JP4335198B2 - Lifting magnet drive circuit - Google Patents

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Description

本発明は、リフティングマグネット駆動回路に関するものである。   The present invention relates to a lifting magnet drive circuit.

一般に、荷役作業や建設作業等において鉄片を持ち上げるためのリフティングマグネットが知られている。リフティングマグネットとしては、工場等の設備となっているもののほか、車両に搭載されるものもある。リフティングマグネットを使用する際には、或る向きに電流を流してリフティングマグネットを励磁し、鉄片を吸着させて持ち上げる。そして、鉄片を解放する際には、逆向きに電流を流してリフティングマグネットを消磁する。   Generally, a lifting magnet for lifting an iron piece in cargo handling work or construction work is known. As a lifting magnet, in addition to what is installed in a factory or the like, there are some that are mounted on a vehicle. When using a lifting magnet, an electric current is passed in a certain direction to excite the lifting magnet to attract and lift the iron piece. And when releasing an iron piece, a current is sent in the reverse direction to demagnetize the lifting magnet.

図３は、リフティングマグネットを駆動するための従来の回路を示す回路図である。駆動回路１００は、３相交流電源ＡＣＧからの交流電源電圧を直流電源電圧に変換するための複数のダイオード１０１ａからなる直流変換部１０１と、該直流変換部１０１に接続され、リフティングマグネット１０２を流れる励磁電流の向きを制御するＨブリッジ回路１０３とを備える。Ｈブリッジ回路１０３には４つのトランジスタ１０３ａ〜１０３ｄが配置されており、図３において、トランジスタ１０３ａ及び１０３ｄが導通すると、リフティングマグネット１０２に電流ＩＡが流れる。また、トランジスタ１０３ｂ及び１０３ｃが導通すると、リフティングマグネット１０２に電流ＩＡとは逆向きの電流ＩＢが流れる。 FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional circuit for driving a lifting magnet. The drive circuit 100 is connected to the DC converter 101 composed of a plurality of diodes 101a for converting the AC power supply voltage from the three-phase AC power supply ACG into a DC power supply voltage, and flows through the lifting magnet 102. And an H-bridge circuit 103 for controlling the direction of the excitation current. The H-bridge circuit 103 are arranged four transistors 103 a - 103 d, 3, when the transistors 103a and 103d are conductive, current flows I A to the lifting magnet 102. Further, the transistor 103b and 103c are conductive, current flows I B opposite to the current I A to the lifting magnet 102.

リフティングマグネット１０２に流れる電流を停止すると、リフティングマグネットには逆起電力による或る程度大きなエネルギが蓄積される。従って、リフティングマグネット１０２に流れる電流の向きの切り替えを素早く行うためには、この蓄積エネルギを効率よく逃がす必要がある。このため、駆動回路１００においては、Ｈブリッジ回路１０３の各トランジスタ１０３ａ〜１０３ｄのコレクタ−エミッタ間に、ダイオード１０４ａ〜１０４ｄが配置されている。また、Ｈブリッジ回路１０３と並列にコンデンサ１０５が配置されている。これにより、例えばトランジスタ１０３ａ及び１０３ｄが接続状態の後に非接続状態となった場合、蓄積エネルギによる電流は、リフティングマグネット１０２からダイオード１０４ｃを通ってコンデンサ１０５に吸収され、再び励磁に用いられる直流電力となる。   When the current flowing through the lifting magnet 102 is stopped, a certain amount of energy is accumulated in the lifting magnet due to the back electromotive force. Therefore, in order to quickly switch the direction of the current flowing through the lifting magnet 102, it is necessary to efficiently release the stored energy. For this reason, in the drive circuit 100, diodes 104a to 104d are arranged between the collectors and emitters of the transistors 103a to 103d of the H bridge circuit 103. A capacitor 105 is disposed in parallel with the H bridge circuit 103. Thus, for example, when the transistors 103a and 103d are disconnected after being connected, the current due to the stored energy is absorbed by the capacitor 105 from the lifting magnet 102 through the diode 104c, and is again used as the DC power used for excitation. Become.

なお、リフティングマグネットを駆動する回路の他の例としては、特許文献１，２に開示されたものがある。   Other examples of circuits for driving the lifting magnet include those disclosed in Patent Documents 1 and 2.

特開２０００−１４３１３８JP 2000-143138 A 特開２００２−３５９１１２JP 2002-359112 A

しかしながら、図３に示した駆動回路１００には、次の問題点がある。例えばリフティングマグネット及びその駆動装置が車両に搭載されるような場合、車両の視認性やデザインの自由度を妨げないために、駆動装置をより小型にすることが求められる。他方、リフティングマグネットには数十アンペア（例えば７０［Ａ］）といった大電流を流すので、図３に示した駆動回路１００では、蓄積エネルギを吸収するためのコンデンサ１０５として大容量（例えば０．１８［Ｆ］）のものが必要となり、駆動回路１００を搭載する駆動装置が大型化してしまう。   However, the drive circuit 100 shown in FIG. 3 has the following problems. For example, when a lifting magnet and its driving device are mounted on a vehicle, it is required to make the driving device smaller in order not to hinder the visibility of the vehicle and the degree of freedom of design. On the other hand, since a large current of several tens of amperes (for example, 70 [A]) flows through the lifting magnet, the drive circuit 100 shown in FIG. 3 has a large capacity (for example, 0.18) as the capacitor 105 for absorbing the stored energy. [F]) is required, and the drive device on which the drive circuit 100 is mounted becomes large.

なお、このような従来の駆動回路における問題点を解決するため、例えば特許文献１に記載された回路は、Ｈブリッジ回路と並列にバリスタを備え、また、このバリスタと並列に接続され且つ互いに直列に接続された抵抗素子及びスイッチを備えている。そして、リフティングマグネットの蓄積エネルギをバリスタ及び抵抗素子によって吸収している。しかし、この回路では抵抗素子と直列に設けられたスイッチを時間制御しているため、スイッチを接続する前にバリスタを流れる電流量が過大となってバリスタが破壊してしまうおそれがあり、信頼性に課題が残る。   In order to solve such a problem in the conventional driving circuit, for example, the circuit described in Patent Document 1 includes a varistor in parallel with the H bridge circuit, and is connected in parallel to the varistor and in series with each other. A resistance element and a switch connected to each other. The stored energy of the lifting magnet is absorbed by the varistor and the resistance element. However, in this circuit, since the switch provided in series with the resistance element is time-controlled, the amount of current flowing through the varistor may become excessive before the switch is connected, and the varistor may be destroyed. The problem remains.

本発明は、上記した問題点を鑑みてなされたものであり、小型化が可能であり、且つ高い信頼性を有するリフティングマグネット駆動回路を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a lifting magnet drive circuit that can be miniaturized and has high reliability.

上記課題を解決するために、本発明によるリフティングマグネット駆動回路は、リフティングマグネットに励磁電流を供給するためのリフティングマグネット駆動回路であって、交流電源から供給された交流電源電圧を直流電源電圧へ変換し、該直流電源電圧を正側出力端と負側出力端との間に提供する直流変換部と、直流変換部の正側出力端に電気的に接続された正側電源ラインと、直流変換部の負側出力端に電気的に接続された負側電源ラインと、正側電源ラインと負側電源ラインとの間に電気的に接続され、少なくとも４つのトランジスタ、及び該少なくとも４つのトランジスタそれぞれのコレクタ−エミッタ間に電気的に接続された少なくとも４つの整流素子を含んで構成され、リフティングマグネットへの励磁電流の向きを制御するＨブリッジ回路部と、正側電源ラインと負側電源ラインとの間に電気的に接続され且つ互いに直列に接続された抵抗素子及びスイッチ素子、並びに抵抗素子及びスイッチ素子に対して並列に接続された容量素子を有し、励磁電流の向きが切り替わる際にリフティングマグネットに蓄積されたエネルギを吸収するエネルギ吸収部と、Ｈブリッジ回路部とエネルギ吸収部との間の正側電源ラインに流れる電流の向き及び大きさを測定する電流測定部、及び正側電源ラインと負側電源ラインとの間の電位差を測定する電位差測定部のうち少なくとも一方の測定部と、電流の向き及び大きさ、並びに電位差のうち少なくとも一方の測定結果に基づいて、エネルギ吸収部のスイッチ素子における導通状態を制御する制御部とを備えることを特徴とする。   In order to solve the above problems, a lifting magnet driving circuit according to the present invention is a lifting magnet driving circuit for supplying an exciting current to a lifting magnet, and converts an AC power supply voltage supplied from an AC power supply into a DC power supply voltage. A DC converter that provides the DC power supply voltage between the positive output terminal and the negative output terminal, a positive power supply line electrically connected to the positive output terminal of the DC converter, and a DC converter A negative power supply line electrically connected to the negative output terminal of the unit, and at least four transistors electrically connected between the positive power supply line and the negative power supply line, and each of the at least four transistors And includes at least four rectifier elements electrically connected between the collector and the emitter of the magnet, and controls the direction of the exciting current to the lifting magnet. A resistor element and a switch element that are electrically connected between the H-bridge circuit unit, the positive power supply line and the negative power supply line and connected in series with each other, and connected in parallel to the resistor element and the switch element. An energy absorption unit that absorbs energy accumulated in the lifting magnet when the direction of the excitation current is switched, and a current flowing through the positive power supply line between the H bridge circuit unit and the energy absorption unit. At least one of the current measurement unit that measures the direction and magnitude, and the potential difference measurement unit that measures the potential difference between the positive power line and the negative power line, the current direction and magnitude, and the potential difference And a control unit that controls a conduction state of the switch element of the energy absorption unit based on at least one of the measurement results.

上記したリフティングマグネット駆動回路は、次のように動作する。まず、Ｈブリッジ回路部の少なくとも４つのトランジスタのうち２つのトランジスタが導通することにより、直流変換部からの直流電流（励磁電流）は、正側電源ライン、リフティングマグネット、及び負側電源ラインの順に流れる。そして、トランジスタが不通となって励磁電流が停止され、リフティングマグネットに蓄積エネルギが生じると、該蓄積エネルギによる電流は整流素子及び正側電源ラインを通って、エネルギ吸収部へ流れる。このとき、エネルギ吸収部のスイッチ素子を制御部が導通させるまでの微小な時間、蓄積エネルギによる電流は容量素子へ流れる。そして、制御部によってエネルギ吸収部のスイッチ素子が導通すると、蓄積エネルギによる電流の殆どが抵抗素子によって消費されることとなる。従って、上記したリフティングマグネット駆動回路によれば、例えば図３に示した従来の駆動回路と比較して、容量素子の容量を格段に小さくできるので、駆動装置を小型化できる。   The above-described lifting magnet drive circuit operates as follows. First, when at least two of the four transistors in the H-bridge circuit section are turned on, the DC current (excitation current) from the DC converter section is in the order of the positive power line, the lifting magnet, and the negative power line. Flowing. Then, when the transistor is disconnected and the exciting current is stopped and the stored energy is generated in the lifting magnet, the current due to the stored energy flows to the energy absorbing portion through the rectifying element and the positive power supply line. At this time, the current due to the stored energy flows to the capacitive element for a very short time until the control unit conducts the switch element of the energy absorbing unit. When the switch element of the energy absorption unit is turned on by the control unit, most of the current due to the stored energy is consumed by the resistance element. Therefore, according to the above-described lifting magnet drive circuit, the capacity of the capacitive element can be remarkably reduced as compared with, for example, the conventional drive circuit shown in FIG.

また、上述したように、蓄積エネルギによる電流は、正側電源ラインを通ってエネルギ吸収部へ流れる。従って、リフティングマグネット駆動回路が電流測定部を正側電源ラインに備え、この蓄積エネルギによる電流の向き及び大きさを測定することにより、蓄積エネルギによる電流の発生タイミングや解消タイミングを精度良く知ることができる。また、蓄積エネルギによる電流が容量素子へ流れると該容量素子の両端電圧が次第に増す。従って、リフティングマグネット駆動回路が電位差測定部を備え、正側電源ラインと負側電源ラインとの間の電位差すなわち容量素子の両端電圧を測定することにより、蓄積エネルギによる電流の発生タイミングや解消タイミングを精度良く知ることができる。上記したリフティングマグネット駆動回路によれば、制御部が、電流測定部により測定された電流の向き及び大きさ、並びに電位差測定部により測定された電位差のうち少なくとも一方の測定結果に基づいてエネルギ吸収部のスイッチ素子における導通状態を制御するので、容量素子の両端電圧が過大となる前に、制御部がスイッチ素子を導通させて蓄積エネルギによる電流を抵抗素子へ流すことができる。これにより、例えば特許文献１に記載された回路と比較して高い信頼性を有するリフティングマグネット駆動回路を提供できる。   Further, as described above, the current due to the stored energy flows to the energy absorption unit through the positive power supply line. Therefore, the lifting magnet drive circuit has a current measuring unit on the positive power supply line, and by measuring the direction and magnitude of the current due to the stored energy, the generation timing and the cancellation timing of the current due to the stored energy can be accurately known. it can. Further, when a current due to the stored energy flows to the capacitive element, the voltage across the capacitive element gradually increases. Therefore, the lifting magnet drive circuit has a potential difference measuring unit, and measures the potential difference between the positive power supply line and the negative power supply line, that is, the voltage across the capacitor, thereby generating the current generation timing and cancellation timing due to the stored energy. You can know with high accuracy. According to the above-described lifting magnet drive circuit, the control unit has the energy absorption unit based on at least one measurement result among the direction and magnitude of the current measured by the current measurement unit and the potential difference measured by the potential difference measurement unit. Therefore, before the voltage between both ends of the capacitive element becomes excessive, the control unit can conduct the switch element and flow the current due to the stored energy to the resistance element. Thereby, for example, a lifting magnet drive circuit having higher reliability than the circuit described in Patent Document 1 can be provided.

また、リフティングマグネット駆動回路は、電流測定部を備え、正側電源ラインにおいてＨブリッジ回路部からエネルギ吸収部へ向かう電流が生じたときに、制御部がスイッチ素子を導通させることを特徴としてもよい。或いは、リフティングマグネット駆動回路は、電位差測定部を備え、正側電源ラインと負側電源ラインとの間の電位差が所定の第１の閾値以上となったときに、制御部がスイッチ素子を導通させることを特徴としてもよい。これらのリフティングマグネット駆動回路によれば、蓄積エネルギによる電流の発生タイミングを精度良く掴み、エネルギ吸収部の抵抗素子へ蓄積エネルギによる電流を好適に流すことができる。   The lifting magnet drive circuit may include a current measurement unit, and the control unit may conduct the switch element when a current from the H bridge circuit unit to the energy absorption unit is generated in the positive power supply line. . Alternatively, the lifting magnet drive circuit includes a potential difference measurement unit, and the control unit causes the switch element to conduct when the potential difference between the positive power supply line and the negative power supply line exceeds a predetermined first threshold value. This may be a feature. According to these lifting magnet drive circuits, it is possible to accurately grasp the generation timing of the current due to the stored energy and to appropriately flow the current due to the stored energy to the resistance element of the energy absorbing unit.

また、リフティングマグネット駆動回路は、電流測定部を備え、スイッチ素子が導通された後、正側電源ラインにおいてＨブリッジ回路部からエネルギ吸収部へ向かう電流の大きさが所定の第２の閾値以下となったときに、制御部がスイッチ素子を不通にすることを特徴としてもよい。或いは、リフティングマグネット駆動回路は、電位差測定部を備え、スイッチ素子が導通された後、正側電源ラインと負側電源ラインとの間の電位差が所定の第３の閾値以下となったときに、制御部がスイッチ素子を不通にすることを特徴としてもよい。これらのリフティングマグネット駆動回路によれば、蓄積エネルギによる電流の解消タイミングを精度良く掴み、励磁電流とは逆向きの消磁電流をリフティングマグネットへ素早く流すことができる。   The lifting magnet drive circuit also includes a current measurement unit, and the magnitude of the current from the H bridge circuit unit to the energy absorption unit in the positive power supply line after the switch element is turned on is equal to or less than a predetermined second threshold value. When it becomes, it may be characterized in that the control unit disables the switch element. Alternatively, the lifting magnet drive circuit includes a potential difference measurement unit, and when the potential difference between the positive power supply line and the negative power supply line becomes equal to or less than a predetermined third threshold after the switch element is turned on, The control unit may be configured to disable the switch element. According to these lifting magnet driving circuits, it is possible to accurately grasp the timing of canceling the current due to the stored energy and to quickly flow a demagnetizing current in the opposite direction to the exciting current to the lifting magnet.

本発明によれば、小型化が可能であり、且つ高い信頼性を有するリフティングマグネット駆動回路を提供できる。   According to the present invention, it is possible to provide a lifting magnet drive circuit that can be miniaturized and has high reliability.

以下、添付図面を参照しながら本発明によるリフティングマグネット駆動回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、以下の説明において、トランジスタとはバイポーラ型トランジスタ及び電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の双方を含むものとする。トランジスタがＦＥＴである場合、ベースをゲート、コレクタをドレイン、エミッタをソースとそれぞれ読み替えるものとする。   Embodiments of a lifting magnet driving circuit according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In the description of the drawings, the same elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted. In the following description, a transistor includes both a bipolar transistor and a field effect transistor (FET). When the transistor is an FET, the base is read as the gate, the collector as the drain, and the emitter as the source.

図１は、本発明によるリフティングマグネット駆動回路の一実施形態の構成を示す回路図である。図１を参照すると、本実施形態によるリフティングマグネット駆動回路（以下、マグネット駆動回路）１は、リフティングマグネット２に励磁電流を供給するための回路であって、直流変換部３、Ｈブリッジ回路部４、エネルギ吸収部５、制御部６、正側電源ライン７、負側電源ライン８、電流測定部９、及び電位差測定部１０を備える。   FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of a lifting magnet driving circuit according to the present invention. Referring to FIG. 1, a lifting magnet driving circuit (hereinafter referred to as a magnet driving circuit) 1 according to the present embodiment is a circuit for supplying an exciting current to a lifting magnet 2, and includes a DC conversion unit 3 and an H bridge circuit unit 4. , An energy absorption unit 5, a control unit 6, a positive power supply line 7, a negative power supply line 8, a current measurement unit 9, and a potential difference measurement unit 10.

直流変換部３は、３相交流電源ＡＣＧから供給された交流電源電圧ＶＡＣ１〜ＶＡＣ３を直流電源電圧ＶＤＣへ変換するための回路部分である。直流変換部３は、正側出力端３ａ及び負側出力端３ｂを有しており、生成した直流電源電圧ＶＤＣを正側出力端３ａと負側出力端３ｂとの間に提供する。 The DC conversion unit 3 is a circuit portion for converting the AC power supply voltages V AC1 to V AC3 supplied from the three-phase AC power supply ACG into the DC power supply voltage V DC . The DC converter 3 has a positive output terminal 3a and a negative output terminal 3b, and provides the generated DC power supply voltage VDC between the positive output terminal 3a and the negative output terminal 3b.

本実施形態の直流変換部３は、６個のダイオード３１ａ〜３１ｆを含むブリッジ回路によって構成されており、三相全波整流を行う。具体的には、ダイオード３１ａ〜３１ｆのうち、ダイオード３１ａ及び３１ｂが直列に接続され、ダイオード３１ｃ及び３１ｄが直列に接続され、ダイオード３１ｅ及び３１ｆが直列に接続されている。また、ダイオード３１ａ及び３１ｂからなる組と、ダイオード３１ｃ及び３１ｄからなる組と、ダイオード３１ｅ及び３１ｆからなる組とは、互いに並列に接続されている。そして、これらのダイオードの組のカソード側の一端は正側出力端３ａに電気的に接続されており、アノード側の他端は負側出力端３ｂに電気的に接続されている。   The DC conversion unit 3 of the present embodiment is configured by a bridge circuit including six diodes 31a to 31f, and performs three-phase full-wave rectification. Specifically, among the diodes 31a to 31f, the diodes 31a and 31b are connected in series, the diodes 31c and 31d are connected in series, and the diodes 31e and 31f are connected in series. In addition, the group consisting of the diodes 31a and 31b, the group consisting of the diodes 31c and 31d, and the group consisting of the diodes 31e and 31f are connected in parallel to each other. One end on the cathode side of the set of these diodes is electrically connected to the positive output end 3a, and the other end on the anode side is electrically connected to the negative output end 3b.

また、ダイオード３１ａとダイオード３１ｂとの間には、３相交流電源ＡＣＧにおける一相の電源端子から延びる交流電源ライン１１ａが電気的に接続されている。ダイオード３１ｃとダイオード３１ｄとの間には、３相交流電源ＡＣＧにおける他の一相の電源端子から延びる交流電源ライン１１ｂが電気的に接続されている。ダイオード３１ｅとダイオード３１ｆとの間には、３相交流電源ＡＣＧにおける更に他の一相の電源端子から延びる交流電源ライン１１ｃが電気的に接続されている。なお、直流変換部は、これ以外にも例えばサイリスタを用いた純ブリッジ回路や、ダイオード及びサイリスタを用いた混合ブリッジ回路によって構成されてもよい。直流変換部が純ブリッジ回路や混合ブリッジ回路によって構成される場合、サイリスタは、図示しない位相制御回路によって所定の制御角で位相制御される。   An AC power supply line 11a extending from a one-phase power supply terminal in the three-phase AC power supply ACG is electrically connected between the diode 31a and the diode 31b. An AC power supply line 11b extending from another one-phase power supply terminal in the three-phase AC power supply ACG is electrically connected between the diode 31c and the diode 31d. Between the diode 31e and the diode 31f, an AC power supply line 11c extending from another one-phase power supply terminal in the three-phase AC power supply ACG is electrically connected. In addition, the DC conversion unit may be configured by, for example, a pure bridge circuit using a thyristor or a mixed bridge circuit using a diode and a thyristor. In the case where the DC conversion unit is configured by a pure bridge circuit or a mixed bridge circuit, the thyristor is phase-controlled at a predetermined control angle by a phase control circuit (not shown).

正側電源ライン７及び負側電源ライン８は、リフティングマグネット２へ励磁電流を供給するための配線である。正側電源ライン７の一端は、直流変換部３の正側出力端３ａに電気的に接続されている。また、負側電源ライン８の一端は、直流変換部３の負側出力端３ｂに電気的に接続されている。   The positive power line 7 and the negative power line 8 are wirings for supplying an exciting current to the lifting magnet 2. One end of the positive power line 7 is electrically connected to the positive output terminal 3 a of the DC converter 3. In addition, one end of the negative power supply line 8 is electrically connected to the negative output end 3 b of the DC converter 3.

Ｈブリッジ回路部４は、リフティングマグネット２へ供給される励磁電流の向きを制御するための回路部分である。Ｈブリッジ回路部４は、４つのｎｐｎ型トランジスタ４１ａ〜４１ｄと、該４つのトランジスタ４１ａ〜４１ｄそれぞれのコレクタ−エミッタ間に電気的に接続された４つのダイオード（整流素子）４２ａ〜４２ｄと、リフティングマグネット２へ励磁電流を供給するための配線１２ａ及び１２ｂが接続される端子４３ａ及び４３ｂとを含むＨブリッジ回路によって構成されている。   The H bridge circuit unit 4 is a circuit part for controlling the direction of the excitation current supplied to the lifting magnet 2. The H-bridge circuit unit 4 includes four npn transistors 41a to 41d, four diodes (rectifier elements) 42a to 42d electrically connected between collectors and emitters of the four transistors 41a to 41d, and lifting It is constituted by an H bridge circuit including terminals 43a and 43b to which wirings 12a and 12b for supplying exciting current to the magnet 2 are connected.

具体的には、トランジスタ４１ａのコレクタは正側電源ライン７に電気的に接続されており、トランジスタ４１ａのエミッタは端子４３ａに電気的に接続されている。トランジスタ４１ｂのコレクタは端子４３ａに電気的に接続されており、トランジスタ４１ｂのエミッタは負側電源ライン８に電気的に接続されている。トランジスタ４１ｃのコレクタは正側電源ライン７に電気的に接続されており、トランジスタ４１ｃのエミッタは端子４３ｂに電気的に接続されている。トランジスタ４１ｄのコレクタは端子４３ｂに電気的に接続されており、トランジスタ４１ｄのエミッタは負側電源ライン８に電気的に接続されている。また、ダイオード４２ａ〜４２ｄのアノードは、それぞれトランジスタ４１ａ〜４１ｄのエミッタに電気的に接続されており、ダイオード４２ａ〜４２ｄのカソードは、それぞれトランジスタ４１ａ〜４１ｄのコレクタに電気的に接続されている。   Specifically, the collector of the transistor 41a is electrically connected to the positive power supply line 7, and the emitter of the transistor 41a is electrically connected to the terminal 43a. The collector of the transistor 41b is electrically connected to the terminal 43a, and the emitter of the transistor 41b is electrically connected to the negative power supply line 8. The collector of the transistor 41c is electrically connected to the positive power supply line 7, and the emitter of the transistor 41c is electrically connected to the terminal 43b. The collector of the transistor 41d is electrically connected to the terminal 43b, and the emitter of the transistor 41d is electrically connected to the negative power supply line 8. The anodes of the diodes 42a to 42d are electrically connected to the emitters of the transistors 41a to 41d, respectively, and the cathodes of the diodes 42a to 42d are electrically connected to the collectors of the transistors 41a to 41d, respectively.

各トランジスタ４１ａ〜４１ｄのベースは図示しない制御回路に電気的に接続されており、各トランジスタ４１ａ〜４１ｄにおけるコレクタ−エミッタ間の導通状態は、該制御回路から提供される制御電流（または制御電圧）によって制御される。例えば、トランジスタ４１ａ及び４１ｄのベースに制御電流が提供されると、正励磁電流Ｉ１が、トランジスタ４１ａ、端子４３ａ、リフティングマグネット２、端子４３ｂ、及びトランジスタ４１ｄの順に流れる。また、トランジスタ４１ｂ及び４１ｃのベースに制御電流が提供されると、逆励磁（消磁）電流Ｉ２が、トランジスタ４１ｃ、端子４３ｂ、リフティングマグネット２、端子４３ａ、及びトランジスタ４１ｂの順に（すなわち、正励磁電流Ｉ１とは逆向きに）流れる。 The bases of the transistors 41a to 41d are electrically connected to a control circuit (not shown), and the conduction state between the collector and the emitter in each of the transistors 41a to 41d is a control current (or control voltage) provided from the control circuit. Controlled by. For example, when the base control current of the transistor 41a and 41d are provided, the positive exciting current I 1 flows transistor 41a, the terminal 43a, the lifting magnet 2, terminals 43 b, and the order of the transistor 41d. Further, when the base control current of the transistor 41b and 41c are provided, reverse excitation (demagnetization) current I 2, the transistor 41c, the terminal 43 b, the lifting magnet 2, terminals 43a, and the order of the transistor 41b (i.e., positive excitation the current I 1 in the opposite direction) flows.

エネルギ吸収部５は、リフティングマグネット２への正励磁電流Ｉ１が逆励磁電流Ｉ２へ切り替わる際にリフティングマグネット２に蓄積されたエネルギを吸収するための回路部分である。エネルギ吸収部５は、ｎｐｎ型のトランジスタ５１、ダイオード（整流素子）５２、抵抗素子５３、及びコンデンサ（容量素子）５４を有する。なお、トランジスタ５１は本実施形態におけるスイッチ素子であり、電流をスイッチングする機能があればトランジスタ以外の素子でも代用可能である。また、ダイオード５２は必要に応じて配置され、省略することも可能である。 The energy absorption part 5 is a circuit part for absorbing energy accumulated in the lifting magnet 2 when the positive excitation current I 1 to the lifting magnet 2 is switched to the reverse excitation current I 2 . The energy absorption unit 5 includes an npn-type transistor 51, a diode (rectifying element) 52, a resistance element 53, and a capacitor (capacitance element) 54. The transistor 51 is a switching element in the present embodiment, and an element other than a transistor can be substituted if it has a function of switching current. Further, the diode 52 is arranged as necessary and can be omitted.

トランジスタ５１及び抵抗素子５３は、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間に電気的に接続されており、且つ互いに直列に接続されている。具体的には、トランジスタ５１のコレクタが正側電源ライン７に電気的に接続されており、トランジスタ５１のエミッタが抵抗素子５３の一端に電気的に接続されている。また、抵抗素子５３の他端は、負側電源ライン８に電気的に接続されている。トランジスタ５１のコレクタ及びエミッタには、それぞれダイオード５２のカソード及びアノードが電気的に接続されている。また、コンデンサ５４は、トランジスタ５１及び抵抗素子５３に対して並列に接続されている。なお、トランジスタ５１のベースには、後述する制御部６から制御電流Ｉ３（或いは制御電圧）が提供され、この制御電流Ｉ３によってトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間の導通状態が制御される。また、抵抗素子５３としては、必要な抵抗値や耐圧に応じて複数の抵抗素子を直列や並列に組み合わせても良い。コンデンサ５４についても同様に、必要な容量や耐圧に応じて複数のコンデンサを直列や並列に組み合わせても良い。 The transistor 51 and the resistance element 53 are electrically connected between the positive power line 7 and the negative power line 8 and are connected in series with each other. Specifically, the collector of the transistor 51 is electrically connected to the positive power supply line 7, and the emitter of the transistor 51 is electrically connected to one end of the resistance element 53. The other end of the resistance element 53 is electrically connected to the negative power supply line 8. The cathode and anode of a diode 52 are electrically connected to the collector and emitter of the transistor 51, respectively. The capacitor 54 is connected in parallel to the transistor 51 and the resistance element 53. A control current I 3 (or control voltage) is supplied to the base of the transistor 51 from the control unit 6 described later, and the conduction state between the collector and the emitter of the transistor 51 is controlled by the control current I 3 . In addition, as the resistance element 53, a plurality of resistance elements may be combined in series or in parallel according to a required resistance value or withstand voltage. Similarly, for the capacitor 54, a plurality of capacitors may be combined in series or in parallel according to the required capacity or withstand voltage.

電流測定部９は、Ｈブリッジ回路部４とエネルギ吸収部５との間の正側電源ライン７において、Ｈブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かう電流の向き及び大きさを測定するための回路部分である。電流測定部９は、測定結果である電流の向き及び大きさを示す電流信号ＳＩを出力するための出力端９ａを有している。出力端９ａは制御部６に電気的に接続されており、電流信号ＳＩを制御部６へ提供する。 The current measurement unit 9 measures the direction and magnitude of the current from the H bridge circuit unit 4 to the energy absorption unit 5 in the positive power supply line 7 between the H bridge circuit unit 4 and the energy absorption unit 5. It is a circuit part. Current measuring unit 9 has an output terminal 9a for outputting a current signal S I indicating the direction and magnitude of the measurement results currents. Output 9a is electrically connected to the control unit 6, to provide a current signal S I to the control unit 6.

電位差測定部１０は、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差を測定するための回路部分である。電位差測定部１０は、測定結果である電位差を示す電位差信号ＳＶを出力するための出力端１０ａを有している。出力端１０ａは制御部６に電気的に接続されており、電位差信号ＳＶを制御部６へ提供する。 The potential difference measuring unit 10 is a circuit portion for measuring a potential difference between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8. Potentiometric unit 10 has an output terminal 10a for outputting a potential difference signal S V indicating a potentiometric measurement results. The output terminal 10 a is electrically connected to the control unit 6 and provides the potential difference signal SV to the control unit 6.

なお、本実施形態のマグネット駆動回路１は電流測定部９及び電位差測定部１０の双方を備えているが、マグネット駆動回路１は、電流測定部９及び電位差測定部１０のうち一方のみを備えても良い。   The magnet drive circuit 1 according to the present embodiment includes both the current measurement unit 9 and the potential difference measurement unit 10, but the magnet drive circuit 1 includes only one of the current measurement unit 9 and the potential difference measurement unit 10. Also good.

制御部６は、電流信号ＳＩ及び電位差信号ＳＶのうち少なくとも一方の信号に基づいて、エネルギ吸収部５のトランジスタ５１における導通状態を制御するための回路部分である。制御部６は、Ｈブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かう電流が生じたときに、制御電流Ｉ３を出力してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を導通させる。或いは、制御部６は、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差（すなわち電位差信号ＳＶ）が所定の第１の閾値以上となったときに、制御電流Ｉ３を出力してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を導通させる。 Control unit 6, based on at least one signal of the current signal S I and the potential difference signal S V, which is a circuit portion for controlling the conduction state of the transistor 51 of the energy absorbing portion 5. The control unit 6 outputs a control current I 3 to cause conduction between the collector and the emitter of the transistor 51 when a current from the H bridge circuit unit 4 to the energy absorption unit 5 is generated. Alternatively, the control unit 6 outputs the control current I 3 when the potential difference between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 (that is, the potential difference signal S V ) is equal to or greater than a predetermined first threshold value. Thus, the collector-emitter of the transistor 51 is made conductive.

また、制御部６は、トランジスタ５１が導通している状況において、Ｈブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かう電流の大きさ（電流信号ＳＩ）が所定の第２の閾値以下となったときに、制御電流Ｉ３の出力を停止してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を不通にする。或いは、制御部６は、トランジスタ５１が導通している状況において、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差（電位差信号ＳＶ）が所定の第３の閾値以下となったときに、制御電流Ｉ３の出力を停止してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を不通にする。 Further, in the state where the transistor 51 is conducting, the control unit 6 has a current magnitude (current signal S I ) from the H bridge circuit unit 4 to the energy absorption unit 5 that is equal to or less than a predetermined second threshold value. Sometimes, the output of the control current I 3 is stopped, and the collector-emitter of the transistor 51 is disconnected. Alternatively, the control unit 6 determines that the potential difference (potential difference signal S V ) between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 is equal to or lower than a predetermined third threshold value in a state where the transistor 51 is conductive. Sometimes, the output of the control current I 3 is stopped, and the collector-emitter of the transistor 51 is disconnected.

ここで、本実施形態のマグネット駆動回路１の動作について説明する。図２（ａ）〜（ｃ）は、リフティングマグネット２の両端に印加される電圧（すなわち端子４３ａと端子４３ｂとの間における電圧）（図２（ａ））、正側電源ライン７におけるＨブリッジ回路部４とエネルギ吸収部５との間の電流量（図２（ｂ））、及び正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差（図２（ｃ））の、それぞれ時間波形を示すグラフである。なお、図２（ｂ）における電流量については、Ｈブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５への電流の向きを正としている。   Here, the operation of the magnet drive circuit 1 of the present embodiment will be described. 2A to 2C show the voltage applied to both ends of the lifting magnet 2 (that is, the voltage between the terminal 43a and the terminal 43b) (FIG. 2A), the H bridge in the positive power line 7. The current amount between the circuit unit 4 and the energy absorption unit 5 (FIG. 2B) and the potential difference between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 (FIG. 2C) are respectively timed. It is a graph which shows a waveform. In addition, about the electric current amount in FIG.2 (b), the direction of the electric current from the H bridge circuit part 4 to the energy absorption part 5 is made positive.

まず、或る時刻ｔ０において、３相交流電源ＡＣＧが駆動されることにより、交流電源ライン１１ａ〜１１ｃに３相の交流電源電圧ＶＡＣ１〜ＶＡＣ３が提供される。これらの交流電源電圧ＶＡＣ１〜ＶＡＣ３は、直流変換部３によって直流電源電圧ＶＤＣに変換され、直流電源電圧ＶＤＣが正側電源ライン７及び負側電源ライン８の間に提供される（図２（ｃ）参照）。 First, at a certain time t 0, by 3-phase AC power source ACG is driven, AC three-phase AC power line 11a~11c supply voltage V AC1 ~V AC3 is provided. These AC power supply voltages V AC1 to V AC3 are converted into a DC power supply voltage V DC by the DC converter 3, and the DC power supply voltage V DC is provided between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 ( (Refer FIG.2 (c)).

続いて、時刻ｔ１において、リフティングマグネット２を励磁する。すなわち、図示しない制御回路によってＨブリッジ回路部４のトランジスタ４１ａ及び４１ｄを導通させる。これにより、正側電源ライン７、トランジスタ４１ａ、リフティングマグネット２、トランジスタ４１ｄ、及び負側電源ライン８の順に正励磁電流Ｉ１が流れる（図２（ｂ）参照）。つまり、Ｈブリッジ回路部４の端子４３ａと端子４３ｂとの間に正励磁電圧Ｖが出力される（図２（ａ）参照）。これにより、リフティングマグネット２が励磁され、鉄片等を吸着して持ち上げることができる。 Then, at time t 1, to energize the lifting magnet 2. That is, the transistors 41a and 41d of the H bridge circuit section 4 are turned on by a control circuit (not shown). Thereby, the positive power supply line 7, the transistor 41a, the lifting magnet 2, the transistors 41d, and the positive exciting current I 1 flows in the order of the negative power supply line 8 (see Figure 2 (b)). That is, the positive excitation voltage V is output between the terminal 43a and the terminal 43b of the H bridge circuit unit 4 (see FIG. 2A). Thereby, the lifting magnet 2 is excited and can attract and lift an iron piece or the like.

続いて、リフティングマグネット２から鉄片等を解放するための動作に移る。まず、時刻ｔ２において、リフティングマグネット２の励磁を解除する。すなわち、図示しない制御回路によってＨブリッジ回路部４のトランジスタ４１ａ及び４１ｄを不通とする。このとき、リフティングマグネット２に蓄積されたエネルギにより、リフティングマグネット２の両端（すなわち端子４３ａと端子４３ｂとの間）に逆起電力による電圧が生じる（図２（ａ）のＡ部分）。同時に、この逆起電力に起因する電流（図２（ｂ）のＢ部分）が、ダイオード４２ｂ、リフティングマグネット２、及びダイオード４２ｃを流れる。 Subsequently, the operation moves to release the iron pieces from the lifting magnet 2. First, at time t 2, to release the excitation of the lifting magnet 2. That is, the transistors 41a and 41d of the H-bridge circuit unit 4 are disconnected by a control circuit (not shown). At this time, due to the energy accumulated in the lifting magnet 2, a voltage due to the back electromotive force is generated at both ends of the lifting magnet 2 (that is, between the terminals 43a and 43b) (A portion in FIG. 2A). At the same time, a current (part B in FIG. 2B) resulting from the counter electromotive force flows through the diode 42b, the lifting magnet 2, and the diode 42c.

このとき、エネルギ吸収部５のトランジスタ５１を制御部６が導通させるまでの微小な時間、蓄積エネルギによる電流はエネルギ吸収部５のコンデンサ５４へ流れる。そして、コンデンサ５４の両端電圧が上昇することにより、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差が上昇する（図２（ｃ）のＣ部分）。   At this time, the current due to the accumulated energy flows to the capacitor 54 of the energy absorption unit 5 for a very short time until the control unit 6 conducts the transistor 51 of the energy absorption unit 5. Then, as the voltage across the capacitor 54 increases, the potential difference between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 increases (C portion in FIG. 2C).

蓄積エネルギによる電流が正側電源ライン７を流れると、この電流はＨブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かうので、正側電源ライン７における電流の向きが逆転する。制御部６は、Ｈブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かう電流が生じたことを電流信号ＳＩによって認識することにより、蓄積エネルギによる電流が正側電源ライン７を流れていることを認識する（図２（ｂ）の点Ｐ１）。そして、制御部６は、制御電流Ｉ３を出力してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を導通させる。これにより、蓄積エネルギによる電流は、トランジスタ５１を介して抵抗素子５３へ流れ、抵抗素子５３において消費されつつ、次第に減衰する。 When the current due to the stored energy flows through the positive power supply line 7, the current flows from the H bridge circuit section 4 to the energy absorbing section 5, so that the direction of the current in the positive power supply line 7 is reversed. Control unit 6 recognizes that by recognizing that current flowing from the H-bridge circuit portion 4 to the energy absorbing unit 5 is caused by the current signal S I, current due to stored energy is flowing through the positive power supply line 7 (Point P 1 in FIG. 2B). Then, the control unit 6 outputs a control current I 3 to make the collector-emitter of the transistor 51 conductive. As a result, the current due to the stored energy flows to the resistance element 53 via the transistor 51 and is gradually attenuated while being consumed in the resistance element 53.

或いは、蓄積エネルギによる電流がコンデンサ５４へ流れることによりコンデンサ５４の両端電圧が上昇することから、制御部６は、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差が所定の第１の閾値Ｖｔｈ１以上となることによっても、（すなわち電位差測定部１０からの電位差信号ＳＶが所定の閾値以上となることによっても、）蓄積エネルギによる電流が正側電源ライン７を流れていることを認識できる（図２（ｃ）の点Ｐ２）。制御部６は、このような場合に、制御電流Ｉ３を出力してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を導通させてもよい。 Alternatively, since the current due to the stored energy flows to the capacitor 54, the voltage across the capacitor 54 increases, so that the control unit 6 determines that the potential difference between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 is a predetermined first. also by a threshold value V th1 or more (i.e., by the potential difference signal S V from the potentiometric unit 10 is equal to or more than a predetermined threshold,) the current due to stored energy is flowing through the positive power supply line 7 Can be recognized (point P 2 in FIG. 2C). In such a case, the control unit 6 may output the control current I 3 to make the collector-emitter of the transistor 51 conductive.

続いて、Ｈブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かう電流の大きさ（電流信号ＳＩ）が所定の第２の閾値Ｉｔｈ２以下になると（図２（ｂ）の点Ｐ３）、制御部６は、蓄積エネルギによる電流が十分に減衰したことを認識する。そして、制御部６は、制御電流Ｉ３の出力を停止してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を不通にする。なお、所定の第２の閾値Ｉｔｈ２は、０［Ａ］にできるだけ近い値であることが好ましい。 Subsequently, when the magnitude of the current (current signal S I ) from the H-bridge circuit unit 4 toward the energy absorption unit 5 becomes equal to or less than a predetermined second threshold I th2 (point P 3 in FIG. 2B), control is performed. The unit 6 recognizes that the current due to the stored energy has sufficiently attenuated. Then, the control unit 6 stops the output of the control current I 3 and disconnects the collector-emitter of the transistor 51. The predetermined second threshold value I th2 is preferably a value as close as possible to 0 [A].

或いは、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差が所定の第３の閾値Ｖｔｈ３以下となることによっても、（すなわち電位差測定部１０からの電位差信号ＳＶが所定の閾値以下となることによっても、）蓄積エネルギによる電流が十分に減衰したことを認識できる（図２（ｃ）の点Ｐ４）。制御部６は、このような場合に、制御電流Ｉ３の出力を停止してトランジスタ５１のコレクタ−エミッタ間を不通にしてもよい。 Alternatively, also by the potential difference between the positive power supply line 7 and negative power supply line 8 becomes a predetermined third threshold value V th3 below (i.e. voltage difference signal S V is a predetermined threshold value from the potentiometric unit 10 It can be recognized that the current due to the stored energy is sufficiently attenuated (point P 4 in FIG. 2 (c)). Control unit 6, in such a case, the collector of stops outputting the control current I 3 transistors 51 - may be disconnected between the emitter.

その後、時刻ｔ３において、リフティングマグネット２を消磁する。すなわち、図示しない制御回路によってＨブリッジ回路部４のトランジスタ４１ｂ及び４１ｃを導通させる。これにより、正側電源ライン７、トランジスタ４１ｃ、リフティングマグネット２、トランジスタ４１ｂ、及び負側電源ライン８の順に逆励磁電流Ｉ２が流れる（図２（ｂ）参照）。つまり、Ｈブリッジ回路部４の端子４３ａと端子４３ｂとの間に逆励磁（消磁）電圧−Ｖが出力される（図２（ａ）参照）。これにより、リフティングマグネット２が消磁され、吸着していた鉄片等を解放することができる。 Then, at time t 3, to demagnetize the lifting magnet 2. That is, the transistors 41b and 41c of the H bridge circuit section 4 are turned on by a control circuit (not shown). Thereby, the positive power supply line 7, the transistor 41c, the lifting magnet 2, transistor 41b, and a reverse excitation current I 2 in the order of the negative power supply line 8 flows (see Figure 2 (b)). That is, the reverse excitation (demagnetization) voltage −V is output between the terminal 43a and the terminal 43b of the H-bridge circuit unit 4 (see FIG. 2A). As a result, the lifting magnet 2 is demagnetized, and the attracted iron pieces and the like can be released.

消磁が終了したのち、時刻ｔ４においてＨブリッジ回路部４のトランジスタ４１ｂ及び４１ｃを不通とする。このとき、リフティングマグネット２に蓄積されたエネルギにより、リフティングマグネット２の両端（すなわち端子４３ａと端子４３ｂとの間）に逆起電力による電圧が生じる（図２（ａ）のＤ部分）。同時に、この逆起電力に起因する電流（図２（ｂ）のＥ部分）が、ダイオード４２ｄ、リフティングマグネット２、及びダイオード４２ａを流れる。この蓄積エネルギによる電流は、上述した動作と同様にして、エネルギ吸収部５及び制御部６によって吸収される。 After demagnetization is complete, the non-delivery of the transistors 41b and 41c of the H-bridge circuit portion 4 at time t 4. At this time, due to the energy accumulated in the lifting magnet 2, a voltage due to the back electromotive force is generated at both ends of the lifting magnet 2 (that is, between the terminals 43a and 43b) (D portion in FIG. 2A). At the same time, a current (E portion in FIG. 2B) resulting from the counter electromotive force flows through the diode 42d, the lifting magnet 2, and the diode 42a. The current due to the stored energy is absorbed by the energy absorption unit 5 and the control unit 6 in the same manner as the above-described operation.

本実施形態に係るマグネット駆動回路１による効果について説明する。マグネット駆動回路１においては、リフティングマグネット２に蓄積されるエネルギの殆どを抵抗素子５３によって消費している。従って、該エネルギの全てをコンデンサに蓄える従来の駆動回路と比較して、コンデンサ５４の容量を格段に小さくできる。一例を挙げると、本実施形態のマグネット駆動回路１において好適なコンデンサ５４の容量は、例えば２０００［μＦ］である。これに対し、従来の駆動回路におけるコンデンサに必要な容量は、例えば０．１８［Ｆ］である。このように、本実施形態のマグネット駆動回路１によれば、コンデンサ容量を格段に小さくできるので、マグネット駆動装置の飛躍的な小型化が可能となる。そして、このようなマグネット駆動装置の小型化によって、例えば小型の旋回型建設車両に搭載されることが可能となり、また、運転席からの視認性も妨げない。   The effect by the magnet drive circuit 1 which concerns on this embodiment is demonstrated. In the magnet drive circuit 1, most of the energy stored in the lifting magnet 2 is consumed by the resistance element 53. Therefore, the capacity of the capacitor 54 can be significantly reduced as compared with a conventional drive circuit that stores all of the energy in the capacitor. As an example, a suitable capacitance of the capacitor 54 in the magnet drive circuit 1 of the present embodiment is, for example, 2000 [μF]. On the other hand, the capacity required for the capacitor in the conventional drive circuit is, for example, 0.18 [F]. Thus, according to the magnet drive circuit 1 of the present embodiment, the capacitor capacity can be remarkably reduced, so that the magnet drive device can be dramatically reduced in size. And by such a miniaturization of a magnet drive device, it becomes possible to mount in a small turning type construction vehicle, for example, and visibility from a driver's seat is not disturbed.

また、本実施形態のマグネット駆動回路１によれば、蓄積エネルギによる電流の向きや大きさを電流測定部９において測定することにより、蓄積エネルギによる電流の発生タイミング（図２（ｂ）の点Ｐ１）や減衰後の解消タイミング（図２（ｂ）の点Ｐ３）を制御部６において精度良く知ることができる。或いは、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差すなわちコンデンサ５４の両端電圧を電位差測定部１０において測定することにより、蓄積エネルギによる電流の発生タイミング（図２（ｃ）の点Ｐ２）や減衰後の解消タイミング（図２（ｃ）の点Ｐ４）を制御部６において精度良く知ることができる。そして、制御部６が、電流測定部９により測定された電流の向き及び大きさ、並びに電位差測定部１０により測定された電位差のうち少なくとも一方の測定結果に基づいてエネルギ吸収部５のトランジスタ５１における導通状態を制御するので、コンデンサ５４の両端電圧が過大となる前に、制御部６がトランジスタ５１を導通させて蓄積エネルギによる電流を抵抗素子５３へ流すことができる。これにより、コンデンサ５４の負担を低減し、高い信頼性を有するマグネット駆動回路１を提供できる。 In addition, according to the magnet drive circuit 1 of the present embodiment, the current measurement timing (measurement point P in FIG. 2B) is obtained by measuring the direction and magnitude of the current based on the stored energy in the current measuring unit 9. 1 ) and the cancellation timing after attenuation (point P 3 in FIG. 2B) can be known with high accuracy in the control unit 6. Alternatively, the potential difference between the positive side power supply line 7 and the negative side power supply line 8, that is, the voltage across the capacitor 54 is measured by the potential difference measuring unit 10 to generate a current generation timing due to accumulated energy (point of FIG. 2C). P 2 ) and the cancellation timing after attenuation (point P 4 in FIG. 2C) can be known with high accuracy in the control unit 6. Then, the control unit 6 controls the transistor 51 of the energy absorption unit 5 based on at least one of the direction and magnitude of the current measured by the current measurement unit 9 and the potential difference measured by the potential difference measurement unit 10. Since the conduction state is controlled, before the voltage across the capacitor 54 becomes excessive, the control unit 6 can cause the transistor 51 to conduct and allow the current due to the stored energy to flow to the resistance element 53. Thereby, the burden of the capacitor | condenser 54 can be reduced and the magnet drive circuit 1 which has high reliability can be provided.

また、本実施形態のように、マグネット駆動回路１は、電流測定部９を備え、正側電源ライン７においてＨブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かう電流が生じたときに、制御部６がトランジスタ５１を導通させることが好ましい。或いは、マグネット駆動回路１は、電位差測定部１０を備え、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差が所定の第１の閾値Ｖｔｈ１以上となったときに、制御部６がトランジスタ５１を導通させてもよい。これにより、蓄積エネルギによる電流の発生タイミングを精度良く掴み、エネルギ吸収部５の抵抗素子５３へ蓄積エネルギによる電流を好適に流すことができる。 Further, as in the present embodiment, the magnet drive circuit 1 includes a current measurement unit 9, and when a current is generated from the H bridge circuit unit 4 to the energy absorption unit 5 in the positive power supply line 7, the control unit 6. Preferably makes the transistor 51 conductive. Alternatively, the magnet drive circuit 1 includes the potential difference measuring unit 10, and when the potential difference between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 becomes equal to or greater than a predetermined first threshold V th1 , the control unit 6. May make the transistor 51 conductive. Thereby, the generation timing of the current due to the stored energy can be accurately grasped, and the current due to the stored energy can be suitably flowed to the resistance element 53 of the energy absorbing unit 5.

また、本実施形態のように、マグネット駆動回路１は、電流測定部９を備え、トランジスタ５１が導通された後、正側電源ライン７においてＨブリッジ回路部４からエネルギ吸収部５へ向かう電流の大きさが所定の第２の閾値Ｉｔｈ２以下となったときに、制御部６がトランジスタ５１を不通とすることが好ましい。或いは、マグネット駆動回路１は、電位差測定部１０を備え、トランジスタ５１が導通された後、正側電源ライン７と負側電源ライン８との間の電位差が所定の第３の閾値Ｖｔｈ３以下となったときに、制御部６がトランジスタ５１を不通としてもよい。これにより、蓄積エネルギによる電流の解消タイミングを精度良く掴み、正励磁電流Ｉ１とは逆向きの逆励磁電流Ｉ２をリフティングマグネット２へ素早く流すことができる。 Further, as in the present embodiment, the magnet drive circuit 1 includes the current measurement unit 9, and the current flowing from the H bridge circuit unit 4 to the energy absorption unit 5 in the positive power supply line 7 after the transistor 51 is turned on. It is preferable that the control unit 6 disables the transistor 51 when the size becomes equal to or smaller than the predetermined second threshold value Ith2 . Alternatively, the magnet drive circuit 1 includes the potential difference measuring unit 10, and after the transistor 51 is turned on, the potential difference between the positive power supply line 7 and the negative power supply line 8 is equal to or less than a predetermined third threshold value Vth3. At this time, the control unit 6 may disconnect the transistor 51. As a result, it is possible to accurately grasp the timing for canceling the current due to the stored energy and to quickly flow the reverse excitation current I 2 in the direction opposite to the normal excitation current I 1 to the lifting magnet 2.

本発明によるリフティングマグネット駆動回路は、上記した実施形態に限られるものではなく、他に様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態では、Ｈブリッジ回路部が有するトランジスタ及びエネルギ吸収部が有するスイッチ素子としてｎｐｎ型トランジスタが用いられているが、ｐｎｐ型トランジスタを用いることもできる。また、上記実施形態のリフティングマグネット駆動回路は３相交流電源に対応する直流変換部を備えているが、直流変換部は、６相交流電源など他の形式の交流電源に対応する構成であってもよい。   The lifting magnet drive circuit according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various other modifications are possible. For example, in the above embodiment, an npn-type transistor is used as a switch element included in the transistor included in the H-bridge circuit unit and the energy absorption unit, but a pnp-type transistor can also be used. The lifting magnet drive circuit of the above embodiment includes a DC converter corresponding to a three-phase AC power supply, and the DC converter is configured to support other types of AC power supplies such as a six-phase AC power supply. Also good.

本発明によるリフティングマグネット駆動回路の一実施形態の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of one Embodiment of the lifting magnet drive circuit by this invention. （ａ）リフティングマグネットの両端に印加される電圧の時間波形を示すグラフである。（ｂ）正側電源ラインにおけるＨブリッジ回路部とエネルギ吸収部との間の電流量の時間波形を示すグラフである。（ｃ）正側電源ラインと負側電源ラインとの間の電位差の時間波形を示すグラフである。(A) It is a graph which shows the time waveform of the voltage applied to the both ends of a lifting magnet. (B) It is a graph which shows the time waveform of the electric current amount between the H bridge circuit part and energy absorption part in a positive side power supply line. (C) It is a graph which shows the time waveform of the electric potential difference between a positive side power supply line and a negative side power supply line. リフティングマグネットを駆動するための従来の回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the conventional circuit for driving a lifting magnet.

符号の説明Explanation of symbols

１…リフティングマグネット（マグネット）駆動回路、２…リフティングマグネット、３…直流変換部、４…Ｈブリッジ回路部、５…エネルギ吸収部、６…制御部、７…正側電源ライン、８…負側電源ライン、９…電流測定部、１０…電位差測定部、１１ａ〜１１ｃ…交流電源ライン、３１ａ〜３１ｆ…ダイオード、４１ａ〜４１ｄ，５１…トランジスタ、４２ａ〜４２ｄ，５２…ダイオード、５３…抵抗素子、５４…コンデンサ。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Lifting magnet (magnet) drive circuit, 2 ... Lifting magnet, 3 ... DC conversion part, 4 ... H bridge circuit part, 5 ... Energy absorption part, 6 ... Control part, 7 ... Positive side power supply line, 8 ... Negative side Power supply line, 9 ... Current measurement unit, 10 ... Potential difference measurement unit, 11a-11c ... AC power supply line, 31a-31f ... Diode, 41a-41d, 51 ... Transistor, 42a-42d, 52 ... Diode, 53 ... Resistance element, 54: Capacitor.

Claims (5)

リフティングマグネットに励磁電流を供給するためのリフティングマグネット駆動回路であって、
交流電源から供給された交流電源電圧を直流電源電圧へ変換し、該直流電源電圧を正側出力端と負側出力端との間に提供する直流変換部と、
前記直流変換部の前記正側出力端に電気的に接続された正側電源ラインと、
前記直流変換部の前記負側出力端に電気的に接続された負側電源ラインと、
前記正側電源ラインと前記負側電源ラインとの間に電気的に接続され、少なくとも４つのトランジスタ、及び該少なくとも４つのトランジスタそれぞれのコレクタ−エミッタ間に電気的に接続された少なくとも４つの整流素子を含んで構成され、前記リフティングマグネットへの前記励磁電流の向きを制御するＨブリッジ回路部と、
前記正側電源ラインと前記負側電源ラインとの間に電気的に接続され且つ互いに直列に接続された抵抗素子及びスイッチ素子、並びに前記抵抗素子及び前記スイッチ素子に対して並列に接続された容量素子を有し、前記励磁電流の向きが切り替わる際に前記リフティングマグネットに蓄積されたエネルギを吸収するエネルギ吸収部と、
前記Ｈブリッジ回路部と前記エネルギ吸収部との間の前記正側電源ラインに流れる電流の向き及び大きさを測定する電流測定部、及び前記正側電源ラインと前記負側電源ラインとの間の電位差を測定する電位差測定部のうち少なくとも一方の測定部と、
前記電流の向き及び大きさ、並びに前記電位差のうち少なくとも一方の測定結果に基づいて、前記エネルギ吸収部の前記スイッチ素子における導通状態を制御する制御部と
を備えることを特徴とする、リフティングマグネット駆動回路。 A lifting magnet drive circuit for supplying an exciting current to the lifting magnet,
A DC converter that converts an AC power supply voltage supplied from an AC power supply into a DC power supply voltage, and provides the DC power supply voltage between a positive output terminal and a negative output terminal;
A positive power line electrically connected to the positive output terminal of the DC converter;
A negative power supply line electrically connected to the negative output terminal of the DC converter;
At least four rectifier elements electrically connected between the positive power supply line and the negative power supply line, and electrically connected between collectors and emitters of the at least four transistors, respectively. An H bridge circuit unit configured to control the direction of the excitation current to the lifting magnet,
A resistance element and a switch element that are electrically connected between the positive power supply line and the negative power supply line and connected in series with each other, and a capacitor connected in parallel to the resistance element and the switch element An energy absorption part that has an element and absorbs energy accumulated in the lifting magnet when the direction of the excitation current is switched;
A current measuring unit for measuring a direction and a magnitude of a current flowing in the positive power line between the H bridge circuit unit and the energy absorbing unit; and between the positive power line and the negative power line. At least one of the potential difference measuring units for measuring the potential difference; and
And a control unit that controls a conduction state in the switch element of the energy absorption unit based on a measurement result of at least one of the direction and magnitude of the current and the potential difference. circuit. 前記電流測定部を備え、
前記正側電源ラインにおいて前記Ｈブリッジ回路部から前記エネルギ吸収部へ向かう電流が生じたときに、前記制御部が前記スイッチ素子を導通させることを特徴とする、請求項１に記載のリフティングマグネット駆動回路。 Comprising the current measuring unit;
2. The lifting magnet drive according to claim 1, wherein when a current from the H-bridge circuit unit to the energy absorption unit is generated in the positive power supply line, the control unit causes the switch element to conduct. circuit. 前記電位差測定部を備え、
前記正側電源ラインと前記負側電源ラインとの間の前記電位差が所定の第１の閾値以上となったときに、前記制御部が前記スイッチ素子を導通させることを特徴とする、請求項１に記載のリフティングマグネット駆動回路。 Comprising the potential difference measuring unit;
The control unit causes the switch element to conduct when the potential difference between the positive power supply line and the negative power supply line is equal to or greater than a predetermined first threshold value. Lifting magnet drive circuit described in 1. 前記電流測定部を備え、
前記スイッチ素子が導通された後、前記正側電源ラインにおいて前記Ｈブリッジ回路部から前記エネルギ吸収部へ向かう前記電流の大きさが所定の第２の閾値以下となったときに、前記制御部が前記スイッチ素子を不通にすることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載のリフティングマグネット駆動回路。 Comprising the current measuring unit;
After the switch element is turned on, when the magnitude of the current from the H bridge circuit unit to the energy absorption unit in the positive power supply line becomes equal to or less than a predetermined second threshold, the control unit The lifting magnet drive circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the switch element is disabled. 前記電位差測定部を備え、
前記スイッチ素子が導通された後、前記正側電源ラインと前記負側電源ラインとの間の前記電位差が所定の第３の閾値以下となったときに、前記制御部が前記スイッチ素子を不通にすることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載のリフティングマグネット駆動回路。 Comprising the potential difference measuring unit;
After the switch element is turned on, the control unit disconnects the switch element when the potential difference between the positive power supply line and the negative power supply line is equal to or less than a predetermined third threshold value. The lifting magnet drive circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein
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