JP4365829B2 - Signal receiving apparatus, signal receiving method, and signal receiving program - Google Patents

Description

本発明は、信号受信装置、信号受信方法および信号受信プログラムに係わり、特にフェージングにより生じる復調誤りを低減することを可能にした信号受信装置、信号受信方法および信号受信プログラムに関する。   The present invention relates to a signal reception device, a signal reception method, and a signal reception program, and more particularly to a signal reception device, a signal reception method, and a signal reception program that can reduce demodulation errors caused by fading.

高速で移動する複数のアンテナを用いて無線信号を受信する場合、各アンテナにはドップラーシフトを受けた複数の信号が多重化して到来するため、到来した信号の受信強度が時間的に変動する、いわゆるフェージングとよばれる現象が発生する。特に、異なった通路長の経路を経た無線信号の干渉によるフェージングはマルチパスフェージングとよばれ、受信強度の変動のみならず、遅延時間の異なる信号の干渉による信号波形の歪をも引き起こす。そのため、このようなフェージングが発生すると、受信信号の復調誤りが頻発することになる。   When receiving a radio signal using a plurality of antennas that move at high speed, a plurality of signals that have undergone Doppler shift arrive at each antenna in a multiplexed manner, so that the reception intensity of the incoming signal varies with time. A phenomenon called fading occurs. In particular, fading due to interference of radio signals passing through paths having different path lengths is called multipath fading, which causes not only fluctuations in received intensity but also distortion of signal waveforms due to interference of signals having different delay times. Therefore, when such fading occurs, demodulation errors of the received signal frequently occur.

この問題を解決するために、例えば、無線信号の送信側と受信側とで既知のパイロット信号の送受信を行い、受信したパイロット信号を用いて、フェージングによる振幅および位相変動を推定し、これを補償する方法が開示されている（例えば、非特許文献１を参照）。しかし、このような方法では、高速移動に対応するためには多くのパイロット信号が必要となり、データ伝送効率を考慮すると現実的ではない、という問題があった。   In order to solve this problem, for example, a known pilot signal is transmitted / received between the transmitting side and the receiving side of a radio signal, and amplitude and phase fluctuations due to fading are estimated using the received pilot signal to compensate for this. (For example, refer nonpatent literature 1). However, such a method has a problem that many pilot signals are required to cope with high-speed movement, and it is not realistic considering the data transmission efficiency.

これに対して、空間的に離れた複数のアンテナで受信された受信信号から、空間補間を行って、フェージングにより生じる受信信号のドップラー広がりを等価的に抑圧する方法が開示されている（例えば、特許文献１を参照）。しかしながら、このような方法により受信信号の復調誤りを低減するためには、特定のアンテナ間隔やアンテナの配置が必要となり、さらに移動速度の正確な把握が必要となるという問題があった。   On the other hand, a method of equivalently suppressing the Doppler spread of the received signal caused by fading by performing spatial interpolation from the received signals received by a plurality of spatially separated antennas (for example, (See Patent Document 1). However, in order to reduce the demodulation error of the received signal by such a method, there is a problem that a specific antenna interval and antenna arrangement are required, and further, it is necessary to accurately grasp the moving speed.

また、ＯＦＤＭ信号による通信用として、高速移動フェージングにより発生したドップラーシフトを受けた受信信号に対して合成ビームパターンのヌルを向ける方法が開示されている（例えば、非特許文献２を参照）。この方法によれば、ヌルサブキャリアに漏れこんだキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）成分を除去するようにアダプティブアンテナの適応アルゴリズムが動作するので、キャリア間干渉によって生じる復調誤りを低減することができる。しかし、この方法では、通常の移動伝搬環境のようにドップラーシフト波が多数存在する場合には、ドップラーシフトの影響を完全に除去するために非常に多くのアンテナが必要となるという問題があった。さらに、各アンテナに到来する到来波の到来方向の角度差が小さいときには、ドップラーシフトの影響を十分に除去することができないという問題があった。
特開２００２‐１５２１０５号公報（３頁、図２） 三瓶誠一：「ディジタルワイヤレス伝送技術」、株式会社ピアソン・エデュケーション（第４章、１３１から１３７頁、図４．２２） Ｓ．Ｈａｒａ，Ａ．Ｎｉｓｈｉｋａｗａ ａｎｄ Ｙ．Ｈａｒａ，“Ａ ｎｏｖｅｌ ＯＦＤＭ ａｄａｐｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ ａｒｒａｙ ｆｏｒ ｄｅｌａｙｅｄ ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｄｏｐｐｌｅｒ−ｓｈｉｆｔｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｓｕｐｐｒｅｓｉｏｎ，” ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ２００１，ｖｏｌ．７，ｐｐ．２３０２−２３０６，Ｊｕｎｅ ２００１ In addition, a method of directing a null of a combined beam pattern to a received signal that has undergone Doppler shift generated by high-speed moving fading is disclosed for communication using an OFDM signal (see, for example, Non-Patent Document 2). According to this method, the adaptive algorithm of the adaptive antenna operates so as to remove the inter-carrier interference (ICI) component leaked into the null subcarrier, so that the demodulation error caused by the inter-carrier interference can be reduced. Can do. However, this method has a problem that a large number of antennas are required to completely eliminate the influence of the Doppler shift when there are many Doppler shift waves as in a normal mobile propagation environment. . Further, when the angle difference between the arrival directions of the incoming waves arriving at the respective antennas is small, there is a problem that the influence of the Doppler shift cannot be sufficiently removed.
Japanese Patent Laid-Open No. 2002-152105 (page 3, FIG. 2) Seiichi Sampei: "Digital Wireless Transmission Technology", Pearson Education Co., Ltd. (Chapter 4, pages 131 to 137, Fig. 4.22) S. Hara, A .; Nishikawa and Y.N. Hara, “A novel OFDM adaptive antenna for delayed signal and Doppler-shifted signal supplementation,” IEEE International Conferencing on Co., Ltd. 7, pp. 2302-2306, June 2001

本発明は、上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、高速移動しながら無線信号を受信する場合でも、フェージングによって生じる受信信号の復調誤りを低減することを可能とする信号受信装置、信号受信方法および信号受信プログラムを提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and makes it possible to reduce demodulation errors of a received signal caused by fading even when a radio signal is received while moving at high speed. It is an object to provide a signal receiving apparatus, a signal receiving method, and a signal receiving program.

上記目的を達成するために、本発明の信号受信装置は、複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出する重み係数算出手段と、前記重み係数算出手段で算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成する合成手段と、前記合成手段で合成された信号を復調する復調手段と、前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換する変換手段とを備え、前記重み係数算出手段は、前記変換手段で得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、あらかじめ定めた範囲内に含まれるように前記重み係数を算出することを特徴とする。   In order to achieve the above object, a signal receiving apparatus according to the present invention includes a plurality of antennas, a weighting factor calculating means for calculating a weighting factor for weighting and combining received signals received by the plurality of antennas, and the weighting factor. Using weighting factors calculated by the calculating means, combining means for weighted combining received signals received by the plurality of antennas, demodulating means for demodulating the signals combined by the combining means, and receiving by the plurality of antennas Conversion means for converting each received signal into a Doppler spectrum, and the weighting factor calculation means has a spectrum spread obtained by weighting and synthesizing the Doppler spectrum obtained by the conversion means within a predetermined range. The weighting factor is calculated so as to be included.

また、本発明の信号受信方法は、複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出し、前記算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成し、前記合成された信号を復調し、前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換し、前記重み係数を算出する場合に、前記受信信号を変換して得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、あらかじめ定めた範囲内に含まれるように前記重み係数を算出することを特徴とする。   The signal reception method of the present invention calculates a weighting factor for weighted synthesis of reception signals received by a plurality of antennas, and uses the calculated weighting factor to calculate reception signals received by the plurality of antennas. Doppler obtained by converting the received signal when performing weighted synthesis, demodulating the synthesized signal, converting received signals received by the plurality of antennas into Doppler spectra, and calculating the weighting factor, respectively The weighting factor is calculated so that a spectrum spread obtained by weighting and combining the spectra is included in a predetermined range.

また、本発明の信号受信プログラムは、コンピュータに、複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出させる機能と、前記算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成させる機能と、前記合成された信号を復調させる機能と、前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換させる機能とを実現させ、前記重み係数を算出させる機能では、前記受信信号を変換して得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、あらかじめ定めた範囲内に含まれるように前記重み係数を算出させることを特徴とする。   In addition, the signal reception program of the present invention uses a function for causing a computer to calculate a weighting factor for weighted synthesis of reception signals received by a plurality of antennas, and the plurality of antennas using the calculated weighting factor. A function of weighting and combining received signals received, a function of demodulating the combined signals, and a function of converting received signals received by the plurality of antennas into Doppler spectra, respectively, and calculating the weighting factor The function is characterized in that the weighting factor is calculated so that a spread of a spectrum obtained by weighted synthesis of a Doppler spectrum obtained by converting the received signal is included in a predetermined range.

本発明によれば、複数のアンテナで受信した受信信号のドップラースペクトル領域でのスペクトルの広がりを抑圧することができるので、フェージングにより生じる受信信号の波形の歪みによる復調誤りを低減することが可能となる。   According to the present invention, it is possible to suppress the spread of spectrum in the Doppler spectrum region of received signals received by a plurality of antennas, so that it is possible to reduce demodulation errors due to waveform distortion of received signals caused by fading. Become.

高速で移動する複数のアンテナで無線信号を受信した場合に生じるフェージングは、受信信号の自己相関をフーリエ変換して得られるドップラースペクトル領域においては、搬送波周波数を中心としたスペクトルの広がりとして現れる。図４は、複数の経路（マルチパス）を経てアンテナに到来する各到来波の到来時間差が小さい一様レイリーフェージング環境下における受信信号のドップラースペクトルの広がりの様子を表している。   Fading that occurs when radio signals are received by a plurality of antennas that move at high speed appears as a spread of the spectrum centering on the carrier frequency in the Doppler spectrum region obtained by Fourier transform of the autocorrelation of the received signal. FIG. 4 shows the spread of the Doppler spectrum of the received signal in a uniform Rayleigh fading environment in which the arrival time difference between the arriving waves arriving at the antenna via a plurality of paths (multipaths) is small.

そこで、本発明に係わる実施形態では、このような受信信号のドップラースペクトル領域でのスペクトルの広がりを低減させることによって、受信信号に対するフェージングの影響を抑圧し、受信信号の波形の歪みによって生じる復調誤りを低減する方法について説明する。より具体的には、複数のアンテナで受信した受信信号のドップラースペクトル領域でのスペクトルの広がりを、あらかじめ定めた一定の範囲内に含まれるように低減させることにより、受信信号の復調誤りを減少させる本発明の実施形態について説明する。   Therefore, in the embodiment according to the present invention, by reducing the spread of the spectrum of the received signal in the Doppler spectrum region, the influence of fading on the received signal is suppressed, and the demodulation error caused by the distortion of the waveform of the received signal. A method for reducing the above will be described. More specifically, the demodulation error of the received signal is reduced by reducing the spread of the spectrum in the Doppler spectrum region of the received signal received by the plurality of antennas so as to be included within a predetermined range. An embodiment of the present invention will be described.

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係わる信号受信装置を示すブロック図である。 (First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a signal receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.

この第１の実施形態に係わる信号受信装置は、無線信号を受信するＮ個のアンテナ１０１１から１０１Ｎと、アンテナ１０１１から１０１Ｎで受信した信号を、後述する重み係数算出部１０８で算出された重み係数を用いて重み付け合成する重み付け合成部１０２と、重み付け合成された信号から、アンテナ１０１１から１０１Nで受信した信号の搬送波周波数のずれを推定する搬送波周波数ずれ推定部１０３と、搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定された搬送波周波数のずれを用いて重み付け合成部１０２で重み付け合成された信号を搬送波周波数に同期させるＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）部１０４と、ＡＦＣ部１０４で搬送波周波数に同期された信号を復調する復調部１０５と、アンテナ１０１１から１０１Nで受信した信号の自己相関を算出する自己相関算出部１０６と、自己相関算出部１０６で算出された受信信号の自己相関をフーリエ変換して、受信信号のドップラースペクトルを算出するフーリエ変換部１０７と、フーリエ変換部１０７で算出されたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、搬送波周波数から搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定されたずれだけ離れた周波数を含む一定の範囲内に含まれるように重み付け合成部１０２で用いる重み係数を算出する重み係数算出部１０８とを備える。   The signal receiving apparatus according to the first embodiment includes N antennas 1011 to 101N that receive radio signals, and weighting factors calculated by a weighting factor calculation unit 108, which will be described later, on signals received by the antennas 1011 to 101N. A weighting / synthesizing unit 102 that performs weighting / synthesizing using signals, a carrier frequency deviation estimating unit 103 that estimates a carrier frequency deviation of signals received by antennas 1011 to 101N from the weighted / synthesized signals, and a carrier frequency deviation estimating unit 103. The AFC (Automatic Frequency Control) unit 104 that synchronizes the signal weighted and synthesized by the weighting and synthesizing unit 102 using the estimated carrier frequency deviation and the carrier frequency, and the AFC unit 104 demodulates the signal synchronized to the carrier frequency. Demodulator 105 and antenna 101 Autocorrelation calculation unit 106 that calculates the autocorrelation of the signal received from 101N to 101N, and the Fourier transform unit that calculates the Doppler spectrum of the reception signal by Fourier transforming the autocorrelation of the reception signal calculated by the autocorrelation calculation unit 106 107 and the spread of the spectrum obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum calculated by the Fourier transform unit 107 are within a certain range including a frequency separated from the carrier frequency by the shift estimated by the carrier frequency shift estimation unit 103. A weighting factor calculating unit 108 for calculating a weighting factor used in the weighting combining unit 102 so as to be included.

なお、ここでアンテナ１０１１から１０１Ｎとして用いるアンテナは、無指向性のものであってもよく、指向性を有するものであってもよい。指向性のアンテナを用いる場合には、例えば、移動体の移動方向に対して前方に指向性のビームが形成されるようにアンテナを配置する。このようにすることで、移動体の移動方向に対して前方以外の方向から到来する信号の影響を低減することができ、ドップラー広がりを小さくすることが可能である。   Here, the antennas used as the antennas 1011 to 101N may be omnidirectional or directional. In the case where a directional antenna is used, for example, the antenna is arranged so that a directional beam is formed forward with respect to the moving direction of the moving body. By doing in this way, the influence of the signal which arrives from directions other than the front with respect to the moving direction of a moving body can be reduced, and it is possible to make Doppler spread small.

また、重み係数算出部１０８は、搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定された搬送波周波数のずれから参照スペクトルを生成する参照スペクトル生成部１０８ａと、参照スペクトル生成部１０８ａで生成された参照スペクトルを用いて重み係数を計算する重み係数計算部１０８ｂとを備える。   In addition, the weighting factor calculation unit 108 uses a reference spectrum generation unit 108a that generates a reference spectrum from a carrier frequency shift estimated by the carrier frequency shift estimation unit 103, and a reference spectrum generated by the reference spectrum generation unit 108a. A weighting factor calculation unit 108b for calculating a weighting factor.

次に図１、図２および図３を用いて、本発明の第１の実施形態に係わる信号受信装置の動作について説明する。なお、図２および図３は、本発明の第１の実施形態に係わる信号受信装置の動作を示すフローチャートである。   Next, the operation of the signal receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 1, FIG. 2, and FIG. 2 and 3 are flowcharts showing the operation of the signal receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.

まず、アンテナ１０１１から１０１Nで受信した信号が復調されるまでの動作について、図２を用いて説明する。   First, an operation until a signal received by the antennas 1011 to 101N is demodulated will be described with reference to FIG.

まず、複数のアンテナ１０１１から１０１Nで無線信号が受信され、受信された信号が重み付け合成部１０２へ送られる（ステップＳ１０１）。   First, radio signals are received by the plurality of antennas 1011 to 101N, and the received signals are sent to the weighting / combining unit 102 (step S101).

重み付け合成部１０２は、各アンテナ１０１１から１０１Nから送信される信号を重み係数算出部１０８で算出された重み係数を用いて重み付け合成する（ステップＳ１０２）。なお、重み係数算出部１０８の動作の詳細については後述するが、重み付け合成部１０２は、重み係数算出部１０８において算出された最新の重み係数を用いて信号の重み付け合成を行うものとする。   The weighting synthesis unit 102 performs weighting synthesis on the signals transmitted from the antennas 1011 to 101N using the weighting coefficient calculated by the weighting coefficient calculation unit 108 (step S102). Although details of the operation of the weighting factor calculation unit 108 will be described later, the weighting synthesis unit 102 performs weighting synthesis of signals using the latest weighting factor calculated by the weighting factor calculation unit 108.

このように重み付け合成部１０２で合成された信号は、次に、搬送波周波数ずれ推定部１０３とＡＦＣ部１０４に送られる。   The signal synthesized by the weighting synthesis unit 102 is then sent to the carrier frequency deviation estimation unit 103 and the AFC unit 104.

搬送波周波数ずれ推定部１０３は、重み付け合成部１０２で合成された信号から、アンテナ１０１１から１０１Nで受信した信号の搬送波周波数のずれを推定する（ステップＳ１０３）。ＡＦＣ部１０４は、搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定された搬送波周波数のずれを補正して、重み付け合成部１０２で合成された信号が搬送波周波数に同期するように、信号の周波数シフトを行う（ステップＳ１０４）。   The carrier frequency deviation estimation unit 103 estimates the carrier frequency deviation of the signals received by the antennas 1011 to 101N from the signal synthesized by the weighting synthesis unit 102 (step S103). The AFC unit 104 corrects the carrier frequency shift estimated by the carrier frequency shift estimation unit 103 and performs a frequency shift of the signal so that the signal synthesized by the weighting synthesis unit 102 is synchronized with the carrier frequency (step). S104).

受信信号の搬送波周波数のずれを推定して、周波数シフトにより搬送波周波数同期を行う方法としては、例えば、受信信号に挿入されている既知信号（プリアンブル）の繰り返し波形部分を抽出して相関処理を行い、相関パルスの位相回転量から計算される周波数偏差を用いて搬送波周波数の補正を行う方法がある。また、受信信号がＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号である場合に、ＯＦＤＭシンボル中にガード区間として繰り返して現れる信号区間から、上記相関処理を行って周波数偏差を求める方法も開示されている（例えば、伊丹誠：「ディジタル放送／移動通信のためのＯＦＤＭ変調技術」、トリケップス、１１０ページ、５．２．２節）。さらに、ＯＦＤＭ信号のサブキャリアのうちのいくつかに既知パターン（パイロットキャリア）を挿入し、この既知パターンの位相回転などから、周波数偏差の影響を補償することも可能である。   As a method of estimating carrier wave frequency deviation of a received signal and performing carrier frequency synchronization by frequency shift, for example, a repetitive waveform portion of a known signal (preamble) inserted in the received signal is extracted and correlation processing is performed. There is a method of correcting the carrier frequency using the frequency deviation calculated from the phase rotation amount of the correlation pulse. In addition, a method is also disclosed in which when the received signal is an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal, a frequency deviation is obtained by performing the above correlation process from a signal section that repeatedly appears as a guard section in the OFDM symbol (for example, Makoto Itami: "OFDM modulation technology for digital broadcasting / mobile communications", Trikes, page 110, section 5.2.2). Furthermore, it is possible to insert a known pattern (pilot carrier) into some of the subcarriers of the OFDM signal and compensate for the influence of the frequency deviation from the phase rotation of the known pattern.

そして、ＡＦＣ部１０４で搬送波周波数同期が行われた信号は、復調部１０５でデータシンボル系列へと復調される（ステップＳ１０５）。   The signal that has been subjected to carrier frequency synchronization in the AFC unit 104 is demodulated into a data symbol sequence by the demodulation unit 105 (step S105).

このように、アンテナ１０１１から１０１Nで受信される信号の搬送波周波数のずれを推定して搬送波周波数同期を行い、同期後の信号を復調することにより、送受信機間の原振（ローカル発振器）の偏差などによって生じる搬送波周波数のずれを補正して、誤りのない復調を行うことが可能になる。   As described above, the deviation of the carrier frequency of the signals received by the antennas 1011 to 101N is estimated, carrier frequency synchronization is performed, and the signal after synchronization is demodulated, thereby deviating the original oscillation (local oscillator) between the transmitter and the receiver. It is possible to perform error-free demodulation by correcting the deviation of the carrier frequency caused by the above.

次に、重み係数算出部１０８における重み係数の算出方法について説明する。重み係数算出部１０８における重み係数の算出は、アンテナ１０１１から１０１Nで受信された信号を重み付け合成部１０２で重み付け合成することにより得られる信号のドップラースペクトルの広がりが、搬送波周波数から搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定されたずれだけ離れた周波数を含む一定の範囲Ｆ_ｔｈに含まれるように行われる。 Next, a method for calculating a weighting factor in the weighting factor calculating unit 108 will be described. The weighting factor calculation unit 108 calculates the weighting factor by calculating the spread of the Doppler spectrum of the signal obtained by weighting and combining signals received by the antennas 1011 to 101N from the carrier frequency to the carrier frequency deviation estimation unit. This is performed so as to be included in a certain range F _th including frequencies separated by the deviation estimated in 103.

以下、図３を用いて、本発明の第１の実施形態に係わる信号受信装置における重み係数算出動作について説明する。   Hereinafter, the operation of calculating the weighting factor in the signal receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

まず、アンテナ１０１１から１０１Nで受信された信号が自己相関部１０６へ送られる。   First, signals received by antennas 1011 to 101N are sent to autocorrelation section 106.

自己相関部１０６は、アンテナ１０１１から１０１Nで受信されたそれぞれの信号の自己相関を算出する（ステップＳ２０１）。ここで、送信信号をｓ（ｔ）、伝搬路応答をｃ（ｔ）、ひとつのアンテナで受信された信号をｒ（ｔ）とすると、各マルチパスを経由して到来する信号の到来時間差が小さい一様レイリーフェージング環境下では、ｒ（ｔ）は、（１）式で表すことができる。

The autocorrelation unit 106 calculates the autocorrelation of each signal received by the antennas 1011 to 101N (step S201). Here, when the transmission signal is s (t), the propagation path response is c (t), and the signal received by one antenna is r (t), the arrival time difference of signals arriving via each multipath is Under a small uniform Rayleigh fading environment, r (t) can be expressed by equation (1).

ここで、アンテナで受信された信号ｒ（ｔ）の自己相関をＲ（τ）と表すと、Ｒ（τ）は、（２）式のように算出することができる。

Here, when the autocorrelation of the signal r (t) received by the antenna is expressed as R (τ), R (τ) can be calculated as in equation (2).

なお、Ｅ［ｆ（ｔ）］は、信号ｆ（ｔ）の集合平均を表し、具体的には、あらかじめ定めた時間長に渡って信号ｆ（ｔ）の時間平均を計算することにより求めることができる。   Note that E [f (t)] represents the collective average of the signal f (t), and specifically obtained by calculating the time average of the signal f (t) over a predetermined time length. Can do.

（２）式において、定包絡線の変調方式（例えば、ＦＭ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎやＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇなど）や、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などの受信サンプル時刻において振幅レベルがひとつしかない変調方式を用いた場合など、Ｅ［｜ｓ（ｔ）｜^２］＝１と仮定できる場合には、（２）式で表される受信信号の自己相関Ｒ（τ）は、（３）式のように算出することが可能となる。

In the equation (2), constant envelope modulation schemes (for example, FM: Frequency Modulation, FSK: Frequency Shift Keying, etc.), BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phet, etc.) When E [| s (t) | ² ] = 1 can be assumed, such as when a modulation scheme having only one amplitude level is used, the autocorrelation R (τ) of the received signal represented by the equation (2) Can be calculated as shown in equation (3).

このようにして自己相関部１０６で算出された受信信号の自己相関Ｒ（τ）は、次に、フーリエ変換部１０７へ送られる。   The autocorrelation R (τ) of the reception signal calculated by the autocorrelation unit 106 in this way is then sent to the Fourier transform unit 107.

フーリエ変換部１０７は、自己相関部１０６で受信信号ごとに算出された自己相関Ｒ（τ）をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）する（ステップＳ２０２）。   The Fourier transform unit 107 performs FFT (Fast Fourier Transform) on the autocorrelation R (τ) calculated for each received signal by the autocorrelation unit 106 (step S202).

ここで、図４に示すように、レイリーフェージング環境下において、受信信号のドップラースペクトルＳ（ｆ）が、搬送波周波数ｆ_ｃを中心とするｆ_ｃ−ｆ_ｄからｆ_ｃ＋ｆ_ｄの範囲に広がっているとすると、受信信号の自己相関Ｒ（τ）とドップラースペクトルＳ（ｆ）との間には（４）式の関係が成り立つ（例えば、非特許文献１を参照）。なお、以下では搬送波周波数はｆ_ｃとして説明するが、受信信号をベースバンド帯域にダウンコンバート（周波数変換）して用いる場合には、搬送波周波数ｆ_ｃは、ｆ_ｃ＝０とおくことができる。

Here, as shown in FIG. 4, in a Rayleigh fading environment, the Doppler spectrum S (f) of the received signal spreads from a range of f _c −f _d centered on the carrier frequency f _c to f _c + f _d. If this is the case, the relationship of equation (4) is established between the autocorrelation R (τ) of the received signal and the Doppler spectrum S (f) (see, for example, Non-Patent Document 1). In the following description, the carrier frequency is assumed to be f _c , but when the received signal is used after being down-converted (frequency converted) to the baseband band, the carrier frequency f _c can be set to f _c = 0.

したがって、自己相関Ｒ（τ）と、受信信号のドップラースペクトルＳ（ｆ）との間には、（５）式の関係が成り立つので、自己相関部１０６で算出された受信信号の自己相関をフーリエ変換することにより、受信信号のドップラースペクトルを得ることができる。

Therefore, since the relationship of the formula (5) is established between the autocorrelation R (τ) and the Doppler spectrum S (f) of the received signal, the autocorrelation of the received signal calculated by the autocorrelation unit 106 is Fourier transformed. By converting, the Doppler spectrum of the received signal can be obtained.

なお、（５）式における無限積分は、実際には、あらかじめ定めた複数の時間のサンプルを用いたフーリエ積分によって算出することができる。このとき、時間分解能τは、Ｓ（ｆ）の周波数分解能Ｆ_ｒｅｓの逆数となる。 Note that the infinite integration in equation (5) can actually be calculated by Fourier integration using a plurality of predetermined time samples. At this time, the time resolution τ is the reciprocal of the frequency resolution F _res of S (f).

このようにフーリエ変換部１０７で得られた受信信号ごとのドップラースペクトルは、次に重み係数算出部１０８へと送られる。   Thus, the Doppler spectrum for each received signal obtained by the Fourier transform unit 107 is then sent to the weighting factor calculation unit 108.

重み係数算出部１０８は、フーリエ変換部１０７から送られた受信信号のドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、搬送波周波数から搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定されたずれだけ離れた周波数を含む一定の範囲内に含まれるように重み係数を算出する。   The weight coefficient calculation unit 108 is a frequency in which the spread of the spectrum obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum of the received signal sent from the Fourier transform unit 107 is separated from the carrier frequency by the shift estimated by the carrier frequency shift estimation unit 103. The weighting coefficient is calculated so as to be included in a certain range including.

具体的には、まず、参照スペクトル生成部１０８ａが、搬送波周波数ｆ_ｃから搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定されたずれ（Δｆ）だけ離れた周波数を中心として、一定の範囲に広がりを有するスペクトルを参照スペクトルＳ_ｒｅｆ（ｆ）として生成する（ステップＳ２０３）。図５は、参照スペクトルの例であり、周波数ｆ_ｃ＋Δｆを中心として、スペクトルの広がりがＦ_ｔｈである矩形スペクトルを表している。この場合の参照スペクトルＳ_ｒｅｆ（ｆ）は、（６）式のように表すことができる。

Specifically, first, the reference spectrum generating unit 108a is, as the center frequencies separated by the estimated shift in the carrier frequency deviation estimating section 103 from the carrier frequency f _c (Δf), the spectrum having a spread within a predetermined range A reference spectrum S _ref (f) is generated (step S203). FIG. 5 is an example of a reference spectrum, and represents a rectangular spectrum whose spectrum spread is F _th around the frequency f _c + Δf. The reference spectrum S _ref (f) in this case can be expressed as in equation (6).

ここで、Ｓ_{ｃｏｎｓｔ}は、定数であり、例えば、１とすればよい。 Here, S _const is a constant and may be set to 1, for example.

また、参照スペクトルの形状は、矩形でなくてもよく、例えば、ロールオフ型やガウスフィルタ型であってもよい。   Further, the shape of the reference spectrum may not be a rectangle, and may be, for example, a roll-off type or a Gaussian filter type.

ここで、スペクトルの広がりＦ_ｔｈは、例えば、受信した信号のサブキャリアの周波数間隔やサブキャリアの数、あるいは、受信信号を復調する際の誤り訂正能力などに基づいて定めればよい。具体的には、例えば、本発明の実施形態に係わる信号受信装置に真の搬送波周波数からずれた搬送波周波数で到来する信号を受信させ、その受信信号を復調したときの搬送波周波数のずれとシンボル誤り率との関係を、図６に示すように、あらかじめ調べておく。そして、受信信号装置が利用される状況に応じて定まるシンボル誤り率の許容量から、上述したスペクトルの広がりＦ_ｔｈを定めるようにすればよい。 Here, the spectrum spread F _th may be determined based on, for example, the frequency interval of the subcarriers of the received signal, the number of subcarriers, or the error correction capability when demodulating the received signal. Specifically, for example, the signal receiving apparatus according to the embodiment of the present invention receives a signal arriving at a carrier frequency shifted from the true carrier frequency, and the carrier frequency shift and symbol error when the received signal is demodulated. The relationship with the rate is examined in advance as shown in FIG. Then, the spectrum spread _Fth described above may be determined from the allowable amount of symbol error rate determined according to the situation in which the received signal apparatus is used.

次に、重み係数計算部１０８ｂは、参照スペクトル生成部１０８ａで生成された参照スペクトルを用いて重み係数を計算する（ステップＳ２０４）。重み係数は、フーリエ変換部１０７から出力される受信信号ごとのドップラースペクトルＳ_ｉ（ｆ）（ｉ＝１，．．．，Ｎ）の重み付け和Ｓ_ｏｂｊ（ｆ）と、参照スペクトル生成部１０８ａで生成された参照スペクトルＳ_ｒｅｆ（ｆ）との間の誤差が小さくなるように定める。なお、Ｓ_ｏｂｊ（ｆ）は、（７）式のように求められる。

Next, the weighting factor calculation unit 108b calculates a weighting factor using the reference spectrum generated by the reference spectrum generation unit 108a (step S204). The weighting coefficient is calculated by the weighted sum S _obj (f) of the Doppler spectrum S _i (f) (i = 1,..., N) for each received signal output from the Fourier transform unit 107 and the reference spectrum generation unit 108a. It is determined so that the error between the generated reference spectrum S _ref (f) is small. Note that S _obj (f) is obtained as shown in Equation (7).

また、重み係数ベクトルＷは、（８）式のように表されるものとする。

In addition, the weight coefficient vector W is expressed as shown in Equation (8).

具体的には、重み係数計算部１０８ｂは、（９）式で定まる評価関数ＪをＷで偏微分した値が０となるように重み係数ベクトルＷを求め、重み付け合成されたドップラースペクトルＳ_ｏｂｊ（ｆ）と参照スペクトルＳ_ｒｅｆ（ｆ）との間の誤差を最小化する重み係数を求める。

Specifically, the weighting factor calculation unit 108b obtains a weighting factor vector W such that a value obtained by partial differentiation of the evaluation function J determined by the equation (9) with respect to W is 0, and the weighted and synthesized Doppler spectrum S _obj ( _Find a weighting factor that minimizes the error between f) and the reference spectrum S _ref (f).

ここで、評価関数Ｊの集合平均Ｅ［・］は、周波数分解能Ｆ_ｒｅｓごとに得られた周波数サンプルに対する平均を計算することにより求めることができる。また、誤差最小化アルゴリズムには、最急降下法やｃｌｏｓｅｄ−ｆｏｒｍ型の適応アルゴリズムなどを用いることができる。 Here, the set average E [•] of the evaluation function J can be obtained by calculating an average of frequency samples obtained for each frequency resolution F _res . As the error minimization algorithm, a steepest descent method, a closed-form type adaptive algorithm, or the like can be used.

そして、このようにして重み係数計算部１０８ｂで計算された重み係数は、重み付け合成部１０２に送られ、重み付け合成部１０２で新たな受信信号に対する重み付け合成に用いられる。   Then, the weighting coefficient calculated by the weighting coefficient calculation unit 108b in this way is sent to the weighting synthesis unit 102, and is used for weighting synthesis for a new received signal by the weighting synthesis unit 102.

このように、（９）式で定まる評価関数Ｊを最小化する重み係数を求め、その重み係数を用いて重み付け合成部１０２で受信信号の重み付け合成をすることにより、アンテナ１０１１から１０１Nで受信した受信信号のドップラースペクトルの広がりを、搬送波周波数から搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定されたずれだけ離れた周波数（ｆ_ｃ＋Δｆ）を中心とする一定の範囲（Ｆ_ｔｈ）内に抑えることが可能になり、フェージングの影響を抑圧することができる。そして、このようにして算出された重み係数を用いて重み付け合成部１０２で重み付け合成を行い、重み付け合成された信号を復調することで、復調誤りの低減を実現することができる。 As described above, the weighting coefficient that minimizes the evaluation function J determined by the equation (9) is obtained, and the weighting synthesis unit 102 uses the weighting coefficient to perform weighted synthesis of the received signal, thereby receiving the signals from the antennas 1011 to 101N. The spread of the Doppler spectrum of the received signal can be suppressed within a certain range (F _th ) centered on the frequency (f _c + Δf) that is separated from the carrier frequency by the deviation estimated by the carrier frequency deviation estimation unit 103. Thus, the influence of fading can be suppressed. Then, weighting synthesis is performed by the weighting / synthesizing unit 102 using the weighting coefficient calculated in this way, and demodulation of the demodulation error can be reduced by demodulating the weighted / synthesized signal.

このように、第１の実施形態に係わる信号受信装置によれば、受信信号のドップラースペクトル領域でのスペクトルの広がりを低減させることにより、受信信号に対するフェージングの影響を抑圧することができるので、フェージングよって生じる復調誤りを低減することが可能となる。   As described above, according to the signal receiving apparatus according to the first embodiment, the influence of fading on the received signal can be suppressed by reducing the spectrum spread in the Doppler spectrum region of the received signal. Therefore, it is possible to reduce the demodulation error that occurs.

なお、上述した実施形態では、まず、自己相関部１０６で、アンテナ１０１１から１０１Nで受信した信号の自己相関を求めてから、フーリエ変換部１０７でフーリエ変換を行っていたが、図７に示すように、自己相関とフーリエ変換の順序を逆としてもよい。これは図８に示すような信号の性質によるものであり、受信信号をフーリエ変換した後の信号を自己相関することによっても、受信信号のドップラースペクトルを得られることによる。   In the above-described embodiment, the autocorrelation unit 106 first obtains the autocorrelation of the signals received by the antennas 1011 to 101N, and then the Fourier transform unit 107 performs the Fourier transform. As shown in FIG. In addition, the order of autocorrelation and Fourier transform may be reversed. This is due to the nature of the signal as shown in FIG. 8, and the Doppler spectrum of the received signal can also be obtained by autocorrelating the signal after the Fourier transform of the received signal.

また、上述した実施形態では、参照スペクトル生成部１０８ａで生成される参照スペクトルを（６）式のようにしたが、例えば、（１０）式のように、周波数ｆ_ｃ＋ΔｆからＦ_ｔｈの範囲内では、受信信号のドップラースペクトルをそのまま用い、周波数ｆ_ｃ＋ΔｆからＦ_ｔｈ以上離れた周波数では、スペクトルを「０」とするようにしてもよい。

Further, in the above-described embodiment, the reference spectrum generated by the reference spectrum generation unit 108a is expressed by the equation (6). For example, as in the equation (10), the frequency is within the range from the frequency f _c + Δf to F _th . Then, the Doppler spectrum of the received signal may be used as it is, and the spectrum may be set to “0” at a frequency separated from the frequency f _c + Δf by F _th or more.

このようにすることで、重み係数計算部１０８ｂでは、周波数ｆ_ｃ＋ΔｆからＦ_ｔｈ以上離れた周波数で、ドップラースペクトルを「０」にするような重み係数を求めることになり、上述したような適応アルゴリズムの拘束条件が緩くなるため、最適解への収束が早くなることが期待できる。 In this way, the weighting factor calculation unit 108b obtains a weighting factor that makes the Doppler spectrum “0” at a frequency that is more than _Fth away from the frequency f _c + Δf. Since the constraints of the algorithm are relaxed, it can be expected that convergence to the optimal solution will be accelerated.

また、上述した実施形態では、搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定された受信信号の搬送波周波数からのずれを用いて参照スペクトルを生成していたが、例えば、受信信号の搬送波周波数からのずれが小さい場合などには、搬送波周波数ずれ推定部１０３で推定されたずれを用いて参照スペクトルを生成することを行わず、図９に示すように、あらかじめ搬送波周波数ｆ_ｃを中心として一定の範囲に広がりを有するスペクトルを参照スペクトルとして生成して記憶部１０８ｃに記憶しておき、これを用いて重み係数を算出するようにしてもよい。さらに、この場合、搬送波周波数ずれ推定部１０３、および、ＡＦＣ部１０４を用いずに、重み付け合成部１０２で合成された信号を、直接、復調部１０５へ入力するようにしてもよい。 In the above-described embodiment, the reference spectrum is generated using the deviation of the received signal from the carrier frequency estimated by the carrier frequency deviation estimating unit 103. For example, the deviation of the received signal from the carrier frequency is small. the a case, without generating a reference spectrum using the shift estimated by the carrier frequency deviation estimation unit 103, as shown in FIG. 9, the spread within a predetermined range around a previously carrier frequency f _c It is also possible to generate a spectrum having the reference spectrum and store it in the storage unit 108c, and calculate the weighting coefficient using this. Further, in this case, the signal synthesized by the weighting synthesis unit 102 may be directly input to the demodulation unit 105 without using the carrier frequency deviation estimation unit 103 and the AFC unit 104.

なお、この信号受信装置は、例えば、汎用のコンピュータ装置を基本ハードウェアとして用いることでも実現することが可能である。すなわち、重み付け合成部１０２、搬送波周波数ずれ推定部１０３、ＡＦＣ部１０４、復調部１０５、自己相関部１０６、フーリエ変換部１０７および重み係数算出部１０８は、上記のコンピュータ装置に搭載されたプロセッサにプログラムを実行させることにより実現することができる。このとき、信号受信装置は、上記のプログラムをコンピュータ装置にあらかじめインストールすることで実現してもよいし、ＣＤ−ＲＯＭなどの記憶媒体に記憶して、あるいはネットワークを介して上記のプログラムを配布して、このプログラムをコンピュータ装置に適宜インストールすることで実現してもよい。   This signal receiving device can also be realized by using, for example, a general-purpose computer device as basic hardware. That is, the weighting synthesis unit 102, the carrier frequency deviation estimation unit 103, the AFC unit 104, the demodulation unit 105, the autocorrelation unit 106, the Fourier transform unit 107, and the weighting factor calculation unit 108 are programmed into a processor mounted on the computer device. This can be realized by executing. At this time, the signal receiving device may be realized by installing the above program in a computer device in advance, or may be stored in a storage medium such as a CD-ROM or distributed through the network. Thus, this program may be realized by appropriately installing it in a computer device.

（第２の実施形態）
上述した第１の実施形態では、図４に示すような、複数の経路（マルチパス）を経てアンテナに到来する各到来波の到来時間差が小さい一様レイリーフェージング環境下において、受信信号の重み付け合成によって、受信信号のドップラースペクトル領域でのスペクトルの広がりを低減させる実施の形態について説明した。 (Second Embodiment)
In the first embodiment described above, weighted synthesis of received signals is performed in a uniform Rayleigh fading environment in which the arrival time differences of the arriving waves arriving at the antenna via a plurality of paths (multipaths) are small as shown in FIG. As described above, the embodiment for reducing the spread of the spectrum in the Doppler spectrum region of the received signal has been described.

ここで、アンテナの指向性や、アンテナが搭載された移動体の周辺環境、あるいは、送信局との位置関係によっては、受信信号のドップラースペクトルは、図４に示すような搬送波周波数を中心とした広がりとはならず、図１０に示すように、周波数軸上で偏りを持つ広がりとなる場合も多い。   Here, depending on the directivity of the antenna, the surrounding environment of the mobile body on which the antenna is mounted, or the positional relationship with the transmitting station, the Doppler spectrum of the received signal is centered on the carrier frequency as shown in FIG. In many cases, it does not spread, but has a spread on the frequency axis as shown in FIG.

そこで第２の実施形態では、ドップラースペクトルがこのような偏りを持つ広がりを有する場合に好適な本発明に係わる信号受信装置の実施の形態について説明する。   Therefore, in the second embodiment, an embodiment of a signal receiving apparatus according to the present invention, which is suitable when the Doppler spectrum has such a spread with a bias, will be described.

図１１は、本発明の第２の実施形態に係わる信号受信装置を示すブロック図である。   FIG. 11 is a block diagram showing a signal receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention.

この第２の実施形態に係わる信号受信装置は、無線信号を受信するＮ個のアンテナ２０１１〜２０１Ｎと、アンテナ２０１１〜２０１Ｎで受信した信号を、後述する重み係数算出部２０８で算出された重み係数を用いて重み付け合成する重み付け合成部２０２と、重み付け合成された信号から、アンテナ２０１１〜２０１Ｎで受信した信号の搬送波周波数のずれを推定する搬送波周波数ずれ推定部２０３と、搬送波周波数ずれ推定部２０３で推定された搬送波周波数のずれを用いて重み付け合成部２０２で重み付け合成された信号を搬送波周波数に同期させるＡＦＣ部２０４と、ＡＦＣ部２０４で搬送波周波数に同期された信号を復調する復調部２０５と、アンテナ２０１１〜２０１Ｎで受信した信号の自己相関を算出する自己相関算出部２０６と、自己相関算出部２０６で算出された受信信号の自己相関をフーリエ変換して、受信信号のドップラースペクトルを算出するフーリエ変換部２０７と、フーリエ変換部２０７で算出されたドップラースペクトルから重み付け合成部２０２で用いる重み係数を算出する重み係数算出部２０８とを備える。   The signal receiving apparatus according to the second embodiment includes N antennas 2011 to 201N that receive radio signals and signals received by the antennas 2011 to 201N that are calculated by a weighting factor calculation unit 208 described later. A weighting / synthesizing unit 202 that performs weighting / synthesizing using a signal, a carrier frequency deviation estimating unit 203 that estimates a carrier frequency deviation of signals received by the antennas 2011 to 201N from the weighted / synthesized signal, and a carrier frequency deviation estimating unit 203. An AFC unit 204 for synchronizing the signal weighted and synthesized by the weighting and synthesizing unit 202 using the estimated carrier frequency shift to the carrier frequency; a demodulating unit 205 for demodulating the signal synchronized to the carrier frequency by the AFC unit 204; Autocorrelation calculation unit 2 that calculates autocorrelation of signals received by antennas 2011 to 201N 6 and a Fourier transform unit 207 for calculating the Doppler spectrum of the received signal by Fourier transforming the autocorrelation of the received signal calculated by the autocorrelation calculating unit 206, and a weighted synthesis from the Doppler spectrum calculated by the Fourier transform unit 207. A weighting factor calculating unit 208 that calculates a weighting factor used in the unit 202.

また、重み係数算出部２０８は、フーリエ変換部２０７から送られるドップラースペクトルから、参照スペクトルの中心周波数を定める周波数掃引部２０８ａと、周波数掃引部２０８ａで定められた中心周波数から参照スペクトルを生成する参照スペクトル生成部２０８ｂと、参照スペクトル生成部２０８ｂで生成された参照スペクトルを用いて重み係数を計算する重み係数計算部２０８ｃとを備える。   Further, the weight coefficient calculation unit 208 generates a reference spectrum from the Doppler spectrum sent from the Fourier transform unit 207 and a frequency sweep unit 208a that determines the center frequency of the reference spectrum and a center frequency that is determined by the frequency sweep unit 208a. A spectrum generation unit 208b and a weight coefficient calculation unit 208c that calculates a weight coefficient using the reference spectrum generated by the reference spectrum generation unit 208b are provided.

すなわち、上述した第１の実施形態とは、重み係数算出部２０８の構成が異なる。そこで、重み係数算出部２０８以外の部分（アンテナ２０１１から２０１N、重み付け合成部２０２、搬送波周波数ずれ推定部２０３、ＡＦＣ部２０４、復調部２０５、自己相関部２０６、フーリエ変換部２０７）についての詳細な説明は省略する。   That is, the configuration of the weight coefficient calculation unit 208 is different from that of the first embodiment described above. Therefore, the details of the parts other than the weight coefficient calculation unit 208 (antennas 2011 to 201N, weighting synthesis unit 202, carrier frequency deviation estimation unit 203, AFC unit 204, demodulation unit 205, autocorrelation unit 206, Fourier transform unit 207). Description is omitted.

フーリエ変換部２０７でドップラースペクトルへ変換された受信信号は、重み係数算出部２０８の周波数掃引部２０８ａへと送られ、参照スペクトルの中心周波数が決定される。具体的には、フーリエ変換部２０７から入力されるドップラースペクトルを、それぞれ、あらかじめ定めた周波数幅（例えば、Ｆ_ｔｈ）を有する窓関数と掛け合わせ、そのスペクトルの積分値を求める。このようにして得られた積分値は、上述した窓関数でドップラースペクトルをフィルタリングした場合のスペクトルの電力（エネルギー）値を表すので、その値が最大となる周波数を、周波数掃引を行って求める。なお、このようにして求められた周波数は、各アンテナで受信された受信信号ごとに異なるが、例えば、アンテナ間で上記電力値が最大となるアンテナにおける周波数を、参照スペクトルの中心周波数ｆ_ｃｎｔとして決定すればよい。あるいは、すべてのアンテナの受信信号から得られる周波数を平均したものを中心周波数ｆ_ｃｎｔとして決定してもよい。そしてこのようにして求められた、周波数掃引後の中心周波数ｆ_ｃｎｔは、次に、参照スペクトル生成部２０８ｂに送られる。 The received signal converted into the Doppler spectrum by the Fourier transform unit 207 is sent to the frequency sweep unit 208a of the weight coefficient calculation unit 208, and the center frequency of the reference spectrum is determined. Specifically, the Doppler spectrum input from the Fourier transform unit 207 is multiplied by a window function having a predetermined frequency width (for example, F _th ), and the integral value of the spectrum is obtained. The integral value obtained in this way represents the power (energy) value of the spectrum when the Doppler spectrum is filtered with the window function described above, and the frequency at which the value is maximized is obtained by frequency sweeping. The frequency obtained in this way differs for each received signal received by each antenna. For example, the frequency at the antenna having the maximum power value between the antennas is set as the center frequency f _cnt of the reference spectrum. Just decide. Or you may determine what averaged the frequency obtained from the received signal of all the antennas as the center frequency _fcnt . Then, the center frequency f _cnt after the frequency sweep obtained in this way is sent to the reference spectrum generation unit 208b.

参照スペクトル生成部２０８ｂは、周波数掃引部２０８ａから送られた中心周波数ｆ_ｃｎｔを用いて、その周波数を中心として一定の範囲に広がりを有するスペクトルを参照スペクトルとして生成する。参照スペクトルの形状は、上述した第１の実施形態の場合と同様に、ｆ_ｃｎｔを中心とする矩形スペクトルであってもよく、ロールオフ型であってもよく、ガウスフィルタ型であってもよい。 The reference spectrum generation unit 208b uses the center frequency f _cnt sent from the frequency sweep unit 208a to generate a spectrum having a spread in a certain range around the frequency as a reference spectrum. The shape of the reference spectrum may be a rectangular spectrum centered on _fcnt , may be a roll-off type, or may be a Gaussian filter type, as in the case of the first embodiment described above. .

そして、重み係数計算部２０８ｃは、参照スペクトル生成部２０８ｂで生成された参照スペクトルとフーリエ変換部２０７で得られたドップラースペクトルを重み付け合成したスペクトルとの間の誤差が最小となるように、重み係数を定める。重み係数の計算方法は、上述した第１の実施形態の場合と同様であるので、ここでは省略する。   Then, the weighting factor calculation unit 208c is configured to minimize the error between the reference spectrum generated by the reference spectrum generation unit 208b and the spectrum obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum obtained by the Fourier transform unit 207. Determine. Since the calculation method of the weighting coefficient is the same as that in the first embodiment described above, a description thereof is omitted here.

このように、本発明の第２の実施形態に係わる信号受信装置によれば、アンテナの指向性や、移動体の周辺環境、あるいは、送信局との位置関係によって、ドップラースペクトルが、図１０に示すように周波数軸上で偏りをもつような場合にも、多重ドップラーシフト波のうち多くの電力（エネルギー）をとりこむように周波数掃引を行って参照スペクトルの中心周波数を決定することができる。その結果、受信誤りに寄与するドップラーシフト波をなるべく少なくするように窓関数を設定し、窓関数の外のドップラーシフト成分を除去するように重み係数を決定することが可能になるので、ドップラースペクトルの広がりに偏りがある場合にも、そのドップラー広がりの影響を低減し、復調誤りを抑えることが可能になる。   Thus, according to the signal receiving apparatus according to the second embodiment of the present invention, the Doppler spectrum is shown in FIG. 10 depending on the directivity of the antenna, the surrounding environment of the moving object, or the positional relationship with the transmitting station. As shown, even when there is a deviation on the frequency axis, the center frequency of the reference spectrum can be determined by performing a frequency sweep so as to capture a lot of power (energy) in the multiple Doppler shift wave. As a result, it is possible to set the window function so as to minimize the Doppler shift wave that contributes to the reception error and to determine the weighting factor so as to remove the Doppler shift component outside the window function. Even if there is a bias in the spread, the influence of the Doppler spread can be reduced and demodulation errors can be suppressed.

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

本発明の第１の実施形態に係わる信号受信装置の構成を示すブロック図。1 is a block diagram showing a configuration of a signal receiving apparatus according to a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態の受信信号の復調に係わる動作を示すフローチャート。3 is a flowchart showing an operation related to demodulation of a received signal according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施形態の重み係数算出に係わる動作を示すフローチャート。6 is a flowchart illustrating an operation related to weighting factor calculation according to the first embodiment of this invention. レイリーフェージング環境下における受信信号のドップラースペクトルを示す図。The figure which shows the Doppler spectrum of the received signal in a Rayleigh fading environment. 本発明の第１の実施形態の参照スペクトルの一例を示す図。The figure which shows an example of the reference spectrum of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態の参照スペクトルの幅の決定方法の一例を示す図。The figure which shows an example of the determination method of the width | variety of the reference spectrum of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態の変形例に係わる信号受信装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the signal receiver concerning the modification of the 1st Embodiment of this invention. 受信信号とドップラースペクトルとの間の関係を示す図。The figure which shows the relationship between a received signal and a Doppler spectrum. 本発明の第１の実施形態の変形例に係わる信号受信装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the signal receiver concerning the modification of the 1st Embodiment of this invention. フェージングによって生じるドップラースペクトルの広がりの一例を示す図。The figure which shows an example of the breadth of the Doppler spectrum produced by fading. 本発明の第２の実施形態に係わる信号受信装置の構成を示すブロック図。The block diagram which shows the structure of the signal receiver concerning the 2nd Embodiment of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１０１１〜１０１Ｎ、２０１１〜２０１Ｎ・・・アンテナ
１０２、２０２・・・重み付け合成部
１０３、２０３・・・搬送波周波数ずれ推定部
１０４、２０４・・・ＡＦＣ部
１０５、２０５・・・復調部
１０６、２０６・・・自己相関部
１０７、２０７・・・フーリエ変換部
１０８、２０８・・・重み係数算出部
１０８ａ、２０８ｂ・・・参照スペクトル生成部
１０８ｂ、２０８ｃ・・・重み係数計算部
１０８ｃ・・・記憶部
２０８ｃ・・・周波数掃引部 1011 to 101N, 2011 to 201N... Antennas 102 and 202... Weighting combining sections 103 and 203... Carrier frequency deviation estimation sections 104 and 204... AFC sections 105 and 205. ... Autocorrelation units 107, 207 ... Fourier transform units 108, 208 ... Weight coefficient calculation units 108a, 208b ... Reference spectrum generation units 108b, 208c ... Weight coefficient calculation units 108c ... Memory Part 208c... Frequency sweeping part

Claims (12)

複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出する重み係数算出手段と、
前記重み係数算出手段で算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成する合成手段と、
前記合成手段で合成された信号を復調する復調手段と、
前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換する変換手段とを備え、
前記重み係数算出手段は、前記変換手段で得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、あらかじめ定めた周波数を中心とする一定の範囲内に含まれるように前記重み係数を算出する
ことを特徴とする信号受信装置。 Multiple antennas,
Weighting factor calculating means for calculating a weighting factor for weighting and combining received signals received by the plurality of antennas;
Combining means for weighted combining received signals received by the plurality of antennas using the weighting coefficient calculated by the weighting coefficient calculating means;
Demodulation means for demodulating the signal synthesized by the synthesis means;
Conversion means for converting each received signal received by the plurality of antennas into a Doppler spectrum,
The weighting factor calculating means calculates the weighting factor so that a spectrum spread obtained by weighting and synthesizing the Doppler spectrum obtained by the converting means is included in a certain range centered on a predetermined frequency. A signal receiver characterized by: 複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出する重み係数算出手段と、
前記重み係数算出手段で算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成する合成手段と、
前記合成手段で合成された信号を復調する復調手段と、
前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換する変換手段とを備え、
前記重み係数算出手段は、前記変換手段で得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルと、あらかじめ定めた周波数を中心とする一定の範囲に広がりを有する参照スペクトルとの間の誤差が最小となるように前記重み係数を算出する
ことを特徴とする信号受信装置。 Multiple antennas,
Weighting factor calculating means for calculating a weighting factor for weighting and combining received signals received by the plurality of antennas;
Combining means for weighted combining received signals received by the plurality of antennas using the weighting coefficient calculated by the weighting coefficient calculating means;
Demodulation means for demodulating the signal synthesized by the synthesis means;
Conversion means for converting each received signal received by the plurality of antennas into a Doppler spectrum,
The weighting factor calculating means minimizes an error between a spectrum obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum obtained by the converting means and a reference spectrum having a spread in a certain range centered on a predetermined frequency. The weighting coefficient is calculated so that: 前記参照スペクトルの形状が、矩形スペクトル、ロールオフ型スペクトル、もしくは、ガウスフィルタ型スペクトルのいずれかであることを特徴とする請求項２に記載の信号受信装置。   The signal receiving apparatus according to claim 2, wherein the shape of the reference spectrum is any one of a rectangular spectrum, a roll-off spectrum, and a Gaussian filter spectrum. 前記合成手段で合成された信号から前記受信信号の搬送波周波数のずれを推定する推定手段と、
前記推定された搬送波周波数のずれを用いて前記合成手段で合成された信号を搬送波周波数に同期させる同期手段とをさらに備え、
前記復調手段は、前記同期手段で搬送波周波数に同期された信号を復調する
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の信号受信装置。 Estimating means for estimating a shift in carrier frequency of the received signal from the signal synthesized by the synthesizing means;
Synchronization means for synchronizing the signal synthesized by the synthesizing means to the carrier frequency using the estimated carrier frequency shift,
The signal receiving apparatus according to claim 1, wherein the demodulating unit demodulates a signal synchronized with a carrier frequency by the synchronizing unit. 前記合成手段で合成された信号から前記受信信号の搬送波周波数のずれを推定する推定手段と、
前記推定された搬送波周波数のずれを用いて前記合成手段で合成された信号を搬送波周波数に同期させる同期手段とをさらに備え、
前記復調手段は、前記同期手段で搬送波周波数に同期された信号を復調し、
前記重み係数算出手段は、前記変換手段で得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、搬送波周波数から前記推定手段で推定されたずれだけ離れた周波数を含む一定の範囲内に含まれるように前記重み係数を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の信号受信装置。 Estimating means for estimating a shift in carrier frequency of the received signal from the signal synthesized by the synthesizing means;
Synchronization means for synchronizing the signal synthesized by the synthesizing means to the carrier frequency using the estimated carrier frequency shift,
The demodulating means demodulates the signal synchronized with the carrier frequency by the synchronizing means,
The weighting factor calculating means has a spectrum spread obtained by weighting and synthesizing the Doppler spectrum obtained by the converting means within a certain range including a frequency separated from a carrier frequency by a deviation estimated by the estimating means. The signal receiving apparatus according to claim 1, wherein the weighting coefficient is calculated so as to be included. 前記重み係数算出手段は、前記変換手段で得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルと、搬送波周波数から前記推定手段で推定されたずれだけ離れた周波数を含む一定の範囲に広がりを有する参照スペクトルとの間の誤差が最小となるように前記重み係数を算出することを特徴とする請求項５に記載の信号受信装置   The weighting factor calculating means has a spread in a certain range including a spectrum obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum obtained by the converting means and a frequency separated from the carrier frequency by the deviation estimated by the estimating means. 6. The signal receiving apparatus according to claim 5, wherein the weighting factor is calculated so that an error between the reference spectrum and the reference spectrum is minimized. 複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出する重み係数算出手段と、
前記重み係数算出手段で算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成する合成手段と、
前記合成手段で合成された信号を復調する復調手段と、
前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換する変換手段とを備え、
前記重み係数算出手段は、前記変換手段で得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、前記変換手段で得られたドップラースペクトルから周波数掃引を行って得た周波数を含む一定の範囲内に含まれるように前記重み係数を算出する
ことを特徴とする信号受信装置。 Multiple antennas,
Weighting factor calculating means for calculating a weighting factor for weighting and combining received signals received by the plurality of antennas;
Combining means for weighted combining received signals received by the plurality of antennas using the weighting coefficient calculated by the weighting coefficient calculating means;
Demodulation means for demodulating the signal synthesized by the synthesis means;
Conversion means for converting each received signal received by the plurality of antennas into a Doppler spectrum,
The weighting factor calculating means is a constant in which a spectrum spread obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum obtained by the converting means includes a frequency obtained by performing a frequency sweep from the Doppler spectrum obtained by the converting means. The signal receiving apparatus, wherein the weighting coefficient is calculated so as to be included in a range. 複数のアンテナと、
前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出する重み係数算出手段と、
前記重み係数算出手段で算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成する合成手段と、
前記合成手段で合成された信号を復調する復調手段と、
前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換する変換手段とを備え、
前記重み係数算出手段は、前記変換手段で得られたドップラースペクトルごとに、それらのドップラースペクトルと、あらかじめ定めた周波数幅を有する窓関数との積を周波数掃引して得られる値が最大となる周波数を求め、それらの周波数からひとつの周波数を得、その得られた周波数を中心とする一定の範囲に広がりを有する参照スペクトルと前記ドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルとの間の誤差が最小となるように前記重み係数を算出することを特徴とする信号受信装置。 Multiple antennas,
Weighting factor calculating means for calculating a weighting factor for weighting and combining received signals received by the plurality of antennas;
Combining means for weighted combining received signals received by the plurality of antennas using the weighting coefficient calculated by the weighting coefficient calculating means;
Demodulation means for demodulating the signal synthesized by the synthesis means;
Conversion means for converting each received signal received by the plurality of antennas into a Doppler spectrum,
For each Doppler spectrum obtained by the conversion means, the weighting factor calculation means has a frequency at which the value obtained by frequency sweeping the product of the Doppler spectrum and a window function having a predetermined frequency width is maximized. And obtaining a single frequency from those frequencies, and the error between the reference spectrum having a spread in a certain range centered on the obtained frequency and the spectrum obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum is minimized. The signal receiving apparatus calculates the weighting coefficient so that 前記変換手段は、前記アンテナで受信された受信信号の自己相関をフーリエ変換してドップラースペクトルを算出することを特徴とする請求項１乃至８に記載の信号受信装置。   The signal receiving apparatus according to claim 1, wherein the converting unit calculates a Doppler spectrum by performing Fourier transform on an autocorrelation of a received signal received by the antenna. 前記変換手段は、前記アンテナで受信された受信信号をフーリエ変換した信号の自己相関を求めることによりドップラースペクトルを算出することを特徴とする請求項１乃至８に記載の信号受信装置。   The signal receiving apparatus according to claim 1, wherein the converting unit calculates a Doppler spectrum by obtaining an autocorrelation of a signal obtained by performing a Fourier transform on a received signal received by the antenna. 複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出し、
前記算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成し、
前記合成された信号を復調し、
前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換し、
前記重み係数を算出する場合に、前記変換手段で得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、あらかじめ定めた周波数を中心とする一定の範囲内に含まれるように前記重み係数を算出する
ことを特徴とする信号受信方法。 Calculate a weighting factor for weighted synthesis of received signals received by multiple antennas,
Using the calculated weighting factor, the received signals received by the plurality of antennas are weighted and combined,
Demodulating the combined signal;
Each of the received signals received by the plurality of antennas is converted into a Doppler spectrum,
When calculating the weighting factor, the weighting factor is set so that a spectrum spread obtained by weighting and synthesizing the Doppler spectrum obtained by the converting means is included in a certain range centered on a predetermined frequency. The signal reception method characterized by calculating. コンピュータに、
複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成するための重み係数を算出させる機能と、
前記算出された重み係数を用いて、前記複数のアンテナで受信した受信信号を重み付け合成させる機能と、
前記合成された信号を復調させる機能と、
前記複数のアンテナで受信した受信信号をそれぞれドップラースペクトルに変換させる機能とを実現させ、
前記重み係数を算出させる機能では、前記受信信号を変換して得られたドップラースペクトルを重み付け合成して得られるスペクトルの広がりが、あらかじめ定めた周波数を中心とする一定の範囲内に含まれるように前記重み係数を算出させる
ことを特徴とする信号受信プログラム。 On the computer,
A function for calculating a weighting coefficient for weighted synthesis of received signals received by a plurality of antennas;
A function of weighting and combining received signals received by the plurality of antennas using the calculated weighting factor;
A function of demodulating the synthesized signal;
A function of converting received signals received by the plurality of antennas into a Doppler spectrum, and
In the function of calculating the weighting factor, the spread of the spectrum obtained by weighted synthesis of the Doppler spectrum obtained by converting the received signal is included within a certain range centered on a predetermined frequency. A signal reception program for calculating the weighting coefficient.

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