JP4295120B2 - 並列接続された複数のスイッチング電源を備えた電力供給装置 - Google Patents

Description

本発明は、少なくとも一つの電力消費部に供給を行うために並列接続された複数のスイッチング電源を備え、各々のスイッチング電源は出力電流及び出力電圧を生成し、さらに各々のスイッチング電源に対する制御装置を備えている電力供給装置に関するものである。制御装置は、出力電流と負荷抵抗とに依存するスイッチング電源の出力電圧を制御する。

並列接続されたスイッチング電源についての基本的事項は、例えば、エレクトロニクス（Elektronik）、第１３巻、２０００年、１１４−１１８頁のマーティン・ローゼンバウム（Martin Rosenbaum）著「並列接続されたスイッチング電源−受動的な電流分割に関する技術的詳細（“Schaltnetzteile parallel geschaltet-technische Details zur passiven Stromaufteilung”）」に記載されている。スイッチング電源を並列接続する目的は、出力電流が増大したときの性能を向上させるとともに、冗長的なスイッチング電源を設けることによって故障率を低減させて、スイッチング電源から供給を受ける装置の動作中に、不具合のある電流供給部を交換できるようにすることにある。並列接続は、能動的な電流分割や受動的な電流分割によって具現化することができる。

能動的な電流分割は、各スイッチング電源の出力電流を測定し、総てのスイッチング電源の出力電流に依存して出力電圧を制御して、一つ又は複数の電力消費部に対して均等な電流分割が行われるようにするものである。この方法は、正確な電流分割と、並列接続されたスイッチング電源の均等な負荷とを実現できるという利点がある。回路技術上のコストが高くなり、それに伴って費用が高くなることが欠点として挙げられる。

受動的な電流分割では、例えば、図１に示すようなスイッチング電源の「緩やかな出力特性曲線」を設定することにより、可能な限り均等な電流分割が実現される。回路技術上のコストが比較的小さく、並列接続することができるスイッチング電源の数がほぼ無制限であるという利点がある。欠点は、いくつかの用途の場合に電流分割が若干不正確になることである。

図２は、電力消費部１３への供給を行う、並列接続されたＮ個のスイッチング電源１０，１１，１２についての事例のブロック図を示している。図２に示す回路のさらに詳細な事項については、上に挙げた刊行物、エレクトロニクス（Elektronik）、第１３巻、２０００年、に説明されており、同刊行物を援用する。

並列接続された個々のスイッチング電源の出力特性曲線を希望に応じて調整するために、従来の技術に基づく受動的な電流分割では、一つ又は複数の分路抵抗を各々のスイッチング電源の出力回線に設置して、各々のスイッチング電源の出力電圧が、負荷に依存してある程度の許容範囲内で所定の特性曲線に従って設定されるようにすることが意図される。図３は、個々のスイッチング電源のそのような出力特性曲線の一例を示しており、この出力特性曲線は、スイッチング電源の出力回線に接続された三つの分路抵抗を設けることによって調整することができる三つの領域を有している。

図３に示す出力特性曲線は、スイッチング電源の標準動作を特徴づける第１の領域Ｉでは比較的平坦に推移しており、電圧低下はわずかしかみられないが、出力負荷は増えており、従って、出力電流は増加している。この領域Ｉでは、線路抵抗によって形成することができる第１の分路抵抗Ｒ_ＶＳが作用している。出力電流Ｉ_０が第１の閾値Ｉ_０Ｐを超えて増加すると第２の分路抵抗Ｒ_Ｐが接続され、この分路抵抗は、スイッチング電源の出力部で電圧が一層大幅に降下するように働く。符号ＩＩが付されているこの第２の領域は、例えば、充電動作領域であってよく、このような充電動作領域では、電源は電力消費部に供給を行うだけでなく、これに加えて、停電時に電力消費部への供給を行うための非常エネルギ供給部として設けられたバッテリ又はその他のエネルギ蓄積器への充電を行う。

各々のスイッチング電源の出力電流Ｉ_０が次の閾値Ｉ_０Ｓを超えると、スイッチング電源の電圧出力特性曲線が急激に降下するように設定された第３の分路抵抗が作用する。符号ＩＩＩが付されているこの領域は、一定の限界電流Ｉ_０Ｓを超えると、スイッチング電源が短絡されて停止する安全停止領域であるとみなすことができる。第３の分路抵抗は符号Ｒ_Ｓで表されている。

出力電流に依存してスイッチング電源の出力特性曲線を調整するための上述した従来の技術の解決法は、回路技術的に簡単であり、出力特性曲線の様々な動作領域を可能にするものであるが、電流供給部又はその外部でスイッチング電源の出力回線に配置され得る分路抵抗（図２のＲ_Ｌ参照）は著しい損失を発生させ、そのために、電流供給部又はシステムの全体的効率を低下させてしまう。

本発明の課題は、受動的な電流分割で動作し、異なる動作領域について各々のスイッチング電源の出力特性曲線を調整することを可能にする、少なくとも一つの電力消費部に供給を行うために並列接続された複数のスイッチング電源を備えている電流供給装置を提供することである。この課題は、請求項１の構成要件を備えている電流供給装置によって解決される。

本発明は、各々のスイッチング電源が、出力電流Ｉ_０と、出力電流Ｉ_０及び付属の負荷抵抗Ｒ_Ｌに依存する出力電圧Ｕ_０（Ｉ_０，Ｒ_Ｌ）とを生成する、少なくとも一つの電力消費部に供給を行うために並列接続された複数のスイッチング電源を備えている電流供給装置を提案する。各々のスイッチング電源に対して制御装置が設けられる。本発明によれば、制御装置は、三つの動作領域を備えている各々のスイッチング電源の出力電圧特性曲線を生成するために、三つの段に分割される。この三つの動作領域は、例えば図３に示すように、負荷の増大に伴って出力電流が増加するにつれて一層高い勾配で降下する、スイッチング電源の出力特性曲線によって特徴づけられるのが好ましい。

第１段は、出力電圧Ｕ_０（Ｉ_０，Ｒ_Ｌ）から導き出されたＰ素子入力電圧を受け取って、各々のスイッチング電源を制御する役目を担うＰ素子制御電圧Ｕ_ＶＳを生成するＰ素子を有している。Ｐ素子は、有利には、高さ調整可能な、僅かに低下する出力特性曲線を生成する。第１段は、標準動作領域において出力電流Ｉ_０の第１の限界値Ｉ_０Ｐまで動作し、限界値Ｉ_０Ｐを超えると動作を停止させることができる。

第２段は、各々のスイッチング電源の出力電流Ｉ_０を複写して、各々のスイッチング電源を制御する役目を担う出力電流制御電圧Ｕ_Ｐを生成する電流ミラー回路を有している。出力電流制御電圧Ｕ_Ｐは出力電流Ｉ_０と直接比例しており、より大幅に降下するスイッチング電源の出力特性曲線が生じるように設定されるのが好ましい。第２段は、出力電流Ｉ_０が第１の限界値Ｉ_０Ｐを超えたときに動作し、この第１の限界値は、例えば図３を参照して上述したように、標準動作からの離脱と、スイッチング電源の充電動作への移行とを特徴づけるように選択される。

第３段は、出力電流Ｉ_０に比例する信号を増幅し、各々のスイッチング電源を制御する役目を担う増幅された出力電流制御電圧Ｕ_Ｓを生成する増幅器回路を有している。第３段は、第２段に対して後置されるのが好ましく、入力信号として出力電流制御電圧Ｕ_Ｓを利用する。第３段の増幅は、大きな勾配で降下するスイッチング電源の出力特性曲線が生じるように設定されるのが好ましい。第３段は、出力電流Ｉ_０が第２の限界値Ｉ_０Ｓを超えたときに動作し、この限界値は、例えばスイッチング電源の停止を必要とする過負荷条件を表すものである。

本発明に係る電流供給装置により、スイッチング電源の出力特性曲線を、異なる複数の動作領域での設定に従って調整することが可能であり、この調整は、Ｐ素子と、電流ミラー回路と、増幅回路との使用によりほぼ損失がなく、それにもかかわらず、総てのスイッチング電源の出力電流を測定し、総てのスイッチング電源の測定結果に依存して制御を実施することに依拠する能動的な電流分割の場合に比較して、僅かな回路コストしか必要としない。

本発明によれば、第１段、第２段又は第３段が動作する動作領域は、出力電流Ｉ_０に依存して制御される。これらの領域は、図３に符号Ｉ，ＩＩ，ＩＩＩにより表されている。Ｉ_０が領域Ｉに位置していれば、第１段だけが動作する。Ｉ_０が領域ＩＩに位置していれば第２段が動作し、後で詳細に説明するように、第１段のＰ素子がこの第１段の出力電圧をゼロまで引き下げるので、第１段は何の影響も及ぼさなくなる。出力電流Ｉ_０が領域ＩＩＩに位置していると、第２段は動作したまま維持されるものの、第３段のはるかに高い増幅率によって制圧されるので、後で詳細に説明するように、制御電圧に対する第２段の寄与はほぼ無視することができる。

制御装置は、Ｐ素子制御電圧Ｕ_ＶＳと、出力電流制御電圧Ｕ_ｐと、増幅された出力電流制御電圧ｍＵ_Ｓとを受信し、これらの制御電圧に依存して各々のスイッチング電源に対する制御信号Ｕ_Ｔを生成する、結合増幅器が内蔵されたパルス幅変調器モジュールを含んでいるのが好ましい。パルス幅変調器モジュールは、どの段が動作しているかに応じて、Ｐ素子制御電圧Ｕ_ＶＳ、出力電流制御電圧Ｕ_ｐ、及び／又は、増幅された出力電流制御電圧ｍＵ_Ｓを受信する。

一つの有利な実施の形態では、第１段は、出力電圧Ｕ_０の大きさを規定し、出力電圧Ｕ_０に比例するＰ素子入力電圧を生成する分圧器を含んでいる。これに加えて、分圧器と接続された制御される電流源を介して、後で詳細に説明するようにスイッチング電源の出力特性曲線が変位させられる。

第１段のＰ素子は演算増幅器を有しているのが好ましく、この演算増幅器の一方の入力部はＰ素子入力電圧を受信し、他方の入力部は第１の基準電圧Ｕ_ｒｅｆ１を受信し、出力部はＰ素子制御電圧Ｕ_ＶＳを発信する。演算増幅器は、阻止ダイオードを介して、パルス幅変調器モジュールと接続されているのが好ましい。

第２段の電流ミラー回路は、各々のスイッチング電源の主変圧器部材と並列接続され、スイッチング電源の出力電流Ｉ_０に比例する出力信号を生成する変圧器部材を有しているのが好ましい。これについては、図面を参照して詳細に説明する。

第３段の増幅回路は、一方の入力部が第２段の電流ミラー回路と接続され、他方の入力部が基準電圧と接続され、出力部が増幅された出力電流制御電圧を出力する演算増幅器により具現化されるのが好ましい。

ドイツ特許出願第１００１９３２９号より、複数の領域で出力特性曲線を生成するために制御される、並列接続された複数のスイッチング電源を備えている電流供給部が、公知である。この特性曲線の第１の部分領域は一定の出力電圧を有しており、第２の部分領域は下降する勾配を有する直線に相当しており、第３の部分領域は短絡電流制限を意図している。ドイツ特許出願第１００１９３２９号は、第１段では電流を制御するために、本発明による動作領域Ｉとは異なり、一定の出力電圧を生成するＩ素子を利用している。しかしながら、この従来の技術の回路は、純粋なＰ素子では機能しないはずである。その理由の一つは、ドイツ特許出願第１００１９３２９号の電流検出は、主として光結合器の利用に依拠しているからである。光結合器の増幅又は減衰は、主に、特性曲線の傾きを規定するループゲインに取り込まれる。しかしながら、光結合器の増幅は線形ではなく、極めて温度依存的であり、また、具体的に用いられるコンポーネントのそれぞれの公差にも左右される。従って、並列接続された複数のスイッチング電源の場合、ドイツ特許出願第１００１９３２９号の解決法は、再現可能な同じ特性曲線を生成するのには適していない。異なる光結合器の使用により、各々のスイッチング電源が事前に予測不可能な異なる特性曲線を生成するために、定義された電流分割が不可能だからである。しかも、光結合器は、相応に大きな増幅によって補償しなければならない非線形性を生じさせる。

本発明によるＰ素子の使用の一つの利点は、ドイツ特許出願第１００１９３２９号の部分領域１とは異なり、電流依存的な特性曲線を生成することができ、直線方程式を簡単に調整可能であるという点にある。このことは、並列に動作する複数の電源における負荷分割にとって重要である。

ドイツ特許出願第１００１９３２９号と本発明とのさらに別の非常に重要な相違点は、ドイツ特許出願第１００１９３２９号は上述した従来の技術と同じく出力枝路の抵抗分路により動作するという点にある。出力特性曲線は主として抵抗分路によって調整され、出力電流全体がこの分路を通過する。それによって、著しい損失が発生する。しかも、特性曲線の調整は、本発明の場合よりも柔軟性に劣る。

それに対して、本発明は、特性曲線を調整するために出力枝路で抵抗消費部を使用せずに済み、任意の曲線方程式を設定することができる。それにもかかわらず、本発明は、短絡電流制限を実現することができる。

次に、図面を参照しながら、有利な実施の形態を用いて、本発明について詳細に説明する。

既に説明した図１は、従来の技術に基づく受動的な電流分割が行われる、並列接続された三つのスイッチング電源のいわゆる緩やかな特性曲線を含むグラフを示している。従来の技術に基づいて並列接続された３個乃至ｎ個のスイッチング電源の一例を図２に示す。図２は、並列接続され、電力消費部１３と対称に配線された第１のスイッチング電源１０と、第２のスイッチング電源１１と、ｎ番目のスイッチング電源１２とを示している。この配線の線路抵抗は、抵抗Ｒ_Ｌにより模式的に図示されている。図２に示す構成では、線路抵抗Ｒ_Ｌは、各々のスイッチング電源１０，１１，１２の出力特性曲線を調整するための第１の分路抵抗に相当しており、従来の技術では、正確な電流分割を実現するために、追加の分路抵抗を設けなければならない。しかしながら、この解決法は柔軟性に欠け、分路抵抗での追加的な損失につながる。

既に説明した図３は、本発明に係る電流生成装置により生成されるべき三つの動作領域を備えているスイッチング電源の出力特性曲線を示している。図２の模式図に即して言えば、本発明の課題は、損失が生ずる分路抵抗を必要とすることなく、各々のスイッチング電源１０，１１，１２が、例えば図３に示すような出力特性曲線又はその他の調整可能な出力特性曲線を生成することである。図３は、電流供給装置の標準動作を特徴づけ、第１の限界電流値Ｉ_０Ｐのところで終わる第１の動作領域Ｉと、本発明に係る電流供給装置の充電動作を特徴づけ、第２の限界電流値Ｉ_０Ｓのところで終わる第２の動作領域ＩＩと、本発明に係る電流供給装置の停止領域を特徴づける第３の動作領域ＩＩＩとを示しており、この電流供給装置は、短絡電流値Ｉ_Ｋのところで完全に停止する。

図４は、本発明に係る電流供給装置の模式的な回路図を示しており、図４では、スイッチング電源の出力段及び付属の制御装置だけが模式的に図示されている。

図４は、図示した実施の形態ではＭＯＳ−ＦＥＴを有しているが、ＩＧＢＴ又はその他のあらゆる適当なトランジスタスイッチとして具現化されていてよい制御可能な電子スイッチ２２と、蓄積コンデンサ２４と、出力変圧器２６とを備えている、スイッチング電源２０の出力段を模式的に示している。出力変圧器２６には、電子スイッチ２２及び変圧器２６の細分された出力電圧を整流する出力／フリーホイールダイオード２８とＬＣスイッチング回路３０とが後置されている。図４では、模式的にのみ図示されているスイッチング電源２０の出力電流は符号Ｉ_０により表されており、出力電圧は符号Ｕ_０により表されている。スイッチング電源２０の出力部には、図４では一つ又は複数の電力消費部を代表させて負荷抵抗Ｒ_Ｌ３２が図示されている。さらに、スイッチング電源２０の出力段は、図４の実施の形態では、第１のスイッチ２２と同相モードで制御される第２の制御可能な電子スイッチ６１を含んでいる。

図５は、図４に示す出力段に前置され得る、従来の技術に基づくスイッチング電源の入力段の一例を説明のために示している。但し、本発明はどのような種類のスイッチング電源とでも具現化することができるので、このようなスイッチング電源の入力段は、一例を挙げるためのものにすぎない。図５のスイッチング電源は、特に、ブリッジ回路の形態で配置された四つの整流ダイオード３４，３５，３６，３７からなる入力整流器を含んでいる。この整流ブリッジは、入力交流、特に電源電圧を接続部Ｘ１，Ｘ２の部位で受け取り、整流された出力電圧を、一方の方向にのみ電流が通って流れる蓄積・平滑コイル３８を介して、ブリッジ整流器の出力部に接続された制御可能な電子スイッチ４０に送る。電子スイッチ４０は、図５には詳細には図示しない、スイッチング電源の出力電圧を規定する制御電圧Ｕ_ｉを受け取る。電子スイッチ４０には、電子スイッチの細分された出力電圧を整流する出力／フリーホイールダイオード４２が付属している。スイッチング電源の出力部には、出力電圧を蓄積、平滑化するための単極の蓄積コンデンサ４４が接続されている。

公知の制御方法によれば、制御可能な電子スイッチ４０又は図４の２２，６１は、（接続部Ｘ１，Ｘ２における）交流電圧供給部の系統周波数に比較して高いスイッチング周波数Ｕ_Ｔで動作する。電子スイッチ４０又は２２，６１の相対的なターンオン時間を変化させることにより、コンデンサ４４又は２４における出力電圧Ｕ_Ｃを調整し、それに伴ってスイッチング電源の出力電圧Ｕ_０を調整することが可能である。

次に、再び図４を参照しながら、本発明に基づく３段の制御装置によって制御電圧Ｕ_Ｔがどのように規定されるのかを説明する。本発明に係る制御回路の第１段は、図４では、符号５０が付された四角形の中に図示されており、第２段は、符号６０が付された四角形の中に図示されており、第３段は、符号７０が付された四角形の中に図示されている。

制御回路の第１段５０は、抵抗５１，５２，５３からなる分圧器と、演算増幅器５４により形成されたＰ素子と、阻止ダイオード５６とを含んでいる。これらの構成要素は、図４に示すように相互に接続されている。分圧器５１，５２，５３及び選択可能な一定の第１の基準電圧Ｕ_ｒｅｆ１を介して、出力電圧Ｕ_０ＭＡＸを調整することができる。

分圧器５１，５２，５３は、抵抗５２及び５３の間の接続部における所望の出力電圧Ｕ_０のとき、第１の基準電圧Ｕ_ｒｅｆ１に実質的に相当する電圧が生成されるように設定されている。このようにＰ素子５４はＰ素子制御電圧Ｕ_ＶＳを生成し、これがダイオード５６を介してパルス幅変調器モジュール８０に印加され、（Ｐ素子の作用に基づいて）僅かに降下する出力特性曲線が図３の領域Ｉで生ずるようにスイッチング電源２０を制御する。

図４に示す本発明の有利な実施の形態では、Ｕ_０ＭＡＸを設定するために電流シンク５８を設けることができ、そのようにして必要に応じて特性曲線マップを生成する。僅かに下方に向かって変位したＵ_０ＭＡＸを備えている第２の特性曲線が、図３に一例として破線で図示されている。そのために分圧器が抵抗５１（Ｒ_Ｔ）と５２とに分割され、制御される電流源又は電流シンク５８は、抵抗５１及び５２の間の接続点の部位で接続される。電流シンク５８は、抵抗５１（Ｒ_Ｔ）を介して一定の電流Ｉ_Ｔを吸い込むので、抵抗５１では追加の調整可能な一定の電圧が降下し、この降下した電圧が、スイッチング電源の出力特性曲線を希望に応じて変位させる。

Ｐ素子５４の出力信号Ｕ_ＶＳは、スイッチング電源２０に対する制御信号Ｕ_Ｔを生成する、結合増幅器が内蔵されたパルス幅変調器モジュール８０に印加される。

スイッチング電源２０の出力電流Ｉ_０が、標準動作領域Ｉの終りを特徴づける所定の第１の限界値Ｉ_０Ｐを下回っていれば、第２段６０及び第３段７０は出力信号を供給しない。その場合、スイッチング電源２０の出力電圧は次式のようになる。

ここで、

である。

出力電流Ｉ_０が限界値Ｉ_０Ｐを上回ると、図示した実施の形態では、第２段６０が動作する。第２段６０は領域ＩＩで動作し、この領域では、出力電圧Ｕ_０は第１の基準電圧Ｕ_ｒｅｆ１よりも小さいので、第１段のＰ素子５４は高抵抗の出力を有しており、それによって第１段５０は、制御信号Ｕ_Ｔの調整には何ら寄与しなくなる。

制御装置の第２段６０は、変圧器６２と、ツェナーダイオード６３と、コンデンサ６４と、抵抗Ｒ_Ｐ６５とを含んでおり、これらが図４に示すように相互に接続されている。変圧器６２は、電子スイッチ６１により制御される。

制御信号Ｕ_Ｔは、両方の電子スイッチ２２，６１に並行して印加されるので、これらのスイッチは同相モードで切り換えられる。スイッチ２２，６１及び変圧器６２を通って流れるスイッチング電源の一次電流は、ダイオード２８を流れる二次電流にＵ_１を乗算したものに正確に一致している。変圧器６２は、一次電流をＵ_２で除算する。従って、第２の変圧器６２を通る出力電流は、主変圧器２６の出力電流Ｉ_０の正確な複写を（Ｕ_１・Ｕ_２）で除算したものに相当している。従って、抵抗Ｒ_Ｐ６５における電圧降下は、次式により、出力電流Ｉ_Ｐを表す目安となる。

このように第２の変圧器６２を用いることにより、スイッチング電源にさほどの電流負荷を加えることなく、出力電流Ｉ_０の複写を生成することができる。第２段６０の出力電圧Ｕ_Ｐは、制御されるスイッチ６８を介して、パルス幅変調器モジュール８０に印加される。図４においては、比較器とトランジスタスイッチとにより模式的に図示されている被制御スイッチ６８は、制御入力部で第２の基準電圧Ｕ_ｒｅｆ２を受け取る。この第２の基準電圧は、出力電流Ｉ_０が第１の限界値Ｉ_０Ｐを上回ったときに初めて、第２段の出力信号Ｕ_Ｐがパルス幅変調器モジュール８０に送られるように選択されている。そのために、Ｕ_ｒｅｆ２は次のように設定される。

第２段６０の出力電圧Ｕ_Ｐは、前述したように、パルス幅変調器モジュール８０を制御してスイッチング電源に対する所望の制御信号Ｕ_Ｔを生成するために、パルス幅変調器モジュール８０に印加される。

スイッチング電源２０の出力電圧Ｕ_０は、第２段６０が動作しているとき、次式により算出される。

ここで、

である。

Ｒ_Ｐを適宜選択することにより、スイッチング電源２０の出力特性曲線の勾配に影響を与えることができるのは明らかである。特性曲線は電流ミラーによってしか調整されないので、スイッチング電源の本来の出力回路に追加の抵抗を組み込む必要がなく、従って、損失を最小限に抑制することができる。

最後に、出力電流Ｉ_０が第２の限界値Ｉ_０Ｓをも上回ると、制御回路の第３段７０が動作する。第３段７０の動作は、第３の基準電圧Ｕ_ｒｅｆ３を通じて設定することができ、このとき次式が成り立つ。

制御回路の第３段７０は、入力整流器を形成する入力ダイオード７１及びコンデンサ７２と、特に符号７４が付された他の抵抗やコンデンサに加えて、入力抵抗Ｒ_Ｓ７３を有している増幅回路と、出力ダイオード７５とを含んでおり、これらが図４に示すように相互に接続されている。制御回路の第３段７０は、入力信号として、スイッチング電源２０の出力電流Ｉ_０に比例する第２段６０の出力信号Ｕ_Ｐを受け取る。Ｕ_Ｐは、制御信号Ｕ_Ｔに依存してパルス化された信号である。このパルス化された信号Ｕ_Ｐは、第３段７０の整流器部分７１，７２によって整流され、それにより、第３段の増幅器部分７４の入力抵抗Ｒ_Ｓ７３には、振幅が電圧Ｕ_Ｐに相当している整流された電圧Ｕ_Ｓが印加される。第３段７０は、増幅回路７４により増幅される制御信号Ｕ_Ｓ＝Ｕ_Ｐ（整流済み）＝ｋ・Ｒ_Ｐ・Ｉ_０を生成する。増幅回路７４は、比較的高い増幅率ｍ＞＞１を有するように設計されている。出力信号ｍ・Ｕ_Ｓが得られる。

第３段７０の出力信号ｍ・Ｕ_Ｓは、パルス幅変調器モジュール８０に入力されて制御信号Ｕ_Ｔを生成する。この制御信号は、短絡電流Ｉ_Ｋで０になる、スイッチング電源２０の急勾配の出力特性曲線Ｕ_０を生じさせる（図３の領域ＩＩＩを参照）。スイッチング電源２０の出力特性曲線Ｕ_０は、領域Ｉ_０Ｓ＜Ｉ_０＜Ｉ_Ｋでは次のように算出される。

本発明に係る電流供給装置は、非常時等の安全確保のために冗長的なスイッチング電源が必要とされるあらゆるシステムで適用することができる。特に、本発明は、遠隔通信設備、コンピュータシステム、及び、フェールセーフなエネルギ供給が必要なその他のあらゆる制御・通信システムで採用することができる。電源に接続される電力消費部に加えて、停電時にエネルギ供給を引き受けるバッテリも接続することができる。このように、本発明に係る電流供給装置は、その出力特性曲線に関して、標準動作のための動作領域と、負荷が高くなったときの充電動作のための動作領域と、過負荷のときの停止のための動作領域とを意図している。

図６は、本発明に係る電流供給装置を使用することができる環境の一例を示している。図６では、電力網が全般に符号９０を付されており、電力網９０は、９０乃至２３０ボルトの範囲内の交流電圧を提供することができ、この交流電圧を複数のスイッチング電源に配分するための装置、並びに、所要の電力網側の機能フィルタやノイズフィルタ、及び、その他の必要なフィルタ装置を有している。電力網９０は、図６では整流器モジュールで表されているｎ個のスイッチング電源９２，９４，９６，９８に供給を行う。スイッチング電源９２−９８は、図示した実施の形態では、３００ワットから２キロワットまでの出力電力Ｐｏｕｔを提供できるようにするためのものである。図６の各々のスイッチング電源には、所望の出力特性曲線を設定するために、図４を参照して説明したような制御装置が付属しているが、これらの制御装置は、図６には図示していない。スイッチング電源９２−９８は、共通の回線を介して、複数の電力消費部１００−１１２及びバッテリ１１４と接続されており、これらは総て４８ボルト直流電圧から５６ボルト直流電圧までの範囲内の電圧で動作することができ、様々な性能要求を有していてよいが、一例として、１０ワットから１００ワットまで及び１００ワットから３００キロワットまでの出力領域Ｐ_ｏｕｔが表示されている。電力消費部１００−１１２は、マイクロプロセッサカード、遠隔通信カード、電子データ処理システムのボード上のＤＣ／ＤＣコンバータ、サーバキャビネット用の１９インチ直流コンバータ等、あらゆる種類の電気システムや電子システム、ファン、エアコン等を含んでいてよい。本発明の用途の一例は、このような構成要素を総て有している遠隔通信設備である。標準動作では、即ち、図３の特性曲線の領域Ｉでは、電源９２−９８は実質的に等しい電流出力で電力消費部１００−１１２に供給を行い、バッテリ１１４の電圧を所望のレベル、例えば４８−５６ボルトに維持する。使用開始時や故障の発生時、保守作業時等にバッテリ１１４の電圧レベルが低下すると、スイッチング電源９２−９８は、電力消費部１００−１０２への供給に加えてバッテリ１１４にも再充電をしなければならないので、スイッチング電源９２−９８の出力電流は負荷の増大により上昇し、その結果、スイッチング電源の出力特性曲線は動作領域ＩＩに移る。バッテリ１１４が完全に充電された後、通常は消費電流が再び減少するので、動作領域Ｉでの標準動作を再開することができる。過度に大きい電流Ｉ_Ｏ＞Ｉ_ＯＳが吸い込まれる誤動作や故障が起こった場合には、スイッチング電源９２−９８の出力特性曲線は第３の動作領域ＩＩＩへと移り、このことは、出力電流Ｉ_Ｏが引き続き増加した場合、スイッチング電源９２−９８が短絡されて電圧が供給されなくなるという結果につながる。その場合、図６に示すシステムは、障害や誤動作が解消しなければ、完全に停止するまで限られた時間の間だけバッテリ１１４から供給を受けることができる。

以上の説明、特許請求の範囲、図面に記載されている構成要件は、単独でも任意の組み合せの形でも、本発明を様々な実施の形態で具現化するために有意義であり得る。

従来の技術に基づいて並列接続された三つのスイッチング電源の出力特性曲線を示すグラフである。 従来の技術に基づいて電力消費部に供給を行うための複数のスイッチング電源の並列接続をブロック図の形態で示す図である。 本発明に基づいて調整されるべきスイッチング電源の出力特性曲線を示すグラフである。 制御装置を備えている本発明に係る電流供給装置を示す回路図であり、図４では、スイッチング電源の出力段だけが模式的に図示されている。 本発明と組み合わせて利用することができる、従来の技術に基づくスイッチング電源の入力段を示す回路図である。 複数の電力消費部に供給を行うための本発明に係る電流供給装置を示す模式的なブロック図である。

符号の説明

１０，１１，１２ スイッチング電源
１３ 電力消費部
２０ スイッチング電源
２２ 電子スイッチ
２４ 蓄積コンデンサ
２６ 出力変圧器
２８ 出力／フリーホイールダイオード
３０ ＬＣスイッチング回路
３２ 負荷抵抗
３４，３５，３６，３７ 整流ダイオード
３８ 蓄積・平滑コイル
４０ 電子スイッチ
４２ 出力／フリーホイールダイオード
４４ 蓄積コンデンサ
５０ 第１段
５１，５２，５３ 抵抗
５４ 演算増幅器
５６ 阻止ダイオード
５８ 電流シンク
６０ 第２段
６１ 電子スイッチ
６２ 変圧器
６３ ツェナーダイオード
６４ コンデンサ
６５ 抵抗
６８ 被制御スイッチ
７０ 第３段
７１ 入力ダイオード
７２ コンデンサ
７３ 抵抗
７４ 増幅回路
７５ 出力ダイオード
８０ パルス幅変調器モジュール
９０ 電力網
９２，９４，９６，９８ スイッチング電源
１００−１１２ 電力消費部
１１４ バッテリ

Claims (10)

1. 少なくとも一つの電力消費部（３２）に供給を行うために並列接続された複数のスイッチング電源を備え、各々のスイッチング電源が、出力電流Ｉ_０と、出力電流Ｉ_０及び負荷抵抗Ｒ_Ｌに依存する出力電圧Ｕ_０（Ｉ_０，Ｒ_Ｌ）とを生成し、さらに、各々のスイッチング電源に対する制御装置を備えている電流供給装置において、
   前記出力電流Ｉ_０について、標準動作領域の限界を特徴づける第１の限界値をＩ_０Ｐ、負荷が高い作業領域の限界を特徴づける第２の限界値をＩ_０Ｓ、短絡電流値をＩ_Ｋと定義する場合に、
   前記制御装置は、
   出力電圧Ｕ_０（Ｉ_０，Ｒ_Ｌ）から導き出されたＰ素子入力電圧を受け取って、各々のスイッチング電源を制御する役目を担うＰ素子制御電圧Ｕ_ＶＳを生成するＰ素子（５４）を備え、０≦Ｉ_０≦Ｉ_０Ｐのときに動作するとともに、前記Ｐ素子制御電圧Ｕ_ＶＳの作用により前記出力電流Ｉ_０の増加とともに前記出力電圧Ｕ_０が低下する出力特性曲線が生成される第１段（５０）と、
   各々のスイッチング電源の出力電流Ｉ_０を複写して、各々のスイッチング電源を制御する役目を担う出力電流制御電圧Ｕ_Ｐを生成する電流ミラー回路を備え、Ｉ_０Ｐ≦Ｉ_０≦Ｉ_０Ｓのときに動作する第２段（６０）と、
   出力電流Ｉ_０に比例する信号を増幅し、各々のスイッチング電源を制御する役目を担う増幅された出力電流制御電圧Ｕ_Ｓを生成する増幅回路（７４）を備え、Ｉ_０Ｓ≦Ｉ_０≦Ｉ_Ｋのときに動作する第３段（７０）と、
   前記第１段（５０）の入力電圧を制御する第１の変圧器（２６）と、
   前記第２段（６０）の入力電圧を制御する第２の変圧器（６２）と、
   前記第１段（５０）および前記第３段（７０）の出力信号に基づいて、前記第１および第２の変圧器（２６，６２）の１次側電圧を制御する制御信号Ｕ _Ｔ を生成するパルス幅変調器モジュール（８０）と、を備え、
   前記第３段（７０）の入力部には、前記第２段（６０）の出力部が接続され、
   前記第３段（７０）は、前記第２段（６０）の出力信号に応じた信号を出力するか、前記第２段（６０）の出力信号を遮断して前記増幅回路（７４）で生成した信号を出力するかを切替えることを特徴とする電流供給装置。
2. 前記第１段（５０）は、出力電圧Ｕ_０に比例するＰ素子入力電圧を生成する分圧器（５１，５２，５３）を有しており、前記分圧器（５１，５２，５３）の間の接続点の部位に接続される電流源又は電流シンクをさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載の電流供給装置。
3. Ｉ_０Ｓ≦Ｉ_０のときにも前記第２段が動作することを特徴とする請求項１又は２に記載の電流供給装置。
4. 前記パルス幅変調器モジュール（８０）は、Ｐ素子制御電圧Ｕ_ＶＳと、出力電流制御電圧Ｕ_ｐと、増幅された出力電流制御電圧ｍＵ_Ｓとを受信し、これらの制御電圧に依存して各々のスイッチング電源に対する前記制御信号Ｕ_Ｔを生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電流供給装置。
5. 前記第１段（５０）のＰ素子（５４）は、演算増幅器を有しており、前記演算増幅器の一方の入力部はＰ素子入力電圧を受信し、他方の入力部は第１の基準電圧Ｕ_ｒｅｆ１を受信し、出力部は前記Ｐ素子制御電圧Ｕ_ＶＳを発信することを特徴とする請求項４に記載の電流供給装置。
6. 演算増幅器が、阻止ダイオード（５６）を介して前記パルス幅変調器モジュール（８０）と接続されていることを特徴とする請求項５に記載の電流供給装置。
7. Ｉ_０≧Ｉ_０Ｐのときに変圧器出力信号に依存して出力電流制御電圧Ｕ_Ｐを生成するツェナーダイオード（６３）及びＲＣスイッチング回路（６４，６５）が前記第２の変圧器（６２）に対して後置されており、前記Ｕ_Ｐは、前記Ｉ_０に比例していることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の電流供給装置。
8. スイッチング電源の出力電流Ｉ_０に比例する出力電流制御電圧Ｕ_Ｐは、前記第３段（７０）の入力信号を形成することを特徴とする請求項７に記載の電流供給装置。
9. 前記増幅回路の一方の入力部はさらに別のＲＣスイッチング回路（７２，７３）を介して電流ミラー回路と接続されており、他方の入力部は第３の基準電位Ｕ_ｒｅｆ３と接続されており、出力部は増幅された出力電流制御電圧ｍＵｓを発信することを特徴とする請求項８に記載の電流供給装置。
10. 前記第３段（７０）の前記増幅回路（７４）は、ｍ＞＞１の高い増幅率を有するように設計されていることを特徴とする請求項９に記載の電流供給装置。

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