成分とビットタイミングとから、入力した前記位相成分が０，１の２値のうちいずれであるかを判定する。比較部３１は、ビットタイミング時の位相成分（出力１８）がプラスであれば「１」と判定し、マイナスであれば「０」と判定し、この判定結果を判定値２０として出力する。   The determination unit 19 determines a transmission sequence based on the output 18 of the division type frequency detection unit 17. FIG. 4 shows an internal configuration example of the determination unit 19. The determination unit 19 includes a timing detection unit 30 and a comparison unit 31. The timing detection unit 30 and the comparison unit 31 receive the phase component (output 18) from the phase detection unit 23. The timing detection unit 30 detects the bit timing from the input phase component (output 18) and outputs the bit timing to the comparison unit 31. The comparison unit 31 determines whether the input phase component is one of binary values 0 and 1 from the input phase component and the bit timing. The comparison unit 31 determines “1” if the phase component (output 18) at the bit timing is positive, determines “0” if the phase component is negative, and outputs the determination result as a determination value 20.

実施の形態１に係るディジタル受信装置１０００では、ＧＭＳＫ変調方式を仮定して説明したが、必ずしも、ＧＭＳＫ変調方式でなくても、一般的なディジタル周波数変調方式（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）であれば適用可能である。また、位相検出部２３は逆タンジェント演算の近似に一次直線を用いたが、必ずしも一次直線近似でなくてもよく、二次曲線などの高次曲線を用いてもよい。
例えば、位相検出部２３は、次の（式４）を用いても構わない。
ｐ（ｎ）＝Ａｑ＋Ｂｑ^２＋Ｃｑ^３＋Ｄｑ^４＋・・・ （式４）
ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ等は定数である。
また、
ｑ＝Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝
である。 The digital receiving apparatus 1000 according to Embodiment 1 has been described on the assumption that the GMSK modulation method is used. However, the digital reception device 1000 is not necessarily the GMSK modulation method, but may be a general digital frequency modulation method (FSK). Applicable. Further, although the phase detection unit 23 uses a linear line for approximation of the inverse tangent calculation, the phase detection unit 23 may not necessarily be a linear linear approximation, and may use a higher order curve such as a quadratic curve.
For example, the phase detector 23 may use the following (Equation 4).
p (n) = Aq + Bq ² + Cq ³ + Dq ⁴ + (Formula 4)
Here, A, B, C, D, etc. are constants.
Also,
q = Im {d (n)} / Re {d (n)}
It is.

以上のように、本実施の形態１のディジタル受信装置１０００では、除算型周波数検出部においてオーバーサンプル間隔で複素遅延検波を行い除算と定数倍演算を用いる。除算と定数倍演算とによる処理は、従来のタンジェント演算に比べて処理の内容が簡易であり、処理量が少なくなる。実際にＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を用いて、除算型周波数検出部を備えたディジタル受信装置１０００と、逆タンジェント周波数検出部を備えた従来の受信機との比較を行った。比較の結果、本実施の形態１のディジタル受信装置１０００の処理量は、約３４サイクル／サンプルであった。一方、逆タンジェント周波数検出部を備えた従来の受信機の処理量は、約３６００サイクル／サンプルであった。このように、本実施の形態１のディジタル受信装置１０００によれば、処理量を従来の受信機の約１／１００に削減することができる。また、回路規模も削減でき、かつ、逆タンジェント演算を用いた周波数検出と同等の特性を実現することができる。   As described above, in digital receiving apparatus 1000 according to the first embodiment, the division type frequency detector performs complex delay detection at oversample intervals and uses division and constant multiplication. The processing by division and constant multiplication is simpler than the conventional tangent operation, and the processing amount is reduced. Actually, using a digital signal processor (DSP), a comparison was made between the digital receiver 1000 having a division type frequency detector and a conventional receiver having an inverse tangent frequency detector. As a result of comparison, the processing amount of the digital receiving apparatus 1000 of the first embodiment is about 34 cycles / sample. On the other hand, the processing amount of the conventional receiver including the inverse tangent frequency detection unit is about 3600 cycles / sample. Thus, according to the digital receiving apparatus 1000 of the first embodiment, the processing amount can be reduced to about 1/100 of that of the conventional receiver. In addition, the circuit scale can be reduced, and characteristics equivalent to frequency detection using inverse tangent calculation can be realized.

ここで、一般的に、逆タンジェントの関数は、この関数の変数の絶対値が小さい領域において、その変数の値と、この変数に基づいて逆タンジェント演算されて得られる値との線形性が高くなる。従って、逆タンジェント関数の近似式で演算を行う位相検出部２３は、入力値が小さいほど、逆タンジェント演算を行った場合の結果に、より近い値を出力する。換言すれば、位相検出部２３は、入力される値がより小さい範囲であれば、より簡単な近似式によって逆タンジェント演算を近似できる。   Here, in general, the inverse tangent function has a high linearity between the value of the variable and the value obtained by performing the inverse tangent calculation based on the variable in a region where the absolute value of the variable of the function is small. Become. Therefore, the phase detection unit 23 that performs the calculation using the approximate expression of the inverse tangent function outputs a value closer to the result of the inverse tangent calculation as the input value is smaller. In other words, the phase detection unit 23 can approximate the inverse tangent calculation with a simpler approximate expression if the input value is in a smaller range.

一方、遅延検波部２１により遅延検波する場合、検出した信号ｒ（ｎ）と、前回検出した信号ｒ（ｎ−１）とを用いる。複素平面上の円に沿って値が変動する複素数信号を受信する場合、検出した複素数信号ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）は次のように表せる。
ｒ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｉ・ｂ（ｎ）＝ｒ_１（ｃｏｓθ_１＋ｉ・ｓｉｎθ_１）、
ｒ（ｎー１）＝ａ（ｎ−１）＋ｉ・ｂ（ｎ−１）＝ｒ_２（ｃｏｓθ_２＋ｉ・ｓｉｎθ_２）、
また、後述の説明で使用するｒ（ｎ）の複素共役信号ｒ（ｎ）^＊、及びｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）^＊は、次のように表せる。
ｒ（ｎ）^＊＝ａ（ｎ）−ｉ・ｂ（ｎ）＝ｒ_１（ｃｏｓθ_１−ｉ・ｓｉｎθ_１）、
ｒ（ｎー１）^＊＝ａ（ｎ−１）−ｉ・ｂ（ｎ−１）＝ｒ_２（ｃｏｓθ_２−ｉ・ｓｉｎθ_２） On the other hand, when delay detection is performed by the delay detection unit 21, the detected signal r (n) and the previously detected signal r (n-1) are used. When a complex signal whose value varies along a circle on the complex plane is received, the detected complex signals r (n) and r (n−1) can be expressed as follows.
r (n) = a (n) + i · b (n) = r ₁ (cos θ ₁ + i · sin θ ₁ ),
r (n−1) = a (n−1) + i · b (n−1) = r ₂ (cos θ ₂ + i · sin θ ₂ ),
In addition, the r (n) complex conjugate signal r (n) ^* and the r (n−1) complex conjugate signal r (n−1) ^* used in the following description can be expressed as follows.
r (n) ^* = a (n) −i · b (n) = r ₁ (cos θ ₁ −i · sin θ ₁ ),
r (n−1) ^* = a (n−1) −i · b (n−1) = r ₂ (cos θ ₂ −i · sin θ ₂ )

以上の信号ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）とに基づいて、検出した複素数信号ｒ（ｎ）に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）^＊を乗じた演算結果ｄ（ｎ）から、実数成分Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝と虚数成分Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝とを分離する。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）^＊
＝ｒ_１（ｃｏｓθ_１＋ｉ・ｓｉｎθ_１）・ｒ_２（ｃｏｓθ_２−ｉ・ｓｉｎθ_２）
＝ｒ_１（ｃｏｓθ_１＋ｉ・ｓｉｎθ_１）・ｒ_２（ｃｏｓ（−θ_２）＋ｉ・ｓｉｎ（−θ_２））
＝ｒ_１ｒ_２・｛ｃｏｓ（θ_１−θ_２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）｝
となる。
よって、
Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ_１ｒ_２・ｃｏｓ（θ_１−θ_２）
である。
また、
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ_１ｒ_２・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）
となる。
従って、複素数平面上における複素数信号の位相回転量を小さくすれば、実数成分は大きくなる。一方、虚数成分は小さくなる。なお、複素数信号を検出する頻度を高くすれば（サンプリング周期を短くすれば）、その検出の間隔に進む複素数信号の複素数平面上の位相は小さくなる。 Based on the above signals r (n) and r (n−1), the complex conjugate signal r (n−1) of the complex signal r (n−1) detected last time is added to the detected complex signal r (n). ^The real component Re {d (n)} and the imaginary component Im {d (n)} are separated from the calculation result d (n) multiplied by ^* .
d (n) = r (n) · r (n−1) ^*
= R ₁ (cos θ ₁ + i · sin θ ₁ ) · r ₂ (cos θ ₂ −i · sin θ ₂ )
= R ₁ (cos θ ₁ + i · sin θ ₁ ) · r ₂ (cos (−θ ₂ ) + i · sin (−θ ₂ ))
= R ₁ r ₂ · {cos (θ ₁ −θ ₂ ) + i · sin (θ ₁ −θ ₂ )}
It becomes.
Therefore,
Re {d (n)} = r ₁ r ₂ · cos (θ ₁ −θ ₂ )
It is.
Also,
Im {d (n)} = r ₁ r ₂ · sin (θ ₁ −θ ₂ )
It becomes.
Therefore, if the amount of phase rotation of the complex signal on the complex plane is reduced, the real component increases. On the other hand, the imaginary component becomes smaller. Note that if the frequency of detecting a complex signal is increased (the sampling period is shortened), the phase on the complex plane of the complex signal that advances to the detection interval decreases.

従って、上記演算後に得られる複素数信号の虚数成分をその複素数信号の実数成分で除した場合（Ｉｍ／Ｒｅ）に、複素数信号を検出する頻度の高さ（サンプリング周期の短さ）に応じて、除して得られる値が小さくなる。このため、逆タンジェント演算の近似式により演算を行う位相検出部２３は、より簡単な近似式を用いて近似演算が可能となる。したがって、高速に位相検出を行うことができる。本実施の形態１では、検波手段２１１がｒ（ｎ）を検波する第１タイミングと、ｒ（ｎ−１）を検波する第２タイミングとの間隔は、検波手段２１１に入力される入力信号１６のビット周期の長さを下回るものとする。   Therefore, when the imaginary component of the complex signal obtained after the above operation is divided by the real component of the complex signal (Im / Re), according to the frequency of detecting the complex signal (short sampling period), The value obtained by dividing becomes smaller. For this reason, the phase detection unit 23 that performs the calculation using the approximate expression of the inverse tangent calculation can perform the approximate calculation using a simpler approximate expression. Therefore, phase detection can be performed at high speed. In the first embodiment, the interval between the first timing at which the detection unit 211 detects r (n) and the second timing at which r (n−1) is detected is the input signal 16 input to the detection unit 211. It is assumed that it is less than the length of the bit period.

（タイプ１）
なお、この実施の形態１では、成分出力手段２１２は、（式１）の説明で述べたように、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）^＊
を生成し出力した。このｄ（ｎ）をタイプ１と呼ぶことにする。タイプ１では、検波手段２１１が検出した複素数信号ｒ（ｎ）に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）^＊を乗じた信号ｄ（ｎ）を成分出力手段２１２が生成して出力する。これによって、検出頻度の高さ（サンプリング周期の短さ）に応じて、位相検出部２３で保持する近似式を簡単にする程度を高めることができるようにした。
すなわち、成分出力手段２１２は出力信号として
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）^＊
を生成して出力し、位相検出部２３は、このｄ（ｎ）を使用することにより位相成分を検出した。
しかし、これに限るものではない。 (Type 1)
In the first embodiment, the component output means 212, as described in the description of (Equation 1),
d (n) = r (n) · r (n−1) ^*
Was generated and output. This d (n) will be referred to as type 1. In Type 1, the component is a signal d (n) obtained by multiplying the complex signal r (n) detected by the detection means 211 by the complex conjugate signal r (n−1) ^* of the complex signal r (n−1) detected last time. The output means 212 generates and outputs. As a result, the degree of simplification of the approximate expression held by the phase detector 23 can be increased in accordance with the high detection frequency (short sampling period).
That is, the component output means 212 outputs d (n) = r (n) · r (n−1) ^* as an output signal ^.
The phase detector 23 detects the phase component by using this d (n).
However, it is not limited to this.

（タイプ２）
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）^＊・ｒ（ｎー１）
の場合も同様の効果を得ることができる。このｄ（ｎ）をタイプ２と呼ぶこととする。すなわち、検出した複素数信号ｒ（ｎ）の共役信号ｒ（ｎ）^＊に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）を乗じても同様の効果を得ることができる。
この場合、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）^＊・ｒ（ｎー１）
＝ｒ_１（ｃｏｓθ_１−ｉ・ｓｉｎθ_１）・ｒ_２（ｃｏｓθ_２＋ｉ・ｓｉｎθ_２）
＝ｒ_１（ｃｏｓ（−θ_１）＋ｉ・ｓｉｎ（−θ_１））・ｒ_２（ｃｏｓθ_２＋ｉ・ｓｉｎθ_２）
＝ｒ_１ｒ_２・｛ｃｏｓ（−θ_１＋θ_２）＋ｉ・ｓｉｎ（−θ_１＋θ_２）｝
＝ｒ_１ｒ_２・｛ｃｏｓ（θ_２−θ_１）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_２−θ_１）｝
となる。
この演算では、求まる位相成分が（θ_２−θ_１）となり、
タイプ１のｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）^＊の場合に対して符号が反転する。この符合の反転を考慮する必要がある。
従って、遅延検波部２１の成分出力手段２１２は、検波手段２１１の検波したｒ（ｎ）、とｒ（ｎー１）とに基づいて、出力信号として
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）^＊・ｒ（ｎー１）
を生成して、出力しても構わない。
そして、位相検出部２３は、前記符号の反転を考慮した近似式を使用して、逆タンジェント演算を近似する近似演算を行うことができる。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）^＊・ｒ（ｎー１）
の場合は、
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝｛ｓｉｎ（θ_２−θ_１）／ｃｏｓ（θ_２−θ_１）｝
＝−｛ｓｉｎ（θ_１−θ_２）／ｃｏｓ（θ_１−θ_２）｝
となる。
よって、位相検出部２３は、（式２）に「−１」を乗じた式を用いることができる。 (Type 2)
d (n) = r (n) ^*. r (n−1)
In this case, the same effect can be obtained. This d (n) will be referred to as type 2. That is, the same effect can be obtained by multiplying the complex signal r (n) ^* detected last time by the conjugate signal r (n) ^* of the detected complex signal r (n).
in this case,
d (n) = r (n) ^*. r (n−1)
= R ₁ (cos θ ₁ −i · sin θ ₁ ) · r ₂ (cos θ ₂ + i · sin θ ₂ )
= R ₁ (cos (−θ ₁ ) + i · sin (−θ ₁ )) · r ₂ (cos θ ₂ + i · sin θ ₂ )
= R ₁ r ₂ · {cos (−θ ₁ + θ ₂ ) + i · sin (−θ ₁ + θ ₂ )}
= R ₁ r ₂ · {cos (θ ₂ −θ ₁ ) + i · sin (θ ₂ −θ ₁ )}
It becomes.
In this calculation, the obtained phase component is (θ ₂ −θ ₁ ),
The sign is inverted with respect to the type 1 d (n) = r (n) · r (n−1) ^* . It is necessary to consider the reversal of this sign.
Therefore, the component output unit 212 of the delay detection unit 21 outputs d (n) = r (n) ^* · as an output signal based on r (n) and r (n−1) detected by the detection unit 211. r (n-1)
May be generated and output.
Then, the phase detection unit 23 can perform an approximate calculation that approximates the inverse tangent calculation using an approximate expression that takes into account the inversion of the sign.
d (n) = r (n) ^*. r (n−1)
In the case of,
Im {d (n)} / Re {d (n)} = {sin (θ ₂ −θ ₁ ) / cos (θ ₂ −θ ₁ )}
= − {Sin (θ ₁ −θ ₂ ) / cos (θ ₁ −θ ₂ )}
It becomes.
Therefore, the phase detection unit 23 can use an expression obtained by multiplying (Expression 2) by “−1”.

（タイプ３、タイプ４）
タイプ３としてｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎー１）、タイプ４としてｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）を用いても同様の効果を得ることができる。すなわち、検出した複素数信号ｒ（ｎ）を、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）で除算した場合（タイプ３）、又は前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）を、検出した複素数信号ｒ（ｎ）で除算した場合（タイプ４）にも、検出頻度の高さに応じて、位相検出部２３で保持する近似式を簡単にする程度を高めることができる。この場合、成分出力手段２１２が出力信号として、位相検出部２３に対して、ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎー１）、あるいは、ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）を出力する。
まず、タイプ３の場合を説明する。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎー１）
＝ｒ_１（ｃｏｓθ_１＋ｉ・ｓｉｎθ_１）／ｒ_２（ｃｏｓθ_２＋ｉ・ｓｉｎθ_２）
＝ｒ_１／ｒ_２・｛ｃｏｓ（θ_１−θ_２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）｝
となる。よって
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｓｉｎ（θ_１−θ_２）／ｃｏｓ（θ_１−θ_２）
となり、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎー１）^＊
のタイプ１の場合と同じになる。
次にタイプ４の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）
＝ｒ_２（ｃｏｓθ_２＋ｉ・ｓｉｎθ_２）／ｒ_１（ｃｏｓθ_１＋ｉ・ｓｉｎθ_１）
＝ｒ_２／ｒ_１・｛ｃｏｓ（θ_２−θ_１）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_２−θ_１）｝
となる。
よって
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｓｉｎ（θ_２−θ_１）／ｃｏｓ（θ_２−θ_１）となり、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）^＊・ｒ（ｎー１）
のタイプ２の場合と同じになる。 (Type 3, Type 4)
Even if d (n) = r (n) / r (n−1) is used as type 3 and d (n) = r (n−1) / r (n) is used as type 4, the same effect can be obtained. it can. That is, when the detected complex signal r (n) is divided by the previously detected complex signal r (n−1) (type 3), or the previously detected complex signal r (n−1) is detected as the complex signal. Even when dividing by r (n) (type 4), the degree of simplification of the approximate expression held by the phase detector 23 can be increased according to the detection frequency. In this case, the component output means 212 outputs d (n) = r (n) / r (n−1) or d (n) = r (n−1) to the phase detector 23 as an output signal. / R (n) is output.
First, the case of type 3 will be described.
d (n) = r (n) / r (n−1)
= R ₁ (cos θ ₁ + i · sin θ ₁ ) / r ₂ (cos θ ₂ + i · sin θ ₂ )
= R ₁ / r ₂ · {cos (θ ₁ −θ ₂ ) + i · sin (θ ₁ −θ ₂ )}
It becomes. Therefore, Im {d (n)} / Re {d (n)} = sin (θ ₁ −θ ₂ ) / cos (θ ₁ −θ ₂ )
And
d (n) = r (n) · r (n−1) ^*
It becomes the same as the case of Type 1.
Next, for Type 4,
d (n) = r (n-1) / r (n)
= R ₂ (cos θ ₂ + i · sin θ ₂ ) / r ₁ (cos θ ₁ + i · sin θ ₁ )
= R ₂ / r ₁ · {cos (θ ₂ −θ ₁ ) + i · sin (θ ₂ −θ ₁ )}
It becomes.
Therefore, Im {d (n)} / Re {d (n)} = sin (θ ₂ −θ ₁ ) / cos (θ ₂ −θ ₁ ),
d (n) = r (n) ^*. r (n−1)
It becomes the same as the case of type 2.

以上に説明したタイプ１〜タイプ４の場合について図５、図６を用いてまとめる。図５は、ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を複素平面上に示した図である。図６は除算型周波数検出部１７（回転角度導出装置）の動作を示すフローチャートである。   The cases of Type 1 to Type 4 described above will be summarized with reference to FIGS. FIG. 5 is a diagram showing r (n) and r (n−1) on the complex plane. FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the division type frequency detector 17 (rotation angle deriving device).

Ｓ１０１において、検波手段２１１は、入力信号（出力信号１６）を第１タイミングで検波してｒ（ｎ）（第１ベクトル値）を検出し、前記第１タイミングと異なる第２タイミングで検波してｒ（ｎ−１）（第２ベクトル値）を検出する。ここでｒ（ｎ−１）は、ｒ（ｎ）に対して前回検出した信号である。検波手段２１１は、図５に示すように、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−１）とを複素平面上において
ｒ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｉｂ（ｎ）（第１複素数）、
ｒ（ｎ−１）＝ａ（ｎ−１）＋ｉｂ（ｎ−１）（第２複素数）
として表される複素数信号（複素数）として検出する。図５に示すように、ｒ（ｎ）は絶対値がｒ_１であり、実数軸ｘとなす角がθ_１である。また、ｒ（ｎ−１）は絶対値がｒ_２であり、実数軸ｘとなす角がθ_２である。検波手段２１１は、検出したｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を出力する。 In S101, the detection means 211 detects the input signal (output signal 16) at the first timing to detect r (n) (first vector value), and detects it at the second timing different from the first timing. r (n-1) (second vector value) is detected. Here, r (n−1) is a signal detected last time for r (n). As shown in FIG. 5, the detection unit 211 converts r (n) and r (n−1) to r (n) = a (n) + ib (n) (first complex number) on the complex plane,
r (n-1) = a (n-1) + ib (n-1) (second complex number)
As a complex signal (complex number) represented as As shown in FIG. 5, r (n) has an absolute value r ₁ and an angle with the real axis x is θ ₁ . Further, r (n−1) has an absolute value r ₂ and an angle with the real number axis x is θ ₂ . The detection means 211 outputs the detected r (n) and r (n-1).

Ｓ１０２において、成分出力手段２１２は、検波手段２１１から出力されたｒ（ｎ）及びｒ（ｎ−１）に基づいて、ｄ（ｎ）として、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−１）とが形成する角度（θ_２−θ_１）のＲｅ［ｄ（ｎ）］（余弦成分、実数成分），Ｉｍ［ｄ（ｎ）］（正弦成分、虚数成分）を各々出力する。上記で説明したように、成分出力手段２１２は、ｄ（ｎ）として、タイプ１〜タイプ４のうちの、いずれかを出力する。図６のＳ１０２に示すように、
（１）タイプ１の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）^＊
＝ｒ_１ｒ_２｛ｃｏｓ（θ_１−θ_２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_１ｒ_２・ｃｏｓ（θ_１−θ_２）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_１ｒ_２・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。
（２）タイプ２の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）^＊・ｒ（ｎ−１）
＝ｒ_１ｒ_２｛ｃｏｓ（θ_２−θ_１）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_２−θ_１）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_１ｒ_２・ｃｏｓ（θ_２−θ_１）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_１ｒ_２・ｓｉｎ（θ_２−θ_１）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。
（３）タイプ３の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）／ｒ（ｎ−１）
＝ｒ_１／ｒ_２｛ｃｏｓ（θ_１−θ_２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_１／ｒ_２・ｃｏｓ（θ_１−θ_２）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_１／ｒ_２・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。
（４）タイプ４の場合は、
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ−１）／ｒ（ｎ）
＝ｒ_２／ｒ_１｛ｃｏｓ（θ_１−θ_２）＋ｉ・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）｝を出力する。従って、
Ｒｅ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_２／ｒ_１・ｃｏｓ（θ_１−θ_２）（余弦成分、実数成分）
Ｉｍ［ｄ（ｎ）］＝ｒ_２／ｒ_１・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）（正弦成分、虚数成分）
を出力することとなる。 In S <b> 102, the component output unit 212 calculates r (n) and r (n−1) as d (n) based on r (n) and r (n−1) output from the detection unit 211. Re [d (n)] (cosine component, real component) and Im [d (n)] (sine component, imaginary component) of the angle (θ ₂ −θ ₁ ) to be formed are output. As described above, the component output unit 212 outputs any one of Type 1 to Type 4 as d (n). As shown in S102 of FIG.
(1) For Type 1,
d (n) = r (n) · r (n−1) ^*
= R ₁ r ₂ {cos (θ ₁ −θ ₂ ) + i · sin (θ ₁ −θ ₂ )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r ₁ r ₂ · cos (θ ₁ −θ ₂ ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r ₁ r ₂ · sin (θ ₁ −θ ₂ ) (sine component, imaginary component)
Will be output.
(2) For Type 2,
d (n) = r (n) ^*. r (n-1)
= R ₁ r ₂ {cos (θ ₂ −θ ₁ ) + i · sin (θ ₂ −θ ₁ )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r ₁ r _{2 ·} cos (θ ₂ −θ ₁ ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r ₁ r _{2 ·} sin (θ ₂ −θ ₁ ) (sine component, imaginary component)
Will be output.
(3) For Type 3,
d (n) = r (n) / r (n-1)
= R _{1 /} r ₂ {cos (θ ₁ −θ ₂ ) + i · sin (θ ₁ −θ ₂ )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r _{1 /} r _{2 ·} cos (θ ₁ −θ ₂ ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r _{1 /} r _{2 ·} sin (θ ₁ −θ ₂ ) (sine component, imaginary component)
Will be output.
(4) For Type 4,
d (n) = r (n-1) / r (n)
= R _{2 /} r ₁ {cos (θ ₁ −θ ₂ ) + i · sin (θ ₁ −θ ₂ )} is output. Therefore,
Re [d (n)] = r _{2 /} r ₁ · cos (θ ₁ −θ ₂ ) (cosine component, real number component)
Im [d (n)] = r _{2 /} r ₁ · sin (θ ₁ −θ ₂ ) (sine component, imaginary component)
Will be output.

Ｓ１０３において、位相検出部２３（角度導出手段）は、成分出力手段２１２から出力されたＲｅ［ｄ（ｎ）］及びＩｍ［ｄ（ｎ）］に基づいて、位相（角度）を検出（導出）する。一例として、位相検出部２３は、Ｉｍ［ｄ（ｎ）］をＲｅ［ｄ（ｎ）］で除して得られる値に、予め定めた定数Ａを乗じることによって角度を導出する。すなわち、
位相検出部２３は、
位相成分ｐ（ｎ）を
ｐ（ｎ）＝Ａ・Ｉｍ［ｄ（ｎ）］／Ｒｅ［ｄ（ｎ）］
により求める。 In S103, the phase detection unit 23 (angle derivation unit) detects (derivation) the phase (angle) based on Re [d (n)] and Im [d (n)] output from the component output unit 212. To do. As an example, the phase detector 23 derives an angle by multiplying a value obtained by dividing Im [d (n)] by Re [d (n)] by a predetermined constant A. That is,
The phase detector 23
The phase component p (n) is expressed as p (n) = A · Im [d (n)] / Re [d (n)]
Ask for.

なお、検出した複素数信号ｒ（ｎ）に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）の複素共役信号ｒ（ｎー１）^＊を乗じる手段（タイプ１）、又は検出した複素数信号ｒ（ｎ）の複素共役信号ｒ（ｎ）^＊に、前回検出した複素数信号ｒ（ｎ−１）を乗算する手段（タイプ２）によれば、得られる信号の振幅が大きくなる（除算の場合はｒ_１／ｒ_２、あるいはｒ_２／ｒ_１となり、乗算のｒ_１・ｒ_２に比べて振幅が小さくなる）。このためタイプ１あるいはタイプ２によれば、信号誤りが小さくなる効果をさらに得ることができる。 The detected complex signal r (n) is multiplied by a complex conjugate signal r (n−1) ^* of the complex signal r (n−1) detected last time (type 1), or the detected complex signal r (n ) Complex conjugate signal r (n) ^* is multiplied by the previously detected complex signal r (n-1) (type 2), the amplitude of the signal obtained is increased (r _{1 in} the case of division). / R ₂ , or r ₂ / r ₁ , and the amplitude becomes smaller than r ₁ · r ₂ of multiplication). For this reason, according to Type 1 or Type 2, it is possible to further obtain the effect of reducing the signal error.

さらに、この実施の形態１に係る検出器（遅延検波部２１）は、あるタイミング（第１タイミング）で入力信号を検出してから次のタイミング（第２タイミング）で入力信号を検出するまでの間隔（すなわち、サンプリング周期）が、ビット周期よりも短い。従って、検出した信号ｒ（ｎ）の位相と、直前に検出した信号ｒ（ｎ−１）の位相との差がさらに小さくなる。当然、検出した信号ｒ（ｎ）と直前に検出した信号ｒ（ｎ−１）が近い値となるため、つまり、
ａ（ｎ）≒ａ（ｎ−１）、ｂ（ｎ）≒ｂ（ｎ−１）
となるため、上述の（タイプ１）の場合の演算結果ｄ（ｎ）の虚数成分の値
Ｉｍ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ_１ｒ_２・ｓｉｎ（θ_１−θ_２）
は、演算結果ｄ（ｎ）（タイプ１の場合）の
実数成分の
Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝＝ｒ_１ｒ_２・ｃｏｓ（θ_１−θ_２）
と比べて小さな値となる。
そのため、位相検出部２３の演算式は、逆タンジェント関数をより簡単にすることができるため、さらに高速に位相検出ができる。 Further, the detector (delay detection unit 21) according to the first embodiment detects the input signal at a certain timing (first timing) until the input signal is detected at the next timing (second timing). The interval (ie, sampling period) is shorter than the bit period. Accordingly, the difference between the phase of the detected signal r (n) and the phase of the signal r (n−1) detected immediately before is further reduced. Naturally, the detected signal r (n) and the signal r (n−1) detected immediately before are close to each other, that is,
a (n) ≈a (n−1), b (n) ≈b (n−1)
Therefore, the value Im {d (n)} = r ₁ r ₂ · sin (θ ₁ −θ ₂ ) of the imaginary component of the calculation result d (n) in the case of (type 1) described above.
Is the real component Re {d (n)} = r ₁ r ₂ · cos (θ ₁ −θ ₂ ) of the operation result d (n) (in the case of type 1)
It becomes a small value compared with.
Therefore, the arithmetic expression of the phase detection unit 23 can make the inverse tangent function simpler, so that phase detection can be performed at higher speed.

遅延検波部２１のサンプリング周期を、ＬＰＦ部１５から出力された出力１６のビット周期の８倍にした場合に、遅延検波部２１から出力される信号２２に対して、除算＋定数倍演算を行った結果と、逆タンジェント演算を行った結果を図７に示す。図７で、複素数信号の実数成分の信号強度Ｒｅ（Ｘ）を複素数信号の虚数成分の信号強度Ｉｍ（Ｘ）で除算した値Ｉｍ｛ｘ｝／Ｒｅ｛ｘ｝を横軸で示し、除算＋定数倍演算を行った結果が示す位相又は逆タンジェント演算を行った結果が示す位相ｐ（ｎ）を縦軸で示す。   When the sampling period of the delay detection unit 21 is 8 times the bit period of the output 16 output from the LPF unit 15, division + constant multiplication is performed on the signal 22 output from the delay detection unit 21. FIG. 7 shows the results obtained and the results of the inverse tangent calculation. In FIG. 7, a value Im {x} / Re {x} obtained by dividing the signal strength Re (X) of the real component of the complex signal by the signal strength Im (X) of the imaginary component of the complex signal is indicated by the horizontal axis, and division + The phase indicated by the result of the constant multiplication operation or the phase p (n) indicated by the result of the inverse tangent operation is indicated by the vertical axis.

図７に示す例のように、オーバーサンプル間隔で遅延検波を行い、除算＋定数倍演算を行った結果が、逆タンジェント演算を行った結果と一致する。従って、同等の精度で周波数を検出することができるため、同等の特性を得ることができる。   As in the example shown in FIG. 7, the result of performing the delay detection at the oversample interval and performing the division + constant multiplication operation coincides with the result of performing the inverse tangent operation. Therefore, since the frequency can be detected with the same accuracy, the same characteristics can be obtained.

実施の形態１のディジタル受信装置１０００は除算型周波数検出部を備えたので、フェージングなどにより時間の経過によって振幅が変動した場合においても、除算型周波数検出部により、適切な判定を行うことができ、優れた特性を実現することができる。   Since the digital receiving apparatus 1000 according to the first embodiment includes the division type frequency detection unit, even when the amplitude varies over time due to fading or the like, the division type frequency detection unit can make an appropriate determination. Excellent characteristics can be realized.

実施の形態２．
次に図８〜図１１を用いて実施の形態２を説明する。実施の形態１と同一または相当の構成要素には同一符号を付し、説明を省略する。 Embodiment 2. FIG.
Next, the second embodiment will be described with reference to FIGS. Constituent elements that are the same as or equivalent to those in the first embodiment are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

図８は、実施の形態２に係るディジタル受信装置２０００の構成例を示すブロック図である。ディジタル受信装置２０００が実施の形態１のディジタル受信装置１０００と異なるのは、図８において、判定部４４が、除算型周波数検出部１７による周波数検出後に２ビット周期にわたって積分放電する２ビット積分部４０と、２ビット積分結果４１を４つのレベル（以下、４レベルという）で判定する４レベル判定部４２とを備えたことである。なお、２ビット積分結果４１を４レベルで判定することは、従来の受信機（前記非特許文献１）において逆タンジェント周波数検出部の出力に対し行なわれていた方法である。この方法によりビット判定の誤りを低減することができる。この方法を以下の構成により除算型周波数検出部に適用することにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同様に、ビット判定の誤りを低減することができる。なお、２ビット積分結果４１を４レベルで判定する詳しい説明は省略する。   FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the digital reception device 2000 according to the second embodiment. The digital receiving device 2000 differs from the digital receiving device 1000 of the first embodiment in FIG. 8 in that the determination unit 44 integrates and discharges over a 2-bit period after frequency detection by the division type frequency detection unit 17. And a 4-level determination unit 42 that determines the 2-bit integration result 41 at four levels (hereinafter referred to as four levels). Note that the determination of the 2-bit integration result 41 at four levels is a method performed on the output of the inverse tangent frequency detection unit in the conventional receiver (Non-Patent Document 1). This method can reduce bit determination errors. By applying this method to the division type frequency detection unit with the following configuration, it is possible to reduce errors in bit determination as in the case of using the inverse tangent calculation. Detailed description of determining the 2-bit integration result 41 at four levels is omitted.

図９に、２ビット積分部４０の内部構成例を示す。２ビット積分部４０は、除算型周波数検出部１７の出力１８を２ビット周期にわたり積分放電する。図に示すように、２ビット積分部４０は、加算部５０、遅延部５１、及びタイミング検出部５２とを備える。この２ビット周期は、ビット判定の判定対象を示す判定対象位相成分と、この判定対象位相成分の直前にビット判定がされた位相成分とについてのビット周期である。   FIG. 9 shows an internal configuration example of the 2-bit integrating unit 40. The 2-bit integrator 40 integrates and discharges the output 18 of the division type frequency detector 17 over a 2-bit period. As shown in the figure, the 2-bit integration unit 40 includes an addition unit 50, a delay unit 51, and a timing detection unit 52. The 2-bit period is a bit period for a determination target phase component indicating a determination target for bit determination and a phase component for which bit determination has been performed immediately before the determination target phase component.

加算部５０では、入力された除算型周波数検出部１７の出力１８と、遅延部５１の出力とを加算する。本動作を２ビット周期にわたって行うことにより、２ビット周期にわたる積分を行い、積分値を算出する。   The adder 50 adds the input output 18 of the division type frequency detector 17 and the output of the delay unit 51. By performing this operation over a 2-bit period, integration is performed over a 2-bit period, and an integrated value is calculated.

ここで、遅延部５１には、初期値として０を設定しておく（放電しておく）必要がある。この初期値の設定は、タイミング検出部５２により、ビットタイミングを検出し、図１０に示す積分区間の２ビット周期を積分できるように、初期値「０（ゼロ）」を設定する。なお、図１０は、除算型周波数検出部１７の出力１８のアイパターンを観測したものである。   Here, the delay unit 51 needs to be set to 0 (discharged) as an initial value. The initial value is set by setting the initial value “0 (zero)” so that the timing detector 52 can detect the bit timing and integrate the 2-bit period of the integration interval shown in FIG. Note that FIG. 10 is an observation of the eye pattern of the output 18 of the division type frequency detector 17.

次に、４レベル判定部４２では、２ビット積分部４０による２ビット積分結果である出力（積分値）に基づいて、送信データ系列の判定を行う。
図１１は、４レベル判定部４２の内部構成例を示す。
図に示すように、４レベル判定部４２は、比較部６０、遅延部６１、遅延部６２、閾値設定部６３を備える。
（１）遅延部６１と遅延部６２は、それぞれ、１ビット分入力を遅延させる機能を有する。
（２）閾値設定部６３は、あらかじめ計算により算出した４種類の固定閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を有している。閾値設定部６３は、遅延部６１の出力と遅延部６２の出力とに基づいて、４通りの固定閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）のうち１つを選択し、比較部６０に選択した閾値６４を出力する。詳細は省略するが、閾値設定部６３は、過去２ビット分の判定値を基に閾値を選択し、判定対象位相成分について現在の判定を行うため、閾値６４を出力する。
（３）比較部６０では、入力された２ビット積分部４０の２ビット積分結果４１と、閾値設定部６３から入力した閾値６４とを比較する。比較部６０は、比較の結果、２ビット積分結果４１が閾値６４よりも大きければ判定対象位相成分を「１」と判定し、一方、小さければ「０」と判定し、判定値４３として出力する。 Next, the 4-level determining unit 42 determines the transmission data series based on the output (integrated value) that is the 2-bit integration result by the 2-bit integrating unit 40.
FIG. 11 shows an example of the internal configuration of the 4-level determination unit 42.
As shown in the figure, the 4-level determination unit 42 includes a comparison unit 60, a delay unit 61, a delay unit 62, and a threshold setting unit 63.
(1) Each of the delay unit 61 and the delay unit 62 has a function of delaying input by one bit.
(2) The threshold setting unit 63 has four types of fixed thresholds (TH1, TH2, TH3, TH4) calculated in advance. The threshold setting unit 63 selects one of the four fixed thresholds (TH1, TH2, TH3, TH4) based on the output of the delay unit 61 and the output of the delay unit 62, and selects it as the comparison unit 60. The threshold value 64 is output. Although details are omitted, the threshold setting unit 63 selects a threshold based on the determination values for the past two bits, and outputs the threshold 64 in order to perform the current determination on the determination target phase component.
(3) The comparison unit 60 compares the input 2-bit integration result 41 of the 2-bit integration unit 40 with the threshold value 64 input from the threshold value setting unit 63. The comparison unit 60 determines the determination target phase component as “1” if the 2-bit integration result 41 is larger than the threshold value 64 as a result of the comparison, and determines “0” if it is smaller, and outputs it as the determination value 43. .

本実施の形態２に係るディジタル受信装置２０００は、２ビット積分部における積分区間の設定を変える場合もあり、必ずしも２ビット周期でなくてもよい。これと関連して、４レベル判定部での閾値設定も変わり、必ずしも４通りの閾値でなくてもよい。   The digital receiving apparatus 2000 according to the second embodiment may change the setting of the integration interval in the 2-bit integration unit, and does not necessarily have a 2-bit cycle. In relation to this, the threshold setting in the four-level determination unit also changes, and the four threshold values are not necessarily required.

以上のように、本実施の形態２に係るディジタル受信装置２０００によれば、除算型周波数検出部で周波数検出（位相検出）を行い、その後に２ビット積分部で２ビット周期にわたって積分を行い、４レベルで判定を行うことにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の優れた特性を、非常に少ない回路規模で実現することができる。   As described above, according to digital receiving apparatus 2000 according to the second embodiment, frequency detection (phase detection) is performed by the division type frequency detection unit, and then integration is performed over a 2-bit period by the 2-bit integration unit, By performing the determination at four levels, it is possible to realize excellent characteristics equivalent to the case of using the inverse tangent calculation with a very small circuit scale.

実施の形態３．
次に図１２〜図１４を用いて実施の形態３を説明する。実施の形態３は、実施の形態２におけるディジタル受信装置２０００に、さらに、遅延部７０、及び後述する周波数誤差検出部７２とを追加した構成である。周波数誤差検出部７２が検出した周波数誤差に基づき閾値を設定し、設定した閾値と積分値とを比較し、判定する実施形態である。実施の形態２に対し、さらに周波数誤差を閾値に反映することにより、ビット判定の誤りをさらに低減することができる。 Embodiment 3 FIG.
Next, Embodiment 3 will be described with reference to FIGS. The third embodiment has a configuration in which a delay unit 70 and a frequency error detection unit 72 to be described later are further added to the digital reception device 2000 in the second embodiment. In this embodiment, a threshold value is set based on the frequency error detected by the frequency error detection unit 72, and the set threshold value is compared with an integrated value for determination. In contrast to the second embodiment, the error in bit determination can be further reduced by reflecting the frequency error in the threshold value.

図１２は、実施の形態３に係るディジタル受信装置３０００の構成例を示すブロック図である。図１２において、実施の形態１、及び実施の形態２と同一または相当の構成要素には同一符号を付し、説明を省略する。図１２に示すディジタル受信装置３０００は、実施の形態２におけるディジタル受信装置２０００に対して、さらに、遅延部７０、及び周波数誤差検出部７２を備える。図１２では、ダウンコンバートを行う局部発振器１１及びミキサ１３の前段にＡＤ変換部９、及び受信アンテナ７７を図示している。   FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of a digital reception device 3000 according to the third embodiment. In FIG. 12, the same or equivalent components as those in the first and second embodiments are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The digital reception device 3000 shown in FIG. 12 further includes a delay unit 70 and a frequency error detection unit 72 in addition to the digital reception device 2000 in the second embodiment. In FIG. 12, the AD converter 9 and the receiving antenna 77 are illustrated in the preceding stage of the local oscillator 11 and the mixer 13 that perform down-conversion.

また、受信アンテナ７７、ＡＤ変換部９、局部発振器１１、ミキサ１３及びＬＰＦ部１５は、複素変換部７８を構成している。複素変換部７８は、ディジタル信号を用いて変調された搬送波を示すディジタル変調信号を受信アンテナ７７により受信し、受信したディジタル変調信号を複素ベースバンド信号（出力１６）に変換する。   The reception antenna 77, the AD conversion unit 9, the local oscillator 11, the mixer 13, and the LPF unit 15 constitute a complex conversion unit 78. The complex conversion unit 78 receives a digital modulation signal indicating a carrier wave modulated using the digital signal by the reception antenna 77, and converts the received digital modulation signal into a complex baseband signal (output 16).

また、図に示すように、２ビット積分部４０、遅延部７０、周波数誤差検出部７２、及び４レベル判定部７５は、判定部７９を構成する。判定部７９は、除算型周波数検出部１７の出力１８（位相成分）を入力し、ビット判定を行う。   Further, as shown in the figure, the 2-bit integrating unit 40, the delay unit 70, the frequency error detecting unit 72, and the 4-level determining unit 75 constitute a determining unit 79. The determination unit 79 receives the output 18 (phase component) of the division type frequency detection unit 17 and performs bit determination.

周波数誤差検出部７２は、除算型周波数検出部１７の出力１８（位相成分）に基づいて、周波数誤差検出信号７４と、周波数誤差７３を出力する。   The frequency error detector 72 outputs a frequency error detection signal 74 and a frequency error 73 based on the output 18 (phase component) of the division type frequency detector 17.

遅延部７０は、２ビット積分部４０の２ビット積分結果４１を、周波数誤差検出部７２の処理時間分だけ遅延させる。   The delay unit 70 delays the 2-bit integration result 41 of the 2-bit integration unit 40 by the processing time of the frequency error detection unit 72.

４レベル判定部７５は、周波数誤差７３に基づき、遅延部７０の出力７１から閾値を設定し、判定値７６を出力する。   The 4-level determination unit 75 sets a threshold value from the output 71 of the delay unit 70 based on the frequency error 73 and outputs a determination value 76.

周波数誤差検出部７２の動作を説明する。図１３に、周波数誤差検出部７２の内部構成例を示す。図１３に示すように、周波数誤差検出部７２は、平均化部８０、係数調整部８１、及び誤差出力部８２を備える。   The operation of the frequency error detector 72 will be described. FIG. 13 shows an internal configuration example of the frequency error detection unit 72. As shown in FIG. 13, the frequency error detection unit 72 includes an averaging unit 80, a coefficient adjustment unit 81, and an error output unit 82.

平均化部８０は、入力された除算型周波数検出部１７の出力１８（位相成分）を平均化する。ここで、平均化は、例えば移動平均フィルタを用いればよく、その平均化周期の設定には自由度がある。平均化した結果は、送信機と受信機との間の周波数誤差がなければ０となる。しかし、周波数誤差Δｆが存在する場合には、その周波数誤差による成分「２πΔｆＴ」が検出される。周波数誤差Δｆは、送信機により送信されたディジタル変調信号の送信時の周波数と、前記送信機により送信されたディジタル変調信を受信アンテナ７７により受信した受信時の周波数との誤差を示す。   The averaging unit 80 averages the input output 18 (phase component) of the division type frequency detection unit 17. Here, for the averaging, for example, a moving average filter may be used, and the setting of the averaging period has a degree of freedom. The averaged result is zero if there is no frequency error between the transmitter and receiver. However, when the frequency error Δf exists, the component “2πΔfT” due to the frequency error is detected. The frequency error Δf indicates an error between the frequency at the time of transmission of the digital modulation signal transmitted by the transmitter and the frequency at the time of reception of the digital modulation signal transmitted by the transmitter by the reception antenna 77.

係数調整部８１は、平均化部８０の出力を「２πＴ」で除算することにより、Δｆを検出し、周波数誤差検出信号７４として出力する。   The coefficient adjusting unit 81 detects Δf by dividing the output of the averaging unit 80 by “2πT”, and outputs it as a frequency error detection signal 74.

誤差出力部８２は、平均化部８０の出力を「２・Ｔ_Ｓ／Ｔ」倍した値である「２πΔｆ（２Ｔ_Ｓ）」を周波数誤差７３として出力する。なお、Ｔ_Ｓはビット周期を示す。 The error output unit 82 outputs “2πΔf (2T _S )”, which is a value obtained by multiplying the output of the averaging unit 80 by “2 · T _S / T”, as the frequency error 73. Incidentally, _{T S} represents a bit period.

４レベル判定部７５は、遅延部７０の出力７１と周波数誤差７３とに基づいて、送信データ系列の判定を行う。４レベル判定部７５は、周波数誤差検出部７２が検出した周波数誤差７３（「２πΔｆ（２Ｔ_Ｓ）」）を用いて、閾値を設定する。この周波数誤差成分を用いて設定した閾値を「周波数誤差反映閾値」と呼ぶこととする。４レベル判定部７５は、「周波数誤差反映閾値」と２ビット積分部４０の積分した積分値とを比較し、比較した比較結果に基づいて、判定対象位相成分のビット判定を行う。 The 4-level determination unit 75 determines the transmission data series based on the output 71 of the delay unit 70 and the frequency error 73. The 4-level determination unit 75 sets a threshold value using the frequency error 73 (“2πΔf (2T _S )”) detected by the frequency error detection unit 72. The threshold set using this frequency error component is called a “frequency error reflection threshold”. The 4-level determination unit 75 compares the “frequency error reflection threshold” with the integrated value integrated by the 2-bit integration unit 40, and performs bit determination of the determination target phase component based on the comparison result.

図１４は、４レベル判定部７５の内部構成例を示す。図１４に示すように、４レベル判定部７５は、比較部９０、遅延部９１、遅延部９２、及び閾値設定部９３を備える。
（１）遅延部９１と遅延部９２は、それぞれ、１ビット分入力を遅延させる機能を有する。
（２）実施の形態２の場合と同様に、閾値設定部９３は、あらかじめ計算により算出した４種類の固定閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を有している。閾値設定部９３は、遅延部９１の出力と遅延部９２の出力とに基づいて、４通りの閾値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）のうち１つを選択する。そして、選択した閾値に周波数誤差７３の分を加算し、比較部９０で用いる閾値９４（周波数誤差反映閾値）として出力する。すなわち、閾値設定部９３は、過去２ビット分の判定値を基に閾値を選択し、選択した閾値に周波数誤差７３を加算し、判定対象位相成分について現在の判定を行うための閾値９４を出力する。
（３）比較部９０では、入力された遅延部７０の出力７１（積分値）が、閾値設定部９３から与えられた閾値９４よりも大きければ判定対象位相成分を「１」と判定し、一方、小さければ「０」と判定し、判定値７６として出力する。 FIG. 14 shows an internal configuration example of the 4-level determination unit 75. As illustrated in FIG. 14, the 4-level determination unit 75 includes a comparison unit 90, a delay unit 91, a delay unit 92, and a threshold setting unit 93.
(1) Each of the delay unit 91 and the delay unit 92 has a function of delaying input by one bit.
(2) As in the case of the second embodiment, the threshold value setting unit 93 has four types of fixed threshold values (TH1, TH2, TH3, TH4) calculated in advance. The threshold setting unit 93 selects one of the four thresholds (TH1, TH2, TH3, TH4) based on the output of the delay unit 91 and the output of the delay unit 92. Then, the frequency error 73 is added to the selected threshold value and output as a threshold value 94 (frequency error reflection threshold value) used by the comparison unit 90. That is, the threshold value setting unit 93 selects a threshold value based on the determination values for the past two bits, adds the frequency error 73 to the selected threshold value, and outputs a threshold value 94 for performing the current determination on the determination target phase component. To do.
(3) The comparison unit 90 determines that the determination target phase component is “1” if the input output 71 (integral value) of the delay unit 70 is larger than the threshold value 94 given from the threshold setting unit 93. If it is smaller, it is determined as “0” and is output as a determination value 76.

以上のように、実施の形態３に係るディジタル受信装置３０００は、周波数誤差検出部を備えたので、周波数誤差検出部により検出した周波数誤差７３に基づいて閾値９４を設定することにより、４レベル判定部７５での判定を、より正しく行うことができる。   As described above, since digital receiving apparatus 3000 according to Embodiment 3 includes the frequency error detection unit, it is possible to determine four levels by setting threshold 94 based on frequency error 73 detected by the frequency error detection unit. The determination in the unit 75 can be performed more correctly.

以上のように、本実施の形態３によれば、実施の形態２と同様に、除算型周波数検出部で周波数検出を行い、周波数誤差検出部で周波数誤差を検出し、２ビット積分部で２ビット周期にわたって積分を行い、４レベルで判定を行うことにより、逆タンジェント演算を用いた場合と同等の優れた特性を、非常に少ない回路規模で実現することができる。   As described above, according to the third embodiment, as in the second embodiment, the frequency detection is performed by the division type frequency detection unit, the frequency error is detected by the frequency error detection unit, and the 2-bit integration unit 2 By performing integration over a bit period and making a determination at four levels, excellent characteristics equivalent to those obtained using inverse tangent calculation can be realized with a very small circuit scale.

実施の形態４．
次に図１５〜図１８を用いて実施の形態４を説明する。実施の形態４は、実施の形態１〜実施の形態３に示したディジタル受信装置がダイバーシチ合成を行なう実施形態である。図１５のディジタル受信装置４００１は実施の形態１のディジタル受信装置１０００に対応する。図１７のディジタル受信装置４００２は、実施の形態２のディジタル受信装置２０００に対応する。図１８のディジタル受信装置４００３は、実施の形態３のディジタル受信装置３０００に対応する。 Embodiment 4 FIG.
Next, the fourth embodiment will be described with reference to FIGS. The fourth embodiment is an embodiment in which the digital receiver shown in the first to third embodiments performs diversity combining. A digital receiving apparatus 4001 in FIG. 15 corresponds to the digital receiving apparatus 1000 in the first embodiment. A digital reception device 4002 in FIG. 17 corresponds to the digital reception device 2000 of the second embodiment. A digital receiving apparatus 4003 in FIG. 18 corresponds to the digital receiving apparatus 3000 in the third embodiment.

図１５は、ディジタル受信装置４００１の構成例を示すブロック図である。ディジタル受信装置４００１を例に説明する。なお、ディジタル受信装置４００２及びディジタル受信装置４００３も、ダイバーシチ合成については、ディジタル受信装置４００１と同様である。   FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration example of the digital reception device 4001. The digital receiver 4001 will be described as an example. Note that the digital reception device 4002 and the digital reception device 4003 are the same as the digital reception device 4001 in terms of diversity combining.

図１５において、実施の形態１と同一または相当の構成要素には同一符号を付し説明を省略する。図１３において、ブランチ４０１は、受信アンテナ４１１、ミキサ１３、ＬＰＦ部１５等を備える。また、ブランチ４０２は、ブランチ４０１と同様の構成であり、受信アンテナ４１２、ミキサ１０１、ＬＰＦ部１０４等を備える。   In FIG. 15, the same or corresponding components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. In FIG. 13, a branch 401 includes a receiving antenna 411, a mixer 13, an LPF unit 15, and the like. The branch 402 has the same configuration as that of the branch 401, and includes a reception antenna 412, a mixer 101, an LPF unit 104, and the like.

図１５を用いて動作を説明する。まず、実施の形態１のディジタル受信装置１０００と同様に、ブランチ４０１においては、線伝送路を介して受信アンテナ４１１より受信された受信信号１０は、ミキサ１３において、受信機の局部発振器１１より出力される信号１２により、複素ベースバンド信号１４にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号１４は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはＡＤ変換器（図示していない）などで実現する。ＬＰＦ部１５では、複素ベースバンド信号１４に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、例えば、ディジタル信号処理により実現する場合は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いればよく、ＧＭＳＫ信号の場合、ガウスフィルタなどを用いる。   The operation will be described with reference to FIG. First, similarly to the digital receiver 1000 of the first embodiment, in the branch 401, the received signal 10 received from the receiving antenna 411 via the line transmission path is output from the local oscillator 11 of the receiver in the mixer 13. The signal 12 is downconverted to a complex baseband signal 14. Here, it is assumed that the complex baseband signal 14 is oversampled by a specific integer multiple with respect to the bit period. Sampling is realized by an AD converter (not shown). The LPF unit 15 performs filtering processing in order to remove out-of-band noise included in the complex baseband signal 14 and shape the signal waveform. For example, when the filtering process is realized by digital signal processing, an FIR (Finite Impulse Response) filter may be used. In the case of a GMSK signal, a Gaussian filter or the like is used.

一方、無線伝送路を介してブランチ４０２の受信アンテナ４１２より受信された受信信号１００は、ミキサ１０１において、受信機の局部発振器１１より出力される信号１２により、複素ベースバンド信号１０２にダウンコンバートされる。ここで、複素ベースバンド信号１０２は、ビット周期に対して、特定の整数倍だけオーバーサンプリングされているとする。サンプリングはＡＤ変換器（図示していない）などで実現する。ＬＰＦ部１０３では、複素ベースバンド信号１０２に含まれる帯域外雑音の除去や、信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。このフィルタリング処理は、ＬＰＦ部１５と同様である。   On the other hand, the received signal 100 received from the receiving antenna 412 of the branch 402 via the wireless transmission path is down-converted into a complex baseband signal 102 by the signal 12 output from the local oscillator 11 of the receiver in the mixer 101. The Here, it is assumed that the complex baseband signal 102 is oversampled by a specific integer multiple with respect to the bit period. Sampling is realized by an AD converter (not shown). The LPF unit 103 performs filtering processing in order to remove out-of-band noise included in the complex baseband signal 102 and shape the signal waveform. This filtering process is the same as that of the LPF unit 15.

次に、除算型周波数検出部１０５では、ブランチ４０１のＬＰＦ部１５の出力１６と、ブランチ４０２のＬＰＦ部１０３の出力１０４とをダイバーシチ合成して周波数成分を検出する。   Next, the division type frequency detection unit 105 detects the frequency component by diversity combining the output 16 of the LPF unit 15 of the branch 401 and the output 104 of the LPF unit 103 of the branch 402.

図１６は、除算型周波数検出部１０５の内部構成例を示す図である。図１６に示すように、除算型周波数検出部１０５は、遅延検波部１１０、遅延検波部１１１、加算部１１２、位相検出部１１３を備える。   FIG. 16 is a diagram illustrating an internal configuration example of the division type frequency detection unit 105. As shown in FIG. 16, the division type frequency detector 105 includes a delay detector 110, a delay detector 111, an adder 112, and a phase detector 113.

遅延検波部１１０はブランチ４０１に対応する。遅延検波部１１０は、受信アンテナ４１１に対して、フィルタリング後の複素ベースバンド信号（出力１６）を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。
次の（式５）のｄ１（ｎ）は、遅延検波部１１０による遅延検波後の信号である。
ｄ１（ｎ）＝ｒ１（ｎ）・ｒ１（ｎ−１）^＊ …（式５）
ここで、
ｒ１（ｎ）は、時刻ｎにおけるＬＰＦ部１５の出力１６である複素ベースバンド信号、
ｒ１（ｎ−１）は、１サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
ｒ１（ｎ−１）^＊は、ｒ１（ｎ−１）の複素共役信号、
ｄ１（ｎ）は遅延検波後の信号である。 The delay detection unit 110 corresponds to the branch 401. The delay detection unit 110 delay-detects the filtered complex baseband signal (output 16) with respect to the reception antenna 411 in the complex region at an oversample interval.
D1 (n) in the following (Expression 5) is a signal after delay detection by the delay detection unit 110.
d1 (n) = r1 (n) · r1 (n−1) ^* (Formula 5)
here,
r1 (n) is a complex baseband signal that is the output 16 of the LPF unit 15 at time n,
r1 (n-1) is a complex baseband signal delayed by one sample;
r1 (n-1) ^* is a complex conjugate signal of r1 (n-1),
d1 (n) is a signal after delay detection.

一方、遅延検波部１１１はブランチ４０２に対応する。遅延検波部１１１では、受信アンテナ４１２に対して、フィルタリング後の複素ベースバンド信号（出力１０４）を、オーバーサンプル間隔で、複素領域で遅延検波する。
次の（式６）のｄ２（ｎ）は、遅延検波部１１１による遅延検波後の信号である。
ｄ２（ｎ）＝ｒ２（ｎ）・ｒ２（ｎ−１）^＊ （式６）
ここで、
ｒ２（ｎ）は、時刻ｎにおけるＬＰＦ部１０３の出力１０４である複素ベースバンド信号、
ｒ２（ｎ−１）は、１サンプル遅延した複素ベースバンド信号、
ｒ２（ｎ−１）^＊は、ｒ２（ｎ−１）の複素共役信号、
ｄ２（ｎ）は遅延検波後の信号である。 On the other hand, the delay detection unit 111 corresponds to the branch 402. The delay detection unit 111 delay-detects the filtered complex baseband signal (output 104) with respect to the reception antenna 412 in the complex region at an oversample interval.
Next, d2 (n) in (Expression 6) is a signal after delay detection by the delay detection unit 111.
d2 (n) = r2 (n) .r2 (n-1) ^* (Formula 6)
here,
r2 (n) is a complex baseband signal that is the output 104 of the LPF unit 103 at time n,
r2 (n-1) is a complex baseband signal delayed by one sample;
r2 (n-1) ^* is a complex conjugate signal of r2 (n-1),
d2 (n) is a signal after delay detection.

加算部１１２は、遅延検波部１１０の出力であるｄ１（ｎ）と、遅延検波部１１１の出力であるｄ２（ｎ）とを加算してｄ（ｎ）（加算信号）を求め、ダイバーシチ合成を行う。これにより、振幅で重み付けを行った各アンテナの信号を合成できるため、最大比合成ダイバーシチに近い合成が実現できる。   The adder 112 adds d1 (n), which is the output of the delay detector 110, and d2 (n), which is the output of the delay detector 111, to obtain d (n) (addition signal), and performs diversity combining. Do. Thereby, since the signals of the respective antennas weighted by the amplitude can be synthesized, the synthesis close to the maximum ratio synthesis diversity can be realized.

このｄ（ｎ）に対して、位相検出部１１３では、次の（式７）の位相の検出を行う。
ｐ（ｎ）＝Ａ・Ｉｍ｛ｄ（ｎ）／Ｒｅ｛ｄ（ｎ）｝ （式７）
ここで、
Ａは、定数であり、オーバーサンプル間隔、入出力のビット精度により一意に決定され、予め計算により算出しておく。
Ｒｅ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの実部を表し、
Ｉｍ｛ｘ｝は、複素数信号ｘの虚部を表す。
ｐ（ｎ）は、ｄ（ｎ）の位相成分である。 For this d (n), the phase detector 113 detects the phase of the following (Expression 7).
p (n) = A · Im {d (n) / Re {d (n)} (Formula 7)
here,
A is a constant, which is uniquely determined by the oversample interval and input / output bit accuracy, and is calculated in advance.
Re {x} represents the real part of the complex signal x,
Im {x} represents the imaginary part of the complex signal x.
p (n) is a phase component of d (n).

ｐ（ｎ）は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号ｄ（ｎ）の位相成分であるため、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分となり、次の（式８）で表せる。
ｐ（ｎ）＝２πｆ（ｎ）・Ｔ （式８）
ここで、
ｆ（ｎ）は、周波数変調された信号の、時刻ｎにおける周波数成分、
Ｔはオーバーサンプル周期である。
また、説明の簡単のため、雑音成分は除いている。 Since p (n) is a phase component of the signal d (n) after complex delay detection at the oversample interval, it becomes a frequency component of the received signal r (n) and can be expressed by the following (Equation 8).
p (n) = 2πf (n) · T (Formula 8)
here,
f (n) is the frequency component of the frequency modulated signal at time n,
T is the oversample period.
Also, for simplicity of explanation, noise components are excluded.

また、図１７、図１８に示したディジタル受信装置の場合も以上に説明したディジタル受信装置１０００と同様である。   Also, the case of the digital receiving apparatus shown in FIGS. 17 and 18 is the same as that of the digital receiving apparatus 1000 described above.

本発明の実施の形態４に係るディジタル受信装置は、除算型周波数検出部に加えて、周波数成分を検出後に、２ビット積分、周波数誤差検出、４レベル判定の処理があってもよく、その例を図１７、図１８に示した。   The digital receiving apparatus according to Embodiment 4 of the present invention may include 2-bit integration, frequency error detection, and 4-level determination processing after detecting the frequency component in addition to the division type frequency detection unit. These are shown in FIGS.

以上のように、本実施の形態４のディジタル受信装置によれば、２つのアンテナから受信した信号を利用して、除算型周波数検出部において、ダイバーシチ合成を行った上で、周波数成分を検出するため、最大比合成ダイバーシチと同等な優れた特性を実現することができる。   As described above, according to the digital receiving apparatus of the fourth embodiment, frequency components are detected after diversity combining is performed in the division type frequency detector using the signals received from the two antennas. Therefore, excellent characteristics equivalent to the maximum ratio combining diversity can be realized.

以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、検出された周波数成分から、送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。   In the digital receiver described in the first to fourth embodiments, in the receiver that demodulates the frequency-modulated received signal by frequency detection, the frequency converting means that converts the frequency of the received signal, and the frequency converted From the received filter means for removing the out-of-band noise of the received signal and the waveform shaping, the frequency detecting means for detecting the frequency component of the signal subjected to the removal of the out-of-band noise and the waveform shaping, and the detected frequency component, Determining means for determining transmitted data.

以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、周波数検出信号を特定の周期だけ積分する積分手段と、閾値を計算し、その閾値を基に、積分後の信号から送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。   In the digital receiver described in the first to fourth embodiments, in the receiver that demodulates the frequency-modulated received signal by frequency detection, the frequency converting means that converts the frequency of the received signal, and the frequency converted Receiving filter means for removing out-of-band noise and waveform shaping of received signal, frequency detecting means for detecting frequency component of signal subjected to out-of-band noise removal and waveform shaping, and frequency detection signal for specific period Integration means for integrating only, and determination means for calculating a threshold value and determining data transmitted from the signal after integration based on the threshold value.

以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、周波数変調された受信信号を周波数検波により復調する受信機において、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換された受信信号の帯域外雑音の除去や、波形整形を行う受信フィルタ手段と、帯域外雑音の除去や、波形整形をなされた信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、周波数検出信号を特定の周期だけ積分する積分手段と、周波数検出信号を平均化して周波数誤差成分を検出する周波数誤差検出手段と、検出した周波数誤差成分を基に閾値を計算し、その閾値を基に、積分後の信号から、送信されたデータの判定を行う判定手段と、を備えること特徴とする。   In the digital receiver described in the first to fourth embodiments, in the receiver that demodulates the frequency-modulated received signal by frequency detection, the frequency converting means that converts the frequency of the received signal, and the frequency converted Receiving filter means for removing out-of-band noise and waveform shaping of received signal, frequency detecting means for detecting frequency component of signal subjected to out-of-band noise removal and waveform shaping, and frequency detection signal for specific period Integration means that only integrates, frequency error detection means that averages the frequency detection signal to detect the frequency error component, and calculates a threshold value based on the detected frequency error component. And determining means for determining transmitted data.

以上実施の形態１〜実施の形態４に説明したディジタル受信装置は、上記特徴に加え、さらに、ダイバーシチ合成を行うことを特徴とする。   In addition to the above features, the digital receiver described in Embodiments 1 to 4 further performs diversity combining.

実施の形態１における、ディジタル受信装置１０００の構成図である。1 is a configuration diagram of a digital receiving device 1000 according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における、除算型周波数検出部の構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of a division type frequency detection unit in the first embodiment. 実施の形態１における、逆タンジェント演算と除算型演算の比較を示す図である。6 is a diagram illustrating comparison between inverse tangent calculation and division-type calculation in Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における、判定部の構成図である。FIG. 3 is a configuration diagram of a determination unit in the first embodiment. 実施の形態１における、ｒ（ｎ）、ｒ（ｎ−１）を複素平面上に示した図である。FIG. 3 is a diagram showing r (n) and r (n−1) on the complex plane in the first embodiment. 実施の形態１における、除算型周波数検出部１７の動作を示すフローチャートである。3 is a flowchart showing an operation of a division type frequency detector 17 in the first embodiment. 実施の形態１における、逆タンジェント演算と除算型演算の比較を示す図である。6 is a diagram illustrating comparison between inverse tangent calculation and division-type calculation in Embodiment 1. FIG. 実施の形態２における、ディジタル受信装置２０００の構成である。This is a configuration of digital receiving apparatus 2000 in the second embodiment. 実施の形態２における、２ビット積分部の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a 2-bit integration unit in the second embodiment. 実施の形態２における、積分部の積分区間を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an integration interval of an integration unit in the second embodiment. 実施の形態２における、４レベル判定部の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a four-level determination unit in the second embodiment. 実施の形態３における、ディジタル受信装置３０００の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a digital receiving device 3000 in the third embodiment. 実施の形態３における、周波数誤差検出部の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a frequency error detection unit in the third embodiment. 実施の形態３における、４レベル判定部の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a four-level determination unit in the third embodiment. 実施の形態４における、ディジタル受信装置４００１の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a digital receiving device 4001 in the fourth embodiment. 実施の形態４における、除算型周波数検出部の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a division type frequency detection unit in the fourth embodiment. 実施の形態４における、ディジタル受信装置４００２の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a digital reception device 4002 in the fourth embodiment. 実施の形態４における、ディジタル受信装置４００３の構成図である。FIG. 10 is a configuration diagram of a digital reception device 4003 in Embodiment 4. 従来の受信機の構成図である。It is a block diagram of the conventional receiver.

符号の説明Explanation of symbols

９ ＡＤ変換部、１０ 受信信号、１１ 局部発振器、１２ 信号、１３ ミキサ、１４ 複素ベースバンド信号、１５ ＬＰＦ部、１６ 出力、１７ 除算型周波数検出部、１８ 出力、１９ 判定部、２０ 判定値、２１ 遅延検波部、２２ 信号、２３ 位相検出部、３０ タイミング検出部、３１ 比較部、４０ ２ビット積分部、４１ ２ビット積分結果、４２ ４レベル判定部、４３ 判定値、４４ 判定部、５０ 加算部、５１ 遅延部、５２ タイミング検出部、６０ 比較部、６１ 遅延部、６２ 遅延部、６３ 閾値設定部、６４ 閾値、７０ 遅延部、７１ 出力、７２ 周波数誤差検出部、７３ 周波数誤差、７４ 周波数誤差検出信号、７５ ４レベル判定部、７６ 判定値、７７ 受信アンテナ、７８ 複素変換部、７９ 判定部、８０ 平均化部、８１ 係数調整部、８２ 誤差出力部、９０ 比較部、９１，９２ 遅延部、９３ 閾値設定部、９４ 閾値、１００ 受信信号、１０１ ミキサ、１０２ 複素ベースバンド信号、１０３ ＬＰＦ部、１０４ 出力、１０５ 除算型周波数検出部、１１０，１１１ 遅延検波部、１１２ 加算部、１１３ 位相検出部、１２０ 受信信号、１２１ 局部発振器、１２２ 信号、１２３ ミキサ、１２４ 複素ベースバンド信号、１２５ ＬＰＦ部、１２６ 出力、１２７ 逆タンジェント周波数検出部、１２８ 出力、１２９ 判定部、１３０ 判定結果、２１１ 検波手段、２１２ 成分出力手段、４０１，４０２ ブランチ、４１１，４１２ 受信アンテナ、１０００，２０００，３０００，４００１，４００２，４０００３ ディジタル受信装置。   9 AD conversion unit, 10 reception signal, 11 local oscillator, 12 signal, 13 mixer, 14 complex baseband signal, 15 LPF unit, 16 output, 17 division type frequency detection unit, 18 output, 19 determination unit, 20 determination value, 21 delay detection unit, 22 signal, 23 phase detection unit, 30 timing detection unit, 31 comparison unit, 40 2-bit integration unit, 41 2-bit integration result, 424 4-level determination unit, 43 determination value, 44 determination unit, 50 addition Unit, 51 delay unit, 52 timing detection unit, 60 comparison unit, 61 delay unit, 62 delay unit, 63 threshold setting unit, 64 threshold, 70 delay unit, 71 output, 72 frequency error detection unit, 73 frequency error, 74 frequency Error detection signal, 754 level determination unit, 76 determination value, 77 reception antenna, 78 complex conversion unit, 79 determination unit, 80 plane Averaging unit, 81 coefficient adjustment unit, 82 error output unit, 90 comparison unit, 91, 92 delay unit, 93 threshold setting unit, 94 threshold, 100 received signal, 101 mixer, 102 complex baseband signal, 103 LPF unit, 104 Output, 105 division type frequency detection unit, 110, 111 delay detection unit, 112 addition unit, 113 phase detection unit, 120 received signal, 121 local oscillator, 122 signal, 123 mixer, 124 complex baseband signal, 125 LPF unit, 126 Output, 127 Inverse tangent frequency detection unit, 128 output, 129 determination unit, 130 determination result, 211 detection unit, 212 component output unit, 401, 402 branch, 411, 412 receiving antenna, 1000, 2000, 3000, 4001, 4002, 40003 Digital receiver

Claims (5)

入力信号を第１タイミングで検波して得られた、所定平面上の第１ベクトル値及び前記入力信号を前記第１タイミングと異なる第２タイミングで検波して得られた、前記所定平面上の第２ベクトル値を出力する検波手段、
この検波手段から出力された前記第１及び第２ベクトル値に基づいて、前記第１ベクトル値と前記第２ベクトル値とが形成する角度の余弦成分及び前記角度の正弦成分を各々出力する成分出力手段、
この成分出力手段から出力された前記余弦成分及び前記正弦成分に基づいて、前記角度を導出する角度導出手段
を備えることを特徴とする回転角度導出装置。 A first vector value on a predetermined plane obtained by detecting the input signal at a first timing and a first vector value on the predetermined plane obtained by detecting the input signal at a second timing different from the first timing. Detection means for outputting two vector values;
Based on the first and second vector values output from the detection means, component outputs for outputting the cosine component of the angle formed by the first vector value and the second vector value and the sine component of the angle, respectively. means,
A rotation angle deriving device comprising: an angle deriving unit for deriving the angle based on the cosine component and the sine component output from the component output unit. 成分出力手段は、
第１ベクトル値を複素平面上で示した場合の第１複素数と、第２ベクトル値を複素平面上で示した場合の第２複素数とを互いに除して得られる実数成分及び虚数成分を、各々余弦成分及び正弦成分として出力することを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。 The component output means
A real component and an imaginary component obtained by dividing the first complex number when the first vector value is shown on the complex plane and the second complex number when the second vector value is shown on the complex plane, respectively, 2. The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the rotation angle is output as a cosine component and a sine component. 成分出力手段は、
第１ベクトル値を複素平面上で示した場合の第１複素数と、第２ベクトル値を複素平面上で示した場合の第２複素数に複素共役な数とを互いに乗じて得られる実数成分及び虚数成分を、各々余弦成分及び正弦成分として出力することを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。 The component output means
Real component and imaginary number obtained by multiplying the first complex number when the first vector value is shown on the complex plane and the second complex number when the second vector value is shown on the complex plane and the complex conjugate number The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the components are output as a cosine component and a sine component, respectively. 角度導出手段は、
正弦成分を余弦成分で除して得られる値に、予め定めた定数を乗じることによって角度を導出することを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。 The angle derivation means is
The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the angle is derived by multiplying a value obtained by dividing the sine component by the cosine component by a predetermined constant. 第１タイミングと第２タイミングとの間隔は、
検波手段に入力される入力信号のビット周期の長さを下回ることを特徴とする請求項１記載の回転角度導出装置。 The interval between the first timing and the second timing is
2. The rotation angle deriving device according to claim 1, wherein the length of the input signal input to the detection means is less than the length of the bit period.

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