JP4376231B2 - 誘電体共振器装荷型発振回路及びこれを用いたレーダー装置 - Google Patents

Description

本発明は誘電体共振器装荷型発振回路に関し、特に、パルス変調方式を用いたレーダー装置への適用が好適な誘電体共振器装荷型発振回路に関する。また、本発明はレーダー装置に関し、特に、誘電体共振器装荷型発振回路を用いてキャリア信号を生成し、パルス変調波を生成して出力するレーダー装置に関する。

近年、マイクロ波やミリ波を利用したレーダー装置が数多く提案されている。このようなレーダー装置の応用範囲は様々であるが、例えばこれを自動車に搭載すれば、先行車両や後続車両との距離を正確に検出することが可能となるばかりでなく、ドライバーの死角となる位置、例えば、斜め後方やバンパーの近傍に存在する障害物を検知してドライバーに注意を促したり、さらには、避けられない衝突が迫っていることを検知してシートベルトを締め付けるなどのプレクラッシュ制御を行うことが可能となる。

このようなレーダー装置が自動車に数多く搭載されるようになると、レーダー装置間における干渉の問題が浮上する。つまり、レーダー装置を搭載した車両同士が近づいた場合や、同じ車両に複数のレーダー装置が搭載されている場合には、レーダー装置間の距離が近いために強い干渉が生じ、その結果、正確な計測が妨げられるという問題があった。

レーダー装置間の干渉を防止する方法としては、例えば特許文献１に記載された方法が知られている。特許文献１に記載された方法は、干渉波を受信して位相を反転させ、これを再送信する干渉防止装置を設置するというものである。しかしながら、広範囲に亘って干渉を防止するためには、多くの干渉防止装置を設置しなければならないだけでなく、干渉防止装置が設置されていないエリアでは干渉を全く防止することができないという問題があった。しかも、車載用レーダーの場合には、レーダー装置間の位置関係が常に一定になるとは限らないことから、特許文献１に記載された方法では、干渉の問題を解決することは困難である。
特開平７−３１８６３９号公報

干渉の問題を解決する別の方法として、パルス変調方式のレーダー装置の場合、送受信動作を行っていない期間においてキャリア信号の生成を停止させるという方法が考えられる。一般に、パルス変調方式を用いたレーダー装置では、送受信動作を行う期間よりも送受信動作を行っていない期間の方がはるかに長く、このため、送受信動作を行っていない期間においてキャリア信号の生成を停止すれば、他のレーダー装置に対する干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。

しかしながら、キャリア信号を生成する発振回路にはある程度の立ち上がり時間が存在することから、一旦停止させた発振回路の動作再開は、この立ち上がり時間を考慮して早めに行う必要がある。具体的には、実際に送受信を開始するタイミングから発振回路の立ち上がり時間以上前に、発振回路の動作開始を行う必要がある。一方、発振回路にはある程度の立ち下がり時間が存在することから、発振回路の動作を停止させても、立ち下がり時間が経過するまでの間は発振が持続してしまう。このように、発振回路の立ち上がり時間や立ち下がり時間が長いと、実際に発振回路が発振している期間が長くなることが分かる。したがって、他のレーダー装置に対する干渉の影響を十分に低減するためには、発振回路の立ち上がり時間や立ち下がり時間をできるだけ短縮することが必要である。

パルス変調方式を用いたレーダー装置においては、キャリア信号を生成するための発振回路として、誘電体共振器を利用した発振回路、つまり、誘電体共振器装荷型発振回路が広く用いられているが、誘電体共振器装荷型発振回路は特に立ち下がり時間が長いことが多く、このため、他のレーダー装置に対する干渉の影響を低減するためには、立ち下がり時間の短縮が最も強く求められる。

したがって、本発明の目的は、立ち上がり時間及び／又は立ち下がり時間の短い誘電体共振器装荷型発振回路及びこれを用いたレーダー装置を提供することである。

本発明による誘電体共振器装荷型発振回路は、誘電体共振器と、前記誘電体共振器に共振電圧を与える駆動回路と、前記共振電圧を生成するために必要な第１の電圧及び前記共振電圧の生成を停止させる第２の電圧を前記駆動回路に与える手段とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、発振を開始する場合には第１の電圧を駆動回路に印加し、発振を停止する場合には第２の電圧を駆動回路に印加することができることから、立ち上がり時間及び／又は立ち下がり時間を短縮することが可能となる。

駆動回路は、トランジスタと、トランジスタの被制御電極及び制御電極にそれぞれ接続された第１及び第２の信号線路とを含むことが好ましい。

前記手段は、トランジスタの被制御電極と第１の電圧が供給される第１の電源端子との間に設けられた第１のスイッチと、トランジスタの被制御電極と第２の電圧が供給される第２の電源端子との間に設けられた第２のスイッチとを含み、第１及び第２のスイッチは排他的に導通することが好ましい。これによれば、発振を停止させる場合、第２のスイッチをオンさせることにより、トランジスタの被制御電極に蓄積された電荷を放出することができることから、立ち下がり時間を大幅に短縮することが可能となる。

この場合、第１のスイッチから見て第１の電源端子側に接続され、駆動回路が発生するノイズを除去するためのコンデンサをさらに備えることが好ましい。これによれば、第１のスイッチのオン・オフにかかわらず、コンデンサは常に電荷が蓄積された状態となることから、第１のスイッチがオンすると直ちに発振動作を行うことが可能となり、立ち上がり時間が短縮される。

前記手段は、トランジスタの制御電極と第３の電源端子との間に設けられた分圧回路と、分圧回路の分圧比を切り替える第３のスイッチとを含むこともまた好ましい。これによれば、分圧比の切替により、トランジスタの制御電極に与えるバイアス電圧を即座に変化させることができることから、立ち上がり時間及び立ち下がり時間の両方を短縮することが可能となる。

この場合、分圧回路は、トランジスタの制御電極と第３の電源端子との間に直列に設けられた第１及び第２の抵抗を含み、第３のスイッチが第１の抵抗に並列接続された構成とすることも可能であるし、或いは、トランジスタの制御電極と第３の電源端子との間に並列に設けられた第１及び第２の抵抗を含み、第３のスイッチが第１の抵抗に直列接続された構成とすることも可能である。

前記手段は、トランジスタの制御電極に接続され、電圧変化により発振動作の開始及び停止を制御する制御端子を含むこともまた好ましい。これによれば、スイッチを用いることなく発振動作の開始及び停止を制御することができることから、回路構成をより簡素化することが可能となる。尚、制御電極と制御端子との接続は、直接的であっても構わないし、コンデンサやチップビーズなどを介した間接的な接続であっても構わない。

本発明の他の側面による誘電体共振器装荷型発振回路は、誘電体共振器と、誘電体共振器に共振電圧を与える駆動回路と、共振電圧を生成するために必要な電圧が供給される電源端子と駆動回路との間に設けられたスイッチと、スイッチから見て電源端子側に接続され、駆動回路が発生するノイズを除去するためのコンデンサとを備えることを特徴とする。これによれば、スイッチのオン・オフにかかわらず、コンデンサは常に電荷が蓄積された状態となることから、スイッチがオンすると直ちに発振動作を行うことが可能となり、立ち上がり時間が短縮される。

また、本発明によるレーダー装置は、上述した誘電体共振器装荷型発振回路を用いてキャリア信号を生成し、パルス変調波を生成して出力することを特徴とする。

このように、本発明によれば、誘電体共振器装荷型発振回路の立ち上がり時間及び／又は立ち下がり時間を短縮することが可能となる。これにより、本発明による誘電体共振器装荷型発振回路を、パルス変調方式を用いたレーダー装置の発振回路として用いれば、間欠動作を行った場合、実際に発振が生じている期間を従来よりも短くすることができ、その結果、他のレーダー装置に対する干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。

本発明の好ましい実施形態について説明する前に、本発明が対象とする誘電体共振器装荷型発振回路の基本構成について説明する。

図１は、誘電体共振器装荷型発振回路の基本構成を示す回路図である。

図１に示す誘電体共振器装荷型発振回路１００は、誘電体共振器１１と、誘電体共振器１１に共振電圧を与える駆動回路２０と、駆動回路２０の出力端２０ａに接続されたカプラ３１とを備えており、カプラの一方の出力端は直流成分をカットするコンデンサ３２を介して受信側ポートＲｘに接続され、カプラの他方の出力端は送信側ポートＴｘに接続されている。また、カプラの残りの端子は、終端抵抗３３によって例えば５０Ωに終端されている。

駆動回路２０は、ＨＥＭＴ型のトランジスタ２１と、トランジスタ２１の被制御電極であるドレイン２１Ｄに接続された信号線路２２，２３と、トランジスタ２１の制御電極であるゲート２１Ｇに接続された信号線路２４，２５とを備えており、誘電体共振器１１は、ドレイン２１Ｄに接続された信号線路２３とゲート２１Ｇに接続された信号線路２５との間に配置されている。トランジスタ２１のソース２１Ｓはグランド電位に接続されている。

トランジスタ２１の動作電圧は、電源端子Ｖｄｓ及び電源端子Ｖｇｓより供給される。電源端子Ｖｄｓは、トランジスタ２１のドレイン２１Ｄに与える電圧を供給する端子であり、電源端子Ｖｄｓとトランジスタ２１のドレイン２１Ｄとの間には、チップビーズ４１が挿入され、さらに、チップビーズ４１からみて電源端子Ｖｄｓ側には、電源端子Ｖｄｓとグランド電位間にコンデンサ４２が接続されている。チップビーズ４１及びコンデンサ４２は、いずれも駆動回路２０が発生するノイズを除去するために用いられる。電源端子Ｖｄｓより与えられる電圧は、例えば３．３Ｖである。

一方、電源端子Ｖｇｓは、トランジスタ２１のゲート２１Ｇに与える電圧を供給する端子であり、電源端子Ｖｇｓとトランジスタ２１のゲート２１Ｇとの間には、チップビーズ５１及び分圧回路６０が挿入され、さらに、分圧回路６０からみて電源端子Ｖｇｓ側には、電源端子Ｖｇｓとグランド電位間にコンデンサ５２が接続されている。分圧回路６０は、抵抗６１，６２によって構成され、電源端子Ｖｇｓより与えられる電圧を分圧してトランジスタ２１のゲート２１Ｇに印加する。電源端子Ｖｇｓより与えられる電圧は例えば−３．３Ｖであり、分圧回路６０による分圧によりトランジスタ２１のゲート２１Ｇには、例えば−０．３Ｖの電圧が印加される。チップビーズ５１及びコンデンサ５２についても、駆動回路２０が発生するノイズを除去するために用いられる。

以上により、図１に示す誘電体共振器装荷型発振回路１００は、トランジスタ２１のドレイン２１Ｄを出力とし、誘電体共振器１１を介して帰還された共振電圧がトランジスタ２１のゲート２１Ｇに入力される正帰還回路を構成する。このため、この正帰還回路は、誘電体共振器１１の特性によって定められる所定の共振周波数、例えば２４ＧＨｚの共振周波数において安定し、カプラ３１を介して受信側ポートＲｘ及び送信側ポートＴｘにキャリア信号を供給することが可能となる。

以上が誘電体共振器装荷型発振回路の基本構成であり、パルス変調方式を用いたレーダー装置の発振回路として用いることができる。つまり、このような誘電体共振器装荷型発振回路を用いてキャリア信号を生成し、パルス変調波を生成して出力する構成とすることができる。そして、レーダー装置が送受信動作を行っている期間は発振動作を行い、送受信動作を行っていない期間は発振動作を停止させれば、他のレーダー装置に対する干渉の影響を大幅に低減することが可能となる。このような間欠的動作は、例えば図２に示す誘電体共振器装荷型発振回路２００のように、トランジスタ２１のドレイン２１Ｄと電源端子Ｖｄｓとの間にスイッチ７１を挿入し、このスイッチ７１を制御することによって実現することができる。つまり、発振動作を行う期間はスイッチ７１をオンすることによってトランジスタ２１のドレイン２１Ｄに動作電圧を供給する一方、発振動作を行わない期間はスイッチ７１をオフすることによって動作電圧の供給を停止すればよい。

しかしながら、スイッチ７１を制御することによって誘電体共振器装荷型発振回路２００の発振動作を開始又は停止させると、スイッチ７１をオンしてから十分な振幅（例えば、最大振幅の９０％）が得られるまでには所定の立ち上がり時間が必要であり、同様に、スイッチ７１をオフしてから発振がほぼ停止（例えば、最大振幅の１０％）するまでには所定の立ち下がり時間が必要となる。図２に示す誘電体共振器装荷型発振回路２００では、立ち下がり時間が特に長く、一例として、共振周波数を約２４ＧＨｚとした場合、立ち上がり時間は１５μｓｅｃ程度、立ち下がり時間は３５μｓｅｃ程度となる。

本発明は、このような立ち上がり時間及び／又は立ち下がり時間が短縮された誘電体共振器装荷型発振回路を提供するものであり、以下、本発明の好ましいいくつかの実施の形態について詳細に説明する。

図３は、本発明の好ましい第１の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路３００の回路図である。

図３に示すように、本実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路３００は、図２に示した誘電体共振器装荷型発振回路２００に対し、トランジスタ２１のドレイン２１Ｄとグランド電位が供給される電源端子との間に設けられたスイッチ７２を追加した構成を有している。その他の要素は、図２に示した誘電体共振器装荷型発振回路２００と同じであることから、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

スイッチ７１とスイッチ７２は、排他的に導通するよう制御される。つまり、スイッチ７１がオンしている期間、すなわち発振動作を行う期間においてはスイッチ７２はオフ状態とされ、スイッチ７２がオンしている期間、すなわち発振動作を停止する期間においてはスイッチ７１はオフ状態とされる。

本実施形態においては、スイッチ７２がオンするとトランジスタ２１のドレイン２１Ｄが強制的に接地されることから、スイッチ７２がオンすると発振動作は極めて速やかに停止する。つまり、図２に示す回路では、スイッチ７１をオンからオフに切り替えても、トランジスタ２１のドレイン２１Ｄに溜まった電荷を放出するルートがなく、このため、発振動作が直ちには停止せず緩やかに減衰するが、本実施形態では、スイッチ７２を介してトランジスタ２１のドレイン２１Ｄに溜まった電荷を直ちに放出できることから、立ち下がり時間を大幅に短縮することが可能となる。一例として、共振周波数を約２４ＧＨｚとした場合、立ち下がり時間は３μｓｅｃ程度に短縮される。

図４は、本発明の好ましい第２の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路４００の回路図である。

図４に示すように、本実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路４００は、図２に示した誘電体共振器装荷型発振回路１００に対し、ノイズ除去用のコンデンサ４２をスイッチ７１から見て電源端子Ｖｄｓ側に移動した構成を有している。その他の要素は、図２に示した誘電体共振器装荷型発振回路２００と同じであることから、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

スイッチ７１は、上述のとおり、発振動作を行う期間においてオンされ、発振動作を停止する期間においてオフされるスイッチである。本実施形態においては、スイッチ７１から見て電源端子Ｖｄｓ側にノイズ除去用のコンデンサ４２が設けられていることから、スイッチ７１のオン・オフにかかわらず、コンデンサ４２は電荷が蓄積された状態となる。このため、スイッチ７１がオンすると直ちに発振動作を行うことが可能となり、立ち上がり時間が短縮される。つまり、図２に示す回路では、スイッチ７１をオフからオンに切り替えても、放電状態にあるコンデンサ４２が充電されるまでは、正常に発振動作を行うことができず、これが原因となって立ち上がり時間が長くなるという問題があるが、本実施形態では、コンデンサ４２が放電されることがないため再充電が不要であり、その結果、立ち上がり時間を大幅に短縮することが可能となる。一例として、共振周波数を約２４ＧＨｚとした場合、立ち上がり時間は８μｓｅｃ程度に短縮される。

図５は、本発明の好ましい第３の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路５００の回路図である。

図５に示すように、本実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路５００は、図３に示した誘電体共振器装荷型発振回路３００の特徴と、図４に示した誘電体共振器装荷型発振回路４００の特徴を兼ね備えている。つまり、スイッチ７１，７２を備えるとともに、ノイズ除去用のコンデンサ４２がスイッチ７１から見て電源端子Ｖｄｓ側に接続された構成を有している。

本実施形態によれば、図３に示した誘電体共振器装荷型発振回路３００による効果、すなわち立ち下がり時間の短縮効果と、図４に示した誘電体共振器装荷型発振回路４００による効果、すなわち立ち上がり時間の短縮効果の両方が得られる。したがって、共振周波数を約２４ＧＨｚとした場合、立ち下がり時間を３μｓｅｃ程度、立ち上がり時間を８μｓｅｃ程度とすることが可能となる。

図６は、本発明の好ましい第４の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路６００の回路図である。

図６に示すように、本実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路６００は、図１に示した誘電体共振器装荷型発振回路１００に対し、分圧回路６０内に抵抗６３及び抵抗６３に並列接続されたスイッチ７３を追加した構成を有している。その他の要素は、基本構成である図１に示した誘電体共振器装荷型発振回路１００と同じであることから、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

スイッチ７３は、発振動作を行う期間においてオフされ、発振動作を停止する期間においてオンされるスイッチである。抵抗６１〜６３は、電源端子Ｖｇｓとグランド電位との間に直列に接続されていることから、抵抗６１〜６３の抵抗値をそれぞれＲ_６１〜Ｒ_６３とすると、スイッチ７３がオフ状態である場合、トランジスタ２１のゲート２１Ｇに与えられる電圧Ｖ_ＯＦＦは、
Ｖ_ＯＦＦ＝Ｖｇｓ×Ｒ_６１／（Ｒ_６１＋Ｒ_６２＋Ｒ_６３）
となる。一方、スイッチ７３がオン状態である場合には、追加された抵抗６３は短絡されることから、トランジスタ２１のゲート２１Ｇに与えられる電圧Ｖ_ＯＮは、
Ｖ_ＯＮ＝Ｖｇｓ×Ｒ_６１／（Ｒ_６１＋Ｒ_６２）
に変化する。

したがって、電圧Ｖ_ＯＦＦによって駆動回路２０が動作状態となり、且つ、電圧Ｖ_ＯＮによって駆動回路２０が動作停止状態となるよう、抵抗６１〜６３の抵抗値Ｒ_６１〜Ｒ_６３を設定すれば、スイッチ７３のオン・オフによって発振動作の開始及び停止を極めて速やかに行うことが可能となる。

図７は、本発明の好ましい第５の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路７００の回路図である。

図７に示すように、本実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路７００は、図１に示した誘電体共振器装荷型発振回路１００に対し、分圧回路６０内に抵抗６３及び抵抗６３に直列接続されたスイッチ７４を追加した構成を有している。その他の要素は、基本構成である図１に示した誘電体共振器装荷型発振回路１００と同じであることから、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

スイッチ７４は、発振動作を行う期間においてオフされ、発振動作を停止する期間においてオンされるスイッチである。抵抗６２と抵抗６３は、電源端子Ｖｇｓとトランジスタ２１のゲート２１Ｇとの間に並列に接続されていることから、抵抗６１〜６３の抵抗値をそれぞれＲ_６１〜Ｒ_６３とすると、スイッチ７４がオフ状態である場合、トランジスタ２１のゲート２１Ｇに与えられる電圧Ｖ_ＯＦＦは、
Ｖ_ＯＦＦ＝Ｖｇｓ×Ｒ_６１／（Ｒ_６１＋Ｒ_６２）
となり、スイッチ７４がオン状態である場合、トランジスタ２１のゲート２１Ｇに与えられる電圧Ｖ_ＯＮは、

となる。

したがって、本実施形態においても、電圧Ｖ_ＯＦＦによって駆動回路２０が動作状態となり、且つ、電圧Ｖ_ＯＮによって駆動回路２０が動作停止状態となるよう、抵抗６１〜６３の抵抗値Ｒ_６１〜Ｒ_６３を設定すれば、スイッチ７４のオン・オフによって発振動作の開始及び停止を極めて速やかに行うことが可能となる。

図８は、本発明の好ましい第６の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路８００の回路図である。

図８に示すように、本実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路８００は、図１に示した誘電体共振器装荷型発振回路１００に対し、接続点Ａと制御端子Ｖｃｏｎｔとの間に接続されたコンデンサ８１と、接続点Ａとグランド電位との間に直列接続された抵抗８２及びコンデンサ８３を追加した構成を有している。その他の要素は、基本構成である図１に示した誘電体共振器装荷型発振回路１００と同じであることから、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

制御端子Ｖｃｏｎｔは、トランジスタ２１のゲート２１Ｇに与える電圧を変化させるための端子であり、一例として、誘電体共振器１１を発振させる場合には１．７Ｖの電圧が与えられ、誘電体共振器１１の発振を停止させる場合には０Ｖの電圧が与えられる。したがって、制御端子Ｖｃｏｎｔの電圧は、図９（ａ）に示すようなパルス状の波形となる。尚、コンデンサ８１，８３は直流カット用のコンデンサであり、抵抗８２は制御端子Ｖｃｏｎｔの電圧変化時に生じるオーバーシュートやアンダーシュートを防止するための抵抗である。抵抗８２の役割は抵抗６１に兼用させることも可能であり、この場合には、抵抗８２及びコンデンサ８３は不要である。但し、抵抗８２及びコンデンサ８３を省略するためには、抵抗６１，６２の抵抗値をより低く設定する必要が生じ、これにより消費電力が増大する。

制御端子Ｖｃｏｎｔの電圧を変化させると、これに対応して接続点Ａの電圧も図９（ｂ）に示すように変化する。したがって、制御端子Ｖｃｏｎｔがハイレベル（例えば１．７Ｖ）である場合に駆動回路２０が動作状態（例えば接続点Ａ＝−０．３Ｖ）となり、制御端子Ｖｃｏｎｔがローレベル（例えば０Ｖ）である場合に駆動回路２０が動作停止状態（例えば接続点Ａ＝−２．０Ｖ）となるよう、抵抗６１，６２，８２の抵抗値を設定すれば、制御端子Ｖｃｏｎｔの電圧変化に連動して、発振動作の開始及び停止を極めて速やかに行うことが可能となる。

また、本実施形態によれば、発振動作の開始及び停止を行うためのスイッチが不要となることから、回路構成をより簡素化することが可能となる。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。

例えば、上記各実施形態においては、駆動回路２０に用いるトランジスタとしてＨＥＭＴ型のトランジスタ２１を用いているが、本発明においてこれは必須ではなく、バイポーラトランジスタなど、他の形式のトランジスタを用いても構わない。

また、上記各実施形態においては、誘電体共振器１１が信号線路２３，２５間に配置されているが、本発明において誘電体共振器１１の配置がこれに限定されるものではなく、例えば、信号線路２３，２５の一方にのみ結合した構成としても構わない。

さらに、第１乃至第３の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路１００，２００，３００ではトランジスタ２１のドレイン２１Ｄ側にスイッチを設け、第４及び第５の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路４００，５００ではトランジスタ２１のゲート２１Ｇ側にスイッチを設けているが、ドレイン２１Ｄ側及びゲート２１Ｇ側の両方にスイッチを設けても構わない。

基本構成を有する誘電体共振器装荷型発振回路１００の回路図である。 間欠動作が可能な誘電体共振器装荷型発振回路２００の回路図である。 本発明の好ましい第１の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路３００の回路図である。 本発明の好ましい第２の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路４００の回路図である。 本発明の好ましい第３の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路５００の回路図である。 本発明の好ましい第４の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路６００の回路図である。 本発明の好ましい第５の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路７００の回路図である。 本発明の好ましい第６の実施形態による誘電体共振器装荷型発振回路８００の回路図である。 （ａ）は制御端子Ｖｃｏｎｔの電圧波形であり、（ｂ）はこれに対応する接続点Ａの電圧波形である。

符号の説明

１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００ 誘電体共振器装荷型発振回路
１１ 誘電体共振器
２０ 駆動回路
２０ａ 駆動回路の出力端
２１ トランジスタ
２１Ｇ ゲート（制御電極）
２１Ｓ ソース
２１Ｄ ドレイン（被制御電極）
２２〜２５ 信号線路
３１ カプラ
３２ コンデンサ
３３ 終端抵抗
４１，５１ チップビーズ
４２，５２，８１，８３ コンデンサ
６０ 分圧回路
６１〜６３，８２ 抵抗
７１〜７４ スイッチ
Ｒｘ 受信側ポート
Ｔｘ 送信側ポート

Claims (3)

1. 誘電体共振器と、前記誘電体共振器に共振電圧を与える駆動回路とを備える誘電体共振器装荷型発振回路であって、
   前記駆動回路は、制御電極と第１及び第２の被制御電極とを有するトランジスタと、該第１の被制御電極に接続された第１の信号線路と、該制御電極に接続された第２の信号線路とを含み、
   前記誘電体共振器は前記第１の信号線路と前記第２の信号線路との間に配置され、
   前記第１の被制御電極の出力は、前記第１の信号線路、前記誘電体共振器、及び前記第２の信号線路を介して前記制御電極に帰還し、
   前記第１の被制御電極は、前記駆動回路が前記共振電圧を生成するために必要な第１の電圧が供給される第１の電源端子及び前記駆動回路に前記共振電圧の生成を停止させるグランド電位が供給される第２の電源端子に接続され、
   前記制御電極は第３の電圧が供給される第３の電源端子に接続され、
   前記第２の被制御電極はグランド電位に接続され、
   前記誘電体共振器装荷型発振回路は、
   前記第１の被制御電極と前記第１の電源端子との間に設けられた第１のスイッチと、
   前記第１の被制御電極と前記第２の電源端子との間に設けられた第２のスイッチと、
   をさらに備え、
   前記第１及び第２のスイッチは排他的に導通することを特徴とする誘電体共振器装荷型発振回路。
2. 前記第１のスイッチから見て前記第１の電源端子側に接続され、前記駆動回路が発生するノイズを除去するためのコンデンサをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の誘電体共振器装荷型発振回路。
3. 請求項１又は２に記載の誘電体共振器装荷型発振回路を用いてキャリア信号を生成し、パルス変調波を生成して出力することを特徴とするレーダー装置。

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