JP4270377B2 - Demodulator and demodulation method - Google Patents
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Description
本発明は、携帯電話機等の移動無線通信端末に好適な復調装置及び復調方法に関する。 The present invention relates to a demodulation device and a demodulation method suitable for a mobile radio communication terminal such as a mobile phone.
従来より、携帯電話システム等の移動無線通信システムに使用される変調方式の一つとして、適応変調方式が知られている。以下、W−CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)のHSDPA(high speed downlink packet access)方式を例に挙げ、適応変調方式について説明する。 Conventionally, an adaptive modulation method is known as one of modulation methods used in a mobile radio communication system such as a mobile phone system. In the following, an adaptive modulation scheme will be described with reference to an HSDPA (high speed downlink packet access) scheme of W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access) as an example.
上記W−CDMAのHSDPA方式では、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)の変調方式と、16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)の変調方式を、伝播路品質に応じて適応的に切り換え使用することで、伝播路品質が良い移動無線通信端末に対しては雑音耐久特性を犠牲にする一方で高速なデータ通信を提供可能とし、伝播路品質が悪い移動無線通信端末に対しては通信速度を犠牲にする一方で高い雑音耐久特性での低速データ通信を提供可能とするような、適応変調方式の適用が検討されている(例えば特許文献1参照)。 In the W-CDMA HSDPA system, the channel quality is obtained by adaptively switching between the QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) modulation system and the 16 QAM (Quadrature Amplitude Modulation) modulation system according to the channel quality. However, it is possible to provide high-speed data communication while sacrificing noise durability characteristics for mobile radio communication terminals with good quality, and high while sacrificing communication speed for mobile radio communication terminals with poor propagation path quality. Application of an adaptive modulation scheme that can provide low-speed data communication with noise durability characteristics has been studied (see, for example, Patent Document 1).
ここで、上記適応変調方式は、以下の基本手順により実現される。 Here, the adaptive modulation scheme is realized by the following basic procedure.
先ず、第1の手順として、基地局から送信された信号の受信品質を移動無線通信端末が測定する。 First, as a first procedure, the mobile radio communication terminal measures the reception quality of the signal transmitted from the base station.
次に、第2の手順として、移動無線通信端末は、その受信品質測定結果を、基地局に通達する。 Next, as a second procedure, the mobile radio communication terminal notifies the base station of the reception quality measurement result.
次に、第3の手順として、基地局は、移動無線通信端末から報告された受信品質測定結果に基づいて、符号化率,変調度数等の送信パラメータを決定する。 Next, as a third procedure, the base station determines transmission parameters such as a coding rate and a modulation frequency based on the reception quality measurement result reported from the mobile radio communication terminal.
次に、第4の手順として、基地局は、上記送信パラメータを移動無線通信端末へ送信すると共に、当該送信パラメータに基づいて符号化及び変調したデータを送信する。 Next, as a fourth procedure, the base station transmits the transmission parameter to the mobile radio communication terminal and transmits data encoded and modulated based on the transmission parameter.
その後、第5の手順として、移動無線通信端末は、基地局からの送信パラメータを受信すると共にデータを受信し、上記送信パラメータに基づいて受信データの復調及び復号処理を行う。 Thereafter, as a fifth procedure, the mobile radio communication terminal receives transmission parameters from the base station and receives data, and performs demodulation and decoding processing of received data based on the transmission parameters.
そして、これら第1〜第5の手順が周期的に繰り返されることで、データの送受信が続けられる。 Then, data transmission / reception is continued by periodically repeating the first to fifth procedures.
なお、16QAMは、位相変調のみならず振幅変調も施されているため、送信側から16QAM変調信号が送られた場合、受信側の復調器では、振幅復調のための閾値が必要になっている。したがって、従来は、基地局側から16QAM変調信号が送信された場合、それに付随して上記閾値情報も移動無線通信端末側へ送信されていた。
ところが、第3世代の携帯電話システムの標準化プロジェクトである3GPP(3rd generation partnership project)の最新仕様では、QAM復調に必要な閾値関連情報は一切送信しない仕組みに変更された。 However, in the latest specification of 3rd generation partnership project (3GPP), which is a standardization project for third-generation mobile phone systems, the system has been changed to a mechanism that does not transmit any threshold-related information necessary for QAM demodulation.
そのため、受信側では、自らQAM復調に必要な閾値を算出しなければならなくなっている。すなわち、受信側は、例えば無線通信チャネルの最小単位であるスロット(slot:0.667ms)毎に閾値を算出することにより、QAM復調を行えることになる。 Therefore, the receiving side has to calculate a threshold necessary for QAM demodulation by itself. That is, the reception side can perform QAM demodulation by calculating a threshold value for each slot (slot: 0.667 ms), which is the minimum unit of the wireless communication channel, for example.
しかしながら、スロット毎に閾値を算出するようにした場合、復調処理時間が長くなり、また消費電力も増大してしまうという欠点があり好ましくない。 However, when the threshold value is calculated for each slot, it is not preferable because the demodulation processing time becomes long and the power consumption increases.
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、振幅復調のための閾値関連情報が送信側から一切送信されない移動無線通信システムの受信側において、受信側復調器の特性を損なわないようにしつつ、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能とする復調装置及び復調方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such problems, and does not impair the characteristics of the receiving demodulator on the receiving side of the mobile radio communication system in which threshold-related information for amplitude demodulation is not transmitted from the transmitting side at all. An object of the present invention is to provide a demodulation device and a demodulation method that can reduce the processing time and power consumption required for demodulation.
本発明の復調装置は、少なくとも振幅変調がなされている受信信号を振幅復調するのに必要な閾値を算出する閾値算出手段と、受信信号の受信品質に基づいて閾値算出の頻度を制御する算出頻度制御手段と、その算出された閾値を用いて受信信号の振幅復調を行う復調手段とを有する。 The demodulating device of the present invention includes a threshold value calculating means for calculating a threshold value necessary for amplitude demodulating at least a received signal subjected to amplitude modulation, and a calculation frequency for controlling the frequency of threshold value calculation based on the reception quality of the received signal. Control means and demodulation means for performing amplitude demodulation of the received signal using the calculated threshold value.
ここで、算出頻度制御手段は、受信信号の振幅の時間当たりの変動レベルからドップラー周波数を推定し、そのドップラー周波数に応じて閾値算出の頻度を制御する。また、算出頻度制御手段は、受信信号のレイク受信パス数に応じて閾値算出の頻度を制御する。 Here, the calculation frequency control means estimates the Doppler frequency from the fluctuation level per time of the amplitude of the received signal, and controls the threshold calculation frequency according to the Doppler frequency. The calculation frequency control means controls the frequency of threshold calculation according to the number of rake reception paths of the reception signal.
本発明の復調方法は、少なくとも振幅変調がなされている受信信号を振幅復調するのに必要な閾値を算出するステップと、受信信号の受信品質に基づいて閾値算出の頻度を制御するステップと、その算出された閾値を用いて、受信信号の振幅復調を行うステップとを有する。 The demodulation method of the present invention includes a step of calculating a threshold necessary for amplitude-demodulating at least a received signal subjected to amplitude modulation, a step of controlling the frequency of threshold calculation based on the reception quality of the received signal, And performing amplitude demodulation of the received signal using the calculated threshold value.
すなわち、本発明によれば、振幅復調のための閾値の算出頻度を制御可能となっており、閾値算出頻度を下げれば復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能となる。また、本発明によれば、閾値算出頻度の制御は、受信信号の受信品質に基づいて行われているため、例えば受信品質が良い場合にのみ閾値算出頻度を下げるようにすれば、復調特性が損なわれることはない。 That is, according to the present invention, the calculation frequency of the threshold value for amplitude demodulation can be controlled, and the processing time and power consumption required for demodulation can be reduced by reducing the threshold calculation frequency. Further, according to the present invention, the threshold calculation frequency is controlled based on the reception quality of the received signal. For example, if the threshold calculation frequency is lowered only when the reception quality is good, the demodulation characteristic is improved. It will not be damaged.
本発明においては、受信信号の受信品質に基づいて、振幅復調のための閾値の算出頻度を制御することにより、受信側復調器の特性を損なわないようにしつつ、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能となる。 In the present invention, by controlling the calculation frequency of the threshold for amplitude demodulation based on the reception quality of the received signal, the processing time and power consumption required for demodulation are maintained while maintaining the characteristics of the receiving demodulator. Can be reduced.
以下、本発明の一実施の形態として、QAM復調に必要な閾値関連情報は一切送信しない仕組みとなされた3GPPの最新仕様を例に挙げて、本発明の復調装置及び復調方法について説明する。 Hereinafter, as an embodiment of the present invention, a demodulating apparatus and a demodulating method of the present invention will be described by taking as an example the latest specification of 3GPP that is configured to transmit no threshold-related information necessary for QAM demodulation.
〔移動無線通信システムの構成〕
図1には、本発明実施形態の移動無線通信システムの概略的な構成を示す。なお、この図1では、無線アンテナやRF回路など、一般的な構成の図示及びその説明は省略し、本発明にかかる主要部のみを示している。
[Configuration of mobile radio communication system]
FIG. 1 shows a schematic configuration of a mobile radio communication system according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, illustration and description of a general configuration such as a radio antenna and an RF circuit are omitted, and only main parts according to the present invention are shown.
この図1において、基地局である送信側装置1では、送信するべき情報信号が符号化器11により符号化され、変調器12に送られる。当該変調器12では、無線通信路品質に応じてQPSKの変調方式と16QAMの変調方式とが適応的に切り換え使用される。この変調器12の出力信号は、多重化器13へ送られる。
In FIG. 1, in the
パイロット信号発生器14は、符号化器11での符号化の際の符号化率や、変調器12での変調度数、無線通信路で生じる振幅及び位相変動の補償に用いられる補償情報を、受信側装置2へ通知するための送信パラメータがパイロット信号として出力され、多重化器13へ送られる。なお、3GPPの最新仕様によれば、送信側装置1から16QAM変調信号が送出された場合であっても、振幅復調のための閾値が送信側装置1から受信側装置2へ送られることはない。したがって、パイロット信号に振幅復調のための閾値が含まれることはない。
The
多重化器13は、変調器12からの信号とパイロット信号発生器14からのパイロット信号とを多重化する。当該多重化器13からの出力信号は、図示しないRF回路やアンテナ等を介し、さらに無線通信路を介して受信側装置2へ送信される。
The
ここで、図2には、図1の基地局である送信側装置1から、移動無線通信端末である受信側装置2へユーザデータD(D1,D2,D3,・・・)を送信するための下りユーザデータチャネルと、上記パイロット信号P(P1,P2,P3,・・・)が送られる下り制御チャネルとの関係を示す。
Here, in FIG. 2, user data D (
この図2において、受信側装置2は、下りユーザデータチャネルのユーザデータDを受信する前に、パイロット信号Pが付加されている下り制御チャネルデータを受信し、そのパイロット信号を復調して送信パラメータを取り出すことにより、下りユーザデータチャネルのユーザデータDに適用されている符号化率や変調度数、振幅及び位相の補償情報を検出するようになされている。
In FIG. 2, the
図1に戻り、受信側装置2は、上記送信側装置1から無線通信路を通って伝送されてきた信号を、図示しないアンテナやRF回路等の受信手段を介して受信し、その受信信号を復調器21へ入力する。
Returning to FIG. 1, the
復調器21は、受信信号から上記パイロット信号を取り出し、そのパイロット信号から復調した送信パラメータの変調度数に基づいて、QPSKの復調と16QAMの復調とを適宜切り換え、一方、送信パラメータの補償情報に基づいて、無線通信路で生じた振幅及び位相変動を補償する。
The
また、送信側装置1から16QAM変調信号が送られてきている場合、復調器21は、受信信号から後述するようにして振幅復調のための閾値を算出し、その閾値を用いて振幅復調を行う。当該復調器21にて復調された受信信号は、復号器22へ送られる。
Further, when a 16QAM modulated signal is transmitted from the
復号器22は、上記送信パラメータの符号化率に基づいて、復調器21からの出力信号を復号することで、送信側装置1が送った情報信号を取り出す。
The
〔16QAM復調のための閾値算出処理〕
以下、本実施形態の受信側装置2の復調器21における16QAMの復調に必要な閾値算出処理について説明する。
[Threshold calculation processing for 16QAM demodulation]
Hereinafter, threshold calculation processing necessary for 16QAM demodulation in the
先ず、図3を参照して16QAMの復調の概念を説明する。 First, the concept of 16QAM demodulation will be described with reference to FIG.
16QAM復調では、16QAMの各受信シンボルを構成する「0000」〜「1111」までの各4ビットデータを、それぞれ左から0番目のビットb0及び2番目のビットb2と、左から1番目のビットb1及び3番目のビットb3とに分けて2段階に復調する。ビットb0,b2はQPSKと同様にI,Q軸を判定軸として「0」,「1」判定を行い、ビットb1,b3はI=2α,Q=2αを判定軸として「0」,「1」判定を行う。 In 16QAM demodulation, each 4-bit data from “0000” to “1111” constituting each received symbol of 16QAM is converted into the 0th bit b0 and the second bit b2 from the left, and the first bit b1 from the left. And demodulating in two stages separately for the third bit b3. Bits b0 and b2 are “0” and “1” determinations using the I and Q axes as determination axes, as in QPSK, and bits b1 and b3 are “0” and “1” using I = 2α and Q = 2α as determination axes. "Determine.
本実施形態では、当該2αがQAM復調に必要な閾値となる。当該2αの算出方法の一例としては、式(1)に示すように、受信したI,Q信号の振幅平均値を使う方法が考えられる。 In the present embodiment, the 2α is a threshold necessary for QAM demodulation. As an example of the calculation method of 2α, a method of using the average amplitude value of the received I and Q signals as shown in Equation (1) can be considered.
なお、確からしさ情報を併せ持つようにビットを判定して復調する、いわゆる軟判定復調は、上記判定軸からの距離をデータビットが持つ重みとして出力すれば良い。 In so-called soft decision demodulation, in which bits are determined and demodulated so as to have certainty information, the distance from the determination axis may be output as a weight of the data bits.
本実施形態の受信側装置2の復調器21は、上述した2αをQAM復調に必要な閾値として算出し、その閾値を用いて振幅復調を行うが、その際、無線通信路を介した受信信号品質に基づいて、上記QAM復調に必要な閾値の算出頻度をコントロールすることにより、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能としている。
The
より具体的に説明すると、本実施形態の受信側装置2の復調器21は、上記受信信号品質として、信号が無線通信路を通ってくることにより生じたSN(Signal/Noise)変動量を求め、そのSN変動量に基づいて上記QAM復調に必要な閾値の算出頻度をコントロールする。
More specifically, the
〔復調器の構成及び動作〕
図4には、上述のSN変動量に応じた閾値算出頻度のコントロールを行う、本発明実施形態の復調器21の構成を示す。
[Configuration and operation of demodulator]
FIG. 4 shows a configuration of the
図4において、当該復調器21の入力端子30には、図1の上記送信側装置1から無線通信路を通って伝送され、受信側装置2のアンテナやRF回路等を介して受信された信号が入力される。入力端子30に供給された復調器入力信号は、入力信号バッファ31と、閾値算出部34と、SN変動推定部33とに送られる。
In FIG. 4, the signal transmitted from the
入力信号バッファ31は、復調器入力信号を、SN変動推定部33及び閾値算出部34にて行われる演算時間分だけ遅延させた後、復調部32へ出力する。
The
閾値算出部34は、SN変動推定部33による制御の元、上述した式(1)の演算により、QAM復調に必要な閾値(2α)を算出する。
The
SN変動推定部33は、データの受信中、以下の第1ステップ〜第4ステップの処理を周期的に行うことにより、無線通信路で受信信号に生じたSN比の劣化度合いを推定し、更に、そのSN比劣化度合いの推定値に基づいて、閾値算出部34にて上記閾値を算出する頻度を制御する算出頻度コントロール信号を生成する。
The SN
先ず、SN変動推定部33は、第1ステップの処理として、CPICH(Common Pilot Channel)RSCPレベル(CPICH_RSCP)を、式(2)により算出する。
First, the SN
次に、SN変動推定部33は、第2ステップの処理として、CPICH ISCPレベル(CPICH_ISCP)を式(3),式(4)により算出する。
Next, the SN
そして、CPICH ISCPは、各パスの平均値とし、式(4)の計算により求められる。 Then, CPICH ISCP is an average value of each path and is obtained by calculation of Expression (4).
次に、SN変動推定部33は、第3ステップの処理として、CPICHのSN比(CPICH_SNR)を、式(5)により算出する。ここで、CPICH_RSCPは信号成分の電力に相当し、CPICH_ISCPは干渉成分の電力に相当するので、式(5)によりCPICHのSN比が求められる。
Next, the SN
より具体的に説明すると、SN変動推定部33は、例えば図5に示すように、移動無線通信端末の移動に応じて発生するドップラー周波数Fdと閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用い、SN変動レベルからドップラー周波数Fdを推定して、その推定されたドップラー周波数Fdに対応する閾値算出頻度を当該ルックアップテーブルから求め、その閾値算出頻度のコントロール信号を閾値算出部34へ送る。
More specifically, for example, as shown in FIG. 5, the SN
すなわち図5の例において、無線通信路に生じたドップラー周波数Fdが240Hz相当であると推定した場合、SN変動推定部33は、閾値算出部34における閾値2αの計算を1スロット毎に行うよう制御する。同様に、SN変動推定部33は、ドップラー周波数Fdが80Hzであると推定した場合には、閾値算出部34での閾値2αの計算を2スロットに1回行うよう制御し、ドップラー周波数Fdが6Hzであると推定した場合には、閾値算出部34での閾値2αの計算を3スロットに1回行うよう制御する。
That is, in the example of FIG. 5, when it is estimated that the Doppler frequency Fd generated in the wireless communication channel is equivalent to 240 Hz, the SN
ここで、図6には、ドップラー周波数Fdが例えば6Hzと240Hzの場合の、復調器入力信号のI,Q信号振幅の測定例を示す。この図6の測定例から判るように、ドップラー周波数Fdが6Hzの場合、複数スロットに渡ってI,Q信号振幅は殆ど変化していないが、ドップラー周波数Fdが240Hzである場合には、スロット毎にI,Q信号振幅が大きく変化していることが判る。これは、ドップラー周波数Fd=6Hzのようにスロット間でI,Q信号振幅が大きく変化しない環境ならば、先頭スロットで算出したQAM復調に必要な閾値を、後ろの数スロットに対して適用することができることを示唆している。一方、ドップラー周波数Fd=240Hzのように、スロット間でI,Q信号振幅が大きく変化する環境ではそれは困難になる。 Here, FIG. 6 shows a measurement example of the I and Q signal amplitudes of the demodulator input signal when the Doppler frequency Fd is 6 Hz and 240 Hz, for example. As can be seen from the measurement example of FIG. 6, when the Doppler frequency Fd is 6 Hz, the I and Q signal amplitudes hardly change over a plurality of slots, but when the Doppler frequency Fd is 240 Hz, It can be seen that the amplitudes of the I and Q signals change greatly. In an environment where the I and Q signal amplitudes do not change greatly between slots as in the case of Doppler frequency Fd = 6 Hz, the threshold necessary for QAM demodulation calculated in the first slot is applied to the subsequent several slots. Suggests that you can. On the other hand, it becomes difficult in an environment where the I and Q signal amplitudes vary greatly between slots, such as Doppler frequency Fd = 240 Hz.
このようなことから、本実施形態の復調器21においては、図5に示したような、無線通信路のSN変動幅とQAM復調に必要な閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用い、受信状況(つまりドップラー周波数の高低)に応じて閾値算出頻度を切り換え選択することにより、QAM復調性能を損なわずに、閾値算出頻度を最小限に抑え、復調に要する処理時間及び消費電力を削減可能となっている。またそれに伴い、端末コストの低減も可能となる。
For this reason, the
なお、本発明実施形態の復調器21は、上述したようなドップラー周波数だけでなく、レイク(Rake)合成している受信パス数に応じた閾値算出頻度コントロール信号を生成するものであっても良い。
Note that the
この場合の復調器21は、受信信号品質として、無線通信路を信号が伝播する際に通ったパス数、言い換えるとRake合成されるパス数を求め、そのパス数に基づいて上記QAM復調に必要な閾値の算出頻度をコントロールする。
In this case, the
このように、受信パス数に応じた閾値算出頻度コントロール信号を生成する場合の復調器21は、図4のSN変動推定部33に代えて、受信パス数検出部を備える。当該受信パス数検出部は、例えば図7に示すようなRake受信パス数と閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用い、Rake受信パス数に対応する閾値算出頻度を当該ルックアップテーブルから求め、その閾値算出頻度のコントロール信号を閾値算出部34へ送る。
As described above, the
すなわち、この図7の例において、Rake受信パス数が「1」である場合、受信パス数検出部は、閾値算出部34における閾値2αの計算を1スロット毎に行うよう制御する。同様に、受信パス数検出部は、Rake受信パス数が「3」である場合には、閾値算出部34での閾値2αの計算を2スロットに1回行うよう制御し、Rake受信パス数が「6」である場合には、閾値算出部34での閾値2αの計算を3スロットに1回行うよう制御する。
That is, in the example of FIG. 7, when the number of Rake reception paths is “1”, the reception path number detection unit controls the
つまり、Rake受信パス数が例えば「1」である場合のように、受信パス数が少ない場合には、Rake合成により得られる信号振幅の変化が大きいと考えられるため、閾値算出部34での閾値計算を1スロット毎に行うようにし、一方で、Rake受信パス数が「6」である場合のように、受信パス数が多い場合には、Rake合成により得られる信号振幅の変化が少ないと考えられるため、閾値算出部34での閾値計算を減らして3スロットに1回行うようにする。
That is, when the number of received paths is small, such as when the number of Rake received paths is “1”, for example, it is considered that the change in signal amplitude obtained by Rake combining is large. The calculation is performed for each slot. On the other hand, when the number of reception paths is large, such as when the number of Rake reception paths is “6”, it is considered that the change in signal amplitude obtained by Rake synthesis is small. Therefore, the threshold value calculation by the threshold
このように、本実施形態の復調器21においては、図7に示したRake受信パス数と閾値算出頻度との対応を表すルックアップテーブルを用いた場合も、上述同様に、受信状況に応じた閾値算出頻度の切り換えが可能となり、したがって、QAM復調性能を損なわずに、閾値算出頻度を最小限に抑え、復調に要する処理時間と消費電力を削減可能となり、また端末コストの低減も可能となる。
As described above, in the
説明を図4に戻し、以上のようにして閾値算出頻度が制御された閾値算出部34が求めた閾値は、復調部32へ送られる。
Returning to FIG. 4, the threshold obtained by the
復調部32は、入力信号バッファ31を介した信号を、上記閾値算出部34が求めた閾値を用いて復調する。そして、当該復調部32からの出力信号が、端子35から図1の復号器22へ送られることになる。
The
図8には、閾値算出部34での閾値2αの算出を1スロット毎に行うことにした場合の図4の復調器21のタイミングチャートを示す。
FIG. 8 shows a timing chart of the
この図8において、閾値算出部34は、各スロットにおいて、そのスロットの先頭から復調器入力信号をサンプリングして閾値2αを算出する。そして当該算出された2αは、復調部32に渡される。
In FIG. 8, the threshold
同時に、復調器入力信号は、入力信号バッファ31に渡され、当該入力信号バッファにて、上記SN変動推定部33での処理と閾値算出部34での閾値算出処理に要する時間(例えば1スロット分)だけバッファリングされる。
At the same time, the demodulator input signal is passed to the
そして、上記入力信号バッファ31でバッファリングされた信号は、復調部32に渡され、当該復調部32にて閾値2αを用いて復調されることになる。
The signal buffered by the
なお、上述した実施の形態の説明は、本発明の一例である。このため、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんである。 The above description of the embodiment is an example of the present invention. For this reason, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications can be made according to the design and the like as long as they do not depart from the technical idea of the present invention. .
例えば、本発明実施形態は、無線通信路品質に応じてQPSKの変調方式と16QAMの変調方式とを適応的に切り換える適応変調方式に限定されず、例えば16QAMの変調方式のみを用いたシステムにも適用可能である。 For example, the embodiment of the present invention is not limited to an adaptive modulation scheme that adaptively switches between a QPSK modulation scheme and a 16QAM modulation scheme in accordance with the quality of a wireless channel, and for example, a system that uses only a 16QAM modulation scheme. Applicable.
また、本発明実施形態の移動無線通信システムは、携帯電話システムにも限定されない。 Further, the mobile radio communication system of the embodiment of the present invention is not limited to a mobile phone system.
1 送信側装置、2 受信側装置、11 符号化器、12 変調器、13 多重化器、14 パイロット信号発生器、21 復調器、22 復号器、31 入力信号バッファ、32 復調部、33 SN変動推定部、34 閾値算出部
DESCRIPTION OF
Claims (8)
上記無線送信されてきた受信信号の受信品質に基づいて、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御する算出頻度制御手段と、
上記閾値算出手段により算出された閾値を用いて、上記受信信号の振幅復調を行う復調手段と
を有することを特徴とする復調装置。 A threshold value calculation means for calculating a threshold value necessary for amplitude demodulation of a received signal that is at least amplitude-modulated and wirelessly transmitted;
Calculation frequency control means for controlling the frequency of threshold calculation by the threshold calculation means based on the reception quality of the received signal transmitted wirelessly;
And a demodulating means for performing amplitude demodulation of the received signal using the threshold value calculated by the threshold value calculating means.
上記算出頻度制御手段は、上記受信信号の振幅の時間当たりの変動レベルを上記受信品質として求め、上記時間当たりの変動レベルからドップラー周波数を推定し、そのドップラー周波数に応じて、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御することを特徴とする復調装置。 The demodulator according to claim 1, comprising:
The calculation frequency control means obtains a fluctuation level per time of the amplitude of the received signal as the reception quality, estimates a Doppler frequency from the fluctuation level per time, and determines the Doppler frequency according to the Doppler frequency by the threshold calculation means. A demodulator that controls the frequency of threshold calculation.
上記算出頻度制御手段は、上記ドップラー周波数が低くなるに従い、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を少なく制御することを特徴とする復調装置。 The demodulator according to claim 2,
The calculation frequency control means controls the frequency of threshold calculation by the threshold calculation means to be reduced as the Doppler frequency becomes lower.
上記算出頻度制御手段は、上記閾値算出手段での閾値頻度数と上記ドップラー周波数との対応表を有することを特徴とする復調装置。 The demodulator according to claim 3, wherein
The calculation frequency control means has a correspondence table between the threshold frequency number in the threshold calculation means and the Doppler frequency.
上記算出頻度制御手段は、上記受信信号のレイク受信パス数を上記受信品質として求め、そのレイク受信パス数に応じて、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御することを特徴とする復調装置。 The demodulator according to claim 1, comprising:
The calculation frequency control means obtains the number of rake reception paths of the received signal as the reception quality, and controls the frequency of threshold calculation by the threshold calculation means according to the number of rake reception paths. apparatus.
上記算出頻度制御手段は、上記レイク受信パス数が多くなるに従い、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を少なく制御することを特徴とする復調装置。 The demodulator according to claim 5,
The demodulator according to claim 1, wherein the calculation frequency control means controls the frequency of threshold calculation by the threshold calculation means to decrease as the number of rake reception paths increases.
上記算出頻度制御手段は、上記閾値算出手段での閾値頻度数と上記レイク受信パス数との対応表を有することを特徴とする復調装置。 The demodulator according to claim 5,
The demodulating apparatus characterized in that the calculation frequency control means has a correspondence table between the threshold frequency number in the threshold calculation means and the rake reception path number.
上記無線送信されてきた受信信号の受信品質に基づいて、算出頻度制御手段が、上記閾値算出手段での閾値算出の頻度を制御するステップと、
上記閾値算出手段により算出された閾値を用い、復調手段が、上記受信信号の振幅復調を行うステップと
を有することを特徴とする復調方法。
A step in which a threshold value calculation means calculates a threshold value required when amplitude-demodulating a received signal that is at least amplitude-modulated and wirelessly transmitted;
Based on the reception quality of the received signal transmitted wirelessly, the calculation frequency control means controls the threshold calculation frequency in the threshold calculation means;
A demodulation method, comprising: a step of demodulating the amplitude of the received signal using the threshold value calculated by the threshold value calculation unit.
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