JP4334256B2

JP4334256B2 - Radiation output monitoring device

Info

Publication number: JP4334256B2
Application number: JP2003085181A
Authority: JP
Inventors: 幹雄泉; 晋内藤; 立行前川; 秀亨北薗; 輝次垂水
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-03-26
Filing date: 2003-03-26
Publication date: 2009-09-30
Anticipated expiration: 2023-03-26
Also published as: JP2004294193A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば沸騰水型原子炉に用いられる放射線出力監視装置に関するものであり、詳しくは広レンジの監視に用いられるパルス計測方法およびキャンベル計測方法、信号増加率（ペリオド）の監視方法、その耐ノイズ性または計測性能を改善するためのディジタル信号処理手法、さらに、これらを実装するディジタル信号処理素子の信頼性を確保するための構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、原子炉における放射性を計測する場合に、パルス計測およびキャンベル計測と呼ばれる計測方法が用いられる。このパルス計測およびキャンベル計測は、広いレンジの放射線を測定する場合に併用されるものであって、パルス計測の方は放射線検出器から出力されるパルス数を数えるものであり、そのパルスが重なり合って計数できない状態ではキャンベル計測が用いられる。
【０００３】
例えば、最近の沸騰水型原子炉であれば、炉心を内包する原子炉圧力容器の内部に６〜１０本のＳＲＮＭ（Start up Ranged Neutron Monitor）検出器および１００〜２００本のＬＰＲＭ（Local Power Ranged Monitor）検出器と呼ばれる放射線測定用の検出器が設置されており、これらの検出器の出力信号をそれぞれ起動領域モニタおよび出力領域モニタによって測定し、約１１桁の監視幅で監視している。
【０００４】
起動領域モニタは、原子炉起動監視装置などとも呼ばれる。この起動領域モニタは、原子炉出力の低い領域、つまり、検出器の出力パルスを正確に計測することのできる低出力範囲（１０^−９％〜１０^−４％）では、パルスの個数を計数する処理（これをパルス計測と呼ぶ）を行う。また、原子炉出力が高い領域、つまり、検出器の出力パルスが重なり合ってパルス数を正確に計測できない高出力範囲（１０^−５％〜１０％）では、その出力パルスの重なりにより生じるゆらぎのパワーを測定する処理（これをキャンベル計測と呼ぶ）を行う。このように、出力範囲に応じてパルス計測とキャンベル計測を適宜切り替えて原子炉の起動時における放射線の出力監視を行っている。
【０００５】
従来、このようなパルス計測およびキャンベル計測を用いた原子炉起動監視装置として、例えば特許文献１〜３などが知られている。
【０００６】
以下に、特許文献１の「原子炉起動監視装置および炉内出力監視方法」を例にして従来の構成について説明する。
【０００７】
図１３は従来の原子炉における放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図であり、特許文献１に記載の装置構成に相当する。この原子炉起動監視装置は、ＳＲＮＭ検出器１と、アナログ式のプリアンプ２と、Ａ／Ｄ変換器３と、パルス計数部５と、和演算部３３と、パワー演算部３４と、加算平均部３５と、原子炉出力評価部３６とから構成されている。
【０００８】
ＳＲＮＭ検出器１は、原子炉内の中性子に反応し、中性子束レベルに対応した信号（アナログ）を出力する。この出力信号をプリアンプ２で増幅した後、Ａ／Ｄ変換器３にて高速にサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換し、パルス計数部５にてそのパルス数を計数する。一方、Ａ／Ｄ変換器３で得られたサンプリング値を和演算部３３で加算処理し、キャンベル計測に必要なサンプリングレートまで落とすと共に、ダイナミックレンジを稼ぐために加算処理して等価ビット数の改善を図る。その結果をパワー演算部３４でバンドパスフィルタ処理を行った後、２乗演算して、さらに、加算平均部３５で平均化処理してキャンベル出力値を算出する。
【０００９】
このようにして、パルス計数部５で求められたパルス計数値と加算平均部３５で求められたキャンベル値は、それぞれ原子炉出力評価部３６に与えられる。原子炉出力評価部３６では、パルス計数値とキャンベル値の両情報に基づいて監視対象である原子炉の出力評価を行い、その結果を画面上に表示する。
【００１０】
この原子炉起動監視装置では、パルス計数部５によりパルスの波高のみではなく、パルス幅の情報も取り入れた弁別により、広いパルス幅のノイズを除去し、検出器出力信号パルスのみを計数できる。
【００１１】
すなわち、例えば１００ｎｓパルス幅のＳＲＮＭ検出器１の出力を２５ｎｓ間隔でサンプリングする。このサンプリングデータのうち、パルス幅に相当するｋ−３番からｋ番目までの４つのサンプリング値［Ｓ（ｋ）、Ｓ（ｋ−１）、Ｓ（ｋ−２）、Ｓ（ｋ−３）］を用い、パルス立ち上がり部相当のサンプリング値Ｓ（ｋ−３）、立ち下がり部相当のサンプリング値Ｓ（ｋ）と、その間の２つのサンプリング値Ｓ（ｋ−２）およびＳ（ｋ−１）から下記のような演算を行い、その結果（Ｏｕｔ（ｋ））をパルス弁別の指標とし、予め設定したレベルの範囲内の場合、中性子パルスとして計数するものである。
【００１２】
Ｏｕｔ（ｋ）＝＋ｂ×Ｓ（ｋ−２）＋ｃ×Ｓ（ｋ−１）−ａ×Ｓ（ｋ−３）−ｄ×Ｓ（ｋ） …（１）
上記（１）式の演算を行うことにより、ＳＲＮＭ検出器１の出力信号パルスとほぼ同じパルス幅の信号のみを計数することが可能となる。つまり、大きなサージ状のノイズに信号パルスが重畳した場合でも、パルスのグランドレベルを差し引くことで正確に計数することが可能となる。なお、このような検出器パルス形状に合致したケースを検出できる指標を複数設けて、ＡＮＤをとることによって、この識別性能は向上する。これにより、最もＳＲＮＭに混入しやすい数μｓ幅のサージノイズが混入しても、ほぼ完全に除去し、１００ｎｓ幅の検出器パルスのみを計数可能である。
【００１３】
一方、キャンベル計測に関しては、パワー演算部３４により周波数帯域を制限し、２乗平均値を演算する。この構成では、ソフトウエアにより周波数帯域を設定できるため、ノイズが測定帯域と同等の周波数となった場合に測定帯域をソフトにより変更して、ノイズの誘導を低減することができる。
【００１４】
また、この加算平均部３５に関し、検出器出力信号を第１の時間幅で平滑化する第１の平滑化部と、第１の平滑化部の出力の履歴データから求められる閾値により異常値の部分を除去して補正値に置き換えるデータ平均化部と、このデータ平均化部の出力をさらに平滑化する第２の平滑化部とを備えることで、異常値を除去してキャンベル計測の外来ノイズによる誤動作を防止することが可能である。
【００１５】
【特許文献１】
特開２０００−１６２３６６号公報
【００１６】
【特許文献２】
特開平７−３０６２９２号公報
【００１７】
【特許文献３】
特公平７−１１９８２４号公報
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したような従来の監視装置では、以下のような問題があった。
【００１９】
（１）第１の課題は、プリアンプ波形に起因するパルスの誤計数である。すなわち、信号ケーブル内の反射などにより放射線検出器から出力される信号のパルス形状にゆがみが生じ、本来のパルスとは反対極性のパルスが所謂アンダーシュートパルスとして発生することがある。通常、このようなアンダーシュートパルスの発生を防止するための工夫がなされているが、アンダーシュートパルスを完全に除くことは非常に困難である。
【００２０】
この場合、パルスの波高のみによりパルス計測を行う構成では、パルスの極性のみを監視すれば良いので、アンダーシュートは問題とならない。しかし、ディジタル処理として微分処理を施した場合には、検出器から出力されるパルス（例えば正のパルス）に含まれるアンダーシュート成分（負のパルス）のために、当該パルス信号が両極性信号（正負の信号）に変換されるので、本来計数すべきパルス１個分が、２個に誤計数される可能性がある。
【００２１】
この様子を図１４に示す。
【００２２】
図１４はプリアンプ出力と２次微分フィルタ出力を模式的に示した図である。今、プリアンプ出力を２次微分フィルタ処理して、そのフィルタ出力である信号の負極性のパルス数を計数するものとする。このような場合、アンダーシュート成分による負極正パルスが生成され、本来ピーク位置で生成される１個のパルスのみを計数するものが、このアンダーシュート成分による負極性パルスのために２個として誤計数されることになる。
【００２３】
この現象は、検出器出力信号パルスの波高が一定であれば、波高弁別（予め閾値として設定された波高レベルとの比較によって正規パルスを識別する方法）にて対処可能である。しかしながら、パルスの波高は一定でない場合がほとんどであり、大きい波高のアンダーシュート成分が小さいパルスと誤計数される可能性がある。これを防ぐために、検出器に対して不感時間を定める方法が考えられるが、検出器にて計数可能な最大のパルス数が低下するといった問題がある。しかも、ディジタル信号処理の場合、その処理間隔がサンプリング間隔で規定されるため、不感時間もアナログ処理で処理するよりも長くなるという問題があり、改善が求められる。
【００２４】
（２）第２の課題は、計数特性の検出器出力信号の形状依存性である。すなわち、原子炉内に設置されるＳＲＮＭ検出器は、一般に、高計数率まで計数するために核***検出器が用いられており、これはパルス幅が１００ｎｓ程度と狭く、一定の値となる。しかし、比例計数管、シンチレーション検出器などの他の放射線検出器のプリアンプ出力は、立上がりが早いが、パルスの立下りが非常に遅い場合がある。
【００２５】
例えば、立ち上がりの時間幅は数百ｎｓであるに対し、立ち下りの時間幅は数十μｓである。測定装置をこれら検出器の測定にも流用するには、パルス幅の狭い信号と共に、パルスの立下り（テイル）の長い信号も同一の信号処理で計測できることが望まれている。
【００２６】
（３）第３の課題は、キャンベル計測における異常値の除去方法に関してである。すなわち、異常値処理において、異常値を識別するための閾値を過去の履歴データの整数倍として設定する方法がある。しかし、例えば過去の履歴データの値がゼロの場合には、異常判定値もゼロとなり、正常な異常判定が行われないといった問題がある。従来、このようなデータ値がゼロの場合における対処は何ら行われていない。
【００２７】
（４）第４の課題は、キャンベル計測における信号の増加率（ペリオド）の監視方法についてである。特に原子炉の出力監視では、信号増加率は重要であり、信号がｅ倍（自然対数の底）に増加する時間をペリオドというパラメータで規定して測定を行っている。
【００２８】
このペリオド演算方法に関しては、特許文献２の「原子炉の中性子束モニタ方法原子炉起動監視装置および炉内出力監視方法」に記載されているようにディジタルフィルタにより実現する方法が採用されている。また、このペリオドを用いた原子炉の停止信号（スクラム信号）を発生する方法に関しては、特許文献３の「原子炉の起動域過渡状態監視装置およびプラントのスクラムを開始する装置」に記載されている。
【００２９】
これら公報に記載の方法は、中性子信号の微分値による直接的な増加率監視ではなく、アナログフィルタを通過した遅延信号を利用したもので、ノイズに強く誤動作しないものとされる。しかしながら、原子炉運転のさらなる自動化と、誤動作の防止のためには、さらにペリオドの応答が速く、本来必要のない微小な過渡変動には応答しないペリオドによる原子炉停止または制御棒操作禁止方法が必要となる。
【００３０】
（５）第５の課題としては、放射線出力監視装置の信号処理をディジタル信号処理で行う場合の装置構成に関するものである。つまり、検出器出力信号の波形を直接サンプリングし、それらを信号処理する場合には、高速のデータ通信と、その精度を確保するためにデータ表現に用いる数値のビット幅を大きくする必要がある。
【００３１】
しかしながら、装置間または演算素子間またはＡ／Ｄ変換素子と演算素子間などの通信では、高速化に伴い、伝送路内の信号の反射、他の信号との干渉が生じ、伝送エラーが発生しやすくなる。また、データビット数を大きくした場合、そのｂｉｔ数分の信号線が必要となり、データ間の干渉などによる誤動作が生じやすくなるという問題がある。
【００３２】
さらに、原子炉の出力監視では、局所出力監視用の検出器（ＬＰＲＭ検出器）が約２００本程度挿入され、それらの信号を信号処理することになる。仮に４台の計測器で処理するものとした場合、１台約５０本の信号を処理しなければならない。通常、これらを信号処理するために、各信号を切り替えて、順次処理する方法が用いられているが、さらに高速のＡＤ素子を用いた場合に時分割の設計が難しくなると共に、相互の干渉などの不具合事象が生じた場合に原因を究明することが難しくなることが予想される。つまり、処理が複雑になり、装置内の信号伝送経路が明確でなく、装置の信頼性を確保することが困難となるという問題が生じる。よって、高速のＡ／Ｄ変換を使った場合でも、高い信頼性を確保できる装置構成が望まれる。
【００３３】
また、ディジタル演算装置を、プログラムロジックデバイス（ＰＬＤ）等のスタティックＲＡＭにデータまたは演算情報を格納した素子で実現するような場合、高放射線場では、そのプログラムがビット反転を起こし正常に動作しない場合が生じる。このような高放射線場でも動作不良がない信頼性の高い測定装置が望まる。
【００３４】
本発明はかかる従来の事情に鑑みなされたものであり、原子炉内に設置された放射線検出器の出力信号をディジタル信号処理する場合における課題を解消して信頼性の高い放射線出力監視装置を提供することを目的とする。
【００３５】
詳しくは、上記課題（１），（２）を解消するべく、ディジタル信号処理を用いたパルス計測に関し、波形のアンダーシュート等によるパルスの誤計数を防止することを目的とするものである。
【００３６】
また、上記課題（３），（４）を解消するべく、ディジタル信号処理を用いたキャンベル計測に関し、耐ノイズ性の改善と、ペリオドトリップの応答性を改善することを目的とするものである。
【００３７】
また、上記課題（５）を解消するべく、ディジタル信号処理のための装置構成に関し、信号間の干渉による誤動作を低減して高速にディジタルデータを処理できる信頼性の高い装置構成を提供することを目的とするものである。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
（１）本発明の請求項１に係る放射線出力監視装置は、原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力信号を１次微分フィルタ処理により波形整形した際に生じる両極性パルスの後発のパルスを選択してパルス識別処理を行う信号識別手段と、この信号識別手段によって識別されたパルス信号を計数するパルス計数手段とを具備して構成される。
【００３９】
このような構成の放射線出力監視装置においては、原子炉内の放射線が放射線検出手段に入射すると内部で反応し、それに応じた電気信号が出力されてＡ／Ｄ変換手段に入力される。Ａ／Ｄ変換手段では、この電気信号をディジタル信号に変換する。このディジタル信号は信号識別手段で１次微分フィルタ処理により波形整形される。
【００４０】
その際、１次微分フィルタの出力が両極性のパルスとなるが、先に正パルスとなるか負パルスとなるかはフィルタ係数によって異なる。信号識別手段では、この両極性パルスの先行するパルスではなく、後発のパルスを選択し、その後発パルスを波高弁別することで検出器出力信号パルスを識別する。これにより、アンダーシュートによって生じる逆極性パルスによって１つのパルスが２個のパルスとして誤計数されることを防止できる。
【００４１】
また、本発明の請求項２に係る放射線出力監視装置は、原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力信号を１次微分フィルタ処理により波形整形した際に生じる両極性パルスの先行または後発のパルスを波形特性に応じて選択し、その選択したパルスを波高弁別して識別する信号識別手段と、この信号識別手段によって識別されたパルス信号を計数するパルス計数手段とを具備して構成される。
【００４２】
このような構成の放射線出力監視装置においては、放射線検出手段から出力される電気信号がＡ／Ｄ変換手段によりディジタル信号に変換された後、信号識別手段により１次微分フィルタ処理される。その際に、１次微分フィルタの処理結果として両極性のパルスが出力される。
【００４３】
ここで、信号識別手段には、この両極性パルスの先行または後発のパルスを波形特性に応じて選択する機能を備えている。したがって、例えばアンダーシュートが大きい場合には上記請求項１の構成のように後発パルスを選択し、また、想定したパルス長よりも長くなる検出器の出力を測定する場合に先行パルスを選択することで正確なパルス計数が可能となる。
【００４４】
また、本発明の請求項３に係る放射線出力監視装置は、原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力信号を波形整形する波形整形手段と、この波形整形手段の出力信号を所定の波高弁別レベルと比較し、その弁別レベルを超えた場合にパルス識別信号を出力する識別信号発生手段と、この識別信号発生手段から出力される上記パルス識別信号の継続発生時間を監視し、その継続発生時間が所定のパルス幅以上となった場合に上記パルス識別信号をリセットする識別信号リセット手段と、この識別信号リセット手段のリセットタイミングで得られる上記パルス識別信号のパルス数と、継続発生時間が所定のパルス幅未満である場合の上記パルス識別信号のパルス数とを計数するパルス計数手段とを具備して構成される。
【００４５】
このような構成の放射線出力監視装置においては、放射線検出手段から出力される電気信号がＡ／Ｄ変換手段によりディジタル信号に変換される。波形整形手段では、このＡ／Ｄ変換手段により得られたディジタル信号（サンプリング値）をもとにディジタル演算によりノイズの除去等を行って波形整形する。識別信号発生手段では、この波形整形手段の出力信号の波高が所定のレベル以上の場合にパルス識別信号を出力する。
【００４６】
ここで、識別信号リセット手段では、このパルス識別信号の継続発生時間をモニタして、予め規定された１個のパルス幅相当以上にパルス識別信号が継続した場合には当該信号をリセットする。これにより、複数のパルスが重なって１個の長いパルスして連続して出力された場合でも、識別信号リセット手段によるリセットのタイミングで正しいパルス数に近い値をカウントしてその数を表示することが可能となる。
【００４７】
（２）本発明の請求項４に係る放射線出力監視装置は、原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力信号の周波数帯域を制限する帯域制限手段と、この帯域制限手段の出力信号のｎ乗値（ｎ≧２）を算出するｎ乗値演算手段と、このｎ乗値演算手段によって得られたｎ乗値を第１の時間幅で平滑化する第１の平滑化手段と、この第１の平滑化手段の出力信号の履歴データに所定のオフセット値を加算した値を異常判定値として算出し、当該出力信号から上記異常判定値を超える部分を除去するデータ除去手段と、このデータ除去手段の出力信号を第２の時間幅で平滑化する第２の平滑化手段と、この第２の平滑化手段の出力信号に基づいて放射線強度を算出して評価する評価手段とを具備して構成される。
【００４８】
このような構成の放射線出力監視装置においては、放射線検出手段から出力される電気信号がＡ／Ｄ変換手段によりディジタル信号に変換された後、バンドバスフィルタ等からなる帯域制限手段を介してｎ乗値演算手段に与えられる。ｎ乗値演算手段では、この帯域制限手段の出力信号のｎ乗値を算出する。このｎ乗値は第１の平滑化手段で第１の時間幅で平滑化された後、データ除去手段に与えられる。
【００４９】
データ除去手段では、第１の平滑化手段の出力信号から異常判定値（異常判定用の閾値）を超える部分を除去する。このとき用いられる異常判定値には、所定のオフセット値が含まれている。したがって、履歴データがゼロの場合に異常判定値もゼロとなって正常な異常判定が行われないといった問題を解消し、キャンベル計測を高精度に行うことができる。
【００５０】
また、本発明の請求項５に係る放射線出力監視装置は、原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力信号に基づいて放射線強度を算出する放射線強度算出手段と、有限長インパルス応答型ディジタルフィルタからなり、上記放射線強度算出手段によって算出された放射線強度を加重平均化処理する加重平均化手段と、この加重平均化手段によって加重平均化された放射線強度と元の放射線強度とを比較し、上記加重平均化された放射線強度よりも上記元の放射線強度が大きい場合にトリップ信号を出力するトリップ判定手段とを具備して構成される。
【００５１】
このような構成の放射線出力監視装置においては、放射線検出手段の出力信号はＡ／Ｄ変換手段に入力し、ディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、放射線強度算出手段で放射線強度に変換される。この放射線強度は、加重平均化手段によって加重平均化処理されてトリップ判定手段に与えられる。トリップ判定手段では、この加重平均化された放射線強度と元の放射線強度とを比較して上記加重平均化された放射線強度よりも上記元の放射線強度が大きい場合にトリップ信号を出力する。
【００５２】
ここで、上記加重平均化手段として、有限長インパルス応答型ディジタルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）を用いることで、フィードバックを有する１次遅れのディジタルフィルタに比べてトリップの発生タイミングを安定化させて、その応答特性を改善できる。
【００５３】
また、本発明の請求項６では、上記請求項５記載の放射線出力監視装置において、上記ディジタルフィルタのステップ応答の遅延時間がトリップ応答の要求仕様を満たすように、上記加重平均化手段によって放射線強度の加重平均化を行う際の加重値が設定されていることを特徴とする。
【００５４】
このような構成の放射線出力監視装置においては、フィルタ設計時の遅延時間を原子炉のトリップ応答で要求される値に設定しておくことで、要求仕様内でトリップを発生させることが可能となる。
【００５５】
また、本発明の請求項７に係る放射線出力監視装置は、原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このＡ／Ｄ変換手段の出力信号に基づいて放射線強度を算出する放射線強度算出手段と、１つまたは複数の有限長インパルス応答型ディジタルフィルタからなり、上記放射線強度算出手段によって算出された放射線強度を加重平均化処理する加重平均化手段と、この加重平均化手段の出力信号と上記放射線強度と上記ディジタルフィルタの加算数から決定される遅れ時間に基づいて信号の増加率を算出するペリオド算出手段とを具備して構成される。
【００５６】
このような構成の放射線出力監視装置においては、放射線検出手段の出力信号はＡ／Ｄ変換手段に入力し、ディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、放射線強度算出手段で放射線強度に変換される。
【００５７】
この放射線強度は、有限長インパルス応答型ディジタルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）からなる加重平均化手段によって加重平均化処理される。その際、ペリオドの監視範囲を広くするためには、異なる遅延時間を有する複数のＦＩＲフィルタを用いて遅延時間の異なる出力を出力する。
【００５８】
ペリオド算出手段では、この加重平均化手段の出力信号と元の放射線線強度とフィルタ加算数（ＴＡＰ数）を基に信号の増加率（ペリオド）を算出する。この場合、ＦＩＲフィルタの遅延時間はＴＡＰ数／２で規定され、ランプ型の信号変化では、この遅延時間分遅れた信号が出力される。つまり、遅れ時間をＴｃとすると、ＦＩＲフィルタのＴＡＰ数をＴｃ／ｅ（自然対数の底）×２に選定する。これにより、ペリオドＴの逆数をφ／ψ／Ｔｃにより評価することが可能となる。
【００５９】
ただし、ペリオド監視範囲はＴｄ以内であるため、複数のＦＩＲフィルタを用意しておき、早いペリオドに対してはＴｄの短いＦＩＲフィルタを用い、遅いペリオドである信号に対してはＴｄの長いＦＩＲフィルタを用いることが好ましい。このように、フィードバックを有する１次遅れのディジタルフィルタに比べ、応答の速いトリップの表示が可能となる。
【００６５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の放射線出力監視装置について説明する。
【００６６】
なお、本発明の放射線出力監視装置は、原子炉の起動時における放射線の出力監視を行うものであり、特に放射線検出器の出力信号をディジタル信号処理することで、その出力監視を行うものである。以下では、ディジタル信号処理を用いたパルス計測、キャンベル計測、そして、ディジタル信号処理を行う場合の装置構成について各実施形態に分けて説明する。
【００６７】
（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態として、ディジタル信号処理を用いたパルス計測において、特に検出器出力信号を１次微分フィルタ処理したときに生じるアンダーシュートの補正方法について説明する。
【００６８】
図１は本発明の第１の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図である。この放射線出力監視装置は、ＳＲＮＭ検出器１と、プリアンプ２と、Ａ／Ｄ変換器３と、信号識別部４と、パルス計数部５とからなる。
【００６９】
ＳＲＮＭ検出器１は、炉心を内包する原子炉圧力容器の内部に設置される放射線検出器であって、原子炉出力つまり炉内の中性子束を監視するために用いられる。このＳＲＮＭ検出器１は、炉内の放射線（中性子）に反応してそのレベルに対応した電気信号（アナログ信号）をプリアンプ２に出力する。プリアンプ２は、このＳＲＮＭ検出器１からの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、プリアンプ２にて増幅されたＳＲＮＭ検出器１の出力信号を高速にサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換する。
【００７０】
信号識別部４は、１次微分フィルタを有し、Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル信号に変換された検出器出力信号を１次微分フィルタ処理により波形整形する。また、本実施形態では、この信号識別部４は、そのフィルタ出力である両極性パルスのうちの後発のパルスを用いて検出器出力信号を識別する機能を有する。パルス計数部５は、信号識別部４によって識別されたパルスを計数する。
【００７１】
なお、上記ＳＲＮＭ検出器１は、パルス出力が得られる核***検出器であるが、他のパルス出力が得られる電離箱等の放射線検出器でも適用可能である。
【００７２】
このような構成において、ＳＲＮＭ検出器１に中性子が入射し、内部で核***すると電流パルス（アナログ信号）が出力される。このときの電流パルスの時間幅は１００ｎｓ程度である。この電流パルスはプリアンプ２に入力され、増幅される。プリアンプ２には、ＳＲＮＭ検出器１へ電圧を印加するなどの機能も備えられている。
【００７３】
プリアンプ２にて増幅された電流パルスは、Ａ／Ｄ変換器３に入力され、ここで例えば２５ｎｓ間隔等のサンプリング時間間隔でサンプリングされ、ディジタル信号に変換される。このサンプリング間隔は短いほど波形の情報を多く抽出でき、他の誤信号、例えば外来ノイズによる信号を除いて検出器出力信号パルスのみを正確に計数することが可能となる。なお、Ａ／Ｄ変換器３では、サンプリング前に、サンプリング処理に必要な周波数帯域に制限するバンドパスフィルタ処理も行っている。Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル化された検出器出力信号は信号識別部４に入力され、１次微分フィルタ処理により波形整形される。
【００７４】
ここで、Ａ／Ｄ変換器３の出力信号（ディジタル化された検出器出力信号）を１次微分フィルタ処理した場合に、当該信号が両極性のパルス信号（正負のパルス信号）に変換される。このため、波高弁別レベルによってノイズ分の弁別を行っても、本来計数すべきパルス１個分が２個のパルスとして出力される可能性がある。
【００７５】
そこで、本実施形態では、信号識別部４において、上記両極性パルスのうちの後発のパルスを本来のパルスとして用い、これを所定の波高弁別レベルにて識別処理する。
【００７６】
具体的に説明すると、例えば２５ｎｓ毎にサンプリングしたサンプル値４つを時間の早い順に、Ｓ（ｋ−３）、Ｓ（ｋ−２）、Ｓ（ｋ−１）、Ｓ（ｋ）とした場合において、
Ｏｕｔ（ｋ）＝−１×Ｓ（ｋ−３）−１×Ｓ（ｋ−２）＋１×Ｓ（ｋ−１）＋１×Ｓ（ｋ） …（２）
といった１次微分フィルタ相当の処理を行うものとする。
【００７７】
このときの１次微分フィルタ演算結果を波形で表すと、図２（ａ）のようになる。図２（ａ）はプリアンプ出力波形と上記（２）式の１次微分フィルタ演算結果とを比較して示した図であり、図中の一点鎖線で示す波形が１次微分フィルタ演算結果である。
【００７８】
すなわち、上記（２）式による１次微分フィルタ処理を行うと、本来の出力パルス（負極性のパルス）とは反対の正極性のパルスがはじめに発生し、その後に続いて負極性のパルスが発生する。したがって、後発の負側のパルスを選択すれば、誤計数を防止することができる。そこで、信号識別部４において、後発の負極性パルスに着目し、その波高を予め設定された弁別レベルと比較し、その波高の電圧が弁別レベルよりもマイナス電圧であれば、検出器出力信号パルスであると判定してパルス計数部５に出力する。
【００７９】
一方、以下のような演算を行った場合には図２（ｂ）のようになる。
【００８０】
Ｏｕｔ（ｋ）＝１×Ｓ（ｋ−３）＋１×Ｓ（ｋ−２）−１×Ｓ（ｋ−１）−１×Ｓ（ｋ） …（３）
上記（３）式による演算結果では、後発が正極性パルスとなって重なる。したがって、この重なった後発パルスに対して波高弁別を行うことで、アンダーシュートによる誤計数を防止することができる。さらに、この後発パルスに対して２乗演算した後に、波高弁別するなどの手法も適用可能である。
【００８１】
なお、正と負のパルスのどちらを用いるのかは、そのときのフィルタ係数に応じて決められる。
【００８２】
このように、検出器出力信号に対するディジタル信号処理に１次微分フィルタを採用した場合において、そのときに生じる両極性のパルスのうちの後発パルスの方を本来の出力パルスとして選択して波高弁別することで、アンダーシュートによる誤計数を防止して正確なパルス数を計測することができる。また、これにより、波高弁別のレベルを下げることが可能となり、小さな信号まで正確に計測できるようになる。
【００８３】
次に、ＳＲＮＭ検出器１から出力されるパルスの波形が長い場合での信号処理方法について説明する。
【００８４】
図３にＳＲＮＭ検出器１のパルス形状の立下りが長い場合の１次微分フィルタ出力を上記（２）式および上記（３）式で処理した結果を示す。図３（ａ）が上記式２で処理した結果、同図（ｂ）が上記式３で処理した結果に対応しており、図中の一点鎖線で示す波形が１次微分フィルタ出力である。いずれも、１次微分フィルタ処理の先行パルスを波高弁別することで、検出器出力信号の立ち上がり部を計数できる。
【００８５】
ここで、１次微分フィルタの出力である両極性パルスの先行パルスまたは後発パルスを選択できる機能を上述した信号識別部４に設けておき、検出器出力パルスの波形特性に応じて、例えば予め想定されているパルス幅よりも長い波形となる場合には先行パルスを選択し、また、アンダーシュートが大きい信号となる場合には後発パルスを選択するものとする。どのような波形特性となるのかは検出器の種類に決まる。したがって、例えば検出器の機種別に先行パルスまたは後発パルスを選択するように予め設定しておくことで対応できる。また、その都度、検出器の出力波形を分析して適切な方のパルスを自動的に選択するといった構成も可能である。
【００８６】
このように、信号識別部４に先行パルス／後発パルスの選択機能を設けたことで、例えば出力パルスの立ち下り部分が長い検出器を用いた場合であっても、本ロジックをそのまま適用でき、正確なパルス計数を実現できる。
【００８７】
また、両者の計数分布を比較することによって、アンダーシュートの影響を評価することが可能となる。
【００８８】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２実施形態として、ディジタル信号処理を用いたパルス計測において、特にパイルアップの補正方法について説明する。
【００８９】
図４は本発明の第２の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図である。この放射線出力監視装置は、ＳＲＮＭ検出器１と、プリアンプ２と、Ａ／Ｄ変換器３と、波形整形部６と、識別信号発生部７と、識別信号リセット部８と、パルス計数部５とからなる。
【００９０】
これらのうち、ＳＲＮＭ検出器１、プリアンプ２、Ａ／Ｄ変換器３については上記第１の実施形態（図１）と同様である。すなわち、ＳＲＮＭ検出器１は、炉内の放射線（中性子）に反応してそのレベルに対応した電気信号（アナログ信号）をプリアンプ２に出力する。プリアンプ２は、このＳＲＮＭ検出器１からの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、プリアンプ２にて増幅された検出器出力信号をサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換する。
【００９１】
ここで、第２の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器３の後段に識別信号発生部７、識別信号リセット部８、パルス計数部５が設けられている。
【００９２】
波形整形部６は、Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル信号に変換された検出器出力信号をフィルタ処理により波形整形する。識別信号発生部７は、波形整形部６の出力信号を予め設定された波高弁別レベルと比較して、所定の条件を満たす場合にパルス識別信号を発生する。識別信号リセット部８は、識別信号発生部７から出力されるパルス識別信号の発生時間をモニタし、その継続時間が所定のパルス幅以上となった場合に当該パルス識別信号をリセットする。パルス計数部５は、識別信号リセット部８のリセットタイミングで得られるパルス識別信号のパルス数と、継続発生時間が所定のパルス幅未満であり、リセットされなかった場合のパルス数との両方を計数する。
【００９３】
このような構成において、ＳＲＮＭ検出器１に中性子が入射し、内部で核***すると電流パルス（アナログ信号）が出力される。この電流パルスはプリアンプ２にて増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３に与えられる。Ａ／Ｄ変換器３では、この電流パルスを例えば２５ｎｓ間隔等のサンプリング時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル化された検出器出力信号は、波形整形部６にてフィルタ処理されて波形整形されてから識別信号発生部７に与えられる。
【００９４】
ここで、識別信号発生部７は、波形整形部６の出力信号と予め設定された波高弁別レベルとを比較して、出力信号が波高弁別レベルを超える場合にパルス識別信号を発生する。識別信号リセット部８は、このパルス識別信号の継続発生時間（つまりパルス幅）を監視し、それがＳＲＮＭ検出器１の種類によって決まる所定のパルス幅以上となった場合にリセット信号を識別信号発生部７に対して出力する。これにより、識別信号発生部７では、このリセット信号が入力されたときにパルス識別信号をある一定の時間だけリセットした後、再び波形整形部５の出力信号を処理して上記同様にしてパルス識別信号を発生する。
【００９５】
図５にこれらの処理を模式的に示す。
【００９６】
図５はパルス識別信号のリセット処理を説明するための図であり、波形整形部５から複数のパルスが波高弁別レベルを超えて重なり合った状態で出力された場合を示している。このような場合、通常のパルス計数では、図中のパルス識別信号のように１つの連続した出力となり、この信号を計数すると１個のパルスとしてカウントされる。
【００９７】
本実施形態では、ＳＲＮＭ検出器１によって規定されるパルス幅を基準として、このパルス幅以上のパルス識別信号が連続的に出力された場合に当該パルス識別信号を一時的にリセットする。つまり、上記ＳＲＮＭ検出器１のパルス幅を基準にしてリセット信号を出力することで、パルス識別信号を所定のパルス幅単位で分割する。これにより、複数のパルスが重なり合った状態で出力されている場合でも、ほぼ正しいパルス数を得ることができる。
【００９８】
図５の例では、パルス識別信号が３つに分解されている。つまり、本来５個の中性子パルスが発生している本ケースにおいて、３個のパルスとして計数されることになり、パルスのパイルアップによる計数損失を低減することが可能となる。
【００９９】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態として、ディジタル信号処理を用いたパルス計測において、出力信号に含まれる異常値の除去方法について説明する。
【０１００】
図６は本発明の第３の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図である。この放射線出力監視装置は、ＳＲＮＭ検出器１と、プリアンプ２と、Ａ／Ｄ変換器３と、バンドパスフィルタ９と、ｎ乗演算装置１０と、第１の平滑部１１と、データ除去平均装置１２と、第２の平滑部１３と、中性子評価装置１４とからなる。
【０１０１】
これらのうち、ＳＲＮＭ検出器１、プリアンプ２、Ａ／Ｄ変換器３については上記第１の実施形態（図１）と同様である。すなわち、ＳＲＮＭ検出器１は、炉内の放射線（中性子）に反応してそのレベルに対応した電気信号（アナログ信号）をプリアンプ２に出力する。プリアンプ２は、このＳＲＮＭ検出器１からの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、プリアンプ２にて増幅された検出器出力信号をサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換する。
【０１０２】
ここで、第３の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器３の後段にバンドパスフィルタ９、ｎ乗演算装置１０、第１の平滑部１１、データ除去平均装置１２、第２の平滑部１３、中性子評価装置１４が設けられている。
【０１０３】
バンドパスフィルタ９は、Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル信号に変換された検出器出力信号の周波数帯域を制限して波形整形する。ｎ乗演算装置１０は、このバンドパスフィルタ９の出力信号のｎ乗演算（ｎ≧２）を行う。第１の平滑部１１は、このｎ乗演算装置１０によって算出されたｎ乗値を平滑化する。データ除去平均装置１２は、第１の平滑部１１の出力信号に含まれる異常値を除去する。第２の平滑部１３は、このデータ除去平均装置１２によって異常値が除去された信号を平滑化する。中性子評価装置１４は、キャンベル計測のための評価処理を行うものであり、第２の平滑部１３の出力信号を放射性強度（中性子束）に換算して評価する。
【０１０４】
また、上記データ除去平均装置１２は、４ｂｉｔシフト器１５と、オフセット加算器１６と、比較器１７と、補正値設定装置１８と、信号選択器１９とから構成される。
【０１０５】
４ｂｉｔシフト器１５は、第１の平滑部１１の出力信号の履歴データを８倍する。オフセット加算器１６は、４ｂｉｔシフト器１５の出力値に一定のオフセット値を加算する。このオフセット加算器１６によってオフセット値を加算した値が異常判定値（異常判定のための閾値）として用いられる。比較器１７は、第１の平滑部１１の出力と異常判定値とを比較する。補正値設定装置１８は、第１の平滑部１１の出力から異常値が検出された場合に置き換える補正値を設定する。信号選択器１９は、比較器１７の比較結果に応じて第１の平滑部１１の出力または補正値設定装置１８の出力（補正値）を選択する。
【０１０６】
このような構成において、ＳＲＮＭ検出器１に中性子が入射し、内部で核***すると電流パルス（アナログ信号）が出力される。この電流パルスはプリアンプ２にて増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３に与えられる。Ａ／Ｄ変換器３では、この電流パルスを例えば２５ｎｓ間隔等のサンプリング時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル化された検出器出力信号は、バンドパスフィルタ９によって信号の帯域が制限されてｎ乗演算装置１０に与えられる。なお、Ａ／Ｄ変換器３にバンドパスフィルタ９の帯域制限機能を持たせても良い。
【０１０７】
ここで、ｎ乗演算装置１０では、バンドパスフィルタ９の出力信号をｎ次のモーメント値に変換する。例えばｎ＝２の場合には、帯域制限された周波数範囲のパワー値に相当する値となる。このモーメント値は第１の平滑部１１で平滑化された後、データ除去平均装置１２に与えられる。そして、このデータ除去平均装置１２によって当該信号の異常判定値を超える部分が除去された後、第２の平滑部１３でさらに平滑された後、中性子評価装置１４で放射性強度（中性子束）に換算される。
【０１０８】
データ除去平均装置１２内では、過去の第１の平滑部１１の履歴データの約８倍の値を４ｂｉｔシフト器１５で算出した後、その値にオフセット加算器１６にて所定のオフセット値（＞０）を加算した値を異常判定値として算出する。そして、比較器１７において、最新の第１の平滑部１１の出力値と異常判定値とを比較する。その結果、第１の平滑部１１の出力値が異常判定値を超える場合には、その異常判定値を超える部分を信号選択器１９にて補正値設定装置１８で算出された値に置き換えて第２の平滑部１３に出力する。
【０１０９】
このように、異常判定値を算出する際に、過去の履歴データの整数倍のみを用いるのではなく、そこにオフセット値を加えておくことで、履歴データがゼロの場合に異常判定値もゼロとなって正常な異常判定が行われないといった問題を解消することができる。これにより、キャンベル計測における突発的なノイズを除去する際の処理動作の安定性を確保して高精度な計測を可能とする。
【０１１０】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態として、ディジタル信号処理を用いたパルス計測において、ペリオドトリップの応答性能について説明する。
【０１１１】
図７は本発明の第４の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図である。この放射線出力監視装置は、ＳＲＮＭ検出器１と、プリアンプ２と、Ａ／Ｄ変換器３と、中性子強度評価装置２０と、ＦＩＲフィルタ・増幅装置２１と、トリップ判定装置２２とからなる。
【０１１２】
これらのうち、ＳＲＮＭ検出器１、プリアンプ２、Ａ／Ｄ変換器３については上記第１の実施形態（図１）と同様である。すなわち、ＳＲＮＭ検出器１は、炉内の放射線（中性子）に反応してそのレベルに対応した電気信号（アナログ信号）をプリアンプ２に出力する。プリアンプ２は、このＳＲＮＭ検出器１からの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、プリアンプ２にて増幅された検出器出力信号をサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換する。
【０１１３】
ここで、第４の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器３の後段に中性子強度評価装置２０、ＦＩＲフィルタ・増幅装置２１、トリップ判定装置２２が設けられている。
【０１１４】
中性子強度評価装置２０は、Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル信号に変換された検出器出力信号に基づいて第１の中性子強度（放射線強度）信号を算出する。ＦＩＲフィルタ・増幅装置２１は、中性子強度評価装置２０によって得られた第１の中性子強度信号を増幅した後、予め設計・評価した加重値に基づいて加算平均処理（ＦＩＲフィルタ処理）を行うことで第２の中性子強度信号を算出する。トリップ判定装置２２は、第２の中性子強度信号より第１の中性子強度信号の方が大きくなった場合にトリップ信号を発生する。
【０１１５】
このような構成において、ＳＲＮＭ検出器１に中性子が入射し、内部で核***すると電流パルス（アナログ信号）が出力される。この電流パルスはプリアンプ２にて増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３に与えられる。Ａ／Ｄ変換器３では、この電流パルスを例えば２５ｎｓ間隔等のサンプリング時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル化された検出器出力信号は、中性子強度評価装置２０に与えられる。
【０１１６】
中性子強度評価装置２０では、Ａ／Ｄ変換器３の出力信号（ディジタル化された検出器出力信号）に基づいて第１の中性子強度（放射線強度）信号を算出した後、これをＦＩＲフィルタ・増幅装置２１およびトリップ判定装置２２に出力する。
【０１１７】
ここで、ＦＩＲフィルタ・増幅装置２１では、第１の中性子強度信号のｋ番目のサンプリング順をＳ（ｋ）とし、加算する個数をｍとし、その加算時のｎ番目の加重値をａ（ｎ）とし、また、増幅度をＧとした場合に下記のような増幅・加算処理を行って第２の中性子強度信号を算出する。
【０１１８】
ＦＯＵＴ（ｋ）＝Ｇ×（Ｓ（ｋ）×ａ（ｍ）＋Ｓ（ｋ−１）×ａ（ｍ−１）＋…＋Ｓ（ｋ−ｍ＋１）×ａ（１）） …（４）式
これら加重値は一般的なＦＩＲフィルタの設計方法に従うものとする。
【０１１９】
（４）式によって算出された第２の中性子強度信号はトリップ判定装置２２に与えられる。トリップ判定装置２２では、この第２の中性子強度信号より第１の中性子強度信号の方が大きくなった場合にトリップ信号を発生して原子炉の起動を停止制御する。
【０１２０】
なお、このフィルタ部をアナログ信号処理での１次遅れフィルタで処理した場合、その伝達関数は、
１／（１＋Ｔ・ｓ）
Ｔ：時定数 …（５）式
となり、ディジタルフィルタで実現した出力をフィードバックするフィルタで構成される。
【０１２１】
これに対して、一般にＦＩＲ（finite impulse response：有限長インパルス応答）フィルタはフィードバックを有せず、伝達関数としては極点を有しないものであり、ディジタル信号処理特有のものである。本実施形態では、このＦＩＲフィルタをペリオド演算に適用するものである。
【０１２２】
図８および図９に中性子束変化に対する１次遅れフィルタの出力とＦＩＲフィルタの出力を比較して示す。この出力は、例えば特公平７−１１９８２４号公報に記載されるスクラム基準に相当する。このスクラム基準を１次遅れフィルタとＦＩＲ型フィルタで比較した場合、信号の最終的な追従性はＦＩＲフィルタの方が早いが、信号の立ち上がりの初期はＦＩＲフィルタの方が遅く立ち上がるといった特長がある。
【０１２３】
トリップ信号は、このフィルタ出力であるスクラム基準と元の増幅しない中性子信号との比較により元の中性子信号が大きい場合に出力される。図８（ａ）、（ｂ）に示すように、中性子信号の変化が少ない場合には、１次遅れフィルタとＦＩＲフィルタの各出力は中性子信号よりも大きいため、トリップを発生しない。
【０１２４】
一方、図９（ａ）、（ｂ）に示すように、中性子信号の変化が大きくなるとトリップを発生する。この場合、図９（ａ）に示すような信号変化では、ＦＩＲフィルタを用いた場合には信号増加開始の約１５秒後にトリップを発生するが、１次遅れフィルタを用いた場合には、信号増加開始の約４０秒後でトリップを発生する。また、図９（ｂ）のような急激な信号変化では、１次遅れフィルタとＦＩＲフィルタの両方のシステムでトリップが発生する。この発生時間などは、フィルタの設計、信号の増加の仕方によって異なるが、ＦＩＲ型フィルタを用いた場合には以下のメリットがあることがわかる。
【０１２５】
つまり、初期遅延のため、応答時間の変動が少ないことである。中性子束の変化は、累乗に増加する場合があり、また、出力のフィードバックがかかったシステムであり、その応答はアナログのフィードバックのかかったフィルタで近似しやすい。ＦＩＲ型フィルタは、異なる応答形状を有しており、初期遅延が多い点である。この初期遅延の結果、図８、図９のような信号変化に対しては、トリップが生じる場合は、ほとんど信号変化開始から０〜３０秒でトリップを発生する。これに対し、従来の１次遅延フィルタでは、０〜４５秒など信号の変化によって応答時間が大きく異なる。
【０１２６】
一般には、信号変化が少ない場合は、応答が遅くとも信号は増加しないため、問題とならず、逆に過度なトリップを発生しない点で有利な場合もある。この初期の遅延時間をフィルタ設計で調整することで、トリップの必要な信号をほぼ同じ時間で応答できるというメリットがある。
【０１２７】
また、中性子信号とＦＩＲフィルタ出力が交差する領域は、初期の立ち上がり遅れ部分である。つまり、この初期立ち上がりの遅延時間がトリップ応答の要求仕様を満たすように、ＦＩＲフィルタによって放射線強度の加重平均化を行う際の加重値を設定しておくことで、確実に要求仕様内でトリップを発生させることが可能となる。
【０１２８】
これらにより、トリップ発生が必要な信号変化に対しては、外来ノイズの除去特性を従来と同等とした条件で、信号変化からトリップ発生までの遅延時間を短くすることができる。
【０１２９】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態として、ディジタル信号処理を用いたパルス計測において、ＦＩＲフィルタを用いたペリオド表示方法について説明する。
【０１３０】
図１０は本発明の第５の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図である。この放射線出力監視装置は、ＳＲＮＭ検出器１と、プリアンプ２と、Ａ／Ｄ変換器３と、中性子強度評価装置２０と、複数のＦＩＲフィルタ２３ａ，２３ｂ…と、ペリオド表示装置２４とからなる。
【０１３１】
これらのうち、ＳＲＮＭ検出器１、プリアンプ２、Ａ／Ｄ変換器３については上記第１の実施形態（図１）と同様である。すなわち、ＳＲＮＭ検出器１は、炉内の放射線（中性子）に反応してそのレベルに対応した電気信号（アナログ信号）をプリアンプ２に出力する。プリアンプ２は、このＳＲＮＭ検出器１からの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３に出力する。Ａ／Ｄ変換器３は、プリアンプ２にて増幅された検出器出力信号をサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換する。
【０１３２】
ここで、第４の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器３の後段に中性子強度評価装置２０、複数のＦＩＲフィルタ２３ａ，２３ｂ…、ペリオド表示装置２４が設けられている。
【０１３３】
中性子強度評価装置２０は、Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル信号に変換された検出器出力信号に基づいて第１の中性子強度（放射線強度）信号を算出する。ＦＩＲフィルタ２３ａ，２３ｂ…は、それぞれに異なる遅延時間を有し、中性子強度評価装置２０から出力される放射線強度信号の加重平均化処理を行う。ペリオド表示装置２４は、これらのフィルタ出力と元の中性子強度信号（放射線強度信号）とＦＩＲフィルタの加算数（ＴＡＰ数）から決定される遅れ時間に基づいて信号の増加率を算出して表示する。
【０１３４】
このような構成において、ＳＲＮＭ検出器１に中性子が入射し、内部で核***すると電流パルス（アナログ信号）が出力される。この電流パルスはプリアンプ２にて増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３に与えられる。Ａ／Ｄ変換器３では、この電流パルスを例えば２５ｎｓ間隔等のサンプリング時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器３にてディジタル化された検出器出力信号は、中性子強度評価装置２０に与えられる。
【０１３５】
中性子強度評価装置２０では、Ａ／Ｄ変換器３の出力信号（ディジタル化された検出器出力信号）に基づいて中性子強度（放射線強度）信号を算出した後、これを複数（ここでは２つの）ＦＩＲフィルタ２３ａ，２３ｂ…およびペリオド表示装置２４に出力する。この中性子強度評価装置２０によって得られた中性子強度信号は、ＦＩＲフィルタ２３ａ，２３ｂ…にて複数の異なる遅延時間に従って加重平均化処理されてペリオド表示装置２４に出力される。
【０１３６】
ペリオド表示装置２４では、これらのＦＩＲフィルタ出力と元の中性子強度信号とＦＩＲフィルタの加算数（ＴＡＰ数）を基にして信号の増加率（ペリオド）を算出して画面上に表示する。
【０１３７】
ここで、例えば特開平７―３０６２９２号公報の「原子炉中性子束モニタ方法原子炉起動監視装置および炉内出力監視方法」に記載されているように、原子炉の増加率を示す指標であるペリオド信号τ（原子炉周期信号）は、
１／τ＝（ｄΦ／ｄｔ）／Φ …（Ａ）
τ：原子炉周期
Φ：中性子信号
で規定される。
【０１３８】
また、ディジタルフィルタを用いた場合は、
１／τ＝（Φ／Ψ）／Ｔｃ …（Ｂ）
τ：原子炉周期
Φ：中性子信号
Ψ：１次遅れフィルタ出力
Ｔｃ：１次遅れフィルタ時定数
から算出される。
【０１３９】
上記（Ｂ）式の１次遅れフィルタとして、アナログフィルタと応答の異なるＦＩＲフィルタを検討した結果、以下のことがわかった。
【０１４０】
まず、第１に設計方法に関し、上記（Ｂ）式における１次遅れフィルタの時定数の代わりに、以下の値を用いることで、上記（Ａ）式と同じペリオドを表示可能なことである。なお、１次遅れフィルタの時定数は上記（５）式のＴであり、ステップ応答において信号の６３％を示す時間相当である。
【０１４１】
つまり、ＦＩＲフィルタの遅延時間は、フィルタ中の加算数（ＴＡＰ数）の１／２にサンプリ時間をかけた値で一定である点に着目した。正確には対称な加重係数を用いたＦＩＲ型フィルタであるが、一般の設計手法では、中心対称の加重係数である。
【０１４２】
ここで、以下のような関係が成り立つものと仮定する。
【０１４３】
Φ＝Ｃ×Ｔｄ×Ψ
Φ：中性子信号
Ψ：１次遅れフィルタ出力
Ｔｄ：ＦＩＲフィルタ遅延時間
Ｃ：増倍率
ペリオドτは、ｅ倍（自然対数の底）の増加する時間で定義されているため、Ｃ＝ｅ／τとすると、
１／τ＝（Φ／Ψ）／（ｅ×Ｔｄ） …（Ｃ）
τ：原子炉周期
Φ：中性子信号
Ψ：１次遅れフィルタ出力
Ｔｄ：ＦＩＲフィルタ遅延時間
ｅ：自然対数の底
となる。
【０１４４】
つまり、フィルタの加算数（ＴＡＰ数）が決まれば、遅延時間Ｔｄが決定し、上記（Ｃ）式からペリオドが算出できる。上記（Ａ）式の微分による演算で算出されたペリオドと上記（Ｃ）式のＦＩＲフィルタによる演算で算出されたペリオドを表示すると（図示せず）、信号変化後約１０秒以降で、同一のペリオドを示すことが確認できる。
【０１４５】
ただし、信号のペリオドがＴｄ以上の場合には本手法は適用できないため、この手法を用いる場合は、図１０に示すように、遅延時間Ｔｄの異なる複数のＦＩＲフィルタ２３ａ，２３ｂ…を設けておき、これらのペリオド値の中から最適なものを選択するといった方法を用いる。これにより、すべてのペリオドの信号範囲で監視可能となる。
【０１４６】
また、図１１に上記（Ｂ）式の１次遅れフィルタで求めたペリオドと上記（Ｃ）式のＦＩＲフィルタで求めたペリオドの表示例を示す。なお、上記（Ｂ）式の１次遅れの時定数は、上記（５）におけるＴ（時定数）と同じ値を用いている。この図１１から上記（Ｃ）式を用いた方が正しいペリオドを表示できることがわかる。
【０１４７】
ペリオド表示の精度は、信号の増加率によって変わるが、ペリオドの範囲がＴｄ以内であれば、上記（Ｂ）式の方が上記（Ａ）式のペリオドに近い値を示すことを確認できる。また、ペリオド表示の応答も、上記（Ｃ）式の方が約３０秒と追従しており、これはフィルタの設計で決まる「ｅ×Ｔｄ」で追従することを示している。一方、上記（Ｂ）式では、最終的に指示値が安定するには５０〜６０秒程度必要となっており、上記（Ｃ）式の方が応答を早くすることが可能である。
【０１４８】
このように、従来のフィードバック型の１次遅れのディジタルフィルタを用いたペリオド表示装置に比べ、ＦＩＲフィルタを用いた本方式により応答の速いペリオド表示が可能となる。よって、ペリオドを用いて原子炉を自動制御する場合に、その制御スピードを向上することができる。
【０１４９】
（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態として、ディジタル信号処理のための装置構成について説明する。
【０１５０】
図１２は本発明の第６の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図である。
【０１５１】
この放射線出力監視装置は、複数のＳＲＮＭ検出器１ａ，１ｂ…、これらのＳＲＮＭ検出器１ａ，１ｂ…に対して設けられたプリアンプ２ａ，２ｂ…とＡ／Ｄ変換器３ａ，３ｂ…、また、複数のＬＰＲＭ検出器２５ａ，２５ｂ…、これらのＬＰＲＭ検出器２５ａ，２５ｂ…に対して設けられたＡ／Ｄ変換器３ｃ，３ｄ…を備えると共に、これらの検出器出力信号をディジタル処理するためのＳＲＮＭ監視装置２６と中性子束監視用のＰＬＤ（プログラムロジックデバイス）２７、そして、データ保存装置２８、中性子束監視ＰＬＤ２７内に設けられたＬＡＮインターフェイス２９、信号源３２などを備える。
【０１５２】
ＳＲＮＭ検出器１ａ，１ｂ…は、炉内の放射線（中性子）に反応してそのレベルに対応した電気信号（アナログ信号）をプリアンプ２ａ，２ｂ…に出力する。プリアンプ２ａ，２ｂ…は、それぞれに対応する検出器出力信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３ａ，３ｂ…に出力する。Ａ／Ｄ変換器３ａ，３ｂ…は、プリアンプ２ａ，２ｂ…にて増幅された検出器出力信号をサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換する。
【０１５３】
ＬＰＲＭ検出器２５ａ，２５ｂ…は、ＳＲＮＭ検出器と同様に放射線検出器として用いられるものであるが、ＳＲＮＭ検出器とはその仕様が異なる。すなわち、このＬＰＲＭ検出器２５ａ，２５ｂ…は出力領域で使用され、炉内の局部的な中性子束レベルを検出して、そのレベルに対応した電気信号（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換器３ｃ，３ｄ…に出力する。Ａ／Ｄ変換器３ｃ，３ｄ…は、それぞれに対応する検出器出力信号をサンプリングしてディジタルのパルス信号に変換する。
【０１５４】
ＳＲＮＭ監視装置２６は、Ａ／Ｄ変換器３ａによってディジタル化された検出器出力信号に基づいて中性子束（放射線強度）を算出する。中性子束監視ＰＬＤ２７は、ＳＲＮＭ検出器１ｂおよびＬＰＲＭ検出器２５ａ，２５ｂの各信号をディジタル処理して中性子束を監視する。データ保存装置２８は、中性子束監視ＰＬＤ２７によるディジタル信号処理のためのロジック構成データ（ＰＬＤ内の信号処理素子の配置データ）を保存する。
【０１５５】
Ａ／Ｄ変換器３ａ，３ｃ，３ｄ、中性子束監視ＰＬＤ２７、ＳＲＮＭ監視装置２６はそれぞれシリアル差動伝送で接続される。ＳＲＮＭ監視装置２６は、内部機能をＰＬＤ１、ＰＬＤ２などの複数のＰＬＤで構成され、これらも内部でシリアル差動伝送で接続される。
【０１５６】
このような構成において、ＳＲＮＭ検出器１ａの出力信号は、プリアンプ２ａで増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３ａでサンプリングされてディジタル信号に変換される。そして、高速のシリアル差動伝送によりＳＲＮＭ監視装置２６に与えられ、中性子束（放射線強度）信号に変換される。このＳＲＮＭ監視装置２６内は第１のＰＬＤ３０、第２のＰＬＤ３１などの複数のプログラムロジックデバイスで構成されるが、これらはシリアル差動伝送による情報を交換する。
【０１５７】
同様にして、ＳＲＮＭ検出器１ｂの出力信号は、プリアンプ２ｂで増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３ｂでサンプリングされてディジタル信号に変換される。また、ＬＰＲＭ検出器２５ａ，２５ｂの出力信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器３ｃ，３ｄでディジタル信号に変換される。これらのディジタル信号は、シリアル差動伝送またはパラレル伝送で中性子束監視ＰＬＤ２７に与えられる。
【０１５８】
ここで、例えばＡ／Ｄ変換器３ａ〜３ｄのｂｉｔ数が１２ｂｉｔで、ＳＲＮＭ監視装置２６および中性子束監視ＰＬＤ２７Ｄ内のデータ表示のｂｉｔ数が３２ｂｉｔであるとした場合、そのｂｉｔ数分の配線が必要となると共に、ＰＬＤの出力ボートもその分確保する必要がある。また、ＰＬＤ間の通信をバス型した場合には３２ｂｉｔの信号線をそれぞれ共有し、時間分割して、ぞれぞれの通信相手とデータ交換をする必要がある。
【０１５９】
これに対し、本実施形態のように各デバイス間にシリアル伝送を採用した場合には、数本の制御線と２本の信号線で通信できるため、信号線の大幅な削減が可能となる。また、バス型通信と異なり、専用線によるシリアル伝送を行うことで、信号の経路が明確となり、他の信号との相互干渉を防止できる。さらに、信号線が少なくなることでＧＲＡＮＤ側の信号も専用の信号線を設けることができる。これにより、差動伝送が可能となり、外来からのノイズ誘導をほぼ完全に除去できると共に他の信号線からの誘導による誤動作を低減可能となる。
【０１６０】
一方、中性子束監視ＰＬＤ２７内には、ＬＡＮインターフェイス２９などの外部との通信機能を有する。また、中性子束監視ＰＬＤ２７内のロジック構成データ（信号処理素子の配置データ）はデータ保存装置２８に保存されており、そのデータは書き換え可能な部分と書き換え不可の部分で構成される。データ保存装置２８内のデータの書き換え要求が生じた場合に、ＬＡＮインターフェイス２９経由で書き換え可能な部分が書き換えられる。
【０１６１】
また、ＬＡＮインターフェイス２９経由でＰＬＤ自体のロジックを変更する要求がなされた場合には、上記データ保存装置２８からロジックデータを読み込み、その読み込み終了後にＰＬＤ自体をリセットする。そして、新しい信号処理を実行するように中性子束監視ＰＬＤ２７の信号処理が変更される。
【０１６２】
また、リセットされたとき、外部の校正用信号源３２または中性子束監視ＰＬＤ２７内に生成された信号源からの信号により中性子束監視ＰＬＤ２７の動作を検証する。これにより、書き込み後の動作の検証が可能となる。
【０１６３】
動作検証の方法としては、再構成後のデータの再読み込みと元データの比較、または、模擬信号に対する出力信号の期待値との比較などがある。このような動作検証の結果、ロジックデータの正常書き込みが行われていなかった場合、または、校正信号で異常が発生した場合には、自動的にデータ保存装置２８内の書き込み不可部分のデータを読み込み、ＬＡＮインターフェイス２９からの命令を受け付けるような状態に復帰するものとする。
【０１６４】
このように構成することにより、例えば放射線場の強い場所にＰＬＤを設置した場合など、その内部のロジックデータがｂｉｔエラーで正しく動作しない条件においても、再書き込みにより正常な信号処理が可能となり、信頼性の高い信号処理が可能となる。
【０１６５】
このように、高速のＡ／Ｄ変換素子を用いた場合でも、また、多数の信号を処理する場合でも、信号処理を行うＰＬＤ間、または、Ａ／Ｄ変換素子とＰＬＤ間の信号線数を低減できる。また、伝送経路が明確となることにより外来ノイズまたは信号自体の干渉を防止でき、しかも、故障などが生じた場合、その影響を分離することが容易に可能となる。
【０１６６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、原子炉の放射線を検出する検出器の出力信号をディジタル信号処理する場合における課題を解消して信頼性の高い放射線出力監視装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図。
【図２】プリアンプ出力波形と１次微分フィルタ演算結果による波形とを比較して示す図。
【図３】プリアンプ出力波形とパルス幅の長い信号における１次微分フィルタ演算結果による波形とを比較して示す図。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図。
【図５】パルス識別信号のリセット処理を説明するための図。
【図６】本発明の第３の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図。
【図８】中性子束変化に対する１次遅れフィルタの出力とＦＩＲフィルタの出力を比較して示す図。
【図９】中性子束変化に対する１次遅れフィルタの出力とＦＩＲフィルタの出力を比較して示す図。
【図１０】本発明の第５の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図。
【図１１】１次遅れフィルタで求めたペリオドとＦＩＲフィルタで求めたペリオドの表示例を示す図。
【図１２】本発明の第６の実施形態に係る放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図。
【図１３】従来の原子炉における放射線出力監視装置の概略構成を示すブロック図。
【図１４】プリアンプ出力と２次微分フィルタ出力の波形図であり、従来構成によるアンダーシュートの問題を説明するための図。
【符号の説明】
１…ＳＲＮＭ検出器、２…プリアンプ、３…Ａ／Ｄ変換器、４…１次微分フィルタ、５…パルス計測部、６…波形整形部、７…識別信号発生部、８…識別信号リセット部、９…バンドパスフィルタ、１０…ｎ乗演算部、１１…第１の平滑部、１２…データ除去平均装置、１３…第２の平滑部、１４…中性子評価装置、１５…４ｂｉｔシフト器、１６…オフセット加算器、１７…比較器、１８…補正値設定装置、１９…信号選択器、２０…中性子強度評価装置、２１…ＦＩＲフィルタ・増幅装置、２２…トリップ判定装置、２３ａ，２３ｂ…ＦＩＲフィルタ、２４…ペリオド表示装置、２５…ＬＰＲＭ検出器、２６…ＳＲＮＭ監視装置、２７…中性子束監視ＰＬＤ、２８…データ保存装置、２９…ＬＡＮインターフェイス、３０，３１…ＰＬＤ、３２…信号源。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a radiation output monitoring device used in, for example, a boiling water reactor, and more specifically, a pulse measurement method and a Campbell measurement method, a signal increase rate (period) monitoring method used for wide-range monitoring, The present invention relates to a digital signal processing method for improving noise resistance or measurement performance, and further to a configuration for ensuring the reliability of a digital signal processing element on which these are mounted.
[0002]
[Prior art]
In general, when measuring radioactivity in a nuclear reactor, measurement methods called pulse measurement and Campbell measurement are used. This pulse measurement and Campbell measurement are used together when measuring a wide range of radiation, and the pulse measurement counts the number of pulses output from the radiation detector, and the pulses overlap. Campbell measurement is used when counting is not possible.
[0003]
For example, in a recent boiling water reactor, 6 to 10 SRNM (Start Up Ranged Neutron Monitor) detectors and 100 to 200 LPRMs (Local Power Ranged) are installed inside a reactor pressure vessel containing the core. Detectors for radiation measurement called “Monitor” detectors are installed, and the output signals of these detectors are measured by a start-up area monitor and an output area monitor, respectively, and monitored with a monitoring width of about 11 digits.
[0004]
The start-up area monitor is also called a reactor start-up monitoring device. This start-up area monitor has a low reactor power range, that is, a low output range (10) that can accurately measure the detector output pulses. ^-9 % -10 ^-4 %) Performs a process of counting the number of pulses (this is called pulse measurement). In addition, the region where the reactor power is high, that is, the high power range (10 ^-5 % To 10%), a process of measuring the power of fluctuation caused by the overlapping of the output pulses (this is called Campbell measurement) is performed. In this way, the pulse output and the Campbell measurement are appropriately switched according to the output range, and the radiation output is monitored when the reactor is started up.
[0005]
Conventionally, as a reactor start-up monitoring device using such pulse measurement and Campbell measurement, for example, Patent Documents 1 to 3 are known.
[0006]
The conventional configuration will be described below by taking “reactor start-up monitoring device and in-reactor power monitoring method” of Patent Document 1 as an example.
[0007]
FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus in a conventional nuclear reactor, and corresponds to the apparatus configuration described in Patent Document 1. This reactor start-up monitoring device includes an SRNM detector 1, an analog preamplifier 2, an A / D converter 3, a pulse counting unit 5, a sum calculating unit 33, a power calculating unit 34, and an averaging unit. 35 and a reactor power evaluation unit 36.
[0008]
The SRNM detector 1 reacts to neutrons in the nuclear reactor and outputs a signal (analog) corresponding to the neutron flux level. After the output signal is amplified by the preamplifier 2, it is sampled at a high speed by the A / D converter 3 and converted into a digital pulse signal, and the pulse counter 5 counts the number of pulses. On the other hand, the sampling value obtained by the A / D converter 3 is added by the sum calculator 33 to reduce the sampling rate necessary for Campbell measurement, and addition processing is performed to increase the dynamic range, thereby improving the equivalent number of bits. Plan. The result is subjected to bandpass filter processing by the power calculation unit 34, then squared, and further averaged by the addition averaging unit 35 to calculate a Campbell output value.
[0009]
In this way, the pulse count value obtained by the pulse counting unit 5 and the Campbell value obtained by the addition averaging unit 35 are respectively provided to the reactor power evaluation unit 36. The reactor power evaluation unit 36 evaluates the power of the reactor to be monitored based on both the pulse count value and the Campbell value information, and displays the result on the screen.
[0010]
In this reactor start-up monitoring device, not only the pulse height but also the pulse width information is discriminated by the pulse counting unit 5 so that noise with a wide pulse width can be removed and only the detector output signal pulses can be counted.
[0011]
That is, for example, the output of the SRNM detector 1 having a pulse width of 100 ns is sampled at intervals of 25 ns. Among the sampling data, four sampling values from the k-3th to the kth corresponding to the pulse width [S (k), S (k-1), S (k-2), S (k-3) ], A sampling value S (k-3) corresponding to the rising edge of the pulse, a sampling value S (k) corresponding to the falling edge, and two sampling values S (k-2) and S (k-1) therebetween. The following calculation is performed, and the result (Out (k)) is used as an index for pulse discrimination. When the result is within a preset level range, it is counted as a neutron pulse.
[0012]
Out (k) = + b * S (k-2) + c * S (k-1) -a * S (k-3) -d * S (k) (1)
By performing the calculation of the above equation (1), it is possible to count only signals having substantially the same pulse width as the output signal pulses of the SRNM detector 1. That is, even when a signal pulse is superimposed on a large surge noise, it is possible to accurately count by subtracting the ground level of the pulse. It should be noted that this discrimination performance is improved by providing a plurality of indices that can detect cases matching the detector pulse shape and taking an AND. As a result, even if a surge noise having a width of several μs that is most likely to be mixed into SRNM is mixed, it can be almost completely removed and only a detector pulse having a width of 100 ns can be counted.
[0013]
On the other hand, regarding the Campbell measurement, the power calculation unit 34 limits the frequency band and calculates the mean square value. In this configuration, since the frequency band can be set by software, when noise becomes a frequency equivalent to the measurement band, the measurement band can be changed by software to reduce noise induction.
[0014]
Further, with respect to the averaging unit 35, the first smoothing unit for smoothing the detector output signal with the first time width, and the threshold value obtained from the history data of the output of the first smoothing unit, the abnormal value A data averaging unit that removes a portion and replaces it with a correction value, and a second smoothing unit that further smoothes the output of the data averaging unit, thereby removing extraneous values and external noise in Campbell measurement. It is possible to prevent malfunctions due to.
[0015]
[Patent Document 1]
JP 2000-162366 A
[0016]
[Patent Document 2]
Japanese Patent Laid-Open No. 7-306292
[0017]
[Patent Document 3]
Japanese Examined Patent Publication No. 7-19824
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional monitoring apparatus as described above has the following problems.
[0019]
(1) The first problem is erroneous counting of pulses caused by the preamplifier waveform. That is, the pulse shape of the signal output from the radiation detector may be distorted due to reflection in the signal cable, and a pulse having a polarity opposite to that of the original pulse may be generated as a so-called undershoot pulse. Usually, a device for preventing the occurrence of such an undershoot pulse has been devised, but it is very difficult to completely remove the undershoot pulse.
[0020]
In this case, in the configuration in which the pulse measurement is performed only by the pulse height, it is only necessary to monitor the polarity of the pulse, so that undershoot does not cause a problem. However, when differential processing is performed as digital processing, the pulse signal is converted into a bipolar signal (negative pulse) due to an undershoot component (negative pulse) included in a pulse (eg, positive pulse) output from the detector. Therefore, there is a possibility that one pulse that should be counted is erroneously counted as two.
[0021]
This is shown in FIG.
[0022]
FIG. 14 is a diagram schematically showing the preamplifier output and the secondary differential filter output. Now, it is assumed that the preamplifier output is subjected to second-order differential filter processing, and the number of negative pulses of the signal that is the filter output is counted. In such a case, a negative positive pulse due to an undershoot component is generated, and only one pulse originally generated at the peak position is counted incorrectly as two because of the negative pulse due to this undershoot component. Will be.
[0023]
This phenomenon can be dealt with by discriminating the wave height (a method for identifying a normal pulse by comparing with a wave height level set in advance as a threshold) if the wave height of the detector output signal pulse is constant. However, in most cases, the pulse height of the pulse is not constant, and an undershoot component with a large wave height may be erroneously counted as a small pulse. In order to prevent this, a method of determining the dead time for the detector can be considered, but there is a problem that the maximum number of pulses that can be counted by the detector is reduced. In addition, in the case of digital signal processing, since the processing interval is defined by the sampling interval, there is a problem that the dead time becomes longer than that in the case of analog processing, and improvement is required.
[0024]
(2) The second problem is the shape dependence of the detector output signal of the counting characteristic. That is, as the SRNM detector installed in the nuclear reactor, a fission detector is generally used to count up to a high count rate, which has a narrow pulse width of about 100 ns and a constant value. However, the preamplifier output of other radiation detectors such as a proportional counter and a scintillation detector rises quickly, but the pulse fall may be very slow.
[0025]
For example, the rising time width is several hundred ns, while the falling time width is several tens of μs. In order to divert the measurement apparatus to the measurement of these detectors, it is desired that a signal having a narrow pulse width and a signal having a long pulse fall (tail) can be measured by the same signal processing.
[0026]
(3) The third problem relates to a method for removing abnormal values in Campbell measurement. That is, in the abnormal value processing, there is a method of setting a threshold for identifying an abnormal value as an integer multiple of past history data. However, for example, when the value of past history data is zero, the abnormality determination value is also zero, and there is a problem that normal abnormality determination is not performed. Conventionally, no countermeasure has been taken when such a data value is zero.
[0027]
(4) A fourth problem is a method for monitoring a signal increase rate (period) in Campbell measurement. Particularly in reactor power monitoring, the signal increase rate is important, and the time for the signal to increase by e times (the base of natural logarithm) is defined by a parameter called a period.
[0028]
As for this period calculation method, a method realized by a digital filter as described in “Reactor Neutron Flux Monitoring Method Reactor Start-Up Monitoring Device and In-Reactor Output Monitoring Method” of Patent Document 2 is adopted. Further, a method for generating a reactor shutdown signal (scram signal) using this period is described in “Reactor start-up area transient monitoring device and plant scram starting device” in Patent Document 3. Yes.
[0029]
The methods described in these publications do not directly monitor the increase rate based on the differential value of the neutron signal, but use a delayed signal that has passed through an analog filter, and are not susceptible to malfunction due to noise. However, in order to further automate the reactor operation and prevent malfunction, there is a need for a method of stopping the reactor or operating the control rod by a period that does not respond to minute transient fluctuations that are faster than those required. It becomes.
[0030]
(5) A fifth problem relates to a device configuration in the case where the signal processing of the radiation output monitoring device is performed by digital signal processing. That is, when the waveform of the detector output signal is directly sampled and processed, it is necessary to increase the bit width of the numerical value used for data representation in order to ensure high-speed data communication and accuracy.
[0031]
However, in communication between devices, between arithmetic elements, or between A / D conversion elements and arithmetic elements, as the speed increases, reflection of signals in the transmission path and interference with other signals occur, resulting in transmission errors. It becomes easy. Further, when the number of data bits is increased, signal lines corresponding to the number of bits are required, and there is a problem that malfunction due to interference between data is likely to occur.
[0032]
Furthermore, in the reactor power monitoring, about 200 local power monitoring detectors (LPRM detectors) are inserted, and these signals are signal-processed. If processing is performed with four measuring instruments, about 50 signals must be processed per unit. Normally, in order to process these signals, a method is used in which each signal is switched and sequentially processed. However, when a higher-speed AD element is used, time-sharing design becomes difficult, and mutual interference, etc. It is expected that it will be difficult to investigate the cause when a malfunction event occurs. That is, the processing becomes complicated, the signal transmission path in the apparatus is not clear, and it becomes difficult to ensure the reliability of the apparatus. Therefore, an apparatus configuration that can ensure high reliability even when high-speed A / D conversion is used is desired.
[0033]
Also, when a digital arithmetic unit is realized by an element that stores data or arithmetic information in a static RAM such as a program logic device (PLD), the program does not operate normally due to bit inversion in a high radiation field. Occurs. A highly reliable measurement apparatus that does not cause malfunction even in such a high radiation field is desired.
[0034]
The present invention has been made in view of such conventional circumstances, and provides a highly reliable radiation output monitoring apparatus by solving the problems in the case of digital signal processing of the output signal of a radiation detector installed in a nuclear reactor. The purpose is to do.
[0035]
Specifically, in order to solve the above problems (1) and (2), it is an object of the pulse measurement using digital signal processing to prevent erroneous counting of pulses due to waveform undershoot or the like.
[0036]
Further, in order to solve the above problems (3) and (4), it is an object of the present invention to improve noise resistance and period trip responsiveness with respect to Campbell measurement using digital signal processing.
[0037]
In order to solve the above problem (5), an apparatus configuration for digital signal processing is to provide a highly reliable apparatus configuration capable of processing digital data at high speed by reducing malfunction caused by interference between signals. It is the purpose.
[0038]
[Means for Solving the Problems]
(1) A radiation output monitoring apparatus according to claim 1 of the present invention is a radiation output monitoring apparatus that monitors a radiation output level at the time of start-up of a nuclear reactor, and responds to the level in response to radiation in the reactor. Radiation detection means for outputting an electrical signal, A / D conversion means for sampling an output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal, and an output signal of the A / D conversion means as a primary A signal identifying means for performing pulse identification processing by selecting a subsequent pulse of the bipolar pulse generated when the waveform is shaped by the differential filter processing; and a pulse counting means for counting the pulse signals identified by the signal identification means. Configured.
[0039]
In the radiation output monitoring apparatus having such a configuration, when radiation in the nuclear reactor enters the radiation detection means, it reacts internally, and an electrical signal corresponding to the reaction is output and input to the A / D conversion means. The A / D conversion means converts this electrical signal into a digital signal. The digital signal is waveform-shaped by the first-order differential filter processing by the signal identification means.
[0040]
At that time, the output of the first-order differential filter is a bipolar pulse, but whether it is a positive pulse or a negative pulse first depends on the filter coefficient. In the signal identification means, not the preceding pulse of the bipolar pulse but the subsequent pulse is selected, and the pulse of the subsequent pulse is discriminated to discriminate the detector output signal pulse. Thereby, it is possible to prevent one pulse from being erroneously counted as two pulses due to a reverse polarity pulse caused by undershoot.
[0041]
A radiation output monitoring apparatus according to claim 2 of the present invention is a radiation output monitoring apparatus that monitors a radiation output level at the time of start-up of a nuclear reactor. A radiation detection means for outputting a signal; an A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal; and a first derivative of the output signal of the A / D conversion means A signal identifying means for selecting the preceding or succeeding pulse of the bipolar pulse generated when the waveform is shaped by the filter processing according to the waveform characteristics, and discriminating the selected pulse by discriminating the height, and the signal identifying means And pulse counting means for counting pulse signals.
[0042]
In the radiation output monitoring apparatus having such a configuration, the electrical signal output from the radiation detection unit is converted into a digital signal by the A / D conversion unit, and then subjected to the first-order differential filter processing by the signal identification unit. At that time, bipolar pulses are output as the processing result of the primary differential filter.
[0043]
Here, the signal identification means has a function of selecting the preceding or succeeding pulse of the bipolar pulse according to the waveform characteristics. Therefore, for example, when the undershoot is large, the subsequent pulse is selected as in the configuration of claim 1 above, and the preceding pulse is selected when measuring the output of the detector that is longer than the assumed pulse length. This enables accurate pulse counting.
[0044]
A radiation output monitoring apparatus according to claim 3 of the present invention is a radiation output monitoring apparatus that monitors a radiation output level at the time of start-up of a nuclear reactor. A radiation detection means for outputting a signal, an A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal, and a waveform shaping of the output signal of the A / D conversion means A waveform shaping means, an identification signal generating means for comparing the output signal of the waveform shaping means with a predetermined wave height discrimination level, and outputting a pulse identification signal when the discrimination level is exceeded, and output from the identification signal generating means An identification signal that monitors the continuous occurrence time of the pulse identification signal and resets the pulse identification signal when the continuous occurrence time exceeds a predetermined pulse width. Pulse count for counting the number of pulses of the pulse identification signal obtained at the reset timing of the setting means, the identification signal resetting means, and the pulse identification signal when the duration time is less than a predetermined pulse width Means.
[0045]
In the radiation output monitoring apparatus having such a configuration, the electrical signal output from the radiation detection means is converted into a digital signal by the A / D conversion means. The waveform shaping means performs waveform shaping by removing noise or the like by digital calculation based on the digital signal (sampling value) obtained by the A / D conversion means. The identification signal generating means outputs a pulse identification signal when the wave height of the output signal of the waveform shaping means is equal to or higher than a predetermined level.
[0046]
Here, the identification signal reset means monitors the continuous occurrence time of the pulse identification signal, and resets the signal when the pulse identification signal continues more than one pulse width defined in advance. As a result, even when a plurality of pulses are overlapped and output continuously as one long pulse, a value close to the correct number of pulses is counted and displayed at the reset timing by the identification signal reset means. Is possible.
[0047]
(2) A radiation output monitoring apparatus according to claim 4 of the present invention is a radiation output monitoring apparatus that monitors the radiation output level at the time of start-up of the reactor, and responds to the radiation level in response to the radiation in the reactor. Radiation detection means for outputting an electrical signal, A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal, and frequency band of the output signal of the A / D conversion means Band limiting means for limiting the power, n power value calculating means for calculating the n power value (n ≧ 2) of the output signal of the band limiting means, and the n power value obtained by the n power value calculating means First smoothing means for smoothing with the time width of the output signal, and history data of the output signal of the first smoothing means A value obtained by adding a predetermined offset value to A data removing unit that calculates and removes a portion exceeding the abnormality determination value from the output signal, a second smoothing unit that smoothes the output signal of the data removing unit with a second time width, and the second And an evaluation means for calculating and evaluating the radiation intensity based on the output signal of the smoothing means.
[0048]
In the radiation output monitoring apparatus having such a configuration, after the electrical signal output from the radiation detection means is converted into a digital signal by the A / D conversion means, the nth power is passed through the band limiting means such as a band-pass filter. It is given to the value calculation means. The n-th power value calculating means calculates the n-th power value of the output signal of the band limiting means. This n-th power value is smoothed by the first smoothing means for the first time width, and then given to the data removing means.
[0049]
The data removing unit removes a portion exceeding the abnormality determination value (abnormality determination threshold) from the output signal of the first smoothing unit. The abnormality determination value used at this time includes a predetermined offset value. Therefore, the problem that the abnormality determination value becomes zero when the history data is zero and the normal abnormality determination is not performed can be solved, and Campbell measurement can be performed with high accuracy.
[0050]
A radiation output monitoring apparatus according to claim 5 of the present invention is a radiation output monitoring apparatus that monitors a radiation output level at the time of start-up of a nuclear reactor. Radiation detection means for outputting a signal, A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal, and radiation based on the output signal of the A / D conversion means Radiation intensity calculation means for calculating the intensity and a finite-length impulse response digital filter, weighted averaging means for weighted averaging the radiation intensity calculated by the radiation intensity calculation means, and weighted by the weighted averaging means The average radiation intensity is compared with the original radiation intensity, and the original radiation intensity is higher than the weighted average radiation intensity. Constituted by and a trip determination means for outputting a trip signal when heard.
[0051]
In the radiation output monitoring apparatus having such a configuration, the output signal of the radiation detection means is input to the A / D conversion means and converted into a digital signal. This digital signal is converted into radiation intensity by the radiation intensity calculation means. This radiation intensity is weighted and averaged by the weighted averaging means and provided to the trip determination means. The trip determination means compares the weighted average radiation intensity with the original radiation intensity, and outputs a trip signal when the original radiation intensity is larger than the weighted average radiation intensity.
[0052]
Here, by using a finite impulse response digital filter (FIR filter) as the weighted averaging means, the trip generation timing is stabilized as compared with the first-order lag digital filter having feedback, and the response The characteristics can be improved.
[0053]
According to a sixth aspect of the present invention, in the radiation output monitoring apparatus according to the fifth aspect, the radiation intensity is measured by the weighted averaging means so that a delay time of the step response of the digital filter satisfies a required specification of a trip response. A weighting value for performing weighted averaging is set.
[0054]
In the radiation output monitoring device having such a configuration, it is possible to generate a trip within the required specifications by setting the delay time at the time of filter design to a value required by the reactor trip response. .
[0055]
A radiation output monitoring apparatus according to claim 7 of the present invention is a radiation output monitoring apparatus that monitors a radiation output level at the time of start-up of a nuclear reactor. Radiation detection means for outputting a signal, A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal, and radiation based on the output signal of the A / D conversion means Radiation intensity calculation means for calculating intensity, weighted averaging means for performing weighted averaging processing of the radiation intensity calculated by the radiation intensity calculation means, comprising one or a plurality of finite-length impulse response type digital filters, and the weight The rate of increase of the signal based on the delay time determined from the output signal of the averaging means, the radiation intensity and the number of additions of the digital filter Calculated configured by and a Periodo calculating means for.
[0056]
In the radiation output monitoring apparatus having such a configuration, the output signal of the radiation detection means is input to the A / D conversion means and converted into a digital signal. This digital signal is converted into radiation intensity by the radiation intensity calculation means.
[0057]
This radiation intensity is weighted and averaged by weighted averaging means comprising a finite impulse response digital filter (FIR filter). At this time, in order to widen the period monitoring range, outputs having different delay times are output using a plurality of FIR filters having different delay times.
[0058]
The period calculation means calculates the signal increase rate (period) based on the output signal of the weighted averaging means, the original radiation intensity, and the number of filter additions (TAP number). In this case, the delay time of the FIR filter is defined by the number of TAPs / 2, and a signal delayed by this delay time is output when the ramp type signal changes. That is, assuming that the delay time is Tc, the TAP number of the FIR filter is selected as Tc / e (the base of natural logarithm) × 2. As a result, the reciprocal of the period T can be evaluated by φ / ψ / Tc.
[0059]
However, since the period monitoring range is within Td, a plurality of FIR filters are prepared, an FIR filter having a short Td is used for an early period, and an FIR filter having a long Td is used for a signal having a slow period. Is preferably used. In this way, it is possible to display a trip with a faster response compared to a first-order lag digital filter having feedback.
[0065]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The radiation output monitoring apparatus of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0066]
The radiation output monitoring apparatus of the present invention monitors the output of radiation at the time of start-up of the nuclear reactor, and particularly monitors the output by digitally processing the output signal of the radiation detector. . In the following, the apparatus configuration in the case of performing pulse measurement using digital signal processing, Campbell measurement, and digital signal processing will be described separately for each embodiment.
[0067]
(First embodiment)
First, as a first embodiment of the present invention, a method for correcting an undershoot that occurs particularly when a detector output signal is subjected to first-order differential filtering in pulse measurement using digital signal processing will be described.
[0068]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to the first embodiment of the present invention. The radiation output monitoring apparatus includes an SRNM detector 1, a preamplifier 2, an A / D converter 3, a signal identification unit 4, and a pulse counting unit 5.
[0069]
The SRNM detector 1 is a radiation detector installed inside a reactor pressure vessel containing a reactor core, and is used for monitoring a reactor output, that is, a neutron flux in the reactor. This SRNM detector 1 responds to radiation (neutrons) in the furnace and outputs an electrical signal (analog signal) corresponding to the level to the preamplifier 2. The preamplifier 2 amplifies the signal from the SRNM detector 1 and outputs the amplified signal to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples the output signal of the SRNM detector 1 amplified by the preamplifier 2 at a high speed and converts it into a digital pulse signal.
[0070]
The signal identification unit 4 has a first-order differential filter, and shapes the waveform of the detector output signal converted into a digital signal by the A / D converter 3 by the first-order differential filter processing. In the present embodiment, the signal identification unit 4 has a function of identifying the detector output signal using a subsequent pulse of the bipolar pulses that are the filter outputs. The pulse counting unit 5 counts the pulses identified by the signal identifying unit 4.
[0071]
The SRNM detector 1 is a fission detector that can obtain a pulse output, but can also be applied to a radiation detector such as an ionization chamber that can obtain another pulse output.
[0072]
In such a configuration, when a neutron is incident on the SRNM detector 1 and fissioned inside, a current pulse (analog signal) is output. The time width of the current pulse at this time is about 100 ns. This current pulse is input to the preamplifier 2 and amplified. The preamplifier 2 has a function of applying a voltage to the SRNM detector 1.
[0073]
The current pulse amplified by the preamplifier 2 is input to the A / D converter 3, where it is sampled at a sampling time interval such as a 25 ns interval and converted into a digital signal. As the sampling interval is shorter, more waveform information can be extracted, and only detector output signal pulses can be accurately counted excluding other erroneous signals such as signals due to external noise. Note that the A / D converter 3 also performs band-pass filter processing for limiting the frequency band necessary for sampling processing before sampling. The detector output signal digitized by the A / D converter 3 is input to the signal discriminating unit 4 and subjected to waveform shaping by the first-order differential filter processing.
[0074]
Here, when the output signal (digitalized detector output signal) of the A / D converter 3 is subjected to first-order differential filtering, the signal is converted into a bipolar pulse signal (positive / negative pulse signal). . For this reason, even if noise is discriminated based on the wave height discrimination level, one pulse that should be counted may be output as two pulses.
[0075]
Therefore, in the present embodiment, the signal discriminating unit 4 uses the subsequent pulse of the bipolar pulses as the original pulse, and discriminates it at a predetermined wave height discrimination level.
[0076]
More specifically, for example, when four sample values sampled every 25 ns are set to S (k-3), S (k-2), S (k-1), and S (k) in order of time. In
Out (k) = − 1 × S (k−3) −1 × S (k−2) + 1 × S (k−1) + 1 × S (k) (2)
It is assumed that processing equivalent to the first-order differential filter is performed.
[0077]
The result of the primary differential filter operation at this time is represented by a waveform as shown in FIG. FIG. 2A is a diagram showing a comparison between the preamplifier output waveform and the first-order differential filter calculation result of the above equation (2), and the waveform indicated by the one-dot chain line in the figure is the first-order differential filter calculation result. .
[0078]
That is, when the first-order differential filter processing according to the above equation (2) is performed, a positive polarity pulse opposite to the original output pulse (negative polarity pulse) is generated first, followed by a negative polarity pulse. To do. Therefore, if a late negative pulse is selected, erroneous counting can be prevented. Therefore, the signal discriminating unit 4 pays attention to the late negative pulse, compares the wave height with a preset discrimination level, and if the wave height voltage is a negative voltage from the discrimination level, the detector output signal pulse And output to the pulse counting unit 5.
[0079]
On the other hand, the following calculation is performed as shown in FIG.
[0080]
Out (k) = 1 × S (k−3) + 1 × S (k−2) −1 × S (k−1) −1 × S (k) (3)
In the calculation result according to the above equation (3), the subsequent pulse overlaps as a positive pulse. Therefore, erroneous counting due to undershoot can be prevented by performing wave height discrimination on the overlapping subsequent pulses. Furthermore, a method of discriminating the wave height after calculating the square of the subsequent pulse is also applicable.
[0081]
Whether to use a positive pulse or a negative pulse is determined according to the filter coefficient at that time.
[0082]
As described above, when the first-order differential filter is employed for the digital signal processing for the detector output signal, the subsequent pulse of the bipolar pulses generated at that time is selected as the original output pulse to discriminate the pulse height. Thus, it is possible to prevent an erroneous count due to undershoot and to measure the accurate number of pulses. In addition, this makes it possible to reduce the level of wave height discrimination and to accurately measure even small signals.
[0083]
Next, a signal processing method when the waveform of the pulse output from the SRNM detector 1 is long will be described.
[0084]
FIG. 3 shows the result of processing the first-order differential filter output when the pulse shape of the SRNM detector 1 is long by the above formula (2) and the above formula (3). FIG. 3A corresponds to the result of processing by Equation 2 above, and FIG. 3B corresponds to the result of processing by Equation 3 above. The waveform indicated by the alternate long and short dash line in FIG. In any case, the rising portion of the detector output signal can be counted by discriminating the pulse height of the preceding pulse of the first-order differential filter processing.
[0085]
Here, a function capable of selecting the preceding pulse or the succeeding pulse of the bipolar pulse that is the output of the primary differential filter is provided in the signal identification unit 4 described above, and is assumed in advance according to the waveform characteristics of the detector output pulse, for example. The preceding pulse is selected when the waveform is longer than the current pulse width, and the subsequent pulse is selected when the signal has a large undershoot. The waveform characteristics are determined by the type of detector. Therefore, for example, it is possible to cope with this by setting in advance so as to select the preceding pulse or the subsequent pulse for each type of detector. Further, it is possible to analyze the output waveform of the detector each time and automatically select an appropriate pulse.
[0086]
Thus, by providing the function for selecting the preceding pulse / later pulse in the signal identification unit 4, for example, even when a detector having a long falling portion of the output pulse is used, this logic can be applied as it is, Accurate pulse counting can be realized.
[0087]
Moreover, it becomes possible to evaluate the influence of an undershoot by comparing both count distributions.
[0088]
(Second Embodiment)
Next, as a second embodiment of the present invention, a method for correcting pileup in pulse measurement using digital signal processing will be described.
[0089]
FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to the second embodiment of the present invention. The radiation output monitoring apparatus includes an SRNM detector 1, a preamplifier 2, an A / D converter 3, a waveform shaping unit 6, an identification signal generation unit 7, an identification signal reset unit 8, and a pulse counting unit 5. Consists of.
[0090]
Among these, the SRNM detector 1, the preamplifier 2, and the A / D converter 3 are the same as those in the first embodiment (FIG. 1). That is, the SRNM detector 1 outputs an electrical signal (analog signal) corresponding to the level in response to the radiation (neutron) in the furnace to the preamplifier 2. The preamplifier 2 amplifies the signal from the SRNM detector 1 and outputs the amplified signal to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples the detector output signal amplified by the preamplifier 2 and converts it into a digital pulse signal.
[0091]
Here, in the second embodiment, an identification signal generation unit 7, an identification signal reset unit 8, and a pulse counting unit 5 are provided in the subsequent stage of the A / D converter 3.
[0092]
The waveform shaping unit 6 shapes the detector output signal converted into a digital signal by the A / D converter 3 by filtering. The identification signal generator 7 compares the output signal of the waveform shaping unit 6 with a preset pulse height discrimination level, and generates a pulse identification signal when a predetermined condition is satisfied. The identification signal reset unit 8 monitors the generation time of the pulse identification signal output from the identification signal generation unit 7, and resets the pulse identification signal when the duration time is equal to or greater than a predetermined pulse width. The pulse counting unit 5 counts both the number of pulses of the pulse identification signal obtained at the reset timing of the identification signal reset unit 8 and the number of pulses when the duration time is less than a predetermined pulse width and is not reset. To do.
[0093]
In such a configuration, when a neutron is incident on the SRNM detector 1 and fissioned inside, a current pulse (analog signal) is output. The current pulse is amplified by the preamplifier 2 and then given to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples this current pulse at a sampling time interval such as a 25 ns interval and converts it into a digital signal. The detector output signal digitized by the A / D converter 3 is subjected to filter processing by the waveform shaping unit 6 and subjected to waveform shaping, and then supplied to the identification signal generating unit 7.
[0094]
Here, the identification signal generation unit 7 compares the output signal of the waveform shaping unit 6 with a preset wave height discrimination level, and generates a pulse identification signal when the output signal exceeds the wave height discrimination level. The identification signal reset unit 8 monitors the continuous generation time (that is, the pulse width) of the pulse identification signal, and generates an identification signal when the pulse width exceeds a predetermined pulse width determined by the type of the SRNM detector 1. Output to the unit 7. As a result, the identification signal generator 7 resets the pulse identification signal for a certain time when the reset signal is input, and then processes the output signal of the waveform shaping unit 5 again to perform the pulse identification in the same manner as described above. Generate a signal.
[0095]
FIG. 5 schematically shows these processes.
[0096]
FIG. 5 is a diagram for explaining the reset processing of the pulse identification signal, and shows a case where a plurality of pulses are output from the waveform shaping unit 5 in a state of being overlapped exceeding the wave height discrimination level. In such a case, in normal pulse counting, one continuous output is obtained as in the pulse identification signal in the figure, and when this signal is counted, it is counted as one pulse.
[0097]
In the present embodiment, the pulse identification signal is temporarily reset when a pulse identification signal equal to or greater than this pulse width is continuously output with reference to the pulse width defined by the SRNM detector 1. That is, the reset signal is output with reference to the pulse width of the SRNM detector 1, thereby dividing the pulse identification signal in units of a predetermined pulse width. Thereby, even when a plurality of pulses are output in an overlapping state, a substantially correct number of pulses can be obtained.
[0098]
In the example of FIG. 5, the pulse identification signal is decomposed into three. That is, in this case where five neutron pulses are originally generated, it is counted as three pulses, and it is possible to reduce counting loss due to pulse pileup.
[0099]
(Third embodiment)
Next, as a third embodiment of the present invention, a method for removing an abnormal value included in an output signal in pulse measurement using digital signal processing will be described.
[0100]
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to the third embodiment of the present invention. The radiation output monitoring apparatus includes an SRNM detector 1, a preamplifier 2, an A / D converter 3, a bandpass filter 9, an n-th power calculation device 10, a first smoothing unit 11, and a data removal averaging device. 12, a second smoothing unit 13, and a neutron evaluation device 14.
[0101]
Among these, the SRNM detector 1, the preamplifier 2, and the A / D converter 3 are the same as those in the first embodiment (FIG. 1). That is, the SRNM detector 1 outputs an electrical signal (analog signal) corresponding to the level in response to the radiation (neutron) in the furnace to the preamplifier 2. The preamplifier 2 amplifies the signal from the SRNM detector 1 and outputs the amplified signal to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples the detector output signal amplified by the preamplifier 2 and converts it into a digital pulse signal.
[0102]
Here, in the third embodiment, a band pass filter 9, an n-th power calculation device 10, a first smoothing unit 11, a data removal averaging device 12, a second smoothing unit 13, and a subsequent stage of the A / D converter 3. A neutron evaluation device 14 is provided.
[0103]
The band pass filter 9 limits the frequency band of the detector output signal converted into a digital signal by the A / D converter 3 and shapes the waveform. The n-th power calculation device 10 performs n-th power calculation (n ≧ 2) of the output signal of the band-pass filter 9. The first smoothing unit 11 smoothes the n-th power value calculated by the n-th power arithmetic device 10. The data removal averaging device 12 removes an abnormal value included in the output signal of the first smoothing unit 11. The second smoothing unit 13 smoothes the signal from which the abnormal value has been removed by the data removal averaging device 12. The neutron evaluation apparatus 14 performs an evaluation process for Campbell measurement, and evaluates the output signal of the second smoothing unit 13 by converting it into a radioactive intensity (neutron flux).
[0104]
The data removal averaging device 12 includes a 4-bit shifter 15, an offset adder 16, a comparator 17, a correction value setting device 18, and a signal selector 19.
[0105]
The 4-bit shifter 15 multiplies the history data of the output signal of the first smoothing unit 11 by 8 times. The offset adder 16 adds a fixed offset value to the output value of the 4-bit shifter 15. A value obtained by adding the offset value by the offset adder 16 is used as an abnormality determination value (threshold value for abnormality determination). The comparator 17 compares the output of the first smoothing unit 11 with the abnormality determination value. The correction value setting device 18 sets a correction value to be replaced when an abnormal value is detected from the output of the first smoothing unit 11. The signal selector 19 selects the output of the first smoothing unit 11 or the output (correction value) of the correction value setting device 18 according to the comparison result of the comparator 17.
[0106]
In such a configuration, when a neutron is incident on the SRNM detector 1 and fissioned inside, a current pulse (analog signal) is output. The current pulse is amplified by the preamplifier 2 and then given to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples this current pulse at a sampling time interval such as a 25 ns interval and converts it into a digital signal. The detector output signal digitized by the A / D converter 3 is given to the n-th power arithmetic unit 10 with the band of the signal limited by the band pass filter 9. The A / D converter 3 may have a band limiting function of the bandpass filter 9.
[0107]
Here, the n-th power calculation device 10 converts the output signal of the bandpass filter 9 into an n-th moment value. For example, when n = 2, the value corresponds to the power value in the frequency range in which the band is limited. The moment value is smoothed by the first smoothing unit 11 and then given to the data removal averaging device 12. Then, after the data removal averaging device 12 removes a portion of the signal exceeding the abnormality determination value, the data is further smoothed by the second smoothing unit 13, and then converted into a radioactive intensity (neutron flux) by the neutron evaluation device 14. Is done.
[0108]
In the data removal averaging device 12, the 4-bit shifter 15 calculates a value about 8 times the historical data of the first smoothing unit 11 in the past, and then the offset adder 16 adds the value to a predetermined offset value (> A value obtained by adding 0) is calculated as an abnormality determination value. Then, the comparator 17 compares the latest output value of the first smoothing unit 11 with the abnormality determination value. As a result, when the output value of the first smoothing unit 11 exceeds the abnormality determination value, the portion exceeding the abnormality determination value is replaced with the value calculated by the correction value setting device 18 in the signal selector 19. Output to the second smoothing unit 13.
[0109]
In this way, when calculating the abnormality determination value, not using only an integral multiple of the past history data, but adding an offset value thereto, the abnormality determination value is also zero when the history data is zero. Thus, the problem that normal abnormality determination is not performed can be solved. Thereby, the stability of the processing operation when removing the sudden noise in the Campbell measurement is ensured and high-precision measurement is enabled.
[0110]
(Fourth embodiment)
Next, as a fourth embodiment of the present invention, period trip response performance in pulse measurement using digital signal processing will be described.
[0111]
FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to the fourth embodiment of the present invention. The radiation output monitoring device includes an SRNM detector 1, a preamplifier 2, an A / D converter 3, a neutron intensity evaluation device 20, an FIR filter / amplification device 21, and a trip determination device 22.
[0112]
Among these, the SRNM detector 1, the preamplifier 2, and the A / D converter 3 are the same as those in the first embodiment (FIG. 1). That is, the SRNM detector 1 outputs an electrical signal (analog signal) corresponding to the level in response to the radiation (neutron) in the furnace to the preamplifier 2. The preamplifier 2 amplifies the signal from the SRNM detector 1 and outputs the amplified signal to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples the detector output signal amplified by the preamplifier 2 and converts it into a digital pulse signal.
[0113]
Here, in the fourth embodiment, a neutron intensity evaluation device 20, an FIR filter / amplifier 21, and a trip determination device 22 are provided in the subsequent stage of the A / D converter 3.
[0114]
The neutron intensity evaluation apparatus 20 calculates a first neutron intensity (radiation intensity) signal based on the detector output signal converted into a digital signal by the A / D converter 3. The FIR filter / amplifier 21 amplifies the first neutron intensity signal obtained by the neutron intensity evaluation apparatus 20 and then performs an averaging process (FIR filter process) based on a weight value designed and evaluated in advance. A second neutron intensity signal is calculated. The trip determination device 22 generates a trip signal when the first neutron intensity signal is larger than the second neutron intensity signal.
[0115]
In such a configuration, when a neutron is incident on the SRNM detector 1 and fissioned inside, a current pulse (analog signal) is output. The current pulse is amplified by the preamplifier 2 and then given to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples this current pulse at a sampling time interval such as a 25 ns interval and converts it into a digital signal. The detector output signal digitized by the A / D converter 3 is given to the neutron intensity evaluation apparatus 20.
[0116]
The neutron intensity evaluation apparatus 20 calculates a first neutron intensity (radiation intensity) signal based on the output signal (digitalized detector output signal) of the A / D converter 3, and then calculates the first neutron intensity (radiation intensity) signal. Output to the device 21 and the trip determination device 22.
[0117]
Here, in the FIR filter / amplifier 21, the k-th sampling order of the first neutron intensity signal is S (k), the number to be added is m, and the n-th weight value at the time of addition is a (n In addition, when the amplification degree is G, the following amplification / addition processing is performed to calculate the second neutron intensity signal.
[0118]
FOUT (k) = G × (S (k) × a (m) + S (k−1) × a (m−1) +... + S (k−m + 1) × a (1)) (4)
These weight values follow a general FIR filter design method.
[0119]
The second neutron intensity signal calculated by the equation (4) is given to the trip determination device 22. In the trip determination device 22, when the first neutron intensity signal becomes larger than the second neutron intensity signal, a trip signal is generated to stop and control the activation of the reactor.
[0120]
When this filter unit is processed by a first-order lag filter in analog signal processing, the transfer function is
1 / (1 + T · s)
T: Time constant (5)
Thus, it is composed of a filter that feeds back an output realized by a digital filter.
[0121]
On the other hand, in general, an FIR (finite impulse response) filter does not have feedback, does not have a pole as a transfer function, and is unique to digital signal processing. In this embodiment, this FIR filter is applied to period calculation.
[0122]
8 and 9 show a comparison between the output of the first-order lag filter and the output of the FIR filter with respect to changes in the neutron flux. This output corresponds to the scrum standard described in Japanese Patent Publication No. 7-19824, for example. When this scram reference is compared between the first-order lag filter and the FIR filter, the final followability of the signal is faster in the FIR filter, but the FIR filter rises later in the early stage of the signal rise. .
[0123]
The trip signal is output when the original neutron signal is large by comparing the scram reference, which is the filter output, with the original non-amplified neutron signal. As shown in FIGS. 8A and 8B, when the change of the neutron signal is small, the outputs of the first-order lag filter and the FIR filter are larger than the neutron signal, so that no trip occurs.
[0124]
On the other hand, as shown in FIGS. 9A and 9B, a trip occurs when the change in the neutron signal increases. In this case, in the signal change as shown in FIG. 9A, when the FIR filter is used, a trip occurs about 15 seconds after the signal increase starts, but when the first-order lag filter is used, the signal changes. A trip occurs about 40 seconds after the start of the increase. In addition, when the signal changes suddenly as shown in FIG. 9B, a trip occurs in both the first-order lag filter and the FIR filter. The generation time and the like vary depending on the design of the filter and the way of increasing the signal, but it can be seen that the use of the FIR filter has the following merits.
[0125]
That is, there is little variation in response time due to the initial delay. The change in neutron flux may increase to a power, and is a system with output feedback, and its response is easy to approximate with an analog feedback filter. FIR type filters have different response shapes and have a large initial delay. As a result of this initial delay, when a trip occurs with respect to the signal changes as shown in FIGS. 8 and 9, the trip occurs almost 0 to 30 seconds after the start of the signal change. On the other hand, in the conventional first-order delay filter, the response time varies greatly depending on signal changes such as 0 to 45 seconds.
[0126]
In general, when the signal change is small, the signal does not increase even if the response is slow, so there is no problem, and conversely, it may be advantageous in that an excessive trip does not occur. By adjusting the initial delay time by the filter design, there is an advantage that a signal requiring a trip can be responded in almost the same time.
[0127]
The region where the neutron signal and the FIR filter output intersect is the initial rising delay portion. In other words, by setting the weighting value when performing the weighted averaging of the radiation intensity by the FIR filter so that the delay time of the initial rise satisfies the required specification of the trip response, the trip can be surely performed within the required specification. Can be generated.
[0128]
As a result, the delay time from the signal change to the occurrence of the trip can be shortened under the condition that the external noise removal characteristic is equivalent to the conventional case for the signal change that requires the trip occurrence.
[0129]
(Fifth embodiment)
Next, as a fifth embodiment of the present invention, a period display method using an FIR filter in pulse measurement using digital signal processing will be described.
[0130]
FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to the fifth embodiment of the present invention. This radiation output monitoring device includes an SRNM detector 1, a preamplifier 2, an A / D converter 3, a neutron intensity evaluation device 20, a plurality of FIR filters 23 a, 23 b, and a period display device 24.
[0131]
Among these, the SRNM detector 1, the preamplifier 2, and the A / D converter 3 are the same as those in the first embodiment (FIG. 1). That is, the SRNM detector 1 outputs an electrical signal (analog signal) corresponding to the level in response to the radiation (neutron) in the furnace to the preamplifier 2. The preamplifier 2 amplifies the signal from the SRNM detector 1 and outputs the amplified signal to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples the detector output signal amplified by the preamplifier 2 and converts it into a digital pulse signal.
[0132]
Here, in the fourth embodiment, a neutron intensity evaluation device 20, a plurality of FIR filters 23a, 23b,... And a period display device 24 are provided after the A / D converter 3.
[0133]
The neutron intensity evaluation apparatus 20 calculates a first neutron intensity (radiation intensity) signal based on the detector output signal converted into a digital signal by the A / D converter 3. The FIR filters 23a, 23b,... Have different delay times, and perform weighted averaging processing of radiation intensity signals output from the neutron intensity evaluation apparatus 20. The period display device 24 calculates and displays the signal increase rate based on the delay time determined from the output of these filters, the original neutron intensity signal (radiation intensity signal), and the FIR filter addition number (TAP number). .
[0134]
In such a configuration, when a neutron is incident on the SRNM detector 1 and fissioned inside, a current pulse (analog signal) is output. The current pulse is amplified by the preamplifier 2 and then given to the A / D converter 3. The A / D converter 3 samples this current pulse at a sampling time interval such as a 25 ns interval and converts it into a digital signal. The detector output signal digitized by the A / D converter 3 is given to the neutron intensity evaluation apparatus 20.
[0135]
The neutron intensity evaluation apparatus 20 calculates a neutron intensity (radiation intensity) signal based on the output signal (digitalized detector output signal) of the A / D converter 3 and then outputs a plurality (two in this case) of these signals. Output to the FIR filters 23a, 23b... And the period display device 24. The neutron intensity signals obtained by the neutron intensity evaluation apparatus 20 are weighted and averaged according to a plurality of different delay times by the FIR filters 23a, 23b, and outputted to the period display apparatus 24.
[0136]
The period display device 24 calculates the signal increase rate (period) based on the FIR filter output, the original neutron intensity signal, and the number of FIR filters added (TAP number), and displays it on the screen.
[0137]
Here, as described in, for example, “Reactor Neutron Flux Monitoring Method Reactor Start-Up Monitoring Device and In-Reactor Output Monitoring Method” of Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-306292, a period which is an index indicating an increase rate of the reactor The signal τ (reactor cycle signal) is
1 / τ = (dΦ / dt) / Φ (A)
τ: Reactor cycle
Φ: Neutron signal
It is prescribed by.
[0138]
When using a digital filter,
1 / τ = (Φ / Ψ) / Tc (B)
τ: Reactor cycle
Φ: Neutron signal
Ψ: 1st-order lag filter output
Tc: First-order lag filter time constant
Is calculated from
[0139]
As a result of examining an FIR filter having a response different from that of the analog filter as the first-order lag filter of the above formula (B), the following was found.
[0140]
First, regarding the design method, the following period can be displayed by using the following values instead of the time constant of the first-order lag filter in the above formula (B). The time constant of the first-order lag filter is T in the above equation (5), which corresponds to a time indicating 63% of the signal in the step response.
[0141]
That is, attention was paid to the fact that the delay time of the FIR filter is constant at a value obtained by multiplying the addition number (TAP number) in the filter by 1/2 of the sample time. To be precise, the FIR filter uses a symmetric weighting factor, but in a general design method, it is a centrally symmetric weighting factor.
[0142]
Here, it is assumed that the following relationship holds.
[0143]
Φ = C × Td × Ψ
Φ: Neutron signal
Ψ: 1st-order lag filter output
Td: FIR filter delay time
C: multiplication factor
The period τ is defined by the time that e times (the base of natural logarithm) increases, so if C = e / τ,
1 / τ = (Φ / Ψ) / (e × Td) (C)
τ: Reactor cycle
Φ: Neutron signal
Ψ: 1st-order lag filter output
Td: FIR filter delay time
e: base of natural logarithm
It becomes.
[0144]
That is, when the number of filters to be added (the number of TAPs) is determined, the delay time Td is determined, and the period can be calculated from the above equation (C). When the period calculated by the calculation by the differentiation of the above expression (A) and the period calculated by the calculation by the FIR filter of the above expression (C) are displayed (not shown), the same value is obtained after about 10 seconds after the signal change. It can be confirmed that a period is indicated.
[0145]
However, since this method cannot be applied when the period of the signal is equal to or greater than Td, when this method is used, a plurality of FIR filters 23a, 23b,... Having different delay times Td are provided as shown in FIG. A method of selecting an optimum value from these period values is used. This makes it possible to monitor the signal range of all periods.
[0146]
FIG. 11 shows a display example of the period obtained by the first-order lag filter of the above formula (B) and the period obtained by the FIR filter of the above formula (C). In addition, the same value as T (time constant) in said (5) is used for the time constant of the primary delay of said Formula (B). It can be seen from FIG. 11 that the correct period can be displayed by using the formula (C).
[0147]
The accuracy of period display varies depending on the signal increase rate. However, if the period range is within Td, it can be confirmed that the formula (B) shows a value closer to the period of the formula (A). In addition, the response of period display also follows about 30 seconds in the above formula (C), which indicates that it follows “e × Td” determined by the filter design. On the other hand, in the above equation (B), it takes about 50 to 60 seconds for the indicated value to finally stabilize, and the above equation (C) can speed up the response.
[0148]
Thus, compared to the conventional period display device using the first-order lag digital filter, this system using the FIR filter enables period display with quick response. Therefore, when the reactor is automatically controlled using a period, the control speed can be improved.
[0149]
(Sixth embodiment)
Next, an apparatus configuration for digital signal processing will be described as a sixth embodiment of the present invention.
[0150]
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to the sixth embodiment of the present invention.
[0151]
The radiation output monitoring apparatus includes a plurality of SRNM detectors 1a, 1b, preamplifiers 2a, 2b provided for the SRNM detectors 1a, 1b, and A / D converters 3a, 3b, A plurality of LPRM detectors 25a, 25b... And A / D converters 3c, 3d provided for the LPRM detectors 25a, 25b... And digitally processing these detector output signals. An SRNM monitoring device 26, a neutron flux monitoring PLD (program logic device) 27, a data storage device 28, a LAN interface 29 provided in the neutron flux monitoring PLD 27, a signal source 32, and the like are provided.
[0152]
The SRNM detectors 1a, 1b,... Respond to radiation (neutrons) in the furnace and output electrical signals (analog signals) corresponding to the levels to the preamplifiers 2a, 2b,. The preamplifiers 2a, 2b,... Amplify the detector output signals corresponding to the preamplifiers 2a, 2b, and output them to the A / D converters 3a, 3b,. The A / D converters 3a, 3b,... Sample the detector output signals amplified by the preamplifiers 2a, 2b, and convert them into digital pulse signals.
[0153]
The LPRM detectors 25a, 25b... Are used as radiation detectors in the same manner as the SRNM detectors, but the specifications thereof are different from those of the SRNM detectors. That is, the LPRM detectors 25a, 25b,... Are used in the output region, detect a local neutron flux level in the reactor, and generate an electric signal (analog signal) corresponding to the level in the A / D converter 3c, Output to 3d... The A / D converters 3c, 3d,... Sample the detector output signals corresponding to the A / D converters 3c, 3d, and convert them into digital pulse signals.
[0154]
The SRNM monitoring device 26 calculates a neutron flux (radiation intensity) based on the detector output signal digitized by the A / D converter 3a. The neutron flux monitoring PLD 27 digitally processes the signals of the SRNM detector 1b and the LPRM detectors 25a and 25b to monitor the neutron flux. The data storage device 28 stores logic configuration data (location data of signal processing elements in the PLD) for digital signal processing by the neutron flux monitoring PLD 27.
[0155]
The A / D converters 3a, 3c, 3d, the neutron flux monitoring PLD 27, and the SRNM monitoring device 26 are connected by serial differential transmission. The SRNM monitoring device 26 is configured by a plurality of PLDs such as PLD1 and PLD2 as internal functions, and these are also internally connected by serial differential transmission.
[0156]
In such a configuration, the output signal of the SRNM detector 1a is amplified by the preamplifier 2a, then sampled by the A / D converter 3a and converted into a digital signal. And it is given to SRNM monitoring device 26 by high-speed serial differential transmission, and is converted into a neutron flux (radiation intensity) signal. The SRNM monitoring device 26 includes a plurality of program logic devices such as a first PLD 30 and a second PLD 31, which exchange information by serial differential transmission.
[0157]
Similarly, the output signal of the SRNM detector 1b is amplified by the preamplifier 2b, then sampled by the A / D converter 3b and converted into a digital signal. The output signals of the LPRM detectors 25a and 25b are converted into digital signals by the A / D converters 3c and 3d, respectively. These digital signals are given to the neutron flux monitoring PLD 27 by serial differential transmission or parallel transmission.
[0158]
Here, for example, if the number of bits of the A / D converters 3a to 3d is 12 bits and the number of data display bits in the SRNM monitoring device 26 and the neutron flux monitoring PLD 27D is 32 bits, wiring for the number of bits is provided. At the same time, it is necessary to secure a PLD output boat. In addition, when the communication between PLDs is a bus type, it is necessary to share a 32-bit signal line and perform time division to exchange data with each communication partner.
[0159]
On the other hand, when serial transmission is adopted between the devices as in the present embodiment, communication is possible using several control lines and two signal lines, so that signal lines can be greatly reduced. Also, unlike bus-type communication, by performing serial transmission using a dedicated line, the signal path becomes clear and mutual interference with other signals can be prevented. Furthermore, since the number of signal lines is reduced, a dedicated signal line can be provided for signals on the GRAND side. Thereby, differential transmission becomes possible, noise induction from outside can be almost completely removed, and malfunction caused by induction from other signal lines can be reduced.
[0160]
On the other hand, the neutron flux monitoring PLD 27 has a communication function with the outside such as the LAN interface 29. The logic configuration data (signal processing element arrangement data) in the neutron flux monitoring PLD 27 is stored in the data storage device 28, and the data is composed of a rewritable part and a non-rewritable part. When a request for rewriting data in the data storage device 28 is made, the rewritable part is rewritten via the LAN interface 29.
[0161]
When a request for changing the logic of the PLD itself is made via the LAN interface 29, the logic data is read from the data storage device 28, and the PLD itself is reset after the reading is completed. Then, the signal processing of the neutron flux monitoring PLD 27 is changed so as to execute new signal processing.
[0162]
When reset, the operation of the neutron flux monitoring PLD 27 is verified by a signal from an external calibration signal source 32 or a signal source generated in the neutron flux monitoring PLD 27. Thereby, the operation after writing can be verified.
[0163]
As an operation verification method, there are a method of comparing the original data with the re-reading of the reconstructed data or the expected value of the output signal with respect to the simulation signal. As a result of such operation verification, when the logic data is not normally written or when an abnormality occurs in the calibration signal, the data in the unwritable part in the data storage device 28 is automatically read. It is assumed that the state returns to accepting a command from the LAN interface 29.
[0164]
With this configuration, even when the PLD is installed in a place where the radiation field is strong, for example, even when the internal logic data does not operate correctly due to a bit error, normal signal processing can be performed by rewriting, and reliability can be ensured. High-performance signal processing becomes possible.
[0165]
As described above, even when a high-speed A / D conversion element is used or when a large number of signals are processed, the number of signal lines between PLDs that perform signal processing or between an A / D conversion element and a PLD is set. Can be reduced. Further, by clarifying the transmission path, it is possible to prevent external noise or interference of the signal itself, and it is possible to easily separate the influence when a failure or the like occurs.
[0166]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to solve the problem in the case of digital signal processing of the output signal of the detector that detects the radiation of the nuclear reactor, and to provide a highly reliable radiation output monitoring device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a comparison between a preamplifier output waveform and a waveform obtained by a first-order differential filter calculation result.
FIG. 3 is a diagram showing a comparison between a preamplifier output waveform and a waveform obtained by a first-order differential filter calculation result for a signal having a long pulse width.
FIG. 4 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining reset processing of a pulse identification signal.
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a comparison between the output of a first-order lag filter and the output of an FIR filter with respect to a change in neutron flux.
FIG. 9 is a diagram comparing the output of a first-order lag filter and the output of an FIR filter with respect to neutron flux changes.
FIG. 10 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a display example of a period obtained by a first-order lag filter and a period obtained by an FIR filter.
FIG. 12 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram showing a schematic configuration of a radiation output monitoring apparatus in a conventional nuclear reactor.
FIG. 14 is a waveform diagram of a preamplifier output and a second-order differential filter output, for explaining the problem of undershoot due to the conventional configuration.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... SRNM detector, 2 ... Preamplifier, 3 ... A / D converter, 4 ... Primary differential filter, 5 ... Pulse measurement part, 6 ... Waveform shaping part, 7 ... Identification signal generation part, 8 ... Identification signal reset part , 9... Band pass filter, 10... N-th power calculation unit, 11... First smoothing unit, 12... Data removal averaging device, 13 ... second smoothing unit, 14 ... neutron evaluation device, 15. DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Offset adder, 17 ... Comparator, 18 ... Correction value setting device, 19 ... Signal selector, 20 ... Neutron intensity evaluation device, 21 ... FIR filter / amplification device, 22 ... Trip determination device, 23a, 23b ... FIR filter 24 ... Period display device, 25 ... LPRM detector, 26 ... SRNM monitoring device, 27 ... neutron flux monitoring PLD, 28 ... data storage device, 29 ... LAN interface, 30, 31 ... PLD 32 ... signal source.

Claims

原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、
原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、
この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段の出力信号を１次微分フィルタ処理により波形整形した際に生じる両極性パルスの後発のパルスを選択してパルス識別処理を行う信号識別手段と、
この信号識別手段によって識別されたパルス信号を計数するパルス計数手段と
を具備したことを特徴とする放射線出力監視装置。In the radiation output monitoring device that monitors the radiation output level at the start of the reactor,
Radiation detecting means for reacting to radiation in the nuclear reactor and outputting an electrical signal corresponding to the level;
A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal;
Signal identifying means for performing pulse identification processing by selecting a subsequent pulse of the bipolar pulse generated when the waveform of the output signal of the A / D conversion means is shaped by first-order differential filter processing;
A radiation output monitoring device comprising: pulse counting means for counting pulse signals identified by the signal identifying means.

原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、
原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、
この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段の出力信号を１次微分フィルタ処理により波形整形した際に生じる両極性パルスの先行または後発のパルスを波形特性に応じて選択し、その選択したパルスを波高弁別して識別する信号識別手段と、
この信号識別手段によって識別されたパルス信号を計数するパルス計数手段と
を具備したことを特徴とする放射線出力監視装置。In the radiation output monitoring device that monitors the radiation output level at the start of the reactor,
Radiation detecting means for reacting to radiation in the nuclear reactor and outputting an electrical signal corresponding to the level;
A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal;
The preceding or succeeding pulse of the bipolar pulse generated when the output signal of the A / D conversion means is waveform-shaped by the first-order differential filter processing is selected according to the waveform characteristics, and the selected pulse is discriminated and discriminated. A signal identification means;
A radiation output monitoring device comprising: pulse counting means for counting pulse signals identified by the signal identifying means.

原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、
原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、
この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段の出力信号を波形整形する波形整形手段と、
この波形整形手段の出力信号を所定の波高弁別レベルと比較し、その弁別レベルを超えた場合にパルス識別信号を出力する識別信号発生手段と、
この識別信号発生手段から出力される上記パルス識別信号の継続発生時間を監視し、その継続発生時間が所定のパルス幅以上となった場合に上記パルス識別信号をリセットする識別信号リセット手段と、
この識別信号リセット手段のリセットタイミングで得られる上記パルス識別信号のパルス数と、継続発生時間が所定のパルス幅未満である場合の上記パルス識別信号のパルス数とを計数するパルス計数手段と
を具備したことを特徴とする放射線出力監視装置。In the radiation output monitoring device that monitors the radiation output level at the start of the reactor,
Radiation detecting means for reacting to radiation in the nuclear reactor and outputting an electrical signal corresponding to the level;
A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal;
Waveform shaping means for shaping the output signal of the A / D conversion means;
An identification signal generating means for comparing the output signal of the waveform shaping means with a predetermined wave height discrimination level and outputting a pulse identification signal when the discrimination level is exceeded,
An identification signal resetting means for monitoring the continuous occurrence time of the pulse identification signal output from the identification signal generating means, and resetting the pulse identification signal when the continuous occurrence time exceeds a predetermined pulse width;
Pulse counting means for counting the number of pulses of the pulse identification signal obtained at the reset timing of the identification signal reset means and the number of pulses of the pulse identification signal when the duration time is less than a predetermined pulse width. Radiation output monitoring device characterized by that.

原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、
原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、
この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段の出力信号の周波数帯域を制限する帯域制限手段と、
この帯域制限手段の出力信号のｎ乗値（ｎ≧２）を算出するｎ乗値演算手段と、
このｎ乗値演算手段によって得られたｎ乗値を第１の時間幅で平滑化する第１の平滑化手段と、
この第１の平滑化手段の出力信号の履歴データに所定のオフセット値を加算した値を異常判定値として算出し、当該出力信号から上記異常判定値を超える部分を除去するデータ除去手段と、
このデータ除去手段の出力信号を第２の時間幅で平滑化する第２の平滑化手段と、
この第２の平滑化手段の出力信号に基づいて放射線強度を算出して評価する評価手段と
を具備したことを特徴とする放射線出力監視装置。In the radiation output monitoring device that monitors the radiation output level at the start of the reactor,
Radiation detecting means for reacting to radiation in the nuclear reactor and outputting an electrical signal corresponding to the level;
A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal;
Band limiting means for limiting the frequency band of the output signal of the A / D conversion means;
N-th power value calculating means for calculating the n-th power value (n ≧ 2) of the output signal of the band limiting means;
A first smoothing means for smoothing the n-th power value obtained by the n-th power value calculating means with a first time width;
A data removal means for calculating a value obtained by adding a predetermined offset value to the history data of the output signal of the first smoothing means as an abnormality determination value, and removing a portion exceeding the abnormality determination value from the output signal;
A second smoothing means for smoothing the output signal of the data removing means with a second time width;
A radiation output monitoring apparatus comprising: an evaluation unit that calculates and evaluates radiation intensity based on an output signal of the second smoothing unit.

原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、
原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、
この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段の出力信号に基づいて放射線強度を算出する放射線強度算出手段と、
有限長インパルス応答型ディジタルフィルタからなり、上記放射線強度算出手段によって算出された放射線強度を加重平均化処理する加重平均化手段と、
この加重平均化手段によって加重平均化された放射線強度と元の放射線強度とを比較し、上記加重平均化された放射線強度よりも上記元の放射線強度が大きい場合にトリップ信号を出力するトリップ判定手段と
を具備したことを特徴とする放射線出力監視装置。In the radiation output monitoring device that monitors the radiation output level at the start of the reactor,
Radiation detecting means for reacting to radiation in the nuclear reactor and outputting an electrical signal corresponding to the level;
A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal;
Radiation intensity calculation means for calculating radiation intensity based on the output signal of the A / D conversion means;
A weighted averaging means comprising a finite-length impulse response type digital filter, for weighted averaging the radiation intensity calculated by the radiation intensity calculating means;
A trip determination means for comparing the radiation intensity weighted and averaged by the weighted averaging means with the original radiation intensity and outputting a trip signal when the original radiation intensity is larger than the weighted average radiation intensity. A radiation output monitoring apparatus comprising:

上記ディジタルフィルタのステップ応答の遅延時間がトリップ応答の要求仕様を満たすように、上記加重平均化手段によって放射線強度の加重平均化を行う際の加重値が設定されていることを特徴とする請求項５記載の放射線出力監視装置。 The weighting value when performing the weighted averaging of the radiation intensity by the weighted averaging means is set so that the delay time of the step response of the digital filter satisfies the required specification of the trip response. 5. The radiation output monitoring apparatus according to 5.

原子炉の起動時における放射線の出力レベルを監視する放射線出力監視装置において、
原子炉内の放射線に反応してそのレベルに応じた電気信号を出力する放射線検出手段と、
この放射線検出手段の出力信号を所定の時間間隔でサンプリングしてディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
このＡ／Ｄ変換手段の出力信号に基づいて放射線強度を算出する放射線強度算出手段と、
１つまたは複数の有限長インパルス応答型ディジタルフィルタからなり、上記放射線強度算出手段によって算出された放射線強度を加重平均化処理する加重平均化手段と、
この加重平均化手段の出力信号と上記放射線強度と上記ディジタルフィルタの加算数から決定される遅れ時間に基づいて信号の増加率を算出するペリオド算出手段と
を具備したことを特徴とする放射線出力監視装置。In the radiation output monitoring device that monitors the radiation output level at the start of the reactor,
Radiation detecting means for reacting to radiation in the nuclear reactor and outputting an electrical signal corresponding to the level;
A / D conversion means for sampling the output signal of the radiation detection means at a predetermined time interval and converting it into a digital signal;
Radiation intensity calculation means for calculating radiation intensity based on the output signal of the A / D conversion means;
A weighted averaging means comprising one or a plurality of finite-length impulse response type digital filters, for weighted averaging the radiation intensity calculated by the radiation intensity calculating means;
Radiation output monitoring comprising: a period calculating means for calculating an increase rate of the signal based on an output signal of the weighted averaging means, a delay time determined from the radiation intensity and the number of additions of the digital filter apparatus.