JP4324036B2

JP4324036B2 - Echo cancellation device

Info

Publication number: JP4324036B2
Application number: JP2004197065A
Authority: JP
Inventors: 泰宏寺田; 幼華王
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-07-02
Filing date: 2004-07-02
Publication date: 2009-09-02
Anticipated expiration: 2024-07-02
Also published as: JP2006020159A

Description

本発明は、スピーカとマイクロホンを用いて通話を行うハンズフリー通話等の通信機器に利用され、受話音声と送話音声との間で発生するエコーを消去するエコーキャンセル装置に関する。 The present invention relates to an echo canceling apparatus that is used in a communication device such as a hands-free call that makes a call using a speaker and a microphone, and that eliminates an echo generated between a received voice and a transmitted voice.

従来のエコーキャンセル装置としては、エコーを消去する２つの適応フィルタにより構成され、エコーパスで生成されるエコー信号と適応フィルタで生成される擬似エコー信号との誤差である誤差信号のみを用いて適応フィルタのステップサイズを算出し、このステップサイズに基づいて適応フィルタのフィルタ係数を求めるものが知られている（例えば、特許文献１参照）。 As a conventional echo canceling device, an adaptive filter is composed of two adaptive filters that cancel echoes, and uses only an error signal that is an error between an echo signal generated by an echo path and a pseudo echo signal generated by an adaptive filter. Is known, and a filter coefficient of an adaptive filter is obtained based on the step size (see, for example, Patent Document 1).

以下、従来のエコーキャンセル装置について図面を用いて説明する。図１４は、従来のエコーキャンセル装置のブロック図を表し、図１５は、従来のエコーキャンセル装置のステップサイズ演算部のブロック図を表す。また、以下の説明では、例えば受信入力信号ｘ（ｋ）のＭ次元列ベクトルをｘ_Ｍ（ｋ）と示す。ここで、ｋは離散的時間を表す変数である。 A conventional echo canceling device will be described below with reference to the drawings. FIG. 14 is a block diagram of a conventional echo canceling apparatus, and FIG. 15 is a block diagram of a step size calculation unit of the conventional echo canceling apparatus. In the following description, for example, an M-dimensional column vector of the received input signal x (k) is denoted as x _M (k). Here, k is a variable representing discrete time.

従来のエコーキャンセル装置のブロック図を図１４に示す。 A block diagram of a conventional echo canceling apparatus is shown in FIG.

受信入力端子１４１２に一定のサンプリング間隔で入力された受信入力信号ｘ（ｋ）は、Ｄ／Ａ変換器１４１４を経由してスピーカ１４１６から出力されるとともに、第１の適応フィルタ１４０２、第２の適応フィルタ１４０６、第１の係数更新部１４０４、第２の係数更新部１４１１に送信される。 The reception input signal x (k) input to the reception input terminal 1412 at a constant sampling interval is output from the speaker 1416 via the D / A converter 1414, and the first adaptive filter 1402 and the second The data is transmitted to the adaptive filter 1406, the first coefficient update unit 1404, and the second coefficient update unit 1411.

第１の適応フィルタ１４０２は、一般的にＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタで構成されており、受信入力信号ｘ（ｋ）と第１のフィルタ係数ｗ１（ｋ）とを式（１）に示すように畳み込み、第１の擬似エコー信号ｙｈ１（ｋ）を生成する。なお、Ｍ１は第１の適応フィルタ１４０２のタップ数である。また、上付きの添え字Ｔは転置を表す。 The first adaptive filter 1402 is generally composed of an FIR (Finite Impulse Response) filter, and the received input signal x (k) and the first filter coefficient w1 (k) are expressed by the equation (1). And the first pseudo echo signal yh1 (k) is generated. M1 is the number of taps of the first adaptive filter 1402. A superscript T represents transposition.

一方、受信出力信号がスピーカ１４１６から出力され、エコーパス１４１８を経由することによってエコーｙ（ｋ）が生成される。次に、エコーｙ（ｋ）、周囲騒音ｎ（ｋ）、およびエコーパス１４１８が形成される音響空間内にいる話者（以下「近端話者」という）の音声ｓ（ｋ）がマイク１４１７に入力され、Ａ／Ｄ変換器１４１５によって送信入力信号ｄ（ｋ）に変換される。

On the other hand, the reception output signal is output from the speaker 1416, and an echo y (k) is generated through the echo path 1418. Next, the voice s (k) of the speaker (hereinafter referred to as “near-end speaker”) in the acoustic space where the echo y (k), the ambient noise n (k), and the echo path 1418 are formed is input to the microphone 1417. The input signal is converted into a transmission input signal d (k) by an A / D converter 1415.

第１の減算器１４０３は、送信入力信号ｄ（ｋ）から第１の擬似エコー信号ｙｈ１（ｋ）を減算し、式（２）によって第１の誤差信号ｅ１（ｋ）を生成する。 The first subtractor 1403 subtracts the first pseudo echo signal yh1 (k) from the transmission input signal d (k), and generates a first error signal e1 (k) according to Expression (2).

第１の係数更新部１４０４は、受信入力信号ｘ（ｋ）および第１の誤差信号ｅ１（ｋ）に基づいて、係数更新アルゴリズムとしてよく知られている学習同定法（ＮＬＭＳ（Normalized least Mean Square）法）の係数更新式に従い、式（３）によって第１のフィルタ係数ｗ１（ｋ）を更新する。

The first coefficient updating unit 1404 is based on the received input signal x (k) and the first error signal e1 (k), and is a learning identification method (NLMS (Normalized least Mean Square)) well known as a coefficient updating algorithm. The first filter coefficient w1 (k) is updated by the equation (3) according to the coefficient update equation.

第２の適応フィルタ１４０６は、受信入力信号ｘ（ｋ）と第２のフィルタ係数ｗ２（ｋ）とを式（４）に示すように畳み込み、第２の擬似エコー信号ｙｈ２（ｋ）を生成する。なお、Ｍ２は第２の適応フィルタ１４０６のタップ数である。また、本構成ではＭ１＝Ｍ２となっているため、以下、第１の適応フィルタ１４０２のタップ数および第２の適応フィルタ１４０６のタップ数を共にＭと記載する。

The second adaptive filter 1406 convolves the received input signal x (k) and the second filter coefficient w2 (k) as shown in Expression (4) to generate a second pseudo echo signal yh2 (k). . M2 is the number of taps of the second adaptive filter 1406. Further, since M1 = M2 in this configuration, hereinafter, both the number of taps of the first adaptive filter 1402 and the number of taps of the second adaptive filter 1406 are described as M.

第２の減算器１４０７は、第１の減算器１０３と同様に送信入力信号ｄ（ｋ）から第２の擬似エコー信号ｙｈ２（ｋ）を減算し、式（５）によって第２の誤差信号ｅ２（ｋ）を生成する。

The second subtracter 1407 subtracts the second pseudo echo signal yh2 (k) from the transmission input signal d (k), similarly to the first subtractor 103, and uses the second error signal e2 by Expression (5). (K) is generated.

第２の誤差信号ｅ２（ｋ）は、送信出力端子１４１３を経て送信される。

The second error signal e2 (k) is transmitted through the transmission output terminal 1413.

ステップサイズ演算部１４１０は、第１の誤差信号ｅ１（ｋ）および第２の誤差信号ｅ２（ｋ）に基づいてステップサイズμ２（ｋ）を算出する。 The step size calculator 1410 calculates the step size μ2 (k) based on the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k).

第１の誤差信号平均値算出部１５０１は、第１の誤差信号ｅ１（ｋ）に基づいて、式（６）によって第１の誤差信号平均値σ_ｅ１ ^２（ｋ）を算出する。なお、Ｋは平均値を算出するためのサンプル数である。 First error signal averaging unit 1501, based on the first error signal e1 (k), calculates the equation (6) the first error by the signal average value sigma _e1 ² (k). K is the number of samples for calculating the average value.

遅延バッファ１５０７は、第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）をＭサンプル遅延させ、σ_ｅ１’^２（ｋ−Ｍ）を算出する。

The delay buffer 1507 delays the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k) by M samples, and calculates σ _e1 ′ ² (k−M).

第１の比較器１５０６は、第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）がＭサンプル遅延された第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ−Ｍ）以上であるか否かを判定し、第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）がＭサンプル遅延された第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ−Ｍ）以上である場合には１を、第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）がＭサンプル遅延された第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ−Ｍ）を超えないときは０をＡＮＤゲート１５０８に出力する。 The first comparator 1506 determines whether or not the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k) is equal to or larger than the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k−M) delayed by M samples. If the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k) is greater than or equal to the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k−M) delayed by M samples, 1 is When the error signal average value σ _e1 ′ ² (k) of 1 does not exceed the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k−M) delayed by M samples, 0 is output to the AND gate 1508.

乗算器１５１２は、Ｍサンプル遅延された第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ−Ｍ）に０．５を乗算する。 The multiplier 1512 multiplies the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k−M) delayed by M samples by 0.5.

減算器１５１３は、第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）から乗算器１５１２の出力である０．５×σ_ｅ１’^２（ｋ−Ｍ）を減算し、式（７）によってノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）を算出する。 The subtractor 1513 subtracts 0.5 × σ _e1 ′ ² (k−M), which is the output of the multiplier 1512, from the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k), and performs noise according to Expression (7). An average value σ _n ′ ² (k) is calculated.

第３の比較器１５１４は、ノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）が０以上であるか否かを判定し、ノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）が０以上である場合は１を、ノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）が０を超えないときは０をノイズ平均値選択スイッチ１５１５に出力する。

Third comparator 1514 'judges whether ² (k) is greater than zero, the noise average value sigma _n' noise average value sigma _n 1 if ² (k) is greater than or equal to 0, When the noise average value σ _n ′ ² (k) does not exceed 0, 0 is output to the noise average value selection switch 1515.

ノイズ平均値選択スイッチ１５１５は、第３の比較器１５１４によって出力された値が１の場合は接点ａを選択し、０の場合は接点ｂを選択する。また、ノイズ平均値選択スイッチ１５１５が接点ａを選択した場合には式（９）で算出したノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）を、接点ｂを選択した場合には０をノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）としてローパスフィルタ１５０２に出力する。 The noise average value selection switch 1515 selects the contact a when the value output by the third comparator 1514 is 1, and selects the contact b when the value is 0. Further, when the noise average value selection switch 1515 selects the contact point a, the noise average value σ _n ′ ² (k) calculated by the equation (9) is used, and when the contact point b is selected, 0 is set as the noise average value σ. _n ′ ² (k) is output to the low-pass filter 1502.

ローパスフィルタ１５０２は、ノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）に基づいて、式（８）によって平滑化されたノイズ平均値σ_ｎａ’^２（ｋ）を算出する。なお、パラメータαは０から１までの値である。 The low pass filter 1502 calculates the noise average value σ _na ′ ² (k) smoothed by the equation (8) based on the noise average value σ _n ′ ² (k). The parameter α is a value from 0 to 1.

第２の誤差信号平均値算出部１５０３は、第２の誤差信号ｅ２（ｋ）に基づいて、式（９）によって第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）を算出する。

Second error signal averaging unit 1503, based on the second error signal e2 (k), to calculate a second error signal average value sigma _e2 ^'2 (k) by equation (9).

減算器１５０４は、第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）からノイズ平均値σ_ｎａ’^２（ｋ）を減算する。

The subtractor 1504 subtracts the noise average value σ _na ′ ² (k) from the second error signal average value σ _e2 ′ ² (k).

除算器１５０５は、減算器１５０４の出力を第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）で除算し、式（１０）によってμ２’（ｋ）を算出する。 The divider 1505 divides the output of the subtractor 1504 by the second error signal average value σ _e2 ′ ² (k), and calculates μ2 ′ (k) by Expression (10).

第２の比較器１５１１は、第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）が第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）以上であるか否かを判定し、第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）が第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）以上である場合には１を、第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）が第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）を超えない場合には０をＡＮＤゲート１５０８に出力する。

The second comparator 1511 determines whether or not the second error signal average value σ _e2 ′ ² (k) is greater than or equal to the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k). The error signal average value σ _e2 ′ ² (k) is equal to or greater than 1 when the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k) is equal to or greater than the first error signal average value σ _e2 ′ ² (k). If the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k) is not exceeded, 0 is output to the AND gate 1508.

ＡＮＤゲート１５０８は、第１の比較器１５０６および第２の比較器１５１１から出力される値が共に１のときは１を、どちらか一方の値が０の場合は０をステップサイズ選択スイッチ１５０９に出力する。 The AND gate 1508 outputs 1 to the step size selection switch 1509 when both the values output from the first comparator 1506 and the second comparator 1511 are 1, and when either value is 0. Output.

ステップサイズ選択スイッチ１５０９は、ＡＮＤゲート１５０８から出力される値が１の場合は接点ｂを選択し、０の場合は接点ａを選択する。また、ステップサイズ選択スイッチ１５０９が、接点ｂを選択した場合には１を、接点ａを選択した場合には除算器１５０５によって算出されたμ２’（ｋ）をステップサイズμ２（ｋ）として第２の係数更新部１４１１に出力する。 The step size selection switch 1509 selects the contact b when the value output from the AND gate 1508 is 1, and selects the contact a when the value is 0. Further, when the step size selection switch 1509 selects the contact point b, 1 is selected, and when the contact point a is selected, μ2 ′ (k) calculated by the divider 1505 is set as the step size μ2 (k). To the coefficient updating unit 1411.

第２の係数更新部１４１１は、受信入力信号ｘ（ｋ）、第２の誤差信号ｅ２（ｋ）およびステップサイズμ２（ｋ）に基づいて、第１の係数更新部１４０４と同様、学習同定法の係数更新式に従い、式（１１）によって第２のフィルタ係数の更新を行う。 Similar to the first coefficient update unit 1404, the second coefficient update unit 1411 is based on the received input signal x (k), the second error signal e2 (k), and the step size μ2 (k). The second filter coefficient is updated by Expression (11) according to the coefficient update expression.

特許第３０６８９９６号公報（第１−１２頁、図２、６）Japanese Patent No. 3068896 (page 1-12, FIGS. 2 and 6)

しかしながら、従来のエコーキャンセル装置では、近端話者の相手話者（以下「遠端話者」という）の音声があるか否かに関わらず、近端話者発声時には送信入力信号ｄ（ｋ）の振幅の変動が激しいため、第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）がＭサンプル遅延された第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ−Ｍ）以上になり、かつ第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）が第１の誤差信号平均値σ_ｅ１’^２（ｋ）以上になる場合があった。この場合には、ステップサイズ選択スイッチ１５０９によってステップサイズμ２（ｋ）が１に設定され、速い速度で係数更新を行ってしまうため、第２のフィルタ係数ｗ２（ｋ）が乱れてエコー信号ｙ（ｋ）と第２の擬似エコー信号ｙｈ２（ｋ）との誤差が大きくなり、近端話者音声の音質劣化や遠端話者にエコーが伝わるという問題があった。 However, in the conventional echo canceling device, the transmission input signal d (k) is used when the near-end speaker is uttered regardless of whether or not there is a voice of the partner speaker of the near-end speaker (hereinafter referred to as “far-end speaker”). ) Of the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k) is equal to or greater than the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k−M) delayed by M samples, and In some cases, the second error signal average value σ _e2 ′ ² (k) is greater than or equal to the first error signal average value σ _e1 ′ ² (k). In this case, since the step size selection switch 1509 sets the step size μ2 (k) to 1 and the coefficient is updated at a high speed, the second filter coefficient w2 (k) is disturbed and the echo signal y ( k) and the second pseudo echo signal yh2 (k) become large, and there is a problem that the sound quality of the near-end speaker voice is deteriorated and echoes are transmitted to the far-end speaker.

また、ステップサイズ選択スイッチ１５０９によってステップサイズμ２（ｋ）がμ２’（ｋ）に設定されたときであっても、近端話者発声時においてノイズが少ない場合には、ノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）が小さくなり、ノイズ平均値σ_ｎ’^２（ｋ）が第２の誤差信号平均値σ_ｅ２’^２（ｋ）に比べて微小であることによりμ２’（ｋ）は１に近い値となり、速い速度で係数更新を行ってしまうため、第２のフィルタ係数ｗ２（ｋ）が乱れてエコー信号ｙ（ｋ）と第２の擬似エコー信号ｙｈ２（ｋ）との誤差が大きくなり、近端話者音声の音質劣化や遠端話者にエコーが伝わるという問題があった。 Further, even when the step size μ2 (k) is set to μ2 ′ (k) by the step size selection switch 1509, if the noise is small when the near-end speaker utters, the noise average value σ _n ′ ² (k) is reduced, .mu.2 by noise average value σ _n ^'2 (k) is the second error signal average value sigma _e2' is very small compared to the ² (k) '(k) is close to 1 Since the coefficient is updated at a high speed, the second filter coefficient w2 (k) is disturbed, and the error between the echo signal y (k) and the second pseudo echo signal yh2 (k) increases. There were problems that the sound quality of the near-end speaker was degraded and echoes were transmitted to the far-end speaker.

本発明は、従来の問題を解決するためになされたもので、エコーパス変動による音声信号の変化に速く追従することができ、近端話者発声時には、近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができるエコーキャンセル装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the conventional problem, and can quickly follow the change of the voice signal due to the echo path fluctuation, and reliably degrade the sound quality of the near-end speaker voice when speaking the near-end speaker. An object of the present invention is to provide an echo canceling apparatus capable of preventing and canceling echo.

本発明のエコーキャンセル装置は、スピーカに出力される前の受信入力信号および第１の係数に基づいて第１の擬似エコー信号を生成する第１の適応フィルタと、マイクロホンに入力された送信入力信号から前記第１の擬似エコー信号を減算することによって第１の誤差信号を生成する第１の減算器と、前記受信入力信号および前記第１の誤差信号に基づいて前記第１の係数を更新する第１の係数更新部と、前記第１の誤差信号に基づいて第１の誤差信号平均値を算出する第１の誤差信号平均値算出部と、前記受信入力信号および第２の係数に基づいて第２の擬似エコー信号を生成する第２の適応フィルタと、前記送信入力信号から前記第２の擬似エコー信号を減算することによって第２の誤差信号を生成する第２の減算器と、前記第２の誤差信号に基づいて第２の誤差信号平均値を算出する第２の誤差信号平均値算出部と、前記第１の誤差信号平均値および前記第２の誤差信号平均値に基づいて重み係数を算出する重み係数算出部と、前記送信入力信号のパワーを算出する送信入力信号パワー算出部と、前記重み係数および前記送信入力信号のパワーに基づいて更新量制御係数を算出する更新量制御係数算出部と、前記受信入力信号、前記第２の誤差信号、および前記更新量制御係数に基づいて前記第２の係数を更新する第２の係数更新部と、を備えた構成を有している。 The echo cancellation apparatus of the present invention includes a first adaptive filter that generates a first pseudo echo signal based on a reception input signal and a first coefficient before being output to a speaker, and a transmission input signal input to a microphone. A first subtracter that generates a first error signal by subtracting the first pseudo echo signal from the first input signal, and updates the first coefficient based on the received input signal and the first error signal. a first coefficient updating unit, a first error signal averaging unit for calculating a first error signal mean value based on said first error signal, based on the received input signal and the second coefficient A second adaptive filter for generating a second pseudo echo signal; a second subtractor for generating a second error signal by subtracting the second pseudo echo signal from the transmission input signal; 2 mistakes Calculating a weighting factor based on the second and the error signal averaging unit, the first error signal average value and the second error signal average value calculating a second error signal mean value based on the signal A weighting factor calculation unit, a transmission input signal power calculation unit that calculates the power of the transmission input signal, an update amount control coefficient calculation unit that calculates an update amount control coefficient based on the weighting factor and the power of the transmission input signal, And a second coefficient update unit that updates the second coefficient based on the received input signal, the second error signal, and the update amount control coefficient.

この構成により、第１の誤差信号平均値および第２の誤差信号平均値に基づいて重み係数が重み係数算出部によって算出され、送信入力信号のパワーが送信入力信号パワー算出部によって算出され、重み係数および送信入力信号のパワーに基づいて更新量制御係数が更新量制御係数算出部によって算出されるため、第１の誤差信号平均値が第２の誤差信号平均値より小さいエコーパス変動時には、エコーパス変動による音声信号の変化に速く追従することができ、また、第１の誤差信号平均値と第２の誤差信号平均値が等しい近端話者発声時には、近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができる。 With this configuration, the weighting factor is calculated by the weighting factor calculation unit based on the first error signal average value and the second error signal average value, the power of the transmission input signal is calculated by the transmission input signal power calculation unit, and the weight since the coefficients and update quantity control coefficient based on the power of the transmission input signal is calculated by the update quantity control coefficient calculation unit, when the first error signal mean value is smaller echo path variation than the second error signal average, echo path change It is possible to quickly follow the change of the voice signal due to the sound, and when the near-end speaker utters the first error signal average value and the second error signal average value are equal, the sound quality degradation of the near-end speaker sound is surely ensured. It is possible to prevent and cancel the echo.

また、本発明のエコーキャンセル装置は、所定のサンプル数毎に前記送信入力信号を順次蓄積する送信入力バッファを備え、前記送信入力バッファが前記サンプル数の前記送信入力信号を蓄積したときに、前記送信入力信号パワー算出部は、前記送信入力バッファに蓄積されている前記送信入力信号のパワーを算出し、前記更新量制御係数算出部は、前記重み係数および前記送信入力信号のパワーに基づいて、前記送信入力バッファに蓄積された各サンプルに対応する送信入力信号毎に前記更新量制御係数を算出することを特徴とする構成を有している。 The echo cancellation apparatus of the present invention includes a transmission input buffer that sequentially accumulates the transmission input signal every predetermined number of samples, and when the transmission input buffer accumulates the transmission input signal of the number of samples, The transmission input signal power calculation unit calculates the power of the transmission input signal accumulated in the transmission input buffer, and the update amount control coefficient calculation unit is based on the weighting factor and the power of the transmission input signal, The update amount control coefficient is calculated for each transmission input signal corresponding to each sample stored in the transmission input buffer.

この構成により、送信入力バッファに蓄積された送信入力信号を用いて送信入力信号のパワーが送信入力信号パワー算出部によって算出され、その送信入力信号のパワーを用いて更新量制御係数が更新量制御係数算出部によって算出されることにより、更新速度を遅くするタイミングを前にすることができるため、近端話者発声時に近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができる。 With this configuration, the transmission input signal power is calculated by the transmission input signal power calculation unit using the transmission input signal stored in the transmission input buffer, and the update amount control coefficient is updated using the transmission input signal power. By calculating by the coefficient calculation unit, it is possible to advance the timing of slowing down the update speed, so it is possible to reliably prevent deterioration of the sound quality of the near-end speaker voice when uttering the near-end speaker and to cancel echo It can be carried out.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記第１の適応フィルタ、前記第２の適応フィルタ、前記第１の係数更新部、および前記第２の係数更新部に入力される前記受信入力信号を前記サンプル数分遅延させる遅延バッファを備えたことを特徴とする構成を有している。 Furthermore, the echo cancellation apparatus of the present invention provides the received input signal input to the first adaptive filter, the second adaptive filter, the first coefficient update unit, and the second coefficient update unit as the input signal. It has a configuration characterized by including a delay buffer that delays by the number of samples.

この構成により、第１の適応フィルタ、第２の適応フィルタ、第１の係数更新部、および第２の係数更新部に受信入力信号が送信される時間と、第１の減算器、第２の減算器、および送信入力信号パワー算出部に送信入力信号が送信入力バッファによって送信される時間との差が削減されることにより、第１の適応フィルタ、第２の適応フィルタ、第１の係数更新部、および第２の係数更新部のタップ数を送信入力バッファに蓄積される送信入力信号のサンプル数分少なくすることができるため、適応時間の短縮及び演算量・メモリ量の削減することができる。 With this configuration, the time when the received input signal is transmitted to the first adaptive filter, the second adaptive filter, the first coefficient updating unit, and the second coefficient updating unit, the first subtractor, the second The first adaptive filter, the second adaptive filter, and the first coefficient update are made possible by reducing a difference from the time when the transmission input signal is transmitted by the transmission input buffer to the subtractor and the transmission input signal power calculation unit. And the number of taps of the second coefficient updating unit can be reduced by the number of samples of the transmission input signal accumulated in the transmission input buffer, so that the adaptation time can be shortened and the amount of computation and memory can be reduced. .

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記第２の係数更新部は、前記受信入力信号のパワーを算出する受信入力信号パワー算出部と、前記受信入力信号のパワーに前記更新量制御係数を加えた加算データを出力する加算器とを備え、前記受信入力信号、前記第２の誤差信号、および前記加算データに基づいて学習同定法によって前記第２の係数を更新することを特徴とする構成を有している。 Furthermore, in the echo cancellation apparatus of the present invention, the second coefficient updating unit includes a received input signal power calculating unit that calculates the power of the received input signal, and adds the update amount control coefficient to the power of the received input signal. And an adder for outputting the added data, wherein the second coefficient is updated by a learning identification method based on the received input signal, the second error signal, and the added data. Have.

この構成により、学習同定法（NLMS法）をエコーキャンセル装置に適用するため、少ない演算量かつ安定した動作が実現できる。 With this configuration, since the learning identification method (NLMS method) is applied to the echo cancellation apparatus, a small amount of calculation and stable operation can be realized.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記第２の係数更新部は、所定の次数に基づいて前記受信入力信号の相関性行列を算出する相関性行列算出部と、前記相関性行列の行列式を算出する行列式算出部と、前記行列式に更新量制御係数を加えた加算データを出力する加算器と、前記相関性行列と前記加算データに基づいて前記相関性行列の逆行列を算出する逆行列算出部とを備え、前記受信入力信号、前記第２の誤差信号、および前記逆行列に基づいて射影法によって前記第２の係数を更新することを特徴とする構成を有している。 Furthermore, in the echo cancellation apparatus of the present invention, the second coefficient update unit includes a correlation matrix calculation unit that calculates a correlation matrix of the received input signal based on a predetermined order, and a determinant of the correlation matrix A determinant calculating unit that calculates an adder that outputs addition data obtained by adding an update amount control coefficient to the determinant, and calculating an inverse matrix of the correlation matrix based on the correlation matrix and the addition data. An inverse matrix calculation unit, and updates the second coefficient by a projection method based on the received input signal, the second error signal, and the inverse matrix.

この構成により、（アフィン）射影法をエコーキャンセル装置に適用するため、有色信号に対して優れた収束性能が得られる。 With this configuration, since the (affine) projection method is applied to the echo canceling apparatus, excellent convergence performance can be obtained for the colored signal.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記更新量制御係数は、前記送信入力信号のパワーと前記重み係数と正の定数との積とすることを特徴とする構成を有している。 Furthermore, the echo cancellation apparatus of the present invention has a configuration characterized in that the update amount control coefficient is a product of the power of the transmission input signal, the weight coefficient, and a positive constant.

この構成により、更新量制御係数が送信入力信号のパワーと重み係数と正の定数との積とするため、エコーパス変動時には、収束の速い係数更新を行うことができ、また、近端話者発声時には、送信入力信号のパワーに応じて収束の遅い係数更新を行うことができ、近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができる。 With this configuration, the update amount control coefficient is the product of the power of the transmission input signal, the weighting coefficient, and a positive constant, so that the coefficient can be updated quickly when the echo path fluctuates. In some cases, it is possible to update the coefficient with slow convergence according to the power of the transmission input signal, to reliably prevent deterioration of the sound quality of the near-end speaker voice, and to cancel the echo.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記重み係数は、０から１までの値であることを特徴とする構成を有している。 Furthermore, the echo cancellation apparatus of the present invention has a configuration characterized in that the weighting factor is a value from 0 to 1.

この構成により、エコーパス変動時には、重み係数が０に近い値または０となり、速度の速い係数更新を行うため、エコーパス変動による音声信号の変化に速く追従することができ、また、近端話者発声時には、重み係数が１に近い値または１となり、速度の遅い係数更新を行うため、近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができる。 With this configuration, when the echo path fluctuates, the weighting coefficient is a value close to 0 or 0, and the coefficient is updated at a high speed, so that it is possible to quickly follow the change in the audio signal due to the echo path fluctuation. Sometimes, the weight coefficient becomes a value close to 1 or 1 and the coefficient is updated at a low speed, so that it is possible to reliably prevent deterioration of the sound quality of the near-end speaker voice and to cancel the echo.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記重み係数は、前記第１の誤差信号平均値と前記第２の誤差信号平均値との比の値が入力される増加関数によって出力されることを特徴とする構成を有している。 Furthermore, the echo cancellation apparatus of the present invention is characterized in that the weighting factor is output by an increasing function to which a value of a ratio between the first error signal average value and the second error signal average value is input. The configuration is as follows.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記増加関数は、前記第１の誤差信号平均値と前記第２の誤差信号平均値との比のべき乗を出力することを特徴とする構成を有している。 Furthermore, the echo cancellation apparatus of the present invention has a configuration in which the increase function outputs a power of a ratio between the first error signal average value and the second error signal average value. Yes.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記重み係数は、前記第１の誤差信号平均値と前記第２の誤差信号平均値との比の大きさに応じて段階的に設定される値とすることを特徴とする構成を有している。 Furthermore, in the echo cancellation apparatus of the present invention, the weighting factor is a value that is set stepwise according to the ratio of the first error signal average value and the second error signal average value. It has the structure characterized by this.

さらに、本発明のエコーキャンセル装置は、前記第１の係数更新部は、所定のステップサイズを用いて前記第１の係数を更新することを特徴とする構成を有している。 Furthermore, the echo cancellation apparatus of the present invention has a configuration in which the first coefficient updating unit updates the first coefficient using a predetermined step size.

この構成により、第１の係数更新部の収束速度が一定となるため安定した動作が可能となる。 With this configuration, since the convergence speed of the first coefficient update unit is constant, stable operation is possible.

本発明は、エコーパス変動による音声信号の変化に速く追従することができ、近端話者発声時には近端話者音声の音質劣化を防止し、かつエコーの消去を確実に行うことができるという効果を有するエコーキャンセル装置を提供するものである。 The present invention can quickly follow a change in an audio signal due to an echo path fluctuation, prevent deterioration of the sound quality of the near-end speaker voice when uttering a near-end speaker, and reliably cancel echoes. An echo canceling device having the above is provided.

以下、本発明の実施の形態のエコーキャンセル装置について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, an echo canceling apparatus according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態のエコーキャンセル装置を図１に示す。なお、本発明の実施の形態のエコーキャンセル装置は、例えば、ハンズフリー通話等を行うための通信機器に利用され、受話音声と送話音声との間で発生するエコーを消去するものである。 (First embodiment)
An echo cancellation apparatus according to a first embodiment of the present invention is shown in FIG. The echo canceling apparatus according to the embodiment of the present invention is used, for example, in a communication device for performing a hands-free call or the like, and cancels an echo generated between a received voice and a transmitted voice.

受信入力端子１１２は、遠端話者から回線などを通じて受信入力信号ｘ（ｋ）を一定のサンプリング間隔で入力するようになっている。受信入力端子１１２に入力された受信入力信号ｘ（ｋ）は、Ｄ／Ａ変換器１１４を経由してスピーカ１１６から出力されるとともに、第１の適応フィルタ１０２、第２の適応フィルタ１０６、第１の係数更新部１０４、および第２の係数更新部１１１に送信される。 The reception input terminal 112 is configured to input a reception input signal x (k) from a far-end speaker through a line or the like at a constant sampling interval. The reception input signal x (k) input to the reception input terminal 112 is output from the speaker 116 via the D / A converter 114, and the first adaptive filter 102, the second adaptive filter 106, the first It is transmitted to the first coefficient updating unit 104 and the second coefficient updating unit 111.

第１の適応フィルタ１０２は、ＦＩＲフィルタなどで構成されており、スピーカ１１６に出力される前の受信入力信号および第１の係数に基づいて第１の擬似エコー信号を生成するようになっている。例えば、第１の適応フィルタ１０２は、受信入力信号ｘ（ｋ）と第１のフィルタ係数ｗ１（ｋ）とを式（１２）に示すように畳み込み、第１の擬似エコー信号ｙｈ１（ｈ）を生成するようになっている。なお、Ｍ１は第１の適応フィルタ１０２のタップ数である。 The first adaptive filter 102 is configured by an FIR filter or the like, and generates a first pseudo echo signal based on the received input signal before being output to the speaker 116 and the first coefficient. . For example, the first adaptive filter 102 convolves the received input signal x (k) and the first filter coefficient w1 (k) as shown in Expression (12), and the first pseudo echo signal yh1 (h) is obtained. It is designed to generate. M1 is the number of taps of the first adaptive filter 102.

一方、受信出力信号がスピーカ１１６から出力され、エコーパス１１８を経由することによってエコーｙ（ｋ）が生成される。ここで、エコーｙ（ｋ）、周囲騒音ｎ（ｋ）、近端話者の音声ｓ（ｋ）がマイク１１７に入力され、Ａ／Ｄ変換器１１５によって送信入力信号ｄ（ｋ）に変換される。

On the other hand, the reception output signal is output from the speaker 116, and an echo y (k) is generated through the echo path 118. Here, the echo y (k), the ambient noise n (k), and the near-end speaker's voice s (k) are input to the microphone 117 and converted into a transmission input signal d (k) by the A / D converter 115. The

第１の減算器１０３は、マイク１１７に入力された送信入力信号から第１の擬似エコー信号を減算することによって第１の誤差信号を生成するようになっている。例えば、第１の減算器１０３は、送信入力信号ｄ（ｋ）から第１の擬似エコー信号ｙｈ１（ｋ）を減算し、式（１３）によって第１の誤差信号ｅ１（ｋ）を算出するようになっている。 The first subtractor 103 generates a first error signal by subtracting the first pseudo echo signal from the transmission input signal input to the microphone 117. For example, the first subtractor 103 subtracts the first pseudo echo signal yh1 (k) from the transmission input signal d (k), and calculates the first error signal e1 (k) by Expression (13). It has become.

第１の係数更新部１０４は、受信入力信号および第１の誤差信号に基づいて第１の係数を更新するようになっている。例えば、第１の係数更新部１０４は、受信入力信号ｘ（ｋ）、第１の誤差信号ｅ１（ｋ）、および第１のステップサイズμ１に基づいて、学習同定法や（アフィン）射影法等によって、第１の適応フィルタ係数ｗ１（ｋ）を更新する。ここで、学習同定法に従う係数更新式を式（１４）に示す。

The first coefficient updating unit 104 updates the first coefficient based on the received input signal and the first error signal. For example, the first coefficient updating unit 104 uses a learning identification method, an (affine) projection method, or the like based on the received input signal x (k), the first error signal e1 (k), and the first step size μ1. To update the first adaptive filter coefficient w1 (k). Here, the coefficient update formula according to the learning identification method is shown in Formula (14).

また、次数を２次とした場合の（アフィン）射影法に従う係数更新式を式（１５−１）に示す。

Moreover, the coefficient update formula according to the (affine) projection method when the order is second order is shown in Formula (15-1).

ただし、

However,

（１５−２）

(15-2)

とする。

And

なお、第１のステップサイズμ１は１に近い値または１とし、係数更新の速度が速くなるようにしてもよい。また、第１の係数更新部１０４で用いられる係数更新アルゴリズムとして、ここでは学習同定法と（アフィン）射影法を示したが、係数更新の速度が速い逐次最小二乗法等、他の係数更新アルゴリズムを用いてもよい。 Note that the first step size μ1 may be a value close to 1 or 1 so that the coefficient update speed is increased. In addition, although the learning identification method and the (affine) projection method are shown here as the coefficient update algorithm used in the first coefficient update unit 104, other coefficient update algorithms such as a sequential least square method with a high coefficient update speed are used. May be used.

第１の誤差信号平均値算出部１０５は、第１の誤差信号に基づいて、例えば、式（１６）または式（１７）によって第１の誤差信号平均値

を算出するようになっている。なお、Ｌは、第１の誤差信号平均値を算出するためのサンプル数である。 Based on the first error signal, the first error signal average value calculation unit 105 calculates the first error signal average value by, for example, Expression (16) or Expression (17).

Is calculated. Note that L is the number of samples for calculating the first error signal average value.

（０≦α＜１）

(0 ≦ α <1)

第２の適応フィルタ１０６は、第１の適応フィルタ１０２同様、ＦＩＲフィルタなどで構成されており、受信入力信号および第２の係数に基づいて第２の擬似エコー信号を生成するようになっている。例えば、第２の適応フィルタ１０６は、受信入力信号ｘ（ｋ）と第２のフィルタ係数ｗ２（ｋ）とを式（１８）に示すように畳み込み、第２の擬似エコー信号ｙｈ２（ｋ）を生成するようになっている。なお、Ｍ２は第２の適応フィルタ１０６のタップ数である。

Similar to the first adaptive filter 102, the second adaptive filter 106 is configured by an FIR filter or the like, and generates a second pseudo echo signal based on the received input signal and the second coefficient. . For example, the second adaptive filter 106 convolves the received input signal x (k) and the second filter coefficient w2 (k) as shown in Expression (18), and the second pseudo echo signal yh2 (k) is obtained. It is designed to generate. M2 is the number of taps of the second adaptive filter 106.

第２の減算器１０７は、送信入力信号から第２の擬似エコー信号を減算することによって第２の誤差信号を生成するようになっている。例えば、第２の減算器１０７は、第１の減算器１０３同様、送信入力信号ｄ（ｋ）から第２の擬似エコー信号ｙｈ２（ｋ）を減算し、式（１９）によって第２の誤差信号ｅ２（ｋ）を算出するようになっている。

The second subtracter 107 generates a second error signal by subtracting the second pseudo echo signal from the transmission input signal. For example, like the first subtractor 103, the second subtracter 107 subtracts the second pseudo echo signal yh2 (k) from the transmission input signal d (k), and calculates the second error signal by the equation (19). e2 (k) is calculated.

ここで、第２の誤差信号ｅ２（ｋ）は、第２の減算器１０７によって算出されたとき、送信出力端子１１３を介し回線などを通じて遠端話者に送信される。

Here, when the second error signal e2 (k) is calculated by the second subtracter 107, the second error signal e2 (k) is transmitted to the far-end speaker through a line or the like via the transmission output terminal 113.

第２の誤差信号平均値算出部１０８は、第２の誤差信号に基づいて、例えば、上述した式（１６）または式（１７）よって第２の誤差信号平均値

を算出するようになっている。 Based on the second error signal, the second error signal average value calculation unit 108 calculates the second error signal average value by, for example, the above equation (16) or equation (17).

Is calculated.

重み係数算出部１０９は、第１の誤差信号平均値および第２の誤差信号平均値に基づいて重み係数を算出するようになっている。例えば、重み係数算出部１０９は、第１の誤差信号平均値

と第２の誤差信号平均値

との比

を用いて重み係数β（ｋ）を算出するようになっている。ここで、図９にエコーパス変動時の第１の誤差信号平均値

および第２の誤差信号平均値

を示し、図１０に近端話者発声（ダブルトーク）時の第１の誤差信号平均値

および第２の誤差信号平均値

を示す。図９および図１０において細線は第１の誤差信号平均値

を示し、太線は第２の誤差信号平均値

を示す。図９に示したようにエコーパス変動時は、第１の誤差信号平均値

が第２の誤差信号平均値

より小さく、図１０に示したように近端話者発声時は、第１の誤差信号平均値

が第２の誤差信号平均値

とほぼ同じ値となる特性を有する。
上述した特性を利用して、重み係数算出部１０９は、第１の誤差信号平均値

と第２の誤差信号平均値

の比

を入力とした図１１（ａ）に示すような正の傾きを有する一次関数や図１１（ｂ）に示すような指数関数等の増加関数ｆ（

）によって重み係数β（ｋ）を算出するようにしてもよい。また、重み係数算出部１０９は、第１の誤差信号平均値

と第２の誤差信号平均値

の比

をべき乗し、式（２０）によって算出するようにしてもよい。

また、重み係数算出部１０９は、第１の誤差信号平均値

と第２の誤差信号平均値

の比

に応じて段階的な値を出力する図１２に示すような関数によって算出するようにしてもよい。ここで、重み係数算出部１０９をソフトウェアで実現する場合には、図１２に示すように、第１の誤差信号平均値

と第２の誤差信号平均値

の比

の範囲に対応して重み係数β（ｋ）を出力するプログラムで実現するようにしてもよい。
なお、図１１（ａ）、図１１（ｂ）、および図１２のように第１の誤差信号平均値

と第２の誤差信号平均値

の比

の上限を１と設定してもよい。また、式（２０）の第１の誤差信号平均値

と第２の誤差信号平均値

の比

についても同様に上限を１と設定してもよい。
送信入力信号大きさ二乗値算出部１０１は、送信入力信号に基づいて、例えば、式（２１）によって送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を算出する。ここで、Ｌは送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を算出するためのサンプル数である。 The weighting coefficient calculation unit 109 calculates a weighting coefficient based on the first error signal average value and the second error signal average value. For example, the weight coefficient calculation unit 109 calculates the first error signal average value.

And second error signal average value

Ratio with

Is used to calculate the weighting coefficient β (k). Here, FIG. 9 shows the first error signal average value when the echo path fluctuates.

And second error signal average value

FIG. 10 shows a first error signal average value in the case of near-end speaker utterance (double talk).

And second error signal average value

Indicates. 9 and 10, the thin line indicates the first error signal average value.

The thick line shows the second error signal average value

Indicates. As shown in FIG. 9, when the echo path fluctuates, the first error signal average value

Is the second error signal average

When the near-end speaker is uttered as shown in FIG.

Is the second error signal average

It has the characteristic which becomes almost the same value.
Using the above-described characteristics, the weight coefficient calculation unit 109 calculates the first error signal average value.

And second error signal average value

Ratio of

11 as an input, a linear function having a positive slope as shown in FIG. 11A or an increasing function f (such as an exponential function as shown in FIG. 11B).

) May be used to calculate the weighting coefficient β (k). In addition, the weight coefficient calculation unit 109 calculates the first error signal average value.

And second error signal average value

Ratio of

May be raised to a power and calculated by equation (20).

In addition, the weight coefficient calculation unit 109 calculates the first error signal average value.

And second error signal average value

Ratio of

It may be calculated by a function as shown in FIG. Here, when the weight coefficient calculation unit 109 is realized by software, as shown in FIG. 12, the first error signal average value

And second error signal average value

Ratio of

It may be realized by a program that outputs the weighting coefficient β (k) corresponding to the range of.
Note that the first error signal average value as shown in FIGS. 11 (a), 11 (b), and 12 is used.

And second error signal average value

Ratio of

May be set to 1. Also, the first error signal average value of the equation (20)

And second error signal average value

Ratio of

Similarly, the upper limit may be set to 1.
The transmission input signal magnitude square value calculation unit 101 calculates the transmission input signal magnitude square value Pd (k) based on the transmission input signal, for example, using Expression (21). Here, L is the number of samples for calculating the transmission input signal magnitude square value Pd (k).

なお、送信入力信号大きさ二乗値算出部１０１で用いるサンプル数Ｌが、後述する受信入力信号パワーまたは後述する行列式の算出に用いるサンプル数Ｍ２と等しくない場合、送信入力信号大きさ二乗値算出部１０１は、Ｐｄ（ｋ）にＭ２／Ｌを乗算してもよい。

If the number of samples L used in the transmission input signal magnitude square value calculation unit 101 is not equal to the reception input signal power described later or the number of samples M2 used to calculate the determinant described later, the transmission input signal magnitude square value calculation is performed. Unit 101 may multiply Pd (k) by M2 / L.

更新量制御係数算出部１１０は、重み係数および送信入力信号のパワーに基づいて更新量制御係数を算出するようになっている。例えば、更新量制御係数算出部１１０は、送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）と重み係数β（ｋ）との積に、近端話者発声時の係数更新速度を制御する定数Ｃ（≧１）を乗算し、式（２２−１）によって更新量制御係数δ_１（ｋ）を、または送信入力信号大きさ二乗値の二乗値Ｐｄ^２（ｋ）と重み係数β（ｋ）との積に、近端話者発声時の係数更新速度を制御する定数Ｃ（≧１）を乗算し、式（２２−２）によって更新量制御係数δ_２（ｋ）を算出するようになっている。 The update amount control coefficient calculation unit 110 calculates an update amount control coefficient based on the weighting coefficient and the power of the transmission input signal. For example, the update amount control coefficient calculation unit 110 uses a constant C (which controls the coefficient update speed at the time of near-end speaker utterance as the product of the transmission input signal magnitude square value Pd (k) and the weight coefficient β (k). ≧ 1), the update amount control coefficient δ ₁ (k) by the equation (22-1), or the square value Pd ² (k) of the transmission input signal magnitude square value and the weight coefficient β (k) The product is multiplied by a constant C (≧ 1) for controlling the coefficient update speed at the time of near-end speaker utterance, and the update amount control coefficient δ ₂ (k) is calculated by the equation (22-2). .

第２の係数更新部１１１は、受信入力信号、第２の誤差信号、および更新量制御係数に基づいて第２の係数を更新するようになっている。例えば、第２の係数更新部１１１は、受信入力信号ｘ（ｋ）、第２の誤差信号ｅ２（ｋ）、および更新量制御係数δ(k)を用い、学習同定法または（アフィン）射影法の係数更新式に従う式によって第２の適応フィルタ係数ｗ２（ｋ）を更新するようになっている。

The second coefficient updating unit 111 updates the second coefficient based on the received input signal, the second error signal, and the update amount control coefficient. For example, the second coefficient updating unit 111 uses the received input signal x (k), the second error signal e2 (k), and the update amount control coefficient δ (k), and uses the learning identification method or the (affine) projection method. The second adaptive filter coefficient w2 (k) is updated by an expression according to the coefficient update expression.

ここで、学習同定法を用いた場合の第２の係数更新部１１１のブロック図を図７に示す。 Here, FIG. 7 shows a block diagram of the second coefficient updating unit 111 when the learning identification method is used.

受信信号バッファ７０１は、第２の適応フィルタ１０６のタップ数Ｍ２分の受信入力信号ｘ（ｋ）を蓄積するようになっている。 The reception signal buffer 701 stores reception input signals x (k) for the number of taps M2 of the second adaptive filter 106.

受信入力信号パワー算出部７０２は、受信入力信号のパワーを算出するようになっている。例えば、受信入力信号パワー算出部７０２は、受信信号バッファ７０１に蓄積されている受信入力信号ｘ_Ｍ２（ｋ）を用い、式（２３）によって受信入力信号パワーＰｘ（ｋ）を算出するようになっている。 The received input signal power calculation unit 702 calculates the power of the received input signal. For example, the received input signal power calculation unit 702 uses the received input signal x _M2 (k) stored in the received signal buffer 701 to calculate the received input signal power Px (k) using Equation (23). ing.

加算器７０３は、受信入力信号パワーＰｘ（ｋ）に更新量制御係数δ_１(k)を加えた加算データを出力するようになっている。

The adder 703 outputs addition data obtained by adding the update amount control coefficient δ ₁ (k) to the received input signal power Px (k).

第２の係数更新演算部７０４は、受信入力信号、第２の誤差信号、加算データに基づいて学習同定法によって第２の係数を更新するようになっている。例えば、受信入力信号ｘ（ｋ）、第２の誤差信号ｅ２（ｋ）、および加算器７０３が出力した加算データに基づいて、学習同定法に用いられる式（２４）によって第２の適応フィルタ係数ｗ２（ｋ）を更新するようになっている。 The second coefficient update calculation unit 704 is configured to update the second coefficient by a learning identification method based on the received input signal, the second error signal, and the addition data. For example, based on the received input signal x (k), the second error signal e2 (k), and the addition data output from the adder 703, the second adaptive filter coefficient is obtained by Expression (24) used in the learning identification method. w2 (k) is updated.

また、（アフィン）射影法を用いた場合の第２の係数更新部１１１のブロック図を図８に示す。なお、（アフィン）射影法の更新式の次数Ｐは２とする。

FIG. 8 is a block diagram of the second coefficient updating unit 111 when the (affine) projection method is used. Note that the order P of the update formula of the (affine) projection method is 2.

受信信号バッファ８０１は、（Ｍ２＋Ｐ−１）分の受信入力信号ｘ（ｋ）を蓄積する。 The reception signal buffer 801 stores (M2 + P−1) reception input signals x (k).

相関性行列算出部８０２は、所定の次数に基づいて受信入力信号の相関性行列を算出するようになっている。例えば、相関性行列算出部８０２は、式（２５）に示す相関性行列Ａ_２２（ｋ）を算出するようになっている。 The correlation matrix calculation unit 802 calculates a correlation matrix of the received input signal based on a predetermined order. For example, the correlation matrix calculation unit 802 calculates the correlation matrix A ₂₂ (k) shown in Expression (25).

ただし、

However,

とする。
行列式算出部８０３は、相関性行列Ａ_２２（ｋ）の行列式ｄｅｔ（ｋ）を算出するようになっている。

And
The determinant calculating unit 803 calculates the determinant det (k) of the correlation matrix A ₂₂ (k).

加算器８０４は、行列式ｄｅｔ（ｋ）に更新量制御係数δ_２（ｋ）を加えた加算データを出力するようになっている。 The adder 804 outputs addition data obtained by adding the update amount control coefficient δ ₂ (k) to the determinant det (k).

逆行列算出部８０５は、相関性行列と加算器８０４が出力した加算データに基づいて相関性行列の逆行列を算出するようになっている。例えば、逆行列算出部８０５は、相関性行列Ａ_２２（ｋ）と加算器８０４が出力した加算データと用い、式（２７）によって変則逆行列Ａ_２２’^−１を算出するようになっている。また、逆行列算出部８０５は、ガウス消去法やＬＵ分解等、行列式を算出しないで逆行列Ａ_２２ ^−１を算出する場合は、式（２８）によって変則逆行列Ａ_２２’^−１を算出するようになっている。 The inverse matrix calculation unit 805 calculates an inverse matrix of the correlation matrix based on the correlation matrix and the addition data output from the adder 804. For example, the inverse matrix calculation unit 805 uses the correlation matrix A ₂₂ (k) and the addition data output from the adder 804 to calculate the irregular inverse matrix A ₂₂ ′ ^{−1 according} to Expression (27). . Further, when calculating the inverse matrix A ₂₂ ^-1 without calculating the determinant, such as the Gaussian elimination method or the LU decomposition, the inverse matrix calculation unit 805 calculates the irregular inverse matrix A ₂₂ ′ ^{−1 according} to the expression (28). It is supposed to be.

第２の係数更新演算部８０６は、受信入力信号、第２の誤差信号、および逆行列に基づいて射影法によって第２の係数を更新するようになっている。例えば、第２の係数更新演算部８０６は、受信入力信号ｘ（ｋ）、第２の誤差信号ｅ２（ｋ）、および逆行列Ａ_２２ ^−１に基づいて、（アフィン）射影法に用いられる式（２９−１）によって第２の適応フィルタ係数ｗ２_Ｍ２（ｋ）を更新するようになっている。

The second coefficient update calculation unit 806 updates the second coefficient by a projection method based on the received input signal, the second error signal, and the inverse matrix. For example, the second coefficient update calculation unit 806 uses the equation used for the (affine) projection method based on the received input signal x (k), the second error signal e2 (k), and the inverse matrix A ₂₂ ^−1. The second adaptive filter coefficient w2 _M2 (k) is updated by (29-1).

ただし、

However,

とする。

And

以上のように構成されたエコーキャンセル装置について、図２を用いてその動作を説明する。ここで、第２の係数更新部１１１で用いる係数更新のアルゴリズムは学習同定法とする。また、図２に示す動作はサンプル単位に行う。 The operation of the echo canceling device configured as described above will be described with reference to FIG. Here, the coefficient updating algorithm used in the second coefficient updating unit 111 is a learning identification method. The operation shown in FIG. 2 is performed in units of samples.

まず、送信入力信号ｄ（ｋ）に基づいて送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）が送信入力信号大きさ二乗値算出部１０１によって算出される（ステップＳ２０１）。次に、受信入力信号ｘ（ｋ）と第１のフィルタ係数ｗ１（ｋ）とが畳み込まれ、第１の擬似エコー信号ｙｈ１（ｋ）が第１の適応フィルタ１０２によって生成される（ステップＳ２０２）。第１の適応フィルタ１０２によって生成された第１の擬似エコー信号ｙｈ１（ｋ）が送信入力信号ｄ（ｋ）から第１の減算器１０３によって減算され、第１の誤差信号ｅ１（ｋ）が算出される（ステップＳ２０３）。第１の減算器１０３によって算出された第１の誤差信号ｅ１(ｋ)、受信入力信号ｘ(ｋ)、および第１のステップサイズμ１に基づいて第１の適応フィルタ係数ｗ１（ｋ）が第１の係数更新部１０４によって更新される（ステップＳ２０４）。第１の誤差信号ｅ１(ｋ)に基づいて第１の誤差信号平均値

が第１の誤差信号平均値算出部１０５によって算出される（ステップＳ２０５）。 First, the transmission input signal magnitude square value Pd (k) is calculated by the transmission input signal magnitude square value calculation unit 101 based on the transmission input signal d (k) (step S201). Next, the received input signal x (k) and the first filter coefficient w1 (k) are convolved, and the first pseudo echo signal yh1 (k) is generated by the first adaptive filter 102 (step S202). ). The first pseudo echo signal yh1 (k) generated by the first adaptive filter 102 is subtracted from the transmission input signal d (k) by the first subtractor 103 to calculate the first error signal e1 (k). (Step S203). Based on the first error signal e1 (k) calculated by the first subtractor 103, the received input signal x (k), and the first step size μ1, the first adaptive filter coefficient w1 (k) is 1 is updated by the coefficient updating unit 104 (step S204). The first error signal average value based on the first error signal e1 (k)

Is calculated by the first error signal average value calculator 105 (step S205).

次に、受信入力信号ｘ(ｋ)と第２のフィルタ係数ｗ２(ｋ)とが畳み込まれ、第２の擬似エコー信号ｙｈ２(ｋ)が第２の適応フィルタ１０６によって生成される（ステップＳ２０６）。第２の適応フィルタ１０６によって生成された第２の擬似エコー信号ｙｈ２(ｋ)が送信入力信号ｄ(ｋ)から第２の減算器１０７によって減算され、第２の誤差信号ｅ２(ｋ)が算出される（ステップＳ２０７）。第２の減算器１０７によって算出された第２の誤差信号ｅ２(ｋ)に基づいて第２の誤差信号平均値

が第２の誤差信号平均値算出部１０８によって算出される（ステップＳ２０８）。次に、第１の誤差信号平均値

および第２の誤差信号平均値

の比

に基づいて重み係数算出部１０９によって重み係数β（ｋ）が算出される（ステップＳ２０９）。重み係数算出部１０９によって算出された重み係数β(ｋ)と送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ(ｋ)との積に、近端話者発声時の係数更新速度を制御する定数であるＣ（≧１）が更新量制御係数算出部１１０によって乗算され、更新量制御係数δ_１(ｋ)が算出される（ステップＳ２１０）。更新量制御係数算出部１１０によって算出された更新量制御係数δ_１（ｋ）、受信入力信号ｘ（ｋ）、および第２の誤差信号ｅ２（ｋ）に基づいて第２の適応フィルタ係数ｗ２（ｋ）が第２の係数更新部１１１によって更新される（ステップＳ２１１）。 Next, the received input signal x (k) and the second filter coefficient w2 (k) are convoluted, and the second pseudo echo signal yh2 (k) is generated by the second adaptive filter 106 (step S206). ). The second pseudo echo signal yh2 (k) generated by the second adaptive filter 106 is subtracted from the transmission input signal d (k) by the second subtractor 107 to calculate the second error signal e2 (k). (Step S207). Based on the second error signal e2 (k) calculated by the second subtractor 107, the second error signal average value

Is calculated by the second error signal average value calculator 108 (step S208). Next, the first error signal average value

And second error signal average value

Ratio of

Based on the above, the weighting coefficient calculation unit 109 calculates the weighting coefficient β (k) (step S209). The product of the weighting coefficient β (k) calculated by the weighting coefficient calculation unit 109 and the transmission input signal magnitude square value Pd (k) is a constant that controls the coefficient update rate when the near-end speaker is uttered. ≧ 1) is multiplied by the update amount control coefficient calculation unit 110 to calculate the update amount control coefficient δ ₁ (k) (step S210). Based on the update amount control coefficient δ ₁ (k) calculated by the update amount control coefficient calculation unit 110, the received input signal x (k), and the second error signal e2 (k), the second adaptive filter coefficient w2 ( k) is updated by the second coefficient updating unit 111 (step S211).

以上のように本発明の第１の実施の形態のエコーキャンセル装置によれば、第１の誤差信号平均値

および第２の誤差信号平均値

に基づいて重み係数β（ｋ）を算出する重み係数算出部１０９と、送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を算出する送信入力信号大きさ二乗値算出部１０１と、重み係数β（ｋ）と送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）と定数Ｃとの積である更新量制御係数δ_１（ｋ）、または重み係数β（ｋ）と送信入力信号大きさ二乗値の二乗値Ｐｄ^２（ｋ）と定数Ｃとの積である更新量制御係数δ_２（ｋ）を算出する更新量制御係数算出部１１０を設けることにより、エコーパス変動時は、重み係数β（ｋ）は０に近い値または０となり、送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）の値に関わらず更新制御係数δ_１（ｋ）および更新制御係数δ_２（ｋ）は０に近い値となるため、式（２４）のステップサイズが１とほぼ等しくなり、速度の速い係数更新が行われる。 As described above, according to the echo cancellation apparatus of the first embodiment of the present invention, the first error signal average value

And second error signal average value

, A weighting factor calculation unit 109 that calculates a weighting factor β (k), a transmission input signal magnitude square value calculation unit 101 that calculates a transmission input signal magnitude square value Pd (k), and a weighting factor β (k ), The transmission input signal magnitude square value Pd (k) and the constant C, the update amount control coefficient δ ₁ (k), or the weight coefficient β (k) and the square value of the transmission input signal magnitude square value Pd. By providing an update amount control coefficient calculation unit 110 that calculates an update amount control coefficient δ ₂ (k) that is the product of ² (k) and a constant C, the weighting coefficient β (k) is set to 0 when the echo path changes. Since the update control coefficient δ ₁ (k) and the update control coefficient δ ₂ (k) are close to 0 regardless of the value of the transmission input signal magnitude square value Pd (k), the expression ( 24) The step size is almost equal to 1, and the fast coefficient update Divide.

また、近端話者発声（ダブルトーク）時は、重み係数β（ｋ）は１に近い値または１となり、δ_１（ｋ）≒Ｃ・Ｐｄ（ｋ）となるため、学習同定法を例にとるとＰｄ（ｋ）≒Ｐｘ（ｋ）と仮定した場合、更新式は式（３０）となるため、これを一般的な学習同定法の式（１４）と比較すると１／（１＋Ｃ）がステップサイズに相当し、例えばＣ＝２０とした場合、ステップサイズは約０．０５となり、近端話者の音声に影響の少ない速度の遅い係数更新が行われる。 In the case of near-end speaker utterance (double talk), the weighting coefficient β (k) is a value close to 1 or 1, and δ ₁ (k) ≈C · Pd (k). Assuming that Pd (k) ≈Px (k), the update formula is the formula (30). Compared with the formula (14) of a general learning identification method, 1 / (1 + C) is This corresponds to the step size. For example, when C = 20, the step size is about 0.05, and the slow coefficient update with little influence on the voice of the near-end speaker is performed.

また、（アフィン）射影法を例にとると、Ｐｄ^２（ｋ）≒ｄｅｔ（ｋ）と仮定した場合、式（２９−２）よりステップサイズは式（３１）の通りとなり、例えば、Ｃ＝２０とした場合、ステップサイズは約０．０５であるため、学習同定法と同様に、近端話者音声に影響の少ない速度の遅い係数更新が行われる。

Taking the (affine) projection method as an example, assuming that Pd ² (k) ≈det (k), the step size is as shown in equation (31) from equation (29-2). For example, C = In the case of 20, since the step size is about 0.05, similar to the learning identification method, the slow coefficient update with little influence on the near-end speaker voice is performed.

以上より、エコーパス変動による音声信号の変化に対して速く追従することができ、近端話者発声時には近端話者音声の音質劣化を防止し、かつエコーの消去を確実に行うことができる。

As described above, it is possible to quickly follow the change of the voice signal due to the echo path fluctuation, prevent the deterioration of the sound quality of the near-end speaker voice when uttering the near-end speaker, and reliably cancel the echo.

また、第２の適応フィルタ係数ｗ２（ｋ）を算出する際に、学習同定法（NLMS法）を適用するため、少ない演算量かつ安定した動作が実現できる。 In addition, since the learning identification method (NLMS method) is applied when calculating the second adaptive filter coefficient w2 (k), a small amount of calculation and stable operation can be realized.

さらに、第２の適応フィルタ係数ｗ２（ｋ）を算出する際に、（アフィン）射影法を適用するため、有色信号に対して優れた収束性能が得られる。 Furthermore, since the (affine) projection method is applied when calculating the second adaptive filter coefficient w2 (k), excellent convergence performance can be obtained for the colored signal.

さらに、エコーパス変動時には、重み係数が０に近い値または０となり、速度の速い係数更新を行うため、エコーパス変動による音声信号の変化に速く追従することができ、また、近端話者発声時には、重み係数が１に近い値または１となり、速度の遅い係数更新を行うため、近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができる。 Further, when the echo path changes, the weighting coefficient is close to 0 or 0, and the coefficient update is performed at a high speed, so that it is possible to quickly follow the change in the voice signal due to the echo path fluctuation. Since the weight coefficient is a value close to 1 or 1 and the coefficient is updated at a low speed, the sound quality deterioration of the near-end speaker voice can be surely prevented and the echo can be eliminated.

さらに、第１の係数更新部の収束速度が一定となるため安定した動作が可能となる。 Furthermore, since the convergence speed of the first coefficient update unit is constant, stable operation is possible.

（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態のエコーキャンセル装置を図３に示す。 (Second Embodiment)
Next, an echo canceling apparatus according to the second embodiment of the present invention is shown in FIG.

なお、本発明の第２の実施の形態に係るエコーキャンセル装置を構成する構成要素のうち、本発明の第１の実施の形態に係るエコーキャンセル装置を構成する構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、それぞれの説明を省略する。また、本発明の第２の実施の形態に係るエコーキャンセル装置の主要な演算部を主要演算部３０１とする。 Of the components constituting the echo cancellation apparatus according to the second embodiment of the present invention, the same components as those constituting the echo cancellation apparatus according to the first embodiment of the present invention are included. The same code | symbol is attached | subjected and each description is abbreviate | omitted. Further, a main calculation unit of the echo cancellation apparatus according to the second embodiment of the present invention is referred to as a main calculation unit 301.

受信入力バッファ３０２は、所定のサンプル数Ｌの受信入力信号ｘ（ｋ）を蓄積するようになっている。 The reception input buffer 302 is configured to store a reception input signal x (k) having a predetermined number L of samples.

送信入力バッファ３０３は、所定のサンプル数Ｌ毎に送信入力信号ｄ（ｋ）を順次蓄積するようになっている。 The transmission input buffer 303 sequentially stores the transmission input signal d (k) for each predetermined number of samples L.

送信入力信号大きさ二乗値算出部３０４は、送信入力バッファ３０３が所定のサンプル数Ｌの送信入力信号ｄ（ｋ）を順次蓄積したときに、送信入力バッファ３０３に蓄積されている所定のサンプル数Ｌの送信入力信号ｄ（ｋ）に基づいて送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を算出するようになっている。なお、送信入力信号大きさ二乗値算出部３０４は、送信入力バッファ３０３が所定のサンプル数Ｌの送信入力信号ｄ（ｋ）を順次蓄積したときに、送信入力バッファ３０３に蓄積されている所定のサンプル数Ｌの送信入力信号ｄ（ｋ）に基づいて、式（２１）によって送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を算出するようになっていてもよい。 The transmission input signal magnitude square value calculation unit 304 stores a predetermined number of samples stored in the transmission input buffer 303 when the transmission input buffer 303 sequentially stores transmission input signals d (k) having a predetermined number L of samples. A transmission input signal magnitude square value Pd (k) is calculated based on the L transmission input signal d (k). Note that the transmission input signal magnitude square value calculation unit 304 stores a predetermined input stored in the transmission input buffer 303 when the transmission input buffer 303 sequentially stores a predetermined number L of transmission input signals d (k). The transmission input signal magnitude square value Pd (k) may be calculated by the equation (21) based on the transmission input signal d (k) of the sample number L.

更新量制御係数算出部３０５は、送信入力バッファ３０３に蓄積されている送信入力信号ｄ（ｋ）に基づいた送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を用いて、送信入力バッファ３０３に蓄積された各サンプルに対応する送信入力信号ｄ（ｋ）に応じて更新量制御係数δ’（ｋ）を算出するようになっている。 The update amount control coefficient calculation unit 305 accumulates the transmission input buffer 303 using the transmission input signal magnitude square value Pd (k) based on the transmission input signal d (k) accumulated in the transmission input buffer 303. The update amount control coefficient δ ′ (k) is calculated according to the transmission input signal d (k) corresponding to each sample.

以上のように構成されたエコーキャンセル装置について、図４を用いてその動作を説明する。 About the echo cancellation apparatus comprised as mentioned above, the operation | movement is demonstrated using FIG.

まず、受信入力信号ｘ（ｋ）が受信入力バッファ３０２によって蓄積されるとともに、送信入力信号ｄ（ｋ）が送信入力バッファ３０３によって蓄積される（ステップＳ４０１）。受信入力バッファ３０２によって蓄積された受信入力信号ｘ（ｋ）が所定のサンプル数Ｌとなり、かつ送信入力バッファ３０３によって蓄積された送信入力信号ｄ（ｋ）が所定のサンプル数Ｌとなったか否かが判定される（ステップＳ４０２）。判定された結果、受信入力バッファ３０２によって蓄積された受信入力信号ｘ（ｋ）が所定のサンプル数Ｌとなり、かつ送信入力バッファ３０３によって蓄積された送信入力信号ｄ（ｋ）が所定のサンプル数Ｌとなった場合には、送信入力バッファ３０３に蓄積されている所定のサンプル数Ｌの送信入力信号ｄ（ｋ）に基づいて送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）が算出される（ステップＳ４０３）。判定された結果、受信入力バッファ３０２によって蓄積された受信入力信号ｘ（ｋ）が所定のサンプル数Ｌに満たない場合、または送信入力バッファ３０３によって蓄積された送信入力信号ｄ（ｋ）が所定のサンプル数Ｌに満たない場合にはステップＳ４０１に戻る。 First, the reception input signal x (k) is accumulated in the reception input buffer 302, and the transmission input signal d (k) is accumulated in the transmission input buffer 303 (step S401). Whether or not the reception input signal x (k) accumulated by the reception input buffer 302 has reached a predetermined number of samples L and the transmission input signal d (k) accumulated by the transmission input buffer 303 has reached a predetermined number of samples L Is determined (step S402). As a result of the determination, the reception input signal x (k) accumulated by the reception input buffer 302 becomes a predetermined number of samples L, and the transmission input signal d (k) accumulated by the transmission input buffer 303 becomes a predetermined number of samples L. In this case, a transmission input signal magnitude square value Pd (k) is calculated based on a predetermined number L of transmission input signals d (k) accumulated in the transmission input buffer 303 (step S403). ). As a result of the determination, if the reception input signal x (k) accumulated by the reception input buffer 302 is less than the predetermined number of samples L, or the transmission input signal d (k) accumulated by the transmission input buffer 303 is predetermined. When the number of samples is less than L, the process returns to step S401.

以降、本発明の第1の実施の形態と同様のステップＳ２０２からステップＳ２１１までの動作を行う。なお、ステップＳ２０２からステップＳ２１１までの動作は、本発明の第１の実施の形態と同じ符号を用い、説明は省略する。次に、ステップＳ２０２からステップＳ２１１までの動作がサンプル数Ｌ回行われたか否かが判定される（ステップＳ４０４）。ステップＳ２０２からステップＳ２１１までの動作がサンプル数Ｌ回行われたと判定された場合にはステップＳ４０１に戻り、ステップＳ２０２からステップＳ２１１までの処理がサンプル数Ｌ回行われていないと判定された場合には、ステップＳ２０２に戻る。 Thereafter, the same operations from step S202 to step S211 as in the first embodiment of the present invention are performed. In addition, the operation | movement from step S202 to step S211 uses the same code | symbol as the 1st Embodiment of this invention, and abbreviate | omits description. Next, it is determined whether or not the operations from step S202 to step S211 have been performed L times for the number of samples (step S404). When it is determined that the operation from step S202 to step S211 has been performed L times for the number of samples, the process returns to step S401, and when it is determined that the processing from step S202 to step S211 has not been performed L times for the number of samples. Returns to step S202.

本発明の第２の実施の形態では、送信入力バッファ３０３に蓄積された所定のサンプル数Ｌの送信入力信号ｄ（ｋ）を用いて送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）が算出されるため、本発明の第２の実施の形態で算出される送信大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）は、本発明の第１の実施の形態で算出される送信大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）よりも前のサンプルで算出される。 In the second embodiment of the present invention, a transmission input signal magnitude square value Pd (k) is calculated using a predetermined number L of transmission input signals d (k) accumulated in the transmission input buffer 303. Therefore, the transmission magnitude square value Pd (k) calculated in the second embodiment of the present invention is larger than the transmission magnitude square value Pd (k) calculated in the first embodiment of the present invention. Calculated with the previous sample.

ここで、図１３に近端話者発声時の送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を示す。なお、図１３において点線は本発明の第１の実施の形態で算出された送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を示し、実線は本発明の第２の実施の形態で算出された送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）を示す。例えば、サンプル１０２×１０^３では、本発明の第２の実施の形態で算出される送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）は、本発明の第１の実施の形態で算出される送信入力信号大きさ二乗値Ｐｄ（ｋ）よりも前のサンプルで算出されていることがわかる。 Here, FIG. 13 shows the transmission input signal magnitude square value Pd (k) when the near-end speaker utters. In FIG. 13, the dotted line indicates the transmission input signal magnitude square value Pd (k) calculated in the first embodiment of the present invention, and the solid line indicates the transmission calculated in the second embodiment of the present invention. The input signal magnitude square value Pd (k) is shown. For example, in the sample 102 × 10 ³ , the transmission input signal magnitude square value Pd (k) calculated in the second embodiment of the present invention is the transmission input calculated in the first embodiment of the present invention. It can be seen that the signal magnitude square value Pd (k) is calculated for a sample before the signal magnitude square value Pd (k).

このような本発明の第２の実施の形態のエコーキャンセル装置によれば、近端話者発声時に本発明の第１の実施の形態で第２の適応フィルタ係数ｗ２（ｋ）の更新速度を遅くするタイミングより前に第２の適応フィルタ係数ｗ２（ｋ）の更新速度を遅くすることができるため、近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができる。 According to the echo cancellation apparatus of the second embodiment of the present invention, the update speed of the second adaptive filter coefficient w2 (k) is increased in the first embodiment of the present invention when the near-end speaker is uttered. Since the update speed of the second adaptive filter coefficient w2 (k) can be slowed before the slowing timing, it is possible to reliably prevent the sound quality deterioration of the near-end speaker voice and to cancel the echo. .

（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態のエコーキャンセル装置を図５に示す。 (Third embodiment)
Next, an echo canceling apparatus according to a third embodiment of the present invention is shown in FIG.

なお、本発明の第３の実施の形態に係るエコーキャンセル装置を構成する構成要素のうち、本発明の第２の実施の形態に係るエコーキャンセル装置を構成する構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、それぞれの説明を省略する。 Of the components constituting the echo cancellation apparatus according to the third embodiment of the present invention, the same constituent elements as those constituting the echo cancellation apparatus according to the second embodiment of the present invention are included. The same code | symbol is attached | subjected and each description is abbreviate | omitted.

遅延バッファ５０１は、受信入力バッファ３０２から送信される受信入力信号ｘ（ｋ）を送信入力バッファ３０３に蓄積される所定のサンプル数Ｌ分遅延させるようになっている。 The delay buffer 501 delays the reception input signal x (k) transmitted from the reception input buffer 302 by a predetermined number L of samples accumulated in the transmission input buffer 303.

以上のように構成されたエコーキャンセル装置について、図６を用いてその動作を説明する。なお、ステップＳ４０１からステップＳ４０３まで、並びにステップＳ２０２からステップＳ４０４までの動作は、本発明の第２の実施の形態と同じ符号を用い、説明は省略する。 About the echo cancellation apparatus comprised as mentioned above, the operation | movement is demonstrated using FIG. The operations from step S401 to step S403 and from step S202 to step S404 are denoted by the same reference numerals as those in the second embodiment of the present invention, and the description thereof is omitted.

受信入力バッファ３０２から送信された受信入力信号ｘ（ｋ）が遅延バッファ５０１によって受信され、受信入力信号ｘ（ｋ）が主要演算部３０１に送信されることを遅延バッファ５０１によってサンプル数Ｌ分遅延される（Ｓ６０１）。次に、Ｓ２０２からＳ２１１までの動作が行われ、ステップＳ２０２からステップＳ２１１までの動作がサンプル数Ｌ回行われたか否かが判定される（ステップＳ４０４）。ステップＳ２０２からステップＳ２１１までの動作がサンプル数Ｌ回行われたと判定された場合にはステップＳ４０１に戻り、ステップＳ２０２からステップＳ２１１までの処理がサンプル数Ｌ回行われていないと判定された場合には、ステップＳ６０１に戻る。 The received input signal x (k) transmitted from the received input buffer 302 is received by the delay buffer 501 and the received input signal x (k) is delayed by the number of samples L by the delay buffer 501. (S601). Next, the operation from S202 to S211 is performed, and it is determined whether or not the operation from step S202 to step S211 has been performed L times for the number of samples (step S404). When it is determined that the operation from step S202 to step S211 has been performed L times for the number of samples, the process returns to step S401, and when it is determined that the processing from step S202 to step S211 has not been performed L times for the number of samples. Returns to step S601.

このような本発明の第３の実施の形態のエコーキャンセル装置によれば、第１の適応フィルタ１０２、第２の適応フィルタ１０６、第１の係数更新部１０４、および第２の係数更新部１１１のタップ数を送信入力バッファ３０３に蓄積される送信入力信号ｘ（ｋ）のサンプル数Ｌ分少なくすることができるため、適応時間の短縮及び演算量・メモリ量を削減することができる。 According to the echo cancellation apparatus of the third embodiment of the present invention, the first adaptive filter 102, the second adaptive filter 106, the first coefficient update unit 104, and the second coefficient update unit 111 are used. Can be reduced by the number L of samples of the transmission input signal x (k) accumulated in the transmission input buffer 303, so that the adaptation time can be shortened and the amount of computation and memory can be reduced.

以上のように、本発明に係るエコーキャンセル装置は、エコーパス変動による音声信号の変化に速く追従することができ、近端話者発声時には近端話者音声の音質劣化を確実に防止し、かつエコーの消去を行うことができるという効果を有し、スピーカとマイクロホンを用いて通話を行うハンズフリー通話等の通信機器に利用され、受話音声と送話音声との間で発生するエコーを消去するエコーキャンセル装置等として有用である。 As described above, the echo canceling apparatus according to the present invention can quickly follow the change in the voice signal due to the echo path fluctuation, reliably prevent the deterioration of the sound quality of the near-end speaker voice during the near-end speaker utterance, and It has the effect of being able to cancel echoes, and is used in communication devices such as hands-free calls that make calls using speakers and microphones, and cancels echoes that occur between received and transmitted voices. It is useful as an echo cancellation device.

本発明の第１の実施の形態におけるエコーキャンセル装置のブロック図The block diagram of the echo cancellation apparatus in the 1st Embodiment of this invention 本発明の第１の実施の形態におけるエコーキャンセル装置の動作説明のためのフロー図The flowchart for operation | movement description of the echo cancellation apparatus in the 1st Embodiment of this invention 本発明の第２の実施の形態におけるエコーキャンセル装置のブロック図The block diagram of the echo cancellation apparatus in the 2nd Embodiment of this invention 本発明の第２の実施の形態におけるエコーキャンセル装置の動作説明のためのフロー図The flowchart for operation | movement description of the echo cancellation apparatus in the 2nd Embodiment of this invention 本発明の第３の実施の形態におけるエコーキャンセル装置のブロック図The block diagram of the echo cancellation apparatus in the 3rd Embodiment of this invention 本発明の第３の実施の形態におけるエコーキャンセル装置の動作説明のためのフロー図The flowchart for operation | movement description of the echo cancellation apparatus in the 3rd Embodiment of this invention 学習同定法を用いた場合の第２の係数更新部のブロック図Block diagram of second coefficient updating unit when learning identification method is used （アフィン）射影法を用いた場合の第２の係数更新部のブロック図(Affine) Block diagram of second coefficient updating unit when projection method is used エコーパス変動時の第１の誤差信号平均値および第２の誤差信号平均値を示す図The figure which shows the 1st error signal average value at the time of echo path fluctuation | variation, and the 2nd error signal average value 近端話者発声時の第１の誤差信号平均値および第２の誤差信号平均値を示す図The figure which shows the 1st error signal average value at the time of a near-end speaker utterance, and the 2nd error signal average value （ａ）重み係数算出部で用いられる正の傾きを有する一次関数を示す図（ｂ）重み係数算出部で用いられる指数関数を示す図(A) A diagram showing a linear function having a positive slope used in the weighting factor calculation unit (b) A diagram showing an exponential function used in the weighting factor calculation unit 重み係数算出部で用いられる段階的な値を出力する関数の一例を示す図The figure which shows an example of the function which outputs the stepwise value used by the weighting coefficient calculation part 近端話者発声時の送信入力信号大きさ二乗値を示す図The figure which shows the transmission input signal magnitude square value at the time of near-end speaker utterance 従来のエコーキャンセル装置のブロック図Block diagram of a conventional echo cancellation device 従来のエコーキャンセル装置におけるステップサイズ演算部のブロック図Block diagram of step size calculator in conventional echo cancellation device

符号の説明Explanation of symbols

１０１送信入力信号大きさ二乗値算出部
１０２第１の適応フィルタ
１０３第１の減算器
１０４第１の係数更新部
１０５第１の誤差信号平均値算出部
１０６第２の適応フィルタ
１０７第２の減算器
１０８第２の誤差信号平均値算出部
１０９重み係数算出部
１１０更新量制御係数算出部
１１１第２の係数更新部
１１２受信入力端子
１１３送信出力端子
１１４Ｄ／Ａ変換器
１１５Ａ／Ｄ変換器
１１６スピーカ
１１７マイク
１１８エコーパス
３０１主要演算部
３０２受信入力バッファ
３０３送信入力バッファ
３０４送信入力信号大きさ二乗値算出部
３０５更新量制御係数算出部
５０１遅延バッファ
７０１受信信号バッファ
７０２受信入力信号パワー算出部
７０３加算器
７０４第２の係数更新演算部
８０１受信信号バッファ
８０２相関性行列算出部
８０３行列式算出部
８０４加算器
８０５逆行列算出部
８０６第２の係数更新演算部
１４０２第１の適応フィルタ
１４０３第１の減算器
１４０４第１の係数更新部
１４０６第２の適応フィルタ
１４０７第２の減算器
１４１０ステップサイズ演算部
１４１１第２の係数更新部
１４１２受信入力端子
１４１３送信出力端子
１４１４Ｄ／Ａ変換器
１４１５Ａ／Ｄ変換器
１４１６スピーカ
１４１７マイク
１４１８エコーパス
１５０１第１の誤差信号平均値算出部
１５０２ローパスフィルタ
１５０２ａ遅延器
１５０２ｂ乗算器
１５０２ｃ乗算器
１５０２ｄ加算器
１５０３第２の誤差信号平均値算出部
１５０４減算器
１５０５除算器
１５０６第１の比較器
１５０７遅延バッファ
１５０８ＡＮＤゲート
１５０９ステップサイズ選択スイッチ
１５１０ステップサイズ格納器
１５１１第２の比較器
１５１２乗算器
１５１３減算器
１５１４第３の比較器
１５１５ノイズ平均値選択スイッチ 101 transmission input signal magnitude square value calculation unit 102 first adaptive filter 103 first subtractor 104 first coefficient update unit 105 first error signal average value calculation unit 106 second adaptive filter 107 second subtraction 108 Second error signal average value calculation unit 109 Weight coefficient calculation unit 110 Update amount control coefficient calculation unit 111 Second coefficient update unit 112 Reception input terminal 113 Transmission output terminal 114 D / A converter 115 A / D converter 116 Speaker 117 Microphone 118 Echo path 301 Main calculation unit 302 Reception input buffer 303 Transmission input buffer 304 Transmission input signal magnitude square value calculation unit 305 Update amount control coefficient calculation unit 501 Delay buffer 701 Reception signal buffer 702 Reception input signal power calculation unit 703 Adder 704 Second coefficient update calculation unit 801 reception Signal buffer 802 Correlation matrix calculation unit 803 Determinant calculation unit 804 Adder 805 Inverse matrix calculation unit 806 Second coefficient update calculation unit 1402 First adaptive filter 1403 First subtractor 1404 First coefficient update unit 1406 First 2 adaptive filter 1407 second subtractor 1410 step size calculation unit 1411 second coefficient update unit 1412 reception input terminal 1413 transmission output terminal 1414 D / A converter 1415 A / D converter 1416 speaker 1417 microphone 1418 echo path 1501 first 1 error signal average value calculation unit 1502 low-pass filter 1502a delay unit 1502b multiplier 1502c multiplier 1502d adder 1503 second error signal average value calculation unit 1504 subtractor 1505 divider 1506 first comparator 1507 delay buffer 1508 the AND gate 1509 step size selection switch 1510 step size storing unit 1511 second comparator 1512 multiplier 1513 subtracter 1514 third comparator 1515 noise average value selector switch

Claims

スピーカに出力される前の受信入力信号および第１の係数に基づいて第１の擬似エコー信号を生成する第１の適応フィルタと、
マイクロホンに入力された送信入力信号から前記第１の擬似エコー信号を減算することによって第１の誤差信号を生成する第１の減算器と、
前記受信入力信号および前記第１の誤差信号に基づいて前記第１の係数を更新する第１の係数更新部と、
前記第１の誤差信号に基づいて第１の誤差信号平均値を算出する第１の誤差信号平均値算出部と、
前記受信入力信号および第２の係数に基づいて第２の擬似エコー信号を生成する第２の適応フィルタと、
前記送信入力信号から前記第２の擬似エコー信号を減算することによって第２の誤差信号を生成する第２の減算器と、
前記第２の誤差信号に基づいて第２の誤差信号平均値を算出する第２の誤差信号平均値算出部と、
前記第１の誤差信号平均値および前記第２の誤差信号平均値に基づいて重み係数を算出する重み係数算出部と、
前記送信入力信号のパワーを算出する送信入力信号パワー算出部と、
前記重み係数および前記送信入力信号のパワーに基づいて更新量制御係数を算出する更新量制御係数算出部と、
前記受信入力信号、前記第２の誤差信号、および前記更新量制御係数に基づいて前記第２の係数を更新する第２の係数更新部と、
を備えたことを特徴とするエコーキャンセル装置。 A first adaptive filter that generates a first pseudo echo signal based on a received input signal and a first coefficient before being output to a speaker;
A first subtractor that generates a first error signal by subtracting the first pseudo echo signal from a transmission input signal input to a microphone;
A first coefficient updating unit that updates the first coefficient based on the received input signal and the first error signal;
A first error signal averaging unit for calculating a first error signal mean value based on said first error signal,
A second adaptive filter for generating a second pseudo echo signal based on the received input signal and a second coefficient;
A second subtractor that generates a second error signal by subtracting the second pseudo echo signal from the transmission input signal;
A second error signal averaging unit for calculating a second error signal mean value based on said second error signal,
A weighting factor calculator that calculates a weighting factor based on the first error signal average value and the second error signal average value;
A transmission input signal power calculation unit for calculating the power of the transmission input signal;
An update amount control coefficient calculation unit for calculating an update amount control coefficient based on the weighting factor and the power of the transmission input signal;
A second coefficient updating unit that updates the second coefficient based on the received input signal, the second error signal, and the update amount control coefficient;
An echo canceling device comprising:

前記エコーキャンセル装置は、
所定のサンプル数毎に前記送信入力信号を順次蓄積する送信入力バッファを備え、
前記送信入力バッファが前記サンプル数の前記送信入力信号を蓄積したときに、
前記送信入力信号パワー算出部は、前記送信入力バッファに蓄積されている前記送信入力信号のパワーを算出し、
前記更新量制御係数算出部は、前記重み係数および前記送信入力信号のパワーに基づいて、前記送信入力バッファに蓄積された各サンプルに対応する送信入力信号毎に前記更新量制御係数を算出することを特徴とする請求項１に記載のエコーキャンセル装置。 The echo canceling device is
A transmission input buffer for sequentially storing the transmission input signal for each predetermined number of samples;
When the transmission input buffer stores the number of samples of the transmission input signal,
The transmission input signal power calculation unit calculates the power of the transmission input signal accumulated in the transmission input buffer,
The update amount control coefficient calculation unit calculates the update amount control coefficient for each transmission input signal corresponding to each sample stored in the transmission input buffer based on the weighting factor and the power of the transmission input signal. The echo canceling apparatus according to claim 1.

前記第１の適応フィルタ、前記第２の適応フィルタ、前記第１の係数更新部、および前記第２の係数更新部に入力される前記受信入力信号を前記サンプル数分遅延させる遅延バッファを備えたことを特徴とする請求項２に記載のエコーキャンセル装置。 A delay buffer that delays the received input signal input to the first adaptive filter, the second adaptive filter, the first coefficient update unit, and the second coefficient update unit by the number of samples; The echo cancellation apparatus according to claim 2.

前記第２の係数更新部は、
前記受信入力信号のパワーを算出する受信入力信号パワー算出部と、
前記受信入力信号のパワーに前記更新量制御係数を加えた加算データを出力する加算器とを備え、
前記受信入力信号、前記第２の誤差信号、および前記加算データに基づいて学習同定法によって前記第２の係数を更新することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のエコーキャンセル装置。 The second coefficient update unit includes:
A received input signal power calculating unit for calculating the power of the received input signal;
An adder that outputs addition data obtained by adding the update amount control coefficient to the power of the received input signal;
4. The echo according to claim 1, wherein the second coefficient is updated by a learning identification method based on the received input signal, the second error signal, and the added data. 5. Cancel device.

前記第２の係数更新部は、
所定の次数に基づいて前記受信入力信号の相関性行列を算出する相関性行列算出部と、
前記相関性行列の行列式を算出する行列式算出部と、
前記行列式に更新量制御係数を加えた加算データを出力する加算器と、
前記相関性行列と前記加算データに基づいて前記相関性行列の逆行列を算出する逆行列算出部とを備え、
前記受信入力信号、前記第２の誤差信号、および前記逆行列に基づいて射影法によって前記第２の係数を更新することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のエコーキャンセル装置。 The second coefficient update unit includes:
A correlation matrix calculating unit for calculating a correlation matrix of the received input signal based on a predetermined order;
A determinant calculating unit for calculating a determinant of the correlation matrix;
An adder that outputs addition data obtained by adding an update amount control coefficient to the determinant;
An inverse matrix calculator that calculates an inverse matrix of the correlation matrix based on the correlation matrix and the addition data;
4. The echo cancellation according to claim 1, wherein the second coefficient is updated by a projection method based on the received input signal, the second error signal, and the inverse matrix. 5. apparatus.

前記更新量制御係数は、
前記送信入力信号のパワーと前記重み係数と正の定数との積とすることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載のエコーキャンセル装置。 The update amount control coefficient is:
The echo cancellation apparatus according to claim 1, wherein the echo cancellation apparatus is a product of the power of the transmission input signal, the weighting factor, and a positive constant.

前記重み係数は、
０から１までの値であることを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れかに記載のエコーキャンセル装置。 The weighting factor is
The echo cancellation apparatus according to any one of claims 1 to 6, wherein the echo cancellation apparatus has a value from 0 to 1.

前記重み係数は、
前記第１の誤差信号平均値と前記第２の誤差信号平均値との比の値が入力される増加関数によって出力されることを特徴とする請求項７に記載のエコーキャンセル装置。 The weighting factor is
8. The echo canceling apparatus according to claim 7, wherein a value of a ratio between the first error signal average value and the second error signal average value is output by an increasing function that is input.

前記増加関数は、
前記第１の誤差信号平均値と前記第２の誤差信号平均値との比のべき乗を出力することを特徴とする請求項８に記載のエコーキャンセル装置。 The increase function is
9. The echo cancellation apparatus according to claim 8, wherein a power of a ratio between the first error signal average value and the second error signal average value is output.

前記重み係数は、
前記第１の誤差信号平均値と前記第２の誤差信号平均値との比の大きさに応じて段階的に設定される値とすることを特徴とする請求項７に記載のエコーキャンセル装置。 The weighting factor is
8. The echo canceling apparatus according to claim 7, wherein the echo canceling apparatus is a value set in a stepwise manner in accordance with a magnitude of a ratio between the first error signal average value and the second error signal average value.

前記第１の係数更新部は、
所定のステップサイズを用いて前記第１の係数を更新することを特徴とする請求項１乃至請求項１０の何れかに記載のエコーキャンセル装置。 The first coefficient update unit includes:
The echo cancellation apparatus according to claim 1, wherein the first coefficient is updated using a predetermined step size.