JP4314709B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング電源装置に関する。詳しくは、電源起動時、負荷側に接続されたトランスの一次側に流れる整流電流をノンリニア特性とすることで、トランスの一次側に設けられたスイッチング用トランジスタに流れる過大電流からこのトランジスタなどを保護できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置として電流共振方式によるものが知られている。この電流共振方式のスイッチング電源装置の中でも、ＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）構成のものの従来例を図５に示す。
【０００３】
図５に示すスイッチング電源装置１０ではスイッチング信号生成手段１２として可変発振回路１４が設けられ、その発振信号がドライブ回路１６に供給されて、例えば互いに逆相関係の一対のスイッチング信号が生成される。スイッチング生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振周波数を決める発振素子（コンデンサ１８および抵抗器２０）はこのＩＣ回路に設けられた外部端子１２ａ、１２ｂに何れも外付けされる。
【０００４】
一対のスイッチング信号Ｓｐ、ＳｐバーはＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供給される。スイッチング素子２２，２４はＭＯＳ型の電界効果トランジスタなどを使用することができる。これら一対のスイッチング素子２２，２４の接続中点ｐと接地間には、絶縁トランス２６の一次コイル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続される。
【０００５】
絶縁トランス２６の一対の二次コイル２６ｂ、２６ｃを流れる二次電流はそれぞれダイオード３０ａ、３０ｂによって両波整流され、両波整流された電流は平滑用コンデンサ３２に充電される。したがって平滑用コンデンサ３２の両端３４に得られる電圧が出力電圧として負荷（図示はしない）に供給される。
【０００６】
出力電圧は電圧比較手段としてのアンプ３６に供給され、基準電圧Ｖｒｅｆと電圧比較される。その比較出力はトランス２６の一次側と二次側とを絶縁するために設けられたインダクタンス制御手段３７を構成するホトカプラー３８に供給される。ホトカプラー３８はホトダイオード４０と可変インダクタンス素子として機能するホトトランジスタ４２とで構成され、比較出力に応じた電流がこのホトトランジスタ４２を流れる。
【０００７】
ホトトランジスタ４２は固定の抵抗器４４を介して外部端子１２ｂに接続される。したがってホトトランジスタ４２がオン状態のときは発振素子である抵抗器２０に対してこの抵抗器４４と、ホトトランジスタ４２による直列インピーダンスが並列接続されたことになる。
【０００８】
この構成において、トランス２６の一次コイル２６ａとコンデンサ２８とによる一次側の共振回路の、共振周波数ｆと共振インピーダンスＺとの関係は図６曲線Ｌｏのようにアッパーサイド動作になることが知られている。
【０００９】
この共振回路で一対のスイッチング素子２２，２４に供給されるスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーのスイッチング周波数が高いときは共振インピーダンスＺが大きくなり、スイッチング周波数が低くなるにしたがって共振インピーダンスＺが低下する。共振インピーダンスＺがこのような変化を伴うと、一次コイル２６ａに流れる共振電流ｉ１も変化することから、この共振電流ｉ１を制御することでトランス２６の二次側に誘起される出力電圧Ｖｂをコントロールできる。
【００１０】
したがって例えば、出力端子３４に得られる出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いときには、ホトトランジスタ４２もその比較出力に応じたインピーダンスとなるから、外部端子１２ｂの合成抵抗は抵抗器２０単体の場合よりも小さくなり、これによって発振周波数ｆｓｗが高くなる。
【００１１】
発振周波数ｆｓｗが高くなると一次コイル２６ａとコンデンサ２８で決まる共振インピーダンスＺが大きくなるから、この一次コイル２６ａを流れる電流が制限され、その値が小さくなる。この電流減少に伴って二次コイル２６ｂ、２６ｃ側に誘起される電流も少なくなり、その結果コンデンサ３２への充電電圧が下がる。つまり出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆ方向に制御される。
【００１２】
またこれとは逆に、出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆより低下したときには、ホトトランジスタ４２のインピーダンスが大きくなり、外部端子１２ｂでの合成抵抗値が大きくなって、可変発振回路１４はその発振周波数ｆｓｗが低くなるように制御される。その結果としてスイッチング素子２２，２４に対するスイッチング周波数が下がり、これに伴ってトランス２６の一次側共振インピーダンスＺが低下して共振電流が増える。共振電流が増えると二次側の電流も増えるから、これによってコンデンサ３２への充電電圧Ｖｂが上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆに近付くような閉ループ制御が行われる。
【００１３】
ところで、このスイッチング電源装置１０においては、電源をオンにした起動時からコンデンサ３２が定常状態の電圧まで上昇するまでの期間は、大きな値の共振電流が流れるので、このときの電流でスイッチング素子２２，２４が大きなダメージを被ることがある。
【００１４】
このようなダメージを少なくするため、従来から起動時の共振電流を制限するものとして、周波数コントロール手段６０として機能するソフトスタート回路５０が設けられているものがある。このソフトスタート回路５０はスイッチング信号生成手段１２内に設けられ、このソフトスタート回路５０に配された外部端子１２ｃに外付け用の充電用コンデンサ５２が接続され、このコンデンサ５２への充電を電源オンに同期して開始するようにする。そして、このときの充電電圧Ｖａの変化によって発振素子である外部端子１２ａに接続された発振コンデンサ１８の充電電流を変化させる。
【００１５】
発振コンデンサ１８への充電電流が時間と共に変化すると、その変化に相応して発振周波数ｆｓｗも変化する。このことを図７以下を参照して説明する。
【００１６】
図７Ａは電源オン時からの充電電圧Ｖａの変化を示すもので、その充電特性は直線Ｌａに示すようにリニアである。このとき可変発振回路１４はこれに接続されたソフトスタート回路５０に関連するコンデンサ５２の充電電圧Ｖａによってその発振周波数ｆｓｗが変わる。発振周波数ｆｓｗもほぼリニアに変化し、図７Ｂ直線Ｌｂに示すように、充電電圧Ｖａがゼロボルトのとき高い周波数で発振し、充電電圧Ｖｂが高くなるにつれ発振周波数ｆｓｗが低下する特性を示す。
【００１７】
一方、一次共振インピーダンスＺは図６にも示すように共振周波数ｆｏから周波数が高くなるにつれ、共振インピーダンスＺが大きくなるような特性曲線Ｌｏであるから、インピーダンスＺと時間の関係を図示すると、図７Ｃのようになる。つまり、最初は共振インピーダンスＺが高く、その後急激に低下し、充電電圧Ｖａがフル充電に近づくにつれ、再びインピーダンスの変化が緩やかになるようなノンリニア特性となる。
【００１８】
その結果、この一次共振回路系を流れる一次電流ｉ１は、図７Ｄ曲線Ｌｃに示すように電源オン時から所定の時間まではあまり流れないが、ある程度の時間が経つと急激に電流が増加するようなノンリニア特性となる。これに伴って、出力端子３４側に接続されたコンデンサ３２の出力電圧（充電電圧）Ｖｂは図７Ｅの曲線Ｌｄに示すように、最初は緩やかに充電されるが、その後急激な充電が行われるような充電モードとなる。ソフトスタートモードが終了する時点ｔｂの直前は緩やかな充電となり、時点ｔｂ以降では閉ループによる電圧制御モードに遷移し、図７Ｅ曲線Ｌｅに示すように基準電圧Ｖｒｅｆに落ち着く電圧制御が行われる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このように、一次側インピーダンスＺの変化による影響を受けてソフトスタートモードが終了する直前までは急激な電流ｉ１が一次側共振系に流れる。この急激な電流ｉ１によって一対のスイッチング素子２２，２４には大きなストレスがかかるため、これらスイッチング素子２２，２４などがダメージを受けることがある。
【００２０】
また、電源オン時における負荷に加わる電圧変化は、ソフトスタート回路の充電特性によって変化するが、負荷にマッチした電圧変化状態を自由に設定できれば、負荷に最も適した電圧印加状態を実現できる。従来では上述したようにソフトスタート回路の充電特性は単なるリニア特性であるため柔軟に対処できない欠点があった。
【００２１】
そこで、この発明はこのような従来の課題を解決したものであって、特にソフトスタート回路５０に接続されたコンデンサ５２の電源オン時における充電特性を緩やかにすることによって、少なくともスイッチング素子２２，２４へのダメージを軽減できるようにしたスイッチング電源装置を提案するものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するため、スイッチング電源装置は、可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、上記周波数コントロール手段は、起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、充電用コンデンサと、この充電用コンデンサの両端に接続された充電電圧コントロール手段とで構成され、上記充電電圧コントロール手段は、上記可変発振回路の起動開始時間に対し、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも１つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とすることを特徴とする。
また、スイッチング電源装置は、可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、上記周波数コントロール手段は、起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、このソフトスタート回路に接続された上記充電用コンデンサとで構成され、上記ソフトスタート回路には定電流源が設けられると共に、上記充電用コンデンサへの充電路中には基準電圧および上記定電流源によって動作するスイッチングトランジスタが接続され、このスイッチングトランジスタのオンオフで、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも１つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とするものである。
【００２３】
この発明では、ソフトスタート回路の充電特性をノンリニア特性とし、電源オン時には急激にソフトスタート回路に接続されたコンデンサへの充電を行い、その後徐々に充電する。こうすることによって、元々ノンリニアに変化する一次側共振インピーダンスＺがほぼリニアに変化するようになる。
この共振インピーダンスＺによって一次側電流ｉ１が決まるので、この一次側電流ｉ１の過電流化が阻止される。したがってスイッチング素子には過電流が流れなくなりこれらスイッチング素子へのダメージを軽減できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
続いて、この発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を図面を参照して詳細に説明する。
この発明ではスイッチング信号生成手段に設けられたソフトスタート回路の充電特性をリニア特性からノンリニア特性に変えることで、絶縁トランスの一次側共振インピーダンスの特性の変化を緩やかにして、絶縁トランスの一次側に接続されたスイッチング素子へのダメージを少なくするものである。
【００２５】
図１に示すスイッチング電源装置１０は従来のソフトスタート回路を使用したときの一実施形態を示すもので、ソフトスタート回路５０の従来構成から説明する。
【００２６】
このソフトスタート回路５０は図２に示すように、コンデンサ５２を定電流で充電する第１のカレントミラー回路７２の電流路７４に接続される。第１のカレントミラー回路７２は一対のトランジスタ７５，７６で構成された定電流部７７と、トランジスタ７５のベースに接続された第３のトランジスタ７８および逆流防止用のダイオード（トランジスタ構成）７９とで構成される。定電流部７７を流れる電流と同じ電流がダイオード７９を介してコンデンサ５２に流れて、コンデンサ５２を定電流で充電する。これでコンデンサ５２への充電電圧Ｖａはリニアな充電特性となる。
【００２７】
電流路７４にはダーリントン接続された一対のトランジスタ８０，８１を介して第２のカレントミラー回路８２が接続され、第２の定電流部８５を流れる定電流値を決定する。第２のカレントミラー回路８２も第１の定電流部７２と同様な構成であって、一対のトランジスタ８３，８４で構成された定電流部８５と、トランジスタ８３のベースに接続された第３のトランジスタ８６および逆流防止用のダイオード（トランジスタ構成）８７とで構成される。定電流部８５を流れる電流と同じ電流がダイオード８７を介してコンデンサ１８に流れるから、充電電圧Ｖａの充電特性に応じてコンデンサ１８の充電特性がコントロールされる。その結果、可変発振回路１４の発振周波数ｆｓｗが所望のごとく制御されて、ソフトスタートモードが実現する。
【００２８】
この発明では、可変発振回路１４に対する周波数コントロール手段が設けられる。実施形態ではソフトスタート回路５０に設けられた充電用コンデンサ５２の充電特性をコントロールすることによって発振周波数を制御するコントロール信号を得るようにした場合である。
【００２９】
発振周波数コントロール回路はソフトスタート回路５０と、このソフトスタート回路５０に接続された充電用のコンデンサ５２と、図１の実施形態では充電用コンデンサ５２に接続された充電電圧コントロール回路９０とで構成される。コンデンサ５２に対する充電電圧特性はノンリニア特性である。
【００３０】
この充電電圧コントロール回路９０は、図１に示すように直列接続された一対の抵抗器９１，９２を有し、その接続中点ｄが外部端子１２ｃに接続される。つまり抵抗器９２がコンデンサ５２に並列接続される。この接続中点ｄと電源Ｖｃｃとの間にはさらに抵抗器９３を介してスイッチングトランジスタ９４が接続される。トランジスタ９４には一対の抵抗器９５，９６による分圧電圧がそのベース電圧として印加される。
【００３１】
このように構成された充電電圧コントロール回路９０にあって、電源オン時からコンデンサ５２が充電されるので、ソフトスタートモードが開始する。電源オン時はトランジスタ９４がオン状態となるので、このときは電流路７４からの充電電流と、抵抗器９１，９２および９３の値によって決まる充電電流とによってコンデンサ５２が充電される（図３直線Ｐａ１）。そして、ある程度充電されると、それに伴ってトランジスタ９４のエミッタ電圧が上昇するので、これによってトランジスタ９４がカットオフする。したがってそれ以降は電流路７４からの充電電流と、抵抗器９１および９２の値によって決まる充電電流とによってコンデンサ５２が充電される（図３直線Ｐａ２）。
【００３２】
その結果、図３のようにトランジスタ９４がカットオフする時点ｔａでの変曲点ｙを境にしてその前後でコンデンサ５２に対する充電特性Ｐａが相違する。つまり、トランジスタ９４がカットオフするまでは直線Ｐａ１のようになり、カットオフしたあとではこの直線Ｐａ１よりも緩やかな直線Ｐａ２に変わる。したがってトランジスタ９４がカットオフする時点ｔａまでは比較的急峻な充電である（ただし電流量は少ない）のに対して、トランジスタ９４がカットオフした後は緩やかな充電となる。つまり１つの変曲点を持つノンリニア特性な充電特性となる。
【００３３】
このようにノンリニア特性となったときの一次側電流ｉ１や出力電圧Ｖｂなどの関係を図７を参照して説明する。
図７Ａの曲線Ｐａはコンデンサ５２に対する充電特性である。可変発振回路１４はこれに接続されたソフトスタート回路５０に関連するコンデンサ５２の充電電圧Ｖａによってその発振周波数ｆｓｗが変わる。発振周波数ｆｓｗもほぼノンリニアに変化し、図７Ｂ直線Ｐｂに示すように、充電電圧Ｖａがゼロボルトのとき高い周波数で発振し、充電電圧Ｖａが高くなるにつれ発振周波数ｆｓｗが低下する特性を示すが、変曲点ｙの前後で周波数変化率が相違する。変曲点ｙの前より後の方が周波数変化率が小さいので、ソフトスタートモードが終了するタイミングになると発振周波数ｆｓｗは緩やかに変化する。
【００３４】
この発振周波数ｆｓｗの変化に相応して、絶縁トランス２６の一次共振インピーダンスＺは図７Ｃのように変化する。ここで、この共振インピーダンスＺは元々図６曲線Ｌｏとして示すように発振周波数（スイッチング信号）ｆｓｗが高いところではインピーダンス変化率が小さく、発振周波数ｆｓｗが比較的低いところではインピーダンス変化率が大きくなるようなノンリニア特性である。しかし、発振周波数の変化が図７Ｂのようなノンリニア特性となされている関係で、逆にそのインピーダンスＺは曲線Ｐｏのようにほぼリニアな変化となる。
【００３５】
その結果として、一次側電流ｉ１も図７曲線Ｐｃに示すようにほぼリニアに変化するようになる。つまり流れる電流の変化率は相違するも変曲点ｙの前後でも共にほぼリニアな電流特性となり、電流が急激に一次コイル２６ａ側を流れるような事態を回避できる。この電流特性によってコンデンサ５２に対する充電電圧Ｖａは図７Ｅ曲線Ｐｄのように変曲点ｙの前後でもリニアに充電されることが判る。
【００３６】
このようにコンデンサ５２に対する充電特性をノンリニア特性とし、可変発振回路１４の周波数変化が一部急峻にならないように制御することによって、絶縁トランス２６の一次コイル２６ａ側を流れる電流をリニアに制限できる。これによって一対のスイッチング素子２２，２４を流れる電流が緩やかとなり、スイッチング素子２２，２４へのダメージを大幅に軽減できる。
【００３７】
また上述した出力電圧Ｖｂはコンデンサ５２の充電特性によって変えることができるので、変曲点ｙの位置や変曲点ｙの前後での充電特性の傾きなどを考慮して設計すれば、電源オン時における出力端子３４に接続される負荷に最も適した電圧変化状態を実現できる。その結果、負荷に適した出力電圧の立ち上がり特性を実現でき、より安定した回路動作が得られることになる。
【００３８】
図１に示す実施形態は、従来から存在するソフトスタート回路５０を流用してその充電特性をノンリニア特性となるように構成したが、図４のようにソフトスタート回路１００を構成することもできる。この場合にはコンデンサ５２に対する充電電圧コントロール手段を外付け回路として構成するのではなく、スイッチング信号生成手段１２の中に直接組み込んだＩＣ回路として構成される。したがってこの場合には図１の充電電圧コントロール回路９０は不要である。
【００３９】
図４に示すソフトスタート回路５０にあって、コンデンサ５２には直流電源１０４に対する電流路１０１が接続され、この電流路１０１にはスイッチングトランジスタ１０２が抵抗器１０３および逆流防止用のダイオード（トランジスタ構成）１０５を介して直列接続されると共に、抵抗器１０３とダイオード１０５との接続中点ｓには第１のカレントミラー回路１０６からの定電流が供給される。
【００４０】
第１のカレントミラー回路１０６は定電流源としてのＭＯＳトランジスタ１０７と、そのゲートに接続されたＭＯＳトランジスタ１０８とで構成され、ＭＯＳトランジスタ１０７には定電流の値を決定するトランジスタ１０９が抵抗器１１０を介して接続される。トランジスタ１０９には複数の抵抗器Ｒａ〜Ｒｄよりなる分圧回路１１１の接続中点ｒ３に得られる最小分圧電圧がそのベースに供給される。電流路１０１に接続されたスイッチングトランジスタ１０２には分圧回路１１１より接続中点ｒ２に得られる中間の分圧電圧が印加される。
【００４１】
電流路１０１を流れる電流によってダーリントン接続された一対のトランジスタ１２０，１２１によって増幅される。増幅された電流は第２のカレントミラー回路１２２の定電流源１２５を流れる電流として使用される。そのため、この電流路はスイッチングトランジスタ１２３および抵抗器１２４を介して第２のカレントミラー回路１２２を構成する定電流部１２５に接続される。トランジスタ１２３には分圧回路１１１の接続中点ｒ１に得られる最大分圧電圧がそのベースに供給される。
【００４２】
第２のカレントミラー回路１２２の他方のトランジスタ１２６を流れる電流が上述した発振周波数を決めるコンデンサ１８を充電する構成となされている。
【００４３】
さて、この回路構成で、電流路１０１に接続されたスイッチングトランジスタ１０２から第１のカレントミラー回路１０６までの回路構成が、充電電圧コントロール手段として機能することになる。したがって、電源オン時にはトランジスタ１０８を流れる定電流と、トランジスタ１０２を介して流れる電流との合成された電流でコンデンサ５２が充電される。充電によってコンデンサ５２の端子電圧Ｖａが上昇し、接続中点ｓの電位が上昇すると、やがてはトランジスタ１０２のベース電位より高くなるのでこのトランジスタ１０２がカットオフする。そうするとコンデンサ５２は第１のカレントミラー回路１０６からの定電流のみによって充電される。
【００４４】
そのため、トランジスタ１０２がカットオフするまでの充電電圧の電圧変化率とカットオフしたあとの電圧変化率とが相違することになる。つまり、トランジスタ１０２がカットオフする前よりもカットオフ後の電圧変化率が小さくなり、図３と同様な充電特性となる。
【００４５】
この充電特性と同じ充電電流の変化が第２のカレントミラー回路１２２にも伝達されるから、発振周波数を決定するコンデンサ１８に対する充電特性も図３のような変曲点ｙを持ったノンリニア特性となる。したがって図７の場合と同じようなノンリニア特性を実現できる。
【００４６】
ソフトスタート回路５０に対するノンリニア特性の付与は、上述以外でも実現できる。また、上述した実施形態ではノンリニア特性として電圧変化率を単一の変曲点で表現したが、純粋な曲線でノンリニア特性を実現することもできるし、複数の変曲点を持ったノンリニア特性とすることもできる。
【００４７】
この実施形態ではＳＥＰＰ構成のスイッチング電源装置に適用したが、プッシュプル型のスイッチング電源装置やハーフブリッジ構成のスイッチング電源装置などにもこの発明を適用できる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明ではスイッチング信号を生成する手段に含まれる可変発振回路の発振周波数の変化をノンリニア特性となるようにしたものである。
【００４９】
これによれば、電源オン時における発振周波数の変化に対して、負荷側に設けられた充電コンデンサの充電が開始してから完了する直前までの発振周波数の変化を緩やかにすることができ、これに伴って絶縁トランスの一次側を流れる電流の急激な変化を抑えることができる。
【００５０】
したがって絶縁トランスの一次側に接続されたスイッチング素子には過電流が流れなくなるので、これらスイッチング素子のダメージを従来よりも大幅に軽減でき、これらスイッチング素子を確実に保護できる。
【００５１】
また、負荷に印加される出力電圧、特に電源オン時における電圧変化はソフトスタート回路の充電特性に依存するものであるから、この充電特性をその負荷に適した充電特性とすることによって、より安定した回路動作を実現できる特徴を有する。
【００５２】
したがってこの発明に係るスイッチング電源装置は、ＳＥＰＰ構成のスイッチングコンバータなどに適用して極めて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を示す要部の接続図である。
【図２】ソフトスタート回路の従来例を示す接続図である。
【図３】充電電圧コントロール回路の充電特性を示す特性図である。
【図４】ソフトスタート回路の一実施形態を示す要部の接続図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の接続図である。
【図６】一次側共振インピーダンス特性を示す発振周波数とインピーダンスとの特性図である。
【図７】動作説明に供する波形図である。
【符号の説明】
１０・・・電源装置、１２・・・スイッチング信号生成手段、１４・・・可変発振回路、１６・・・ドライブ回路、１８、２０・・・発振素子、２６・・・絶縁トランス、２８・・・共振用コンデンサ、３２・・・平滑用コンデンサ、３６・・・電圧比較器、３７・・・インピーダンス制御手段、５０・・・ソフトスタート回路、５２・・・充電用コンデンサ、９０・・・・充電電圧コントロール回路
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング電源装置に関する。詳しくは、電源起動時、負荷側に接続されたトランスの一次側に流れる整流電流をノンリニア特性とすることで、トランスの一次側に設けられたスイッチング用トランジスタに流れる過大電流からこのトランジスタなどを保護できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置として電流共振方式によるものが知られている。この電流共振方式のスイッチング電源装置の中でも、ＳＥＰＰ（Single Ended Push Pull）構成のものの従来例を図５に示す。
【０００３】
図５に示すスイッチング電源装置１０ではスイッチング信号生成手段１２として可変発振回路１４が設けられ、その発振信号がドライブ回路１６に供給されて、例えば互いに逆相関係の一対のスイッチング信号が生成される。スイッチング生成手段１２をＩＣ回路で構成する場合には、発振周波数を決める発振素子（コンデンサ１８および抵抗器２０）はこのＩＣ回路に設けられた外部端子１２ａ、１２ｂに何れも外付けされる。
【０００４】
一対のスイッチング信号Ｓｐ、ＳｐバーはＳＥＰＰ構成の一対のスイッチング素子２２，２４に供給される。スイッチング素子２２，２４はＭＯＳ型の電界効果トランジスタなどを使用することができる。これら一対のスイッチング素子２２，２４の接続中点ｐと接地間には、絶縁トランス２６の一次コイル２６ａを介して共振用のコンデンサ２８が接続される。
【０００５】
絶縁トランス２６の一対の二次コイル２６ｂ、２６ｃを流れる二次電流はそれぞれダイオード３０ａ、３０ｂによって両波整流され、両波整流された電流は平滑用コンデンサ３２に充電される。したがって平滑用コンデンサ３２の両端３４に得られる電圧が出力電圧として負荷（図示はしない）に供給される。
【０００６】
出力電圧は電圧比較手段としてのアンプ３６に供給され、基準電圧Ｖｒｅｆと電圧比較される。その比較出力はトランス２６の一次側と二次側とを絶縁するために設けられたインダクタンス制御手段３７を構成するホトカプラー３８に供給される。ホトカプラー３８はホトダイオード４０と可変インダクタンス素子として機能するホトトランジスタ４２とで構成され、比較出力に応じた電流がこのホトトランジスタ４２を流れる。
【０００７】
ホトトランジスタ４２は固定の抵抗器４４を介して外部端子１２ｂに接続される。したがってホトトランジスタ４２がオン状態のときは発振素子である抵抗器２０に対してこの抵抗器４４と、ホトトランジスタ４２による直列インピーダンスが並列接続されたことになる。
【０００８】
この構成において、トランス２６の一次コイル２６ａとコンデンサ２８とによる一次側の共振回路の、共振周波数ｆと共振インピーダンスＺとの関係は図６曲線Ｌｏのようにアッパーサイド動作になることが知られている。
【０００９】
この共振回路で一対のスイッチング素子２２，２４に供給されるスイッチング信号Ｓｐ、Ｓｐバーのスイッチング周波数が高いときは共振インピーダンスＺが大きくなり、スイッチング周波数が低くなるにしたがって共振インピーダンスＺが低下する。共振インピーダンスＺがこのような変化を伴うと、一次コイル２６ａに流れる共振電流ｉ１も変化することから、この共振電流ｉ１を制御することでトランス２６の二次側に誘起される出力電圧Ｖｂをコントロールできる。
【００１０】
したがって例えば、出力端子３４に得られる出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いときには、ホトトランジスタ４２もその比較出力に応じたインピーダンスとなるから、外部端子１２ｂの合成抵抗は抵抗器２０単体の場合よりも小さくなり、これによって発振周波数ｆｓｗが高くなる。
【００１１】
発振周波数ｆｓｗが高くなると一次コイル２６ａとコンデンサ２８で決まる共振インピーダンスＺが大きくなるから、この一次コイル２６ａを流れる電流が制限され、その値が小さくなる。この電流減少に伴って二次コイル２６ｂ、２６ｃ側に誘起される電流も少なくなり、その結果コンデンサ３２への充電電圧が下がる。つまり出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆ方向に制御される。
【００１２】
またこれとは逆に、出力電圧Ｖｂが基準電圧Ｖｒｅｆより低下したときには、ホトトランジスタ４２のインピーダンスが大きくなり、外部端子１２ｂでの合成抵抗値が大きくなって、可変発振回路１４はその発振周波数ｆｓｗが低くなるように制御される。その結果としてスイッチング素子２２，２４に対するスイッチング周波数が下がり、これに伴ってトランス２６の一次側共振インピーダンスＺが低下して共振電流が増える。共振電流が増えると二次側の電流も増えるから、これによってコンデンサ３２への充電電圧Ｖｂが上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆに近付くような閉ループ制御が行われる。
【００１３】
ところで、このスイッチング電源装置１０においては、電源をオンにした起動時からコンデンサ３２が定常状態の電圧まで上昇するまでの期間は、大きな値の共振電流が流れるので、このときの電流でスイッチング素子２２，２４が大きなダメージを被ることがある。
【００１４】
このようなダメージを少なくするため、従来から起動時の共振電流を制限するものとして、周波数コントロール手段６０として機能するソフトスタート回路５０が設けられているものがある。このソフトスタート回路５０はスイッチング信号生成手段１２内に設けられ、このソフトスタート回路５０に配された外部端子１２ｃに外付け用の充電用コンデンサ５２が接続され、このコンデンサ５２への充電を電源オンに同期して開始するようにする。そして、このときの充電電圧Ｖａの変化によって発振素子である外部端子１２ａに接続された発振コンデンサ１８の充電電流を変化させる。
【００１５】
発振コンデンサ１８への充電電流が時間と共に変化すると、その変化に相応して発振周波数ｆｓｗも変化する。このことを図７以下を参照して説明する。
【００１６】
図７Ａは電源オン時からの充電電圧Ｖａの変化を示すもので、その充電特性は直線Ｌａに示すようにリニアである。このとき可変発振回路１４はこれに接続されたソフトスタート回路５０に関連するコンデンサ５２の充電電圧Ｖａによってその発振周波数ｆｓｗが変わる。発振周波数ｆｓｗもほぼリニアに変化し、図７Ｂ直線Ｌｂに示すように、充電電圧Ｖａがゼロボルトのとき高い周波数で発振し、充電電圧Ｖｂが高くなるにつれ発振周波数ｆｓｗが低下する特性を示す。
【００１７】
一方、一次共振インピーダンスＺは図６にも示すように共振周波数ｆｏから周波数が高くなるにつれ、共振インピーダンスＺが大きくなるような特性曲線Ｌｏであるから、インピーダンスＺと時間の関係を図示すると、図７Ｃのようになる。つまり、最初は共振インピーダンスＺが高く、その後急激に低下し、充電電圧Ｖａがフル充電に近づくにつれ、再びインピーダンスの変化が緩やかになるようなノンリニア特性となる。
【００１８】
その結果、この一次共振回路系を流れる一次電流ｉ１は、図７Ｄ曲線Ｌｃに示すように電源オン時から所定の時間まではあまり流れないが、ある程度の時間が経つと急激に電流が増加するようなノンリニア特性となる。これに伴って、出力端子３４側に接続されたコンデンサ３２の出力電圧（充電電圧）Ｖｂは図７Ｅの曲線Ｌｄに示すように、最初は緩やかに充電されるが、その後急激な充電が行われるような充電モードとなる。ソフトスタートモードが終了する時点ｔｂの直前は緩やかな充電となり、時点ｔｂ以降では閉ループによる電圧制御モードに遷移し、図７Ｅ曲線Ｌｅに示すように基準電圧Ｖｒｅｆに落ち着く電圧制御が行われる。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このように、一次側インピーダンスＺの変化による影響を受けてソフトスタートモードが終了する直前までは急激な電流ｉ１が一次側共振系に流れる。この急激な電流ｉ１によって一対のスイッチング素子２２，２４には大きなストレスがかかるため、これらスイッチング素子２２，２４などがダメージを受けることがある。
【００２０】
また、電源オン時における負荷に加わる電圧変化は、ソフトスタート回路の充電特性によって変化するが、負荷にマッチした電圧変化状態を自由に設定できれば、負荷に最も適した電圧印加状態を実現できる。従来では上述したようにソフトスタート回路の充電特性は単なるリニア特性であるため柔軟に対処できない欠点があった。
【００２１】
そこで、この発明はこのような従来の課題を解決したものであって、特にソフトスタート回路５０に接続されたコンデンサ５２の電源オン時における充電特性を緩やかにすることによって、少なくともスイッチング素子２２，２４へのダメージを軽減できるようにしたスイッチング電源装置を提案するものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するため、スイッチング電源装置は、可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、上記周波数コントロール手段は、起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、充電用コンデンサと、この充電用コンデンサの両端に接続された充電電圧コントロール手段とで構成され、上記充電電圧コントロール手段は、上記可変発振回路の起動開始時間に対し、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも１つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とすることを特徴とする。
また、スイッチング電源装置は、可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、上記周波数コントロール手段は、起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、このソフトスタート回路に接続された上記充電用コンデンサとで構成され、上記ソフトスタート回路には定電流源が設けられると共に、上記充電用コンデンサへの充電路中には基準電圧および上記定電流源によって動作するスイッチングトランジスタが接続され、このスイッチングトランジスタのオンオフで、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも１つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とするものである。
【００２３】
この発明では、ソフトスタート回路の充電特性をノンリニア特性とし、電源オン時には急激にソフトスタート回路に接続されたコンデンサへの充電を行い、その後徐々に充電する。こうすることによって、元々ノンリニアに変化する一次側共振インピーダンスＺがほぼリニアに変化するようになる。
この共振インピーダンスＺによって一次側電流ｉ１が決まるので、この一次側電流ｉ１の過電流化が阻止される。したがってスイッチング素子には過電流が流れなくなりこれらスイッチング素子へのダメージを軽減できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
続いて、この発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を図面を参照して詳細に説明する。
この発明ではスイッチング信号生成手段に設けられたソフトスタート回路の充電特性をリニア特性からノンリニア特性に変えることで、絶縁トランスの一次側共振インピーダンスの特性の変化を緩やかにして、絶縁トランスの一次側に接続されたスイッチング素子へのダメージを少なくするものである。
【００２５】
図１に示すスイッチング電源装置１０は従来のソフトスタート回路を使用したときの一実施形態を示すもので、ソフトスタート回路５０の従来構成から説明する。
【００２６】
このソフトスタート回路５０は図２に示すように、コンデンサ５２を定電流で充電する第１のカレントミラー回路７２の電流路７４に接続される。第１のカレントミラー回路７２は一対のトランジスタ７５，７６で構成された定電流部７７と、トランジスタ７５のベースに接続された第３のトランジスタ７８および逆流防止用のダイオード（トランジスタ構成）７９とで構成される。定電流部７７を流れる電流と同じ電流がダイオード７９を介してコンデンサ５２に流れて、コンデンサ５２を定電流で充電する。これでコンデンサ５２への充電電圧Ｖａはリニアな充電特性となる。
【００２７】
電流路７４にはダーリントン接続された一対のトランジスタ８０，８１を介して第２のカレントミラー回路８２が接続され、第２の定電流部８５を流れる定電流値を決定する。第２のカレントミラー回路８２も第１の定電流部７２と同様な構成であって、一対のトランジスタ８３，８４で構成された定電流部８５と、トランジスタ８３のベースに接続された第３のトランジスタ８６および逆流防止用のダイオード（トランジスタ構成）８７とで構成される。定電流部８５を流れる電流と同じ電流がダイオード８７を介してコンデンサ１８に流れるから、充電電圧Ｖａの充電特性に応じてコンデンサ１８の充電特性がコントロールされる。その結果、可変発振回路１４の発振周波数ｆｓｗが所望のごとく制御されて、ソフトスタートモードが実現する。
【００２８】
この発明では、可変発振回路１４に対する周波数コントロール手段が設けられる。実施形態ではソフトスタート回路５０に設けられた充電用コンデンサ５２の充電特性をコントロールすることによって発振周波数を制御するコントロール信号を得るようにした場合である。
【００２９】
発振周波数コントロール回路はソフトスタート回路５０と、このソフトスタート回路５０に接続された充電用のコンデンサ５２と、図１の実施形態では充電用コンデンサ５２に接続された充電電圧コントロール回路９０とで構成される。コンデンサ５２に対する充電電圧特性はノンリニア特性である。
【００３０】
この充電電圧コントロール回路９０は、図１に示すように直列接続された一対の抵抗器９１，９２を有し、その接続中点ｄが外部端子１２ｃに接続される。つまり抵抗器９２がコンデンサ５２に並列接続される。この接続中点ｄと電源Ｖｃｃとの間にはさらに抵抗器９３を介してスイッチングトランジスタ９４が接続される。トランジスタ９４には一対の抵抗器９５，９６による分圧電圧がそのベース電圧として印加される。
【００３１】
このように構成された充電電圧コントロール回路９０にあって、電源オン時からコンデンサ５２が充電されるので、ソフトスタートモードが開始する。電源オン時はトランジスタ９４がオン状態となるので、このときは電流路７４からの充電電流と、抵抗器９１，９２および９３の値によって決まる充電電流とによってコンデンサ５２が充電される（図３直線Ｐａ１）。そして、ある程度充電されると、それに伴ってトランジスタ９４のエミッタ電圧が上昇するので、これによってトランジスタ９４がカットオフする。したがってそれ以降は電流路７４からの充電電流と、抵抗器９１および９２の値によって決まる充電電流とによってコンデンサ５２が充電される（図３直線Ｐａ２）。
【００３２】
その結果、図３のようにトランジスタ９４がカットオフする時点ｔａでの変曲点ｙを境にしてその前後でコンデンサ５２に対する充電特性Ｐａが相違する。つまり、トランジスタ９４がカットオフするまでは直線Ｐａ１のようになり、カットオフしたあとではこの直線Ｐａ１よりも緩やかな直線Ｐａ２に変わる。したがってトランジスタ９４がカットオフする時点ｔａまでは比較的急峻な充電である（ただし電流量は少ない）のに対して、トランジスタ９４がカットオフした後は緩やかな充電となる。つまり１つの変曲点を持つノンリニア特性な充電特性となる。
【００３３】
このようにノンリニア特性となったときの一次側電流ｉ１や出力電圧Ｖｂなどの関係を図７を参照して説明する。
図７Ａの曲線Ｐａはコンデンサ５２に対する充電特性である。可変発振回路１４はこれに接続されたソフトスタート回路５０に関連するコンデンサ５２の充電電圧Ｖａによってその発振周波数ｆｓｗが変わる。発振周波数ｆｓｗもほぼノンリニアに変化し、図７Ｂ直線Ｐｂに示すように、充電電圧Ｖａがゼロボルトのとき高い周波数で発振し、充電電圧Ｖａが高くなるにつれ発振周波数ｆｓｗが低下する特性を示すが、変曲点ｙの前後で周波数変化率が相違する。変曲点ｙの前より後の方が周波数変化率が小さいので、ソフトスタートモードが終了するタイミングになると発振周波数ｆｓｗは緩やかに変化する。
【００３４】
この発振周波数ｆｓｗの変化に相応して、絶縁トランス２６の一次共振インピーダンスＺは図７Ｃのように変化する。ここで、この共振インピーダンスＺは元々図６曲線Ｌｏとして示すように発振周波数（スイッチング信号）ｆｓｗが高いところではインピーダンス変化率が小さく、発振周波数ｆｓｗが比較的低いところではインピーダンス変化率が大きくなるようなノンリニア特性である。しかし、発振周波数の変化が図７Ｂのようなノンリニア特性となされている関係で、逆にそのインピーダンスＺは曲線Ｐｏのようにほぼリニアな変化となる。
【００３５】
その結果として、一次側電流ｉ１も図７曲線Ｐｃに示すようにほぼリニアに変化するようになる。つまり流れる電流の変化率は相違するも変曲点ｙの前後でも共にほぼリニアな電流特性となり、電流が急激に一次コイル２６ａ側を流れるような事態を回避できる。この電流特性によってコンデンサ５２に対する充電電圧Ｖａは図７Ｅ曲線Ｐｄのように変曲点ｙの前後でもリニアに充電されることが判る。
【００３６】
このようにコンデンサ５２に対する充電特性をノンリニア特性とし、可変発振回路１４の周波数変化が一部急峻にならないように制御することによって、絶縁トランス２６の一次コイル２６ａ側を流れる電流をリニアに制限できる。これによって一対のスイッチング素子２２，２４を流れる電流が緩やかとなり、スイッチング素子２２，２４へのダメージを大幅に軽減できる。
【００３７】
また上述した出力電圧Ｖｂはコンデンサ５２の充電特性によって変えることができるので、変曲点ｙの位置や変曲点ｙの前後での充電特性の傾きなどを考慮して設計すれば、電源オン時における出力端子３４に接続される負荷に最も適した電圧変化状態を実現できる。その結果、負荷に適した出力電圧の立ち上がり特性を実現でき、より安定した回路動作が得られることになる。
【００３８】
図１に示す実施形態は、従来から存在するソフトスタート回路５０を流用してその充電特性をノンリニア特性となるように構成したが、図４のようにソフトスタート回路１００を構成することもできる。この場合にはコンデンサ５２に対する充電電圧コントロール手段を外付け回路として構成するのではなく、スイッチング信号生成手段１２の中に直接組み込んだＩＣ回路として構成される。したがってこの場合には図１の充電電圧コントロール回路９０は不要である。
【００３９】
図４に示すソフトスタート回路５０にあって、コンデンサ５２には直流電源１０４に対する電流路１０１が接続され、この電流路１０１にはスイッチングトランジスタ１０２が抵抗器１０３および逆流防止用のダイオード（トランジスタ構成）１０５を介して直列接続されると共に、抵抗器１０３とダイオード１０５との接続中点ｓには第１のカレントミラー回路１０６からの定電流が供給される。
【００４０】
第１のカレントミラー回路１０６は定電流源としてのＭＯＳトランジスタ１０７と、そのゲートに接続されたＭＯＳトランジスタ１０８とで構成され、ＭＯＳトランジスタ１０７には定電流の値を決定するトランジスタ１０９が抵抗器１１０を介して接続される。トランジスタ１０９には複数の抵抗器Ｒａ〜Ｒｄよりなる分圧回路１１１の接続中点ｒ３に得られる最小分圧電圧がそのベースに供給される。電流路１０１に接続されたスイッチングトランジスタ１０２には分圧回路１１１より接続中点ｒ２に得られる中間の分圧電圧が印加される。
【００４１】
電流路１０１を流れる電流によってダーリントン接続された一対のトランジスタ１２０，１２１によって増幅される。増幅された電流は第２のカレントミラー回路１２２の定電流源１２５を流れる電流として使用される。そのため、この電流路はスイッチングトランジスタ１２３および抵抗器１２４を介して第２のカレントミラー回路１２２を構成する定電流部１２５に接続される。トランジスタ１２３には分圧回路１１１の接続中点ｒ１に得られる最大分圧電圧がそのベースに供給される。
【００４２】
第２のカレントミラー回路１２２の他方のトランジスタ１２６を流れる電流が上述した発振周波数を決めるコンデンサ１８を充電する構成となされている。
【００４３】
さて、この回路構成で、電流路１０１に接続されたスイッチングトランジスタ１０２から第１のカレントミラー回路１０６までの回路構成が、充電電圧コントロール手段として機能することになる。したがって、電源オン時にはトランジスタ１０８を流れる定電流と、トランジスタ１０２を介して流れる電流との合成された電流でコンデンサ５２が充電される。充電によってコンデンサ５２の端子電圧Ｖａが上昇し、接続中点ｓの電位が上昇すると、やがてはトランジスタ１０２のベース電位より高くなるのでこのトランジスタ１０２がカットオフする。そうするとコンデンサ５２は第１のカレントミラー回路１０６からの定電流のみによって充電される。
【００４４】
そのため、トランジスタ１０２がカットオフするまでの充電電圧の電圧変化率とカットオフしたあとの電圧変化率とが相違することになる。つまり、トランジスタ１０２がカットオフする前よりもカットオフ後の電圧変化率が小さくなり、図３と同様な充電特性となる。
【００４５】
この充電特性と同じ充電電流の変化が第２のカレントミラー回路１２２にも伝達されるから、発振周波数を決定するコンデンサ１８に対する充電特性も図３のような変曲点ｙを持ったノンリニア特性となる。したがって図７の場合と同じようなノンリニア特性を実現できる。
【００４６】
ソフトスタート回路５０に対するノンリニア特性の付与は、上述以外でも実現できる。また、上述した実施形態ではノンリニア特性として電圧変化率を単一の変曲点で表現したが、純粋な曲線でノンリニア特性を実現することもできるし、複数の変曲点を持ったノンリニア特性とすることもできる。
【００４７】
この実施形態ではＳＥＰＰ構成のスイッチング電源装置に適用したが、プッシュプル型のスイッチング電源装置やハーフブリッジ構成のスイッチング電源装置などにもこの発明を適用できる。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したようにこの発明ではスイッチング信号を生成する手段に含まれる可変発振回路の発振周波数の変化をノンリニア特性となるようにしたものである。
【００４９】
これによれば、電源オン時における発振周波数の変化に対して、負荷側に設けられた充電コンデンサの充電が開始してから完了する直前までの発振周波数の変化を緩やかにすることができ、これに伴って絶縁トランスの一次側を流れる電流の急激な変化を抑えることができる。
【００５０】
したがって絶縁トランスの一次側に接続されたスイッチング素子には過電流が流れなくなるので、これらスイッチング素子のダメージを従来よりも大幅に軽減でき、これらスイッチング素子を確実に保護できる。
【００５１】
また、負荷に印加される出力電圧、特に電源オン時における電圧変化はソフトスタート回路の充電特性に依存するものであるから、この充電特性をその負荷に適した充電特性とすることによって、より安定した回路動作を実現できる特徴を有する。
【００５２】
したがってこの発明に係るスイッチング電源装置は、ＳＥＰＰ構成のスイッチングコンバータなどに適用して極めて好適である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を示す要部の接続図である。
【図２】ソフトスタート回路の従来例を示す接続図である。
【図３】充電電圧コントロール回路の充電特性を示す特性図である。
【図４】ソフトスタート回路の一実施形態を示す要部の接続図である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の接続図である。
【図６】一次側共振インピーダンス特性を示す発振周波数とインピーダンスとの特性図である。
【図７】動作説明に供する波形図である。
【符号の説明】
１０・・・電源装置、１２・・・スイッチング信号生成手段、１４・・・可変発振回路、１６・・・ドライブ回路、１８、２０・・・発振素子、２６・・・絶縁トランス、２８・・・共振用コンデンサ、３２・・・平滑用コンデンサ、３６・・・電圧比較器、３７・・・インピーダンス制御手段、５０・・・ソフトスタート回路、５２・・・充電用コンデンサ、９０・・・・充電電圧コントロール回路
Claims (3)
- 可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、
このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、
これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、
上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、
この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、
この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、
上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、
上記周波数コントロール手段は、
起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、充電用コンデンサと、この充電用コンデンサの両端に接続された充電電圧コントロール手段とで構成され、
上記充電電圧コントロール手段は、
上記可変発振回路の起動開始時間に対し、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも１つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から上記可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とするスイッチング電源装置。 - 上記充電電圧コントロール手段は、
直列接続された第１と第２の抵抗器と、
この第２の抵抗器に対しこれと並列にスイッチングトランジスタを介して接続された第３の抵抗器とで構成され、
上記第１と第２の抵抗器接続中点に上記充電用コンデンサが接続された請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 可変発振回路を有してスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成手段と、
このスイッチング信号が供給される一対のスイッチング素子と、
これら一対のスイッチング素子の接続点にトランスの一次コイルを介して接続された共振用コンデンサと、
上記トランスの二次側に設けられた整流回路と、
この整流回路に得られる出力電圧を基準電圧と比較する比較手段と、
この比較出力に基づいて上記可変発振回路の発振素子のインピーダンスを制御するインピーダンス制御手段と、
上記インピーダンス制御手段によりインピーダンスが制御される上記可変発振回路の初期駆動時の発振周波数をコントロールする周波数コントロール手段とを備え、
上記周波数コントロール手段は、
起動時に周波数制御信号を上記可変発振回路に出力するソフトスタート回路と、このソフトスタート回路に接続された上記充電用コンデンサとで構成され、
上記ソフトスタート回路には定電流源が設けられると共に、上記充電用コンデンサへの充電路中には基準電圧および上記定電流源によって動作するスイッチングトランジスタが接続され、
このスイッチングトランジスタのオンオフで、上記充電用コンデンサの充電特性を、少なくとも１つの変曲点を有し、当該変曲点に至るまでの充電特性に対して、上記変曲点経過後の充電特性の方がその傾きが緩慢となるようなノンリニア特性とすることによって、上記ソフトスタート回路から上記可変発振回路に出力される周波数制御信号をノンリニア特性とするスイッチング電源装置。
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