JP4279167B2 - 圧電振動子の発振回路 - Google Patents

Description

本発明は、機械的エネルギを得て液体の霧化や物体の振動に利用する圧電振動子に関し、詳しくはその発振回路に関する。

従来、圧電振動子の発振回路として、コルピッツ型やその変形であるピアース型等が用いられている（例えば特許文献１）。図５［１］は、圧電振動子の発振回路の第一従来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。

発振回路８０は、インダクタＬ１１、コンデンサＣ１１〜Ｃ１３、抵抗器Ｒ１１〜Ｒ１３、トランジスタＱ１１、圧電振動子８１、直流電源８２等からなり、コルピッツ型発振回路のインダクタを圧電振動子８１で置き換えたピアースＢＣ発振回路である。この発振回路８０は、主に一定の周波数信号を得るために用いられる。なお、発振回路８０の動作原理は、周知であるので、その説明を省略する。

図５［２］は、圧電振動子の発振回路の第二従来例を示す回路図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図５［１］と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

圧電振動子８１から機械的エネルギを得て液体の霧化や物体の振動に利用する場合は、圧電振動子８１に高電圧を印加する必要がある。しかし、第一従来例の発振回路８０では、圧電振動子８１に電源電圧を超える電圧を印加できない。そこで、第二従来例の発振回路９０では、圧電振動子８１の印加電圧を変圧器９１を介して昇圧している。

特開２００３−３７４３９号

しかしながら、従来の発振回路９０では、次のような問題があった。

（１）．変圧器９１の入出力間では、主インダクタンスＬによって、位相の回転が生ずる。また、その位相回転量θは、主インダクタンスＬと変圧器２の負荷インピーダンスＺとの関数となって、発振回路９０の正帰還ループの特性を下げるので、発振の不安定を招く。

（２）．圧電振動子８１は、目的の共振周波数ｆｒ以外に、幾つかのスプリアス周波数と呼ばれる共振周波数を持つ。これらのスプリアス周波数における圧電振動子８１の位相特性を含むインピーダンス特性は、目的の共振周波数ｆｒにおけるインピーダンス特性と類似している。そのため、発振回路９０は、目的の共振周波数ｆｒで発振することなく、スプリアス周波数で発振を継続することがある。目的外の周波数で発振すると、最終目的である特性（例えば液体の霧化や物体の効率よい振動等）を得ることができないか、又はその効果が薄れる。ときには、発熱を生じて部品の破壊の原因となる。

そこで、本発明の目的は、位相回転に起因する発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振を防止できる、圧電振動子の発振回路を提供することにある。

本発明に係る発振回路は、圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、増幅器の出力電圧を変圧して圧電振動子に印加する変圧器とを備えたものである。そして、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。

圧電振動子は、位相及び利得（負の利得すなわち損失）に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器も、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数ｆｒの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。

これに加え、本発明に係る発振回路は、増幅器が、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。また、共振周波数ｆｒの近傍では圧電振動子、変圧器及び増幅器を含むループの位相回転が３６０度になりかつループの利得が１以上になり、共振周波数ｆｒ以下の圧電振動子のスプリアス周波数ではループの位相回転が３６０度にならず、共振周波数ｆｒ以上の圧電振動子のスプリアス周波数ではループの利得が１未満になる。

圧電振動子は、位相及び利得（負の利得すなわち損失）に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器も、並列共振回路を有しているので、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、前述した本発明の発振回路の特性が得られるように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数ｆｒの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。

請求項３記載の発振回路は、請求項１又は２記載の発振回路において、増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器が増幅器と変圧器との間に設けられたものである。

増幅器は、出力側から見ると、理想的な電圧源と出力インピーダンスとの直列回路となる。この出力インピーダンスは、不要な位相回転を発生させる。そのため、増幅器の出力インピーダンスは極力低いことが望ましいので、増幅器と変圧器との間にインピーダンス変換器を接続する。

請求項４記載の発振回路は、請求項１〜３記載の発振回路において、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックがループ中に設けられたものである。

圧電振動子、変圧器及び増幅器だけでは、前述したループの周波数特性を得ることが難しい場合もある。そのような場合に、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックを、ループ中に接続する。この回路ブロックは、例えばインピーダンス素子や増幅器などからなり、ループに所望の位相回転や利得を付与する。

請求項２記載の発振回路は、圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、増幅器の出力電圧を変圧して圧電振動子に印加する変圧器と、を備えている。そして、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。増幅器は、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。このように構成された発振回路において、次のような特徴を有する。増幅器は、圧電振動子の出力信号を増幅かつ反転して出力する。変圧器は、増幅器の出力電圧を変圧かつ反転して圧電振動子に印加する。少なくとも共振周波数ｆｒ及びスプリアス周波数を含む周波数範囲において、圧電振動子、増幅器及び変圧器の入出力間の位相回転は次のようになる。圧電振動子の入出力間の位相回転θｐは、９０度以下の正であり、かつ共振周波数ｆｒの近傍で０度に近づく。増幅器の入出力間の反転分を除く位相回転θａは、共振周波数Ｆ１近傍で９０度以下の正になり、共振周波数Ｆ１で０度になり、共振周波数Ｆ１を越えると９０度以下の負になる。変圧器の入出力間の反転分を除く位相回転は、０度である。

前述したように、（共振周波数Ｆ１）＜（共振周波数ｆｒ）であり、共振周波数Ｆ１で増幅器の最大利得が得られる。ここで、共振周波数ｆｒ近傍以下では、圧電振動子と増幅器との位相回転の和θｐ＋θａ＞０になることにより、ループの位相回転が３６０度にならないので、発振の条件が成立しない。共振周波数ｆｒ近傍では、圧電振動子及び増幅器の位相回転の和θｐ＋θａ＝０になることによりループの位相回転が３６０度になり、かつ最大利得が得られる共振周波数Ｆ１に近いことからループの利得が１以上になるので、発振の条件が成立する。共振周波数ｆｒ近傍以上では、最大利得が得られる共振周波数Ｆ１から遠ざかることにより、ループの利得が１未満になるので、発振の条件が成立しない。

請求項５記載の発振回路は、請求項３記載の発振回路において、インピーダンス変換器は、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器である、というものである。

インピーダンス変換器の具体例を列挙したものである。

請求項６記載の発振回路は、請求項１又は２記載の発振回路において、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列に、又は、コンデンサ及びインダクタの少なくとも一方に直列に、並列共振回路の共振特性を調整するインピーダンス素子が接続された、というものである。

前述した本発明の発振回路の特性が得られるように、圧電振動子の周波数特性に合わせて、増幅器の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタだけでは、所望の周波数特性が得られない場合がある。そのような場合に、これらにインピーダンス素子を接続する。インピーダンス素子は、抵抗器、コンデンサ若しくはインダクタ、又はこれらの直列回路、並列回路若しくは並直列回路である。

請求項７記載の発振回路は、請求項１〜６記載の発振回路において、圧電振動子の安定動作用又は保護用のダミー素子が変圧器の入力側に接続された、というものである。

変圧器の入力側（一次側）に過電圧が印加されると、変圧器の出力側（二次側）に極めて高い過電圧が発生するので、圧電振動子の動作が不安定になったり破損したりするおそれがある。そこで、変圧器と増幅器又はインピーダンス変換器との間に、ダミー素子を接続する。ダミー素子は、例えば抵抗器などのインピーダンス素子であり、過電流によって発生する電圧降下によって、変圧器の入力電圧の増加を抑える。

また、本発明は、次のように言い換えることができる。

１．圧電振動子を駆動する自励方式の発振回路において、その正帰還ループの中に、出力インピーダンスの低いインピーダンス変換器と、圧電振動子に適切な電圧を印加する変圧器と、圧電振動子と、特定の周波数で共振特性を示す増幅器とを含むものである。この特定の周波数は、圧電振動子の共振周波数よりも低周波である。

２．１．の発振回路の正帰還ループに、位相の微調整又はループ利得の調整を行う回路ブロックを挿入した発振回路。

３．エミッタホロワアンプの出力側に変圧器を接続することにより、エミッタホロワアンプの出力電圧を昇圧又は降圧し、変圧器の出力側に圧電振動子と電流検出用インピーダンス素子とを直列に接続し、この電流検出用インピーダンス素子の両端電圧を増幅器に入力する。増幅器は、共振周波数Ｆ１で最大利得が得られるエミッタ接地の増幅器である。また、増幅器の共振周波数Ｆ１は、トランジスタのコレクタに接続したインダクタＬ１とコンデンサＣ１とによって決まり、圧電振動子の共振周波数より低周波側に設定する。増幅器の出力信号は、エミッタホロワアンプに帰還する。

４．２．のエミッタホロワアンプは、出力インピーダンスの低い増幅器又はインピーダンス変換器の機能を持つ回路ユニットであり、演算増幅器、又はインピーダンス変換機能を持ち出力インピーダンスの低い回路素子若しくは回路ブロックに置き換えても、同様の発振回路を実現できる。

５．２．の発振回路において、トランジスタのコレクタに接続したインダクタＬ１とコンデンサＣ１とによる共振特性のＱを適宜調整するため、インダクタＬ１及びコンデンサＣ１に並列に、又はこれらに直列に、インピーダンス素子を追加した発振回路。

６．インピーダンス変換器の出力側に、回路ブロックの安定性の向上又は保護又はインピーダンス変換器の特性を阻害しない程度のダミー素子を挿入した１．の発振回路。

本発明に係る発振回路によれば、圧電振動子、増幅器及び変圧器を含むループにおいて、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を、圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定することにより、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。

これに加え、本発明に係る発振回路によれば、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し共振周波数Ｆ１で最大の利得となる増幅器を備え、共振周波数ｆｒの近傍ではループの位相回転が３６０度になりかつループの利得が１以上になり、共振周波数ｆｒ以下のスプリアス周波数ではループの位相回転が３６０度にならず、共振周波数ｆｒ以上のスプリアス周波数ではループの利得が１未満になるように、増幅器の周波数特性を設定したことにより、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。また、本発明は、請求項ごとに次の効果も奏する。

請求項３記載の発振回路によれば、増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器を増幅器と変圧器との間に設けたことにより、出力インピーダンスに起因する不要な位相回転の発生を抑制できる。

請求項４記載の発振回路によれば、ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックをループ中に設けたことにより、圧電振動子、変圧器及び増幅器だけでは実現できない所望の周波数特性を得ることができる。

請求項２記載の発振回路によれば、増幅器及び変圧器に反転機能を付与し、共振周波数ｆｒ近傍以下では圧電振動子と増幅器との位相回転（反転分を除く）の和を正にし、共振周波数ｆｒ近傍では圧電振動子及び増幅器の位相回転（反転分を除く）の和を零にし利得を１以上とし、共振周波数ｆｒ近傍以上ではループの利得を１未満とすることにより、圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。

請求項５記載の発振回路によれば、インピーダンス変換器として、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器を用いることにより、出力インピーダンスに起因する不要な位相回転の発生を抑制できる。

請求項６記載の発振回路によれば、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列又は直列にインピーダンス素子を接続することにより、並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタだけでは実現できない所望の周波数特性を得ることができる。

請求項７記載の発振回路によれば、ダミー素子を変圧器の入力側に接続したことにより、変圧器の入力電圧の増加を抑えることができるので、圧電振動子の動作の不安定化や破損等を防止できる。

図１［１］は、本発明に係る発振回路の第一実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。

第一実施形態の発振回路１０は、圧電振動子１３の出力信号を増幅して出力する増幅器１４と、増幅器１４の出力電圧を変圧して圧電振動子１３に印加する変圧器１２と、増幅器１４と変圧器１２との間に設けられ増幅器１４の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器１１とを備えたものである。そして、圧電振動子１３の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、増幅器１４の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、圧電振動子１３の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定されている。

インピーダンス変換器１１は、例えば、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器、演算増幅器などである。増幅器１４は、出力側から見ると、理想的な電圧源と出力インピーダンスとの直列回路となる。この出力インピーダンスは、不要な位相回転を発生させる。そのため、増幅器１４の出力インピーダンスは極力低いことが望ましいので、増幅器１４と変圧器１２との間にインピーダンス変換器１１を接続している。なお、増幅器１４の出力インピーダンスが十分に低ければ、インピーダンス変換器１１を省略してもよい。

変圧器１２は、入力側（一次側）と出力側（二次側）とを有する一般的なものであり、増幅器１４の出力電圧をインピーダンス変換器１１を介して入力し、これを昇圧して圧電振動子１３に印加する。

圧電振動子１３は、例えばＰＺＴ、チタン酸バリウム等の圧電セラミックスからなる一般的なものであり、電圧が印加されると逆圧電効果によって強い機械的振動を起こし、その機械的振動に見合った電圧を圧電効果によって出力する。この機械的振動が、液体の霧化や物体の振動に利用される。

例えば、増幅器１４は、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路（図示せず）を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。また、共振周波数ｆｒの近傍では、インピーダンス変換器１１、変圧器１２、圧電振動子１３及び増幅器１４を含むループ１５の位相回転が３６０度になり、かつループ１５の利得が１以上になる。共振周波数ｆｒ以下の圧電振動子１３のスプリアス周波数では、ループ１５の位相回転が３６０度にならない。共振周波数ｆｒ以上の圧電振動子１３のスプリアス周波数では、ループ１５の利得が１未満になる。

次に、発振回路１０の作用について説明する。

圧電振動子１３は、位相及び利得（負の利得すなわち損失）に関して特有の周波数特性を持つ。増幅器１４も、並列共振回路を有しているので、位相及び利得に関して特有の周波数特性を持つ。そのため、前述した発振回路１０の特性が得られるように、圧電振動子１３の周波数特性に合わせて、増幅器１４の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。このとき、ループ１５中の他の構成要素の周波数特性を考慮してもよい。これにより、共振周波数ｆｒの近傍では発振の条件が成立し、逆にスプリアス周波数では発振の条件が成立しない。したがって、位相回転による発振の不安定化も起きず、かつスプリアス周波数での発振も起きない。

図１［２］は、本発明に係る発振回路の第二実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。ただし、図１［１］と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

第二実施形態の発振回路２０は、第一実施形態の発振回路１０において、ループ１５の位相回転又は利得を調整する回路ブロック２１がループ１５中に設けられたものである。

圧電振動子１３や増幅器１４だけでは、前述したループ１５の周波数特性を得ることが難しい場合もある。そのような場合に、ループ１５の位相回転又は利得を調整する回路ブロック２１を、ループ１５中に接続する。回路ブロック２１は、例えばインピーダンス素子や増幅器などからなる。

次に、第一実施形態を更に具体化した実施例１について説明する。図２は、図１の発振回路を更に具体化した回路図である。図３は図２における圧電振動子の周波数特性を示し、図３［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフであり、図３［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図、図３［３］は圧電振動子の等価回路を示す回路図である。図４は図２における増幅器の周波数特性を示し、図４［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフであり、図４［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図である。以下、これらの図面に基づき説明する。ただし、図１と同じ部分は同じ符号を付すことにより説明を省略する。

インピーダンス変換器１１は、抵抗器Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ３、ダイオードＤ１〜Ｄ３、トランジスタＱ１等からなる。トランジスタＱ１のベースには、ダイオードＤ１〜Ｄ３によって一定の直流電圧が印加されるとともに、増幅器１４からの出力電圧がコンデンサＣ３を介して交流電圧となって印加される。トランジスタＱ１のエミッタには、抵抗器Ｒ３を介して変圧器１２の一次巻線１２１が接続されている。トランジスタＱ１のコレクタは交流的に接地されているので、コレクタ接地すなわちエミッタホロワとなっている。したがって、インピーダンス変換器１１は、エミッタホロワ増幅器であるから、周知のように、高入力インピーダンス、低出力インピーダンス、かつ入出力の位相が同じになる。

変圧器１２は、互いに逆極性の一次巻線１２１と二次巻線１２２とを有するので、入出力の位相が反転する。すなわち、変圧器１２は、インピーダンス変換器１１を介して増幅器１４の出力電圧を入力し、これを変圧かつ反転して圧電振動子１３に印加する。また、変圧器１２は、巻線直流抵抗や主インダクタンス等を適切に設計することにより、反転分を除く位相回転を少なく抑えることができる。したがって、少なくとも圧電振動子１３の共振周波数ｆｒ及び主なスプリアス周波数を含む周波数範囲において、変圧器１２の入出力間の反転分を除く位相回転は０度になっている。

図３［１］は、圧電振動子１３の周波数特性のシミュレーション結果である。このシミュレーションでは、図３［３］に示す圧電振動子１３の一般的な等価回路を用いた。すなわち、圧電振動子１３はインダクタＬ０、コンデンサＣ０及び抵抗器Ｒ０の直列回路とコンデンサＣとが並列接続されたものとして計算した。図３［１］に示すように、圧電振動子１３の入出力間の位相回転θｐは、９０度以下の正であり、かつ共振周波数ｆｒの近傍で０度に近づく。ただし、実際には圧電振動子１３の等価回路は図３［３］よりもかなり複雑になるので、図示しないスプリアス周波数と呼ばれる共振周波数が複数存在することになる。

増幅器１４は、抵抗器Ｒ４〜Ｒ７、コンデンサＣ６、トランジスタＱ２、並列共振回路１４１等からなる。並列共振回路１４１は、並列接続されたコンデンサＣ１及びインダクタＬ１からなる。トランジスタＱ２のベースには、圧電振動子１３の出力電流に対応する抵抗器Ｒ５の電圧降下分が印加される。トランジスタＱ２のコレクタには、並列共振回路１４１が接続され、かつコンデンサＣ３を介してトランジスタＱ１のベースが接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは、抵抗器Ｒ７を介して交流的に接地されている。したがって、増幅器１４は、エミッタ接地回路であるから、周知のように入出力の位相が反転する。すなわち、増幅器１４は、圧電振動子１３の出力信号を増幅かつ反転して出力する。また、並列共振回路１４１の共振周波数Ｆ１において、並列共振回路１４１は最大のインピーダンスを呈するので、増幅器１４の利得が最大となる。

図４［１］の周波数特性に示すように、増幅器１４は、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路１４１を有し、かつ共振周波数Ｆ１で最大の利得となる。そして、増幅器の入出力間の反転分を除く位相回転θａは、共振周波数Ｆ１未満で９０度以下の正になり、共振周波数Ｆ１で０度になり、共振周波数Ｆ１を越えると９０度以下の負になる。

前述した発振回路１０の特性が得られるように、圧電振動子１３の周波数特性に合わせて、増幅器１４の共振周波数Ｆ１、Ｑ値、最大利得等の周波数特性を設定する。コンデンサＣ１のキャパシタンスをｃ１、インダクタＬ１のインダクタンスをｌ１とすると、共振周波数Ｆ１は、Ｆ１＝１／｛２π√（ｃ１・ｌ１）｝で与えられる。このとき、コンデンサＣ１及びインダクタＬ１に並列接続された寄生抵抗をｒとすると、共振の鋭さＱ値は、Ｑ＝ｒ｛√（ｃ１／ｌ１）｝で与えられる。つまり、ｒが大きいほど共振が鋭くなる。したがって、コンデンサＣ１のキャパシタンスｃ１、インダクタＬ１のインダクタンスｌ１及び寄生抵抗ｒを適宜選択することにより、所望の周波数特性が得られる。また、コンデンサＣ１及びインダクタＬ１だけでは所望の周波数特性が得られない場合は、これらに抵抗器、コンデンサ、インダクタ等の調整用インピーダンス素子を接続する。

増幅器１４の利得は、トランジスタＱ２の増幅率ｈfeや、トランジスタＱ２周囲の抵抗器の抵抗値などを適宜選択することによって、所望の値が得られる。

なお、コンデンサＣ２は直流電源電圧Ｖｃｃの変動防止用であり、コンデンサＣ４，Ｃ５はサージ吸収用である。

また、抵抗器Ｒ３は、圧電振動子１３の安定動作用又は保護用のダミー素子として機能する。変圧器１２の一次巻線１２１に過電圧が印加されると、変圧器１２の二次巻線１２２に極めて高い過電圧が発生するので、圧電振動子１３の動作が不安定になったり破損したりするおそれがある。そこで、変圧器１２とインピーダンス変換器１１との間に、ダミー素子として抵抗器Ｒ３を接続している。抵抗器Ｒ３は、過電流によって発生する電圧降下によって、変圧器１２の入力電圧の増加を抑える。

次に、発振回路１０の全体の動作を説明する。

前述したように、（共振周波数Ｆ１）＜（共振周波数ｆｒ）であり、共振周波数Ｆ１で増幅器１４の最大利得が得られる。ここで、図３及び図４に示すように、共振周波数ｆｒ近傍以下では、圧電振動子１３と増幅器１４との位相回転の和θｐ＋θａ＞０になることにより、ループの位相回転が３６０度にならないので、発振の条件が成立しない。共振周波数ｆｒ近傍では、圧電振動子１３及び増幅器１４の位相回転の和θｐ＋θａ＝０になることによりループの位相回転が３６０度になり、かつ最大利得が得られる共振周波数Ｆ１に近いことからループの利得が１以上になるので、発振の条件が成立する。共振周波数ｆｒ近傍以上では、最大利得が得られる共振周波数Ｆ１から遠ざかることにより、ループの利得が１未満になるので、発振の条件が成立しない。このように、圧電振動子１３の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件を成立させることができるので、位相回転による発振の不安定化を防止でき、かつスプリアス周波数での発振も防止できる。

次に、言葉を換えて、発振回路１０についてもう一度説明する。

図２に示すように、圧電振動子１３に適切な電圧を印加するため変圧器１２を、圧電振動子１３の前段に配置する。変圧器１２の主インダクタンスＬ又は変圧器１２の負荷インピーダンスＺにより、変圧器１２の一次側と二次側との間に不要な位相回転が発生しないように、出力インピーダンスの低いインピーダンス変換器１１を変圧器１２の一次側に配置して変圧器１２を駆動する。変圧器１２の反転分を除く位相回転は、無視できる程度に少なく抑えられている。

したがって、直流電源電圧Ｖｃｃとは無関係に圧電振動子１３に適切な電圧を印加し、かつ正帰還ループの位相推移を変動させることなく、発振回路１０の発振条件を確保できる。

続いて、インピーダンス変換器１１及び変圧器１２の位相回転（反転分を除く、以下同じ。）の総和が、０度又はその近傍であるとして、スプリアス周波数における問題の解決方法を説明する。

図４に示すように、増幅器１４は、その共振周波数Ｆ１の低周波側で＋９０度未満の正の位相回転（反転分を除く、以下同じ。）を示し、共振周波数Ｆ１より高周波側で−９０度未満（絶対値が９０度未満）の負の位相回転を示し、共振周波数Ｆ１で位相回転が０度となる。増幅器１４の利得は、共振周波数Ｆ１で最大となり、この両側で低下する。

一方、図３に示すように、圧電振動子１３は、共振周波数ｆｒより低周波側及び高周波側でほぼ＋９０度の位相回転を示し、共振周波数ｆｒ近傍で位相回転が０度に近づく（ただし０度には到達しない。）。圧電振動子１３の入出力比は、共振周波数ｆｒの近傍で極大値及び極小値をとる。

圧電振動子１３の共振周波数ｆｒでは、増幅器１４の位相回転が負側にある。そのため、共振周波数ｆｒ近傍にて圧電振動子１３の位相回転が正から０度に近づくと、圧電振動子１３の位相回転と増幅器１４の位相回転との総和が０度となる周波数が存在し得る。すなわち、帰還ループの位相回転の総和が０度となる周波数が共振周波数ｆｒの近傍で存在し得る。このとき、増幅器１４の利得を適当な利得Ａｖに設定することにより、ループ利得が１を越える条件を実現すれば、圧電振動子１３の共振点の極近傍の発振条件を満たすので、安定した発振が継続する。

ここで、スプリアス周波数が共振周波数Ｆ１より低周波側にある場合を考える。このとき、スプリアス周波数によって圧電振動子１３の位相回転が０度近傍まで低下しても、増幅器１４の位相回転がほぼ９０度であるため、インピーダンス変換器１１及び変圧器１２の位相回転がほぼ０度であることから、帰還ループの位相回転の総和は０度（正帰還）とはなり得ず、スプリアス周波数での発振は生じない。

続いて、スプリアス周波数が共振周波数Ｆ１より高周波側にある場合を考える。このとき、増幅器１４の位相回転が負となるため、位相回転の総和が０度（正帰還）となるスプリアス周波数が存在し得る。しかし、スプリアス周波数における増幅器１４の利得Ａｓが共振周波数ｆｒにおける利得Ａｖよりも高くならない条件で、増幅器１４の利得Ａｖを適切に設定することにより、スプリアス周波数での発振を防止できる。

増幅器１４の各周波数における利得からΔＡ＝Ａｖ−Ａｓとし、正規の発振周波数ｆｒで発振するための利得余裕をΔ１とし、スプリアス周波数で発振しないための安定性の利得余裕をΔ２とすると、Δ１＋Δ２=ΔＡとすることにより適切な利得余裕をとり得る。

本発明に係る発振回路の実施形態を示すブロック図であり、図１［１］は第一実施形態、図１［２］は第二実施形態である。 図１の発振回路を更に具体化した回路図（実施例１）である。 図２における圧電振動子の周波数特性を示し、図３［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフ、図３［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図、図３［３］は圧電振動子の等価回路を示す回路図である。 図２における増幅器の周波数特性を示し、図４［１］は入出力間の位相回転及び利得の周波数特性を示すグラフ、図４［２］は周波数特性の測定方法を示す回路図である。 図５［１］は圧電振動子の発振回路の第一従来例を示す回路図、図５［２］は圧電振動子の発振回路の第二従来例を示す回路図である。

符号の説明

１０，２０ 発振回路
１１ インピーダンス変換器
１２ 変圧器
１３ 圧電振動子
１４ 増幅器
１４１ 並列共振回路
２１ 回路ブロック
ｆｒ 圧電振動子の共振周波数
Ｆ１ 増幅器の共振周波数
Ｒ３ 抵抗器（ダミー素子）

Claims (7)

1. 圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、この増幅器の出力電圧を変圧して前記圧電振動子に印加する変圧器とを備え、
   前記圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、前記増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、前記圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定された、圧電振動子の発振回路であって、
   前記増幅器が、前記共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ当該共振周波数Ｆ１で最大の利得となり、
   前記共振周波数ｆｒの近傍では前記圧電振動子、前記変圧器及び前記増幅器を含むループの位相回転が３６０度になりかつ当該ループの利得が１以上になり、前記共振周波数ｆｒ以下の前記圧電振動子のスプリアス周波数では前記ループの位相回転が３６０度にならず、前記共振周波数ｆｒ以上の前記圧電振動子のスプリアス周波数では前記ループの利得が１未満になる、
   ことを特徴とする圧電振動子の発振回路。
2. 圧電振動子の出力信号を増幅して出力する増幅器と、この増幅器の出力電圧を変圧して前記圧電振動子に印加する変圧器とを備え、
   前記圧電振動子の共振周波数ｆｒの近傍でのみ発振の条件が成立するように、前記増幅器の入出力間の位相回転及び利得の周波数特性が、前記圧電振動子の入出力間の位相回転の周波数特性に合わせて設定された、圧電振動子の発振回路であって、
   前記増幅器は、前記共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数Ｆ１の並列共振回路を有し、かつ当該共振周波数Ｆ１で最大の利得となるとともに、前記圧電振動子の出力信号を増幅かつ反転して出力し、
   前記変圧器は前記増幅器の出力電圧を変圧かつ反転して前記圧電振動子に印加し、
   少なくとも前記共振周波数ｆｒ及び前記スプリアス周波数を含む周波数範囲において、
   前記圧電振動子の入出力間の位相回転は、９０度以下の正であり、かつ前記共振周波数ｆｒの近傍で０に近づき、
   前記増幅器の入出力間の前記反転分を除く位相回転は、前記共振周波数Ｆ１未満で９０度以下の正になり、前記共振周波数Ｆ１で０度になり、前記共振周波数Ｆ１を越えると９０度以下の負になり、
   前記変圧器の入出力間の前記反転分を除く位相回転は０度である、
   ことを特徴とする圧電振動子の発振回路。
3. 前記増幅器の出力インピーダンスを低下させるインピーダンス変換器が当該増幅器と前記変圧器との間に設けられた、
   請求項１又は２記載の圧電振動子の発振回路。
4. 前記ループの位相回転又は利得を調整する回路ブロックが当該ループ中に設けられた、
   請求項１乃至３のいずれかに記載の圧電振動子の発振回路。
5. 前記インピーダンス変換器は、エミッタホロワ増幅器、ソースホロワ増幅器、ボルテージホロワ増幅器、差動増幅器又は演算増幅器である、
   請求項３記載の圧電振動子の発振回路。
6. 前記並列共振回路を構成するコンデンサ及びインダクタに並列に、又は、前記コンデンサ及び前記インダクタの少なくとも一方に直列に、当該並列共振回路の共振特性を調整するインピーダンス素子が接続された、
   請求項１又は２記載の圧電振動子の発振回路。
7. 前記圧電振動子の安定動作用又は保護用のダミー素子が前記変圧器の入力側に接続された、
   請求項１乃至６のいずれかに記載の圧電振動子の発振回路。

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