JP4269881B2 - AC rotating electrical equipment - Google Patents
AC rotating electrical equipment Download PDFInfo
- Publication number
- JP4269881B2 JP4269881B2 JP2003358418A JP2003358418A JP4269881B2 JP 4269881 B2 JP4269881 B2 JP 4269881B2 JP 2003358418 A JP2003358418 A JP 2003358418A JP 2003358418 A JP2003358418 A JP 2003358418A JP 4269881 B2 JP4269881 B2 JP 4269881B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- harmonic
- phase
- rotating electrical
- electrical machine
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 28
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 22
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 11
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 abstract description 5
- 230000004075 alteration Effects 0.000 abstract 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 46
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 33
- 230000008859 change Effects 0.000 description 32
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 32
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 31
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 24
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 24
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 20
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 15
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 13
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 13
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 12
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 10
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 6
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 6
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 6
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 5
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 4
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 4
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 4
- 238000011161 development Methods 0.000 description 3
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 2
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 125000002066 L-histidyl group Chemical group [H]N1C([H])=NC(C([H])([H])[C@](C(=O)[*])([H])N([H])[H])=C1[H] 0.000 description 1
- 230000027311 M phase Effects 0.000 description 1
- 230000005856 abnormality Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 239000000446 fuel Substances 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000005389 magnetism Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
- B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
- B60L15/025—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using field orientation; Vector control; Direct Torque Control [DTC]
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L50/00—Electric propulsion with power supplied within the vehicle
- B60L50/10—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by engine-driven generators, e.g. generators driven by combustion engines
- B60L50/16—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by engine-driven generators, e.g. generators driven by combustion engines with provision for separate direct mechanical propulsion
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L2220/00—Electrical machine types; Structures or applications thereof
- B60L2220/10—Electrical machine types
- B60L2220/14—Synchronous machines
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Transportation (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
Abstract
Description
本発明は、交流回転電機装置に関する。 The present invention relates to an AC rotating electrical machine apparatus.
近年、電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池自動車などが実用レベル又は開発レベルとなっている。これらの自動車では大出力の交流回転電機が走行動力発生用の主要要素となっているが、このような大出力交流回転電機ではその磁気音が大きいという問題があった。 In recent years, electric vehicles, hybrid vehicles, fuel cell vehicles, and the like have become practical or development levels. In these automobiles, a high-output AC rotating electric machine is a main element for generating driving power, but such a high-output AC rotating electric machine has a problem that its magnetic sound is loud.
従来、交流回転電機の磁気音低減に関する種々の技術が提案されている。たとえば、下記公報は、電動機の誘起電圧に含まれる高調波成分を打ち消す電圧成分をインバータの出力電圧に重畳することにより、電動機へ通電する電流の波形を正弦波に近づけて、電力脈動を低減して、トルク脈動やそれによる騒音を低減することを提案している。 Conventionally, various techniques relating to magnetic noise reduction of AC rotating electric machines have been proposed. For example, the following publication reduces the power pulsation by superimposing the voltage component that cancels the harmonic component included in the induced voltage of the motor on the output voltage of the inverter, so that the waveform of the current flowing to the motor approaches a sine wave. Therefore, it is proposed to reduce the torque pulsation and the noise caused by it.
その他、上記と同様に、通電交流電流の高調波成分（以下、単に高調波電流ともいう）を積極的に重畳して電動機のトルク脈動低減を図るという技術思想（以下、高調波電力重畳式磁気音低減技術という）については種々提案されている。 In addition, as described above, the technical idea of actively superimposing the harmonic component of the energized alternating current (hereinafter also simply referred to as harmonic current) to reduce the torque pulsation of the motor (hereinafter referred to as harmonic power superposition type magnetism). Various proposals have been made for sound reduction technology.
また、下記の特許文献２、３は、ＰＷＭ制御インバータのキャリヤ周波数を所定のパターンで変更することにより、モータの電磁音を変更することを開示している。
しかしながら、上記した従来の高調波電力重畳式磁気音低減技術にもかかわらず、交流回転電機の低騒音化は満足できる水準に達していると言えるものではなかった。 However, in spite of the above-described conventional harmonic power superposition type magnetic noise reduction technology, it has not been said that the reduction in noise of the AC rotating electric machine has reached a satisfactory level.
この理由について以下に説明する。 The reason for this will be described below.
騒音は振動体（ここでは交流回転電機の鉄心）の機械的振動により発生するため、減衰すべき周波数の振動エネルギーと同一周波数、逆位相、等しい振幅をもつ振動エネルギーを加えれば、振動体のこの周波数における振動をキャンセルできることは明白である。 Since noise is generated by mechanical vibration of the vibrating body (here, the core of an AC rotating electrical machine), if vibration energy having the same frequency, opposite phase, and equal amplitude as the vibration energy of the frequency to be damped is added, It is clear that vibration at frequency can be canceled.
しかしながら、交流回転電機の所定周波数の磁気音（音響エネルギー）を低減するために、その電機子コイルにどのような周波数、位相、大きさの電力を重畳すればよいか、すなわち低減すべき音響（振動エネルギー）と通電電力との間の数量的関係が不明であり、かつ、この数量的関係は交流回転電機の機種および使用状態により異なると考えられるために、上記高調波電力重畳式磁気音低減技術は理念としては知られていてもこれを実際に用いた実際の交流回転電機の実現はきわめて困難であり、いまだ実用されたものはなかった。 However, in order to reduce the magnetic sound (acoustic energy) of the AC rotating electrical machine at a predetermined frequency, what frequency, phase, and magnitude of power should be superimposed on the armature coil, that is, the acoustic ( Since the quantitative relationship between the vibration energy) and the energized power is unknown, and this quantitative relationship is considered to vary depending on the AC rotating machine model and usage, the above harmonic power superposition type magnetic sound reduction Although the technology is known as a philosophy, it has been extremely difficult to realize an actual AC rotating electric machine that actually uses this technology, and none has been put into practical use yet.
また、上記した特許文献２、３はモータのＰＷＭキャリヤ信号の周波数を変更してモータの電磁音の周波数を変更することを提案しているが、ＰＷＭキャリヤ信号の周波数の変更範囲には限界があるので、目的とする周波数の音を得るのが容易ではないという問題があった。
本発明は上記問題点に鑑み、種々の交流回転電機の電磁音を自在に変更可能な交流回転電機装置を提供することをその目的としている。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide an AC rotating electrical machine apparatus that can freely change the electromagnetic sound of various AC rotating electrical machines.
請求項１記載の交流回転電機装置は、Ｍ（Ｍは３以上の正の整数）相のステータコイルを有する交流回転電機と、前記交流回転電機の各相のステータ電流を断続制御するトランジスタ素子を有するインバータと、検出又は推定した前記交流回転電機の回転角に基づいて前記トランジスタ素子を断続制御するインバータ制御回路とを備える交流回転電機装置において、
前記インバータ制御回路が、前記ステータ電流の基本周波数成分に対してｎ（ｎは２以上の整数）倍の周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の（ｎ−１）倍の周波数をもつ前記交流回転電機の磁気音の振幅を前記処理を行わない場合に比べて変更する高調波ＰＷＭ信号発生手段を有し、
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、前記基本周波数成分の電流の周波数、振幅及び位相を下記の数１３、数１４及び数１５に入力することにより前記径方向振動低減用高調波電流の周波数、振幅及び位相を決定することを特徴とする交流回転電機装置。
The inverter control circuit performs a process of outputting a harmonic PWM signal having a frequency n (n is an integer of 2 or more) times the fundamental frequency component of the stator current to the inverter, whereby the fundamental frequency component possess the (n-1) times the harmonic PWM signal generating means for changing in comparison with the case where the amplitude is not performed the process of magnetic sound of said AC rotary electric machine that has a frequency,
The harmonic PWM signal generating means inputs the frequency, amplitude, and phase of the current of the fundamental frequency component into the following
すなわち、この発明によれば、電動動作又は発電動作している交流回転電機のステータ電流を制御するインバータに、ステータ電流の基本周波数成分のｎ倍の高調波ＰＷＭ信号を入力することにより、基本周波数成分の（ｎ−１）倍の周波数をもつ交流回転電機の磁気音（たとえば径方向磁気加振力）を通常時よりも増加又は減少し、これによりこの交流回転電機の磁気音を増加又は減少させる。これにより、きわめて静粛な交流回転電機を実現したり、または所望の磁気音を有する交流回転電機を実現したりすることができる。 That is, according to the present invention, by inputting a harmonic PWM signal that is n times the fundamental frequency component of the stator current to the inverter that controls the stator current of the AC rotating electric machine that is operating or generating electric power, The magnetic sound (for example, radial magnetic excitation force) of an AC rotating machine having a frequency of (n-1) times the component is increased or decreased from the normal time, thereby increasing or decreasing the magnetic sound of the AC rotating machine. Let Thereby, it is possible to realize an extremely quiet AC rotating electrical machine or an AC rotating electrical machine having a desired magnetic sound.
たとえば、ハイブリッド車において、エンジンを停止して交流回転電機で走行する場合に、エンジン時と同様の回転音を発生させることにより、ドライバーに安心感を与えることができる。この回転音はエンジン音と類似させてもよいし、交流回転電機独特のものとしてもよい。また、車両や交流回転電機の異常発生時や運転条件の変化時に、これに応じて磁気音を変更させてドライバーに情報を与えることができる。また、運転者は、その好みに合わせて、磁気音のレベルや周波数などは運転者が交流回転電機の運転状態（回転数や出力レベル）の範囲ごとに予め設定することができる。高調波ＰＷＭ信号のレベルは、それによる生じるトルクリップルの増加が所定レベルを超えない範囲に設定されることが好ましい。 For example, in a hybrid vehicle, when the engine is stopped and the vehicle runs on an AC rotating electrical machine, the driver can feel safe by generating the same rotational sound as when the engine is running. This rotation sound may be similar to the engine sound, or may be unique to the AC rotating electric machine. Further, when an abnormality occurs in the vehicle or the AC rotating electric machine or when the driving condition changes, the magnetic sound can be changed in accordance with this to give information to the driver. Further, the driver can set the level and frequency of the magnetic sound according to his / her preference for each range of the operating state (rotation speed and output level) of the AC rotating electrical machine. The level of the harmonic PWM signal is preferably set in a range in which an increase in torque ripple caused thereby does not exceed a predetermined level.
以下、更に詳しく説明する。 This will be described in more detail below.
磁気音は交流回転電機の鉄心の磁気力（磁気加振力）により形成される振動（磁気振動ともいう）に起因し、この磁気振動は周方向振動と磁気音の合成振動となる。 The magnetic sound is caused by vibration (also referred to as magnetic vibration) formed by the magnetic force (magnetic excitation force) of the iron core of the AC rotating electric machine, and this magnetic vibration is a combined vibration of the circumferential vibration and the magnetic sound.
鉄心の周方向振動はトルクリップルを生じさせるが、ステータ鉄心又はロータ鉄心はほぼ円筒形状又は円柱形状を有しているため、これら鉄心が周方向に周期的に振動したとしても、この振動による鉄心に接する空気の振動すなわち騒音は小さい。これに対して、鉄心の径方向の振動はステータ鉄心又はロータ鉄心の外周面又は内周面の磁気音を生じさせるが、これら外周面又は内周面は空気に接しているため、ステータ鉄心又はロータ鉄心の磁気音により、これら外周面又は内周面が径方向に振動し、大きな騒音を生じさせる。 The circumferential vibration of the iron core causes torque ripple, but the stator core or rotor core has a substantially cylindrical or columnar shape. Therefore, even if these iron cores vibrate periodically in the circumferential direction, The vibration or noise of the air in contact with the air is small. On the other hand, the radial vibration of the iron core generates a magnetic sound on the outer peripheral surface or inner peripheral surface of the stator core or the rotor core, but these outer peripheral surface or inner peripheral surface is in contact with air, so that the stator core or Due to the magnetic sound of the rotor core, the outer peripheral surface or the inner peripheral surface vibrates in the radial direction, generating a large noise.
すなわち、磁気加振力の周方向成分を変更することによりトルク脈動が変更され、磁気加振力の径方向成分を変更することにより磁気音の変更が可能となる。 That is, the torque pulsation is changed by changing the circumferential component of the magnetic excitation force, and the magnetic sound can be changed by changing the radial component of the magnetic excitation force.
本発明では、ロータ起磁力及びステータ電流（基本周波数成分）により形成される磁気加振力の径方向成分（径方向磁気加振力ともいう）の所定次数の高調波成分を変更するために、この高調波成分とのベクトル和の振幅が変化するような位相、振幅をもつこの所定次数の磁気加振力を追加するべくこの次数よりも１だけ大きい次数の高調波電流を上記ステータ電流（多相交流電流）に重畳させる。これにより、良好に磁気音の変更を実現することができることがわかった。 In the present invention, in order to change the harmonic component of the predetermined order of the radial component (also referred to as radial magnetic excitation force) of the magnetic excitation force formed by the rotor magnetomotive force and the stator current (fundamental frequency component), In order to add a magnetic excitation force of a predetermined order having a phase and amplitude such that the amplitude of the vector sum with the harmonic component changes, a harmonic current of an order larger than this order by 1 is added to the stator current (multiple Phase AC current). Thereby, it turned out that the change of a magnetic sound can be implement | achieved favorably.
すなわち、この発明によれば、ステータ電流の基本周波数のｎ倍の周波数の高調波電流が本来のステータ電流に付加される。これにより、通電電流の基本周波数の（ｎ−１）倍の周波数の径方向磁気加振力の高調波成分を低減乃至増加することができることがわかった。この理由については、後述するものとする。 That is, according to the present invention, a harmonic current having a frequency n times the fundamental frequency of the stator current is added to the original stator current. Thereby, it turned out that the harmonic component of the radial direction magnetic excitation force of the frequency of (n-1) times the fundamental frequency of an energization current can be reduced thru | or increased. The reason for this will be described later.
好適な態様（請求項２）において、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、前記ステータ電流の基本周波数成分に対してｎ１倍の周波数をもつ第１の高調波ＰＷＭ信号と、ｎ２倍の周波数をもつ第２の高調波ＰＷＭ信号とを前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の（ｎ１−１）倍の周波数をもつ前記交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて増加（又は低減）し、同時に、前記基本周波数成分の（ｎ２−１）倍の周波数をもつ前記交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて低減（又は増加）する。これにより、交流回転電機が発する複数周波数の磁気音を個別に変更、制御することができる。 In a preferred aspect (Claim 2), the harmonic PWM signal generating means has a first harmonic PWM signal having a frequency n1 times the fundamental frequency component of the stator current and a frequency n2 times. When the process of outputting the second harmonic PWM signal to the inverter is performed, the magnetic sound of the AC rotating electric machine having a frequency (n1-1) times the fundamental frequency component is not performed. In comparison, the magnetic noise of the AC rotating electrical machine having a frequency (n2-1) times the fundamental frequency component is reduced (or increased) as compared with the case where the processing is not performed. As a result, it is possible to individually change and control the magnetic sounds of a plurality of frequencies generated by the AC rotating electric machine.
好適な態様（請求項３）において、前記インバータ制御回路は、前記基本周波数成分を前記各ステータコイルに流すための基本ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する基本ＰＷＭ信号発生手段を有する。これにより、交流回転電機のステータコイルにこの基本ＰＷＭ信号に対応する周波数（基本周波数）の基本波電流を通電することができる。たとえば、電動動作時にはこの基本周波数に対応する回転数で回転を与えることができ、発電時では、この基本周波数をもつステータ電流を同期整流することができる。 In a preferred aspect (Claim 3), the inverter control circuit includes basic PWM signal generating means for outputting a basic PWM signal for flowing the basic frequency component to the stator coils to the inverter. Thereby, the fundamental current of the frequency (fundamental frequency) corresponding to this fundamental PWM signal can be supplied to the stator coil of the AC rotating electric machine. For example, rotation can be applied at a rotational speed corresponding to this fundamental frequency during electric operation, and stator current having this fundamental frequency can be synchronously rectified during power generation.
好適な態様（請求項４）において、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、回転数に応じて前記ステータ電流に追加する高調波電流の位相及び／又は振幅を変更することにより前記磁気音を前記高調波ＰＷＭ信号発生手段の停止時よりも低減又は増大する。磁気音の原因となるステータ電流中の高調波電流の振幅は、回転数すわなちステータ電流の基本波電流の周波数（基本周波数）の変化により変化するので、それに応じて高調波ＰＷＭ信号を制御して高調波電流の位相又は振幅を調整する。これにより、交流回転電機の回転数変化が生じても常に磁気音低減効果を奏して静粛な交流回転電機、又は所定周波数の磁気音を発生する交流回転電機を実現することができる。 In a preferred aspect (Claim 4 ), the harmonic PWM signal generating means changes the phase and / or amplitude of the harmonic current to be added to the stator current according to the number of rotations to change the magnetic sound into the harmonic. It is reduced or increased compared to when the wave PWM signal generating means is stopped. The amplitude of the harmonic current in the stator current, which causes magnetic noise, changes due to changes in the frequency of the fundamental current of the stator current, that is, the fundamental current of the stator current (fundamental frequency), and the harmonic PWM signal is controlled accordingly. Then, the phase or amplitude of the harmonic current is adjusted. Thereby, even if the rotation speed change of an AC rotating electrical machine occurs, it is possible to realize a quiet AC rotating electrical machine that always produces a magnetic noise reduction effect or an AC rotating electrical machine that generates a magnetic sound of a predetermined frequency.
好適な態様（請求項５）において、前記インバータ制御回路は、前記ステータ電流の基本周波数成分に対してｎ＝６ｋ＋１（ｋは自然数）倍の周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の６ｋ倍の周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて変更する高調波ＰＷＭ信号発生手段を有する。これにより、三相交流回転電機において特に顕著となる６ｋ次の高調波成分の低減又は増大、すなわち変更を簡単に実現することができる。 In a preferred aspect (Claim 5 ), the inverter control circuit performs processing for outputting a harmonic PWM signal having a frequency n = 6k + 1 (k is a natural number) times to the fundamental frequency component of the stator current to the inverter. And a harmonic PWM signal generating means for changing the magnetic sound of the three-phase AC rotating electric machine as the AC rotating electric machine having a frequency 6k times the fundamental frequency component as compared with the case where the processing is not performed. . As a result, it is possible to easily realize reduction or increase, that is, change of the 6 k-order harmonic component that is particularly noticeable in the three-phase AC rotating electric machine.
好適な態様（請求項６）において、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、７次の高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、前記磁気音の６次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる。これにより、三相交流回転電機の磁気音の６次の高調波成分を良好に変更することができる。たとえば、従来もっとも振幅が大きい磁気音成分を発生する径方向磁気加振力の６次高調波成分を良好に低減できる。 In a preferred aspect (Claim 6 ), the harmonic PWM signal generation means outputs a harmonic PWM signal for superimposing a seventh-order harmonic current on a fundamental frequency component of the stator current. The sixth harmonic component of the sound is changed as compared with the case where the superposition is not commanded. Thereby, the 6th-order harmonic component of the magnetic sound of the three-phase AC rotating electric machine can be changed satisfactorily. For example, it is possible to satisfactorily reduce the sixth harmonic component of the radial magnetic excitation force that generates a magnetic sound component having the largest amplitude in the past.
好適な態様（請求項７）において、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、１３次の前記高調波電流前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、前記磁気音の１２次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる。これにより、三相交流回転電機の磁気音の１２次の高調波成分を良好に変更することができる。たとえば、従来二番目に耳障りな磁気音成分を発生する径方向磁気加振力の１２次高調波成分を良好に低減できる。 In a preferred aspect (Claim 7 ), the harmonic PWM signal generating means outputs the harmonic PWM signal to be superimposed on the fundamental frequency component of the stator current of the thirteenth harmonic current. The 12th harmonic component of the sound is changed as compared with the case where the superposition is not commanded. Thereby, the 12th harmonic component of the magnetic sound of the three-phase AC rotating electric machine can be changed satisfactorily. For example, the twelfth harmonic component of the radial magnetic excitation force that generates the second most disturbing magnetic sound component can be satisfactorily reduced.
好適な態様（請求項８）において、７次と１３次の前記高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、６次及び１２次の周波数を有する前記磁気音の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる。これにより、三相交流回転電機の磁気音の６次及び１２次の高調波成分を同時に変更することができる。たとえば、従来、一、二番目に耳障りな磁気音成分を発生する径方向磁気加振力の６次及び１２次高調波成分を同時に良好に低減できる。
好適な態様（請求項９）において、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、１９次及び／又は２５次の前記高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、１８次及び／又は２４次の周波数を有する前記磁気音の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる。これにより、三相交流回転電機の磁気音の１８次及び／または２４次の高調波成分を変更することができる。
In a preferred aspect (Claim 8 ), by outputting harmonic PWM signals for superimposing the seventh and thirteenth harmonic currents on the fundamental frequency component of the stator current, the sixth and twelfth frequencies are output. The harmonic component of the magnetic sound having the above is changed as compared with the case where the superposition is not commanded. Thereby, the 6th and 12th harmonic components of the magnetic sound of the three-phase AC rotating electric machine can be changed simultaneously. For example, conventionally, the 6th-order and 12th-order harmonic components of the radial magnetic excitation force that generate the first and second most disturbing magnetic sound components can be reduced well at the same time.
In good optimal aspect (claim 9), wherein the harmonic PWM signal generating means, the harmonic PWM signal for the 19th and / or 25-order of the harmonic current superimposed on the fundamental frequency component of said stator current By outputting, the harmonic component of the magnetic sound having the 18th and / or 24th order frequency is changed as compared with the case where the superposition is not commanded. Thereby, the 18th and / or 24th harmonic components of the magnetic sound of the three-phase AC rotating electric machine can be changed.
好適な態様（請求項１０）において、前記ｎ１は６ｋ１＋１（ｋ１は自然数）とされ、前記ｎ２は６ｋ２＋１（ｋ２は自然数）とされ、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、前記基本周波数成分の６ｋ１倍の周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて低減し、同時に、前記基本周波数成分の６ｋ２（ｋ２は自然数）倍の周波数をもつ前記交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて増加する。
これにより、三相交流回転電機本来の磁気音を低減して、所望の周波数の磁気音を出力することができる。
In a preferred aspect (
Thereby, the original magnetic sound of a three-phase alternating current rotating electrical machine can be reduced, and the magnetic sound of a desired frequency can be output.
これにより、三相交流回転電機本来の磁気音を低減して、所望の周波数の磁気音を出力することができる。 Thereby, the original magnetic sound of a three-phase alternating current rotating electrical machine can be reduced, and the magnetic sound of a desired frequency can be output.
好適な態様（請求項１１）において、ｋ１は１とされる。これにより、６次の磁気騒音を低減しつつ、所望の磁気音を発生させることができる。
In a preferred aspect (
好適な態様（請求項１２）において、ｋ１は２とされる。これにより、１２次の磁気騒音を低減しつつ、所望の磁気音を発生させることができる。
好適な態様（請求項１３）において、ｋ１は３とされる。これにより、１８次の磁気騒音を低減しつつ、所望の磁気音を発生させることができる。
In a preferred embodiment (
In good optimal aspect (
好適な態様（請求項１４）において、ｋ１は４とされる。これにより、２４次の磁気騒音を低減しつつ、所望の磁気音を発生させることができる。
In a preferred aspect (
好適な態様（請求項１５）において、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、前記ステータ電流の基本周波数成分に対して７次及び１３次の周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号と１９次及び２５次の少なくともいずれか周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号とを、前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の６次及び１２次の周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音と、前記基本周波数成分の１９次及び２５次の少なくともいずれかの周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音とを、前記処理を行わない場合に比べて減衰させる。これにより、回転電機の更に一層静粛な運転が可能となる。 In a preferred aspect (claim 15 ), the harmonic PWM signal generating means includes a harmonic PWM signal having a 7th and 13th order frequency with respect to a fundamental frequency component of the stator current, a 19th order and a 25th order. By performing a process of outputting a harmonic PWM signal having at least one of the frequencies to the inverter, the three-phase AC rotating electric machine as the AC rotating electric machine having the sixth and twelfth frequencies of the fundamental frequency component The magnetic sound and the magnetic sound of the three-phase AC rotating electrical machine as the AC rotating electrical machine having at least one of the 19th and 25th frequencies of the fundamental frequency component are attenuated as compared with the case where the processing is not performed. . As a result, the rotating electric machine can be operated more silently.
好適な態様（請求項１６）において、前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、I1を前記基本周波数の振幅、Ｉｎを前記高調波電流の振幅、ｔ、ｘ、ｙをそれぞれ所定の位相角とした場合に、前記多相交流電流の基本波周波数成分は、第１相基本周波数成分Iｕ1（＝I1sin（θ））、第２相基本周波数成分Iｖ1（＝I1sin（θ−ｘ））、第３相基本周波数成分Iｗ１（＝I1sin（θ−ｙ））を少なくとも含み、ｎ倍の周波数の径方向振動低減用高調波電流が、第１相高調波成分Iｕｎ（＝Iｎsin｛ｎ（θ＋ｔ）｝）、第２相基本周波数成分Iｖｎ（＝Iｎsin｛ｎ（θ＋ｔ）−ｘ｝）、第３相基本周波数成分Iｗｎ（＝Iｎsin｛ｎ（θ＋ｔ）−ｙ｝）を少なくとも含み、前記第１相高調波成分Iｕｎは前記第１基本周波数成分Iｕ１に、前記第２相高調波成分Iｖｎは前記第２基本周波数成分Iｖ１に、前記第３相高調波成分Iｗｎは前記第３基本周波数成分Iｗ１に重畳される。このようにすれば、各相の基本周波数成分の回転順序すなわち位相順と各相の振動低減用のｎ次高調波成分の回転順序とが一致するため、良好に（ｎー１）次径方向振動を低減することができる。 In a preferred aspect (claim 16 ), the harmonic PWM signal generating means sets I1 as the amplitude of the fundamental frequency, In as the amplitude of the harmonic current, and t, x, and y as predetermined phase angles, respectively. In this case, the fundamental wave frequency component of the multiphase alternating current includes a first phase fundamental frequency component Iu1 (= I1sin (θ)), a second phase fundamental frequency component Iv1 (= I1sin (θ−x)), a third phase. The fundamental current component Iw1 (= I1sin (θ−y)) is included, and the radial vibration reducing harmonic current having the frequency of n times is the first phase harmonic component Iun (= Insin {n (θ + t)}), The first phase harmonic component includes at least a second phase fundamental frequency component Ivn (= Insin {n (θ + t) −x}) and a third phase fundamental frequency component Iwn (= Insin {n (θ + t) −y}). Iun is the first fundamental frequency component Iu1, and the second phase harmonic component Ivn is the second fundamental frequency component Iu1. The frequency component Iv1, the third phase harmonic component Iwn is superimposed on said third fundamental frequency component Iw1. In this way, the rotation order of the fundamental frequency components of each phase, that is, the phase order, and the rotation order of the nth-order harmonic components for vibration reduction of each phase coincide with each other. Vibration can be reduced.
好適な態様（請求項１７）において、前記交流回転電機は、車両用エンジンに連結解除可能に連結され、前記インバータ制御回路は、前記車両用エンジンの停止時に前記高調波ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する処理を行って前記磁気音を変更させる。これにより、回転電機の磁気騒音が目立ちやすいエンジン停止時の車両騒音に対する快適性を向上することができる。 In a preferred aspect (Claim 17 ), the AC rotating electric machine is connected to a vehicle engine so as to be disengaged, and the inverter control circuit sends the harmonic PWM signal to the inverter when the vehicle engine is stopped. An output process is performed to change the magnetic sound. Thereby, the comfort with respect to the vehicle noise at the time of the engine stop which the magnetic noise of a rotary electric machine is conspicuous can be improved.
好適な態様（請求項１８）において、前記交流回転電機は、車両用エンジン及び／又は車軸に回生制動可能に連結され、前記インバータ制御回路は、前記車両用エンジンの停止時及び回生制動時の少なくともいずれかにおいて前記高調波ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する処理を行って前記磁気音を変更させる。これにより、回転電機の磁気騒音が目立ちやすいエンジン停止時やエンジン騒音が小さい回生制動時の車両騒音に対する快適性を向上することができる。
（変形態様）
１．上記した径方向振動変更用高調波電流の次数（すなわち、基本周波数成分の周波数に対する径方向振動変更用高調波電流の周波数の倍率）であるｎは、高調波電流発生回路の製造上の公差等を含むことができることは当然である。たとえば、ｎは、ｎ−０．１〜ｎ＋０．１の範囲としてもよい。
２．上記各構成では、径方向振動の変更について説明したが、同時に、周方向磁気加振力（トルクリップル）変更のための高調波電流を更に重畳することもできる。
３．交流回転電機としては、種々の構成の同期機を採用することができ、電動モードおよび発電モードのどちらで利用しても良い。
４．すべての回転域で径方向振動変更用高調波電流を重畳してもよく、特に磁気騒音が問題となる回転域でのみ径方向振動変更用高調波電流を重畳してもよい。所定の一つの次数の径方向振動変更用高調波電流を重畳することにより所定の一つの次数の径方向振動を変更してもよく、複数の次数の径方向振動変更用高調波電流を重畳することにより複数の次数の径方向振動を変更してもよい。回転域により、径方向振動変更用高調波電流の重畳とトルクリップル変更用の高調波電流の重畳とを切り替えてもよい。
５．重畳する高調波電流の位相、振幅は、後述する数式の演算で求めても良く、有限要素法により演算してもよく、実験的に決定されてもよい。
６．回転検出には、ロータの回転角度を検出するたとえばレゾルバなどの回転角センサを採用することが通常であるが、いわゆるセンサレス方式として知られるモータ電流やモータ電圧の位相に基づいてロータの回転角を推定する回路を採用してもよい。
７．回転電機の電機子電流は、その基本周波数成分の他に数次の高調波電流を含んでおり、高調波電流の大きさは回転電機の運転状況などにより変動する。このような複雑な波形の電機子電流に対して磁気騒音低減用の高調波電流を計算することは非常に複雑となり、回路規模も増大する。そこで、電機子電流はｎ次の高調波電流をもたないものと仮定し、検出するかあるいは求めた電機子電流の基本周波数成分に対して（ｎー１）次の径方向振動が低減乃至最小となる磁気騒音低減用のｎ次の高調波電流を演算し、その後、電機子電流に現在含まれているその高調波電流をこの磁気騒音低減用の高調波電流から減算して、それを電機子電流に重畳する。これにより、電機子電流がその基本周波数成分の他に高調波成分を含んでいたとしても径方向振動低減用高調波電流の算出、重畳処理を簡素化することができる。たとえば、オープン制御においては、通電するべき電機子電流の基本周波数成分に対して発生する（ｎー１）次の磁気騒音を最小化するための磁気騒音低減用のｎ次の高調波電流を求める。また、上記電機子電流の基本周波数成分により発生するはずのｎ次の高調波電流を混入高調波電流として予め記憶するマップ又は計算式から求め、上記磁気騒音低減用の高調波電流から混入高調波電流を減算した値を通電するべき電機子電流の基本周波数成分に重畳して電機子電流制御の目標値とすればよい。
In a preferred aspect (Claim 18 ), the AC rotating electric machine is connected to a vehicle engine and / or an axle so as to be capable of regenerative braking, and the inverter control circuit is at least when the vehicle engine is stopped and during regenerative braking. In any case, the magnetic sound is changed by performing processing for outputting the harmonic PWM signal to the inverter. As a result, it is possible to improve the comfort with respect to the vehicle noise when the engine is stopped and the regenerative braking with low engine noise, where magnetic noise of the rotating electrical machine is conspicuous.
(Modification)
1. N, which is the order of the harmonic current for changing the radial vibration described above (that is, the magnification of the frequency of the harmonic current for changing the radial vibration relative to the frequency of the fundamental frequency component), is a manufacturing tolerance of the harmonic current generating circuit, etc. Of course it can be included. For example, n may be in a range of n−0.1 to n + 0.1.
2. In each of the above configurations, the change in the radial vibration has been described, but at the same time, a harmonic current for changing the circumferential magnetic excitation force (torque ripple) can be further superimposed.
3. As the AC rotating electric machine, a synchronous machine having various configurations can be adopted, and it may be used in either the electric mode or the power generation mode.
4). The radial vibration changing harmonic current may be superimposed in all the rotation ranges, and in particular, the radial vibration changing harmonic current may be superimposed only in the rotation range where magnetic noise is a problem. A predetermined one-order radial vibration changing harmonic current may be changed by superimposing a predetermined one-order radial vibration changing harmonic current, or a plurality of orders of radial vibration changing harmonic currents may be superposed. Thus, the radial vibrations of a plurality of orders may be changed. The superposition of the radial vibration changing harmonic current and the superposition of the torque ripple changing harmonic current may be switched depending on the rotation range.
5. The phase and amplitude of the harmonic current to be superimposed may be obtained by calculation of a mathematical expression described later, may be calculated by a finite element method, or may be determined experimentally.
6). For rotation detection, it is usual to employ a rotation angle sensor such as a resolver that detects the rotation angle of the rotor. However, the rotation angle of the rotor is determined based on the phase of the motor current or motor voltage known as a so-called sensorless system. A circuit to be estimated may be employed.
7). The armature current of the rotating electrical machine includes several harmonic currents in addition to the fundamental frequency component, and the magnitude of the harmonic current varies depending on the operating condition of the rotating electrical machine. It is very complicated to calculate the harmonic current for reducing the magnetic noise with respect to the armature current having such a complicated waveform, and the circuit scale is also increased. Therefore, it is assumed that the armature current does not have an nth-order harmonic current, and the (n-1) th order radial vibration is reduced or reduced with respect to the fundamental frequency component of the armature current detected or obtained. Calculate the minimum nth harmonic current for magnetic noise reduction, and then subtract the harmonic current currently included in the armature current from the harmonic current for magnetic noise reduction. Superimpose on the armature current. Thereby, even if the armature current includes a harmonic component in addition to the fundamental frequency component, the calculation and superimposition processing of the radial vibration reducing harmonic current can be simplified. For example, in the open control, the nth harmonic current for magnetic noise reduction for minimizing the (n−1) th magnetic noise generated with respect to the fundamental frequency component of the armature current to be energized is obtained. . Further, the nth-order harmonic current that should be generated by the fundamental frequency component of the armature current is obtained from a map or calculation formula that is stored in advance as a mixed harmonic current, and the mixed harmonic is calculated from the harmonic current for reducing magnetic noise. The value obtained by subtracting the current may be superimposed on the fundamental frequency component of the armature current to be energized to obtain the target value for armature current control.
以下、本発明の好適態様を図面を用いて説明する。
（原理説明）
以下、本発明を多相交流回転電機に適用した場合の原理を以下に説明する。
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(Principle explanation)
Hereinafter, the principle when the present invention is applied to a multiphase AC rotating electrical machine will be described.
図１は、Ｍ相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図であり、図２は図１の等価磁気回路図である。同期機では磁束φはロータの磁極（コイル又は永久磁石により形成される）により形成され、ロータ起磁力Ｆｍａｇは磁気回路におけるロータの磁極の起磁力すなわち磁界強度であり、ステータ起磁力Fｃｏｉｌは、ステータ電流により磁気回路に形成される起磁力すなわち磁界強度である。Rｇはステータとロータとの間のギャップの磁気抵抗である。 FIG. 1 is a diagram schematically showing a magnetic circuit for one phase of an M-phase AC rotating electric machine, and FIG. 2 is an equivalent magnetic circuit diagram of FIG. In the synchronous machine, the magnetic flux φ is formed by the magnetic pole of the rotor (formed by a coil or a permanent magnet), the rotor magnetomotive force Fmag is the magnetomotive force of the magnetic pole of the rotor in the magnetic circuit, ie, the magnetic field strength, and the stator magnetomotive force Fcoil is This is the magnetomotive force, that is, the magnetic field strength formed in the magnetic circuit by the current. Rg is the magnetoresistance of the gap between the stator and the rotor.
図１、図２から、１相あたりの、磁束φ、磁気エネルギーW、径方向の磁気加振力ｆが、 From FIG. 1 and FIG. 2, the magnetic flux φ, magnetic energy W, and radial magnetic excitation force f per phase are
により定義される。すなわち、磁気加振力ｆは、ロータ起磁力の２乗と、ステータ起磁力の２乗と、ロータ起磁力とステータ起磁力との積との合計として定義される。 Defined by That is, the magnetic excitation force f is defined as the sum of the square of the rotor magnetomotive force, the square of the stator magnetomotive force, and the product of the rotor magnetomotive force and the stator magnetomotive force.
上記図及び数式において、Iｃｏｉｌはステータ電流（電機子の相電流）、ｘはギャップ幅、Sはギャップ部対向面積、μ０は空気の透磁率、Nは電機子の各相コイルのターン数、Ｎは相数である。 In the above figures and equations, Icoil is the stator current (phase current of the armature), x is the gap width, S is the gap facing area, μ0 is the air permeability, N is the number of turns of each phase coil of the armature, N Is the number of phases.
この多相交流回転電機の第１（三相ではU）相、第２（三相ではV）相、第Ｍ（三相ではW）相のロータ起磁力Ｆｍａｇとステータ電流（相電流）Ｉｃｏｉｌとを、 The rotor magnetomotive force Fmag and stator current (phase current) Icoil of the first (U in three phases), second (V in three phases), and M (W in three phases) phases of this multiphase AC rotating electric machine The
に示す。ロータ起磁力は、ロータ回転を表すために三角関数にて記載されている。当業者であれば容易に理解されるので、三相より多相の場合における残りの相のロータ起磁力Ｆｍａｇ及びステータ電流Ｉｃｏｉｌの記載は省略する。当然、三相においては、xは、３６０／Ｍ＝１２０度となる。 Shown in The rotor magnetomotive force is described by a trigonometric function to represent the rotor rotation. Since those skilled in the art can easily understand, the description of the rotor magnetomotive force Fmag and the stator current Icoil of the remaining phases in the case of more than three phases is omitted. Of course, in the three phases, x is 360 / M = 120 degrees.
なお、Fｉ（ｉは下付き添え字である）はロータ起磁力のｉ次成分の振幅、Iｉはステータ電流のｉ次成分の振幅、θはロータの回転角、α、β、γ、δ、ｓ、ｔ、ｕは位相角、ｊ、ｋ、L、ｍ、ｎは整数値である。 Note that Fi (i is a subscript) is the amplitude of the i-order component of the rotor magnetomotive force, Ii is the amplitude of the i-order component of the stator current, θ is the rotor rotation angle, α, β, γ, δ, s, t, and u are phase angles, and j, k, L, m, and n are integer values.
これらの式において、ロータ起磁力Ｆｍａｇは高調波としてｊ、ｋ、L次の高調波成分だけをもち、ステータ電流Ｉｃｏｉｌは高調波としてｍ、ｎ次の高調波成分だけをもつとしたが、更に他の高調波をもっていてもよいことは明白である。単純化のために、三相交流回転電機に限定すると、数４、数５、数６は下記のようになる。
In these equations, the rotor magnetomotive force Fmag has only harmonic components of j, k and L as harmonics, and the stator current Icoil has only harmonic components of m and n as harmonics. Obviously, other harmonics may be present. For simplification, when limiting to a three-phase AC rotating electrical machine,
数７を数３に代入して得られる数１０によりU相加振力ｆｕが得られる。
The U-phase excitation force fu is obtained from
数８を数３に代入して得られる数１１によりV相加振力ｆｖが得られる。
The V-phase excitation force fv is obtained from
数９を数３に代入して得られる数１２によりW相加振力ｆｗが得られる。
The W-phase excitation force fw is obtained from
数４〜数６において、θは基本波の角度である。θは基本波の角速度をωとすればωｔに等しく、また基本波の周波数（基本周波数）をｆとすれば２πｆｔに等しいことは当然である。また、数４〜数６において、３６０、１２０、２４０という数値は、実際の計算では、２π、２π／３、４π／３にそれぞれ読み替えるのが簡単である。
In
磁気音は上記各相加振力のベクトル和に正相関を有するわけであるが、各相加振力は、数１０、数１１、数１２に示されるように多数の項の一次関数（和また差の式）となっている。各相加振力の合計は、各相の各項を互いに同一の次数ごとに（各周波数ごとに）別々にベクトル加算した項（以下、ベクトル加算項ともいう）の一次関数（和また差の式）となる。磁気音は、各ベクトル加算項において、ベクトル加算項を構成する各項が同位相（似た位相）で強めあう場合に問題となり、各ベクトル加算項を構成する各項の位相が大きく異なる場合にはベクトル加算項の振幅が小さくなるため、ほとんど問題とはならない。
The magnetic sound has a positive correlation with the vector sum of each phase excitation force, but each phase excitation force is a linear function (sum) of a number of terms as shown in
すなわち、数１０、数１１、数１２を加算した場合、ベクトル加算項を構成する各項が同位相となってベクトル加算項の振幅が上記各項の振幅に対して大幅に大きくなるのは、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次となる。
That is, when
数１０、数１１、数１２から、ステータ電流Ｉｃｏｉｌにｍ次高調波電流成分、ｎ次高調波電流成分を重畳すると、常に、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の加振力成分を顕著に生じさせることがわかる。
From
ということは、ある位相をもつｘ次の高調波電流成分を重畳することにより、（ｘ−１）次の加振力を発生することができることがわかる。 This means that an (x-1) th order excitation force can be generated by superimposing an xth order harmonic current component having a certain phase.
したがって、現在発生している磁気音の原因となる磁気音の（ｘ−１）次成分をキャンセルするために、この磁気音の（ｘ−１）次成分と逆位相、等振幅をもつ加振力を発生するｘ次の高調波電流を重畳することにより、磁気音をキャンセルすることができる。また、位相が完全に逆位相となっていなくても、振幅が完全に等しくなくても、ベクトル加算されたそれらの和の振幅を小さくすることにより、大幅に低減することができる。 Therefore, in order to cancel the (x-1) th order component of the magnetic sound that causes the currently generated magnetic sound, an excitation having an opposite phase and equal amplitude to the (x-1) th order component of this magnetic sound. The magnetic sound can be canceled by superimposing the x-order harmonic current that generates a force. Further, even if the phases are not completely opposite to each other or the amplitudes are not completely equal, it is possible to significantly reduce the amplitude by summing up the vector-added sums.
また、現在発生している磁気音の原因となる磁気音の（ｘ−１）次成分を変更（増大又は低減）するために、この磁気音の（ｘ−１）次成分を発生するｘ次の高調波電流をステータ電流の基本周波数成分に重畳することにより、磁気音を変更（増大又は低減）することができる。つまり、ベクトル加算されたそれらの和の振幅が増加したり、減少したりすることができる。 Also, in order to change (increase or decrease) the (x-1) th order component of the magnetic sound that causes the currently generated magnetic sound, the xth order that generates the (x-1) th order component of this magnetic sound. Is superposed on the fundamental frequency component of the stator current to change (increase or decrease) the magnetic sound. In other words, the amplitude of the sum of the vectors can be increased or decreased.
交流回転電機の（ｘ−１）次の磁気音を増加又は低減するために、ｘ次の高調波電流を好適位相、好適振幅で重畳すればよいという知見は、従来知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。 In order to increase or decrease the (x-1) th order magnetic sound of an AC rotating electrical machine, the knowledge that the xth order harmonic current should be superimposed with a suitable phase and a suitable amplitude has not been known in the past. It is very important in the development of low noise motors in the future.
同様に、数１０、数１１、数１２から、ステータ電流Ｉｃｏｉｌにｍ次高調波電流成分とｎ次高調波電流成分とを重畳することにより、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気加振力成分を同時に変更（増加又は低減）することもできる。ただし、この場合、重畳するｍ次高調波電流成分の位相及び振幅と、ｎ次高調波電流成分の位相及び振幅とによって、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の加振力が生じるために、これらの加振力と、本来存在する（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気音とのそれぞれの次数でのベクトル和がすべて０となることは容易ではない。しかし、各次の加振力のベクトル和の振幅ができるだけ小さくなるようにもしくは所望の大きさになるように重畳電流の位相及び振幅を調整することができる。 Similarly, from (10), (11), and (12), the (m−1) th order and the (n−1) th order are obtained by superimposing the mth order harmonic current component and the nth order harmonic current component on the stator current Icoil. , (Nm) next magnetic excitation force components can be simultaneously changed (increased or decreased). However, in this case, the (m−1) th order, the (n−1) th order, the (n−m) order, and the phase and amplitude of the mth order harmonic current component to be superimposed and the phase and amplitude of the nth order harmonic current component. ) Since the next excitation force is generated, the order of these excitation forces and the (m−1) th order, (n−1) th order, and (nm) th order magnetic sound that originally exist are It is not easy for all vector sums to be zero. However, the phase and amplitude of the superimposed current can be adjusted so that the amplitude of the vector sum of the respective excitation forces becomes as small as possible or a desired magnitude.
交流回転電気の（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気音を同時に変更（低減又は増大）するために、ｍ次、ｎ次の高調波電流を好適位相、好適振幅にて加算すればよいという知見は、従来知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。 In order to simultaneously change (reduce or increase) the (m-1) th order, (n-1) th order, and (nm) th order magnetic sound of AC rotating electricity, the mth order and nth order harmonic currents are suitable. The knowledge that the phase and the preferred amplitude should be added has not been known so far, and is very important in the future development of a low noise motor.
数１０、数１１、数１２にて表される各項のうち、ベクトル和が０となる項を消去して簡略化した式を以下に示す。
Of the terms represented by
三相交流回転電機のロータ起磁力Ｆｍａｇの高調波としては、極数、ステータスロット数にもよるが、一般的に３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分がほかの次数の高調波成分よりも格段に優勢であるので、ロータ起磁力Ｆｍａｇの基本波成分と３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分とをもち、磁気音変更のための高調波電流を重畳しない場合について、生じる磁気音（磁気音）を以下に説明する。 As for the harmonics of the rotor magnetomotive force Fmag of a three-phase AC rotating electric machine, although it depends on the number of poles and the number of status lots, generally the third harmonic component, the fifth harmonic component and the seventh harmonic component are Since it is much more dominant than the harmonic component of the order, it has a fundamental component, a third harmonic component, a fifth harmonic component, and a seventh harmonic component of the rotor magnetomotive force Fmag, for changing the magnetic sound. The magnetic sound (magnetic sound) that occurs when the harmonic current is not superimposed will be described below.
整数値（次数値）は、ｊ＝３、ｋ＝５、L＝７となるので、これを数７〜数９に代入すると、下記の式となる。
Since the integer values (order values) are j = 3, k = 5, and L = 7, when substituting these into
これら数１６、数１７、数１８を数３に代入し、高調波電流重畳しないので、ｍ＝０（Im=0）、ｎ＝０（Iｎ=0）とすれば、下記の式が得られる。
Substituting these
数１９、数２０、数２１において、ベクトル和が０となる項を消去し、同位相で強め合う項と直流成分項とを抜粋すると、下記の式となる。 In the equations (19), (20), and (21), the terms for which the vector sum is 0 are deleted, and the terms that strengthen each other in the same phase and the DC component terms are extracted to obtain the following equation.
したがって、数２２、数２３、数２４を加算して得られる各相加振力の合計は、下記の数２５となる。
Therefore, the sum of each phase excitation force obtained by adding
数２５において、○で囲んだ数字を丸数字というものとすると、丸数字１で示される項は加振力合計の直流成分項、丸数字２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの３次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字３で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と５次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字４で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と７次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字５で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次と７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、丸数字６で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分、丸数字７で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分となる。
In
すなわち、三相交流回転電機の磁気音は、ロータ起磁力Ｆｍａｇの基本波成分と３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分により、６次と１２次の磁気音成分に起因することが数２５からわかる。
That is, the magnetic sound of the three-phase AC rotating electric machine is converted into sixth and twelfth magnetic sound components by the fundamental wave component, the third harmonic component, the fifth harmonic component, and the seventh harmonic component of the rotor magnetomotive force Fmag. It can be seen from
そこで、これら６次と１２次の磁気音成分の変更（低減又は増大）のために、ステータ電流Ｉｃｏｉｌに７次高調波成分と１３次高調波成分を重畳した場合を以下に説明する。 Accordingly, a case where the seventh harmonic component and the thirteenth harmonic component are superimposed on the stator current Icoil for changing (reducing or increasing) the sixth and twelfth magnetic sound components will be described below.
この場合、数７、数８、数９において、ｊ＝３、ｋ＝５、L＝７、ｍ＝７、ｎ＝１３とすれば、下記の式となる。
In this case, in
数２６、数２７、数２８を用いて、数１０、数１１、数１２を計算すると、下記の式が得られる。
When
数２９、数３０、数３１において、ベクトル和が０となる項を消去し、同位相で強め合う項と直流成分項とを抜粋すると、下記の式が得られる。
In
これらの式を数２５と同様に整理すると、各相加振力の総和は、下記の式となる。
If these formulas are arranged in the same manner as
この数３５において、
丸数字１で示される項は直流成分項、
丸数字２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの３次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字３で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と５次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字４で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と７次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字５で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次と７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字６で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分、
丸数字７で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分となる。
In this number 35,
The term indicated by the circled
The term indicated by the
The term indicated by the
The term indicated by the circled
The term indicated by the circled
The term indicated by the
The term indicated by the
丸数字８で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次の成分（基本波）とステータ電流の７次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字９で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次の成分（基本波）とステータ電流の１３次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１０で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１１で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１３次の高調波により生じる１８次の高調波成分、
丸数字１２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１３次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字１３で示される項はステータ電流の１次の成分（基本波）と７次の成分により生じる６次の高調波成分、
丸数字１４で示される項はステータ電流の１次の成分（基本波）と１３次の成分により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１５で示される項はステータ電流の７次の成分と１３次の成分により生じる６次の高調波成分である。
The term indicated by the circled
The term indicated by the
The term indicated by the
The term indicated by the
The term indicated by the
The term indicated by the circled
The term indicated by the
The term indicated by the circled
結局、数３５で示される各相加振力の合計は、６次、１２次の高調波となるので、上記丸数字２、３、４、６、７、８、１２、１３、１５の項の位相角や各振幅を設定すれば、上記丸数字２、３、４、６、７、８、１２、１３、１５の項のベクトル和を０、又は、小さくしたり、又は、大きくしたりすることができ、磁気音の６次の騒音をキャンセル乃至低減（乃至増大）を実現することができる。
Eventually, the sum of the respective phase excitation forces shown in Equation 35 becomes the sixth and twelfth harmonics, so the terms of the circled
同様に、上記丸数字５、９、１０、１４の項の位相角や各振幅を設定すれば、上記丸数字５、９、１０、１４の項のベクトル和を０、又は、小さくしたり、又は、大きくしたりすることができ、磁気音の１２次の騒音をキャンセル乃至低減（乃至増大）を実現することができる。
Similarly, if the phase angle and each amplitude of the term of the
つまり、数３５において７次の高調波電流成分と１３次の高調波電流成分との位相と振幅とを調整することにより、数３５に示す直流項以外の項の和を０として三相交流回転電機において最も重要となる磁気音の６次の高調波成分と１２次の高調波成分をキャンセルしたり、低減（乃至増大）したりすることができる。 In other words, by adjusting the phase and amplitude of the seventh-order harmonic current component and the thirteenth-order harmonic current component in Equation 35, the sum of terms other than the DC term shown in Equation 35 is set to 0 to achieve three-phase AC rotation. It is possible to cancel or reduce (or increase) the sixth-order harmonic component and the twelfth-order harmonic component of the magnetic sound that are most important in an electric machine.
磁気音の６次高調波のキャンセル条件を下記の式に示す。 The cancellation condition for the sixth harmonic of the magnetic sound is shown in the following equation.
数３６において、破線にて示す各項の和または差は磁気音成分となる径方向磁気加振力の６次高調波のベクトル和を表し、実線にて示す各項の和または差はキャンセル用の高調波電流による加振力の６次高調波のベクトル和を示す。したがって、数３６において、これら両者のベクトル和が０となるように、位相角と振幅を定めればよい。磁気音の１２次高調波のキャンセル条件を下記の式に示す。 In Equation 36, the sum or difference of each term indicated by a broken line represents the vector sum of the sixth harmonics of the radial magnetic excitation force serving as the magnetic sound component, and the sum or difference of each term indicated by the solid line is for cancellation. The vector sum of the 6th harmonic of the exciting force by the harmonic current of is shown. Therefore, in Equation 36, the phase angle and the amplitude may be determined so that the vector sum of these two becomes zero. The cancellation condition for the 12th harmonic of the magnetic sound is shown in the following equation.
数３７において、破線にて示す各項の和または差は磁気音成分となる１２次高調波のベクトル和を表し、実線にて示す各項の和または差はキャンセル用の高調波電流による加振力の１２次高調波のベクトル和を示す。したがって、数３７において、これら両者のベクトル和が０となるように、位相角と振幅を定めればよい。 In Expression 37, the sum or difference of each term indicated by a broken line represents the vector sum of the 12th harmonics serving as a magnetic sound component, and the sum or difference of each term indicated by a solid line represents excitation by a harmonic current for cancellation. The vector sum of the 12th harmonic of the force is shown. Therefore, in Equation 37, the phase angle and the amplitude may be determined so that the vector sum of these two becomes zero.
なお、上記した数３５、数３６、数３７において、回転数の関数としてのθは刻々と変化するので、基本波の回転数や位相や振幅の時間変化につれて、数３５に示す磁気音の総和を所定レベルとするための高調波電流の振幅と位相とは刻々と変化する。同様に、数３６、数３７を満足する高調波電流の振幅と位相も刻々と変化する。このため、重畳する高調波電流の振幅と位相とは、基本波電流の周波数、位相、振幅に応じて所定時間ごとに演算される。 Since θ as a function of the number of rotations changes every moment in the above Equations 35, 36, and 37, the total sum of the magnetic sounds shown in Equation 35 as the rotational speed, phase, and amplitude of the fundamental wave change with time. The amplitude and phase of the harmonic current for setting the current to a predetermined level changes every moment. Similarly, the amplitude and phase of the harmonic current that satisfies Equations 36 and 37 also change every moment. For this reason, the amplitude and phase of the superimposed harmonic current are calculated every predetermined time according to the frequency, phase and amplitude of the fundamental current.
（回路構成例１）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図３に示す。このモータ制御回路はモータ電流をフィードバック制御を行う実施例である。
(Circuit configuration example 1)
FIG. 3 shows a circuit example for superimposing the above harmonic current. This motor control circuit is an embodiment that performs feedback control of the motor current.
１０は三相同期機１０７のモータ電流を制御するモータ電流制御手段であり、以下の構成をもつ。
１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座標系）の振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。１０１は、所定次数の高調波電流（三相交流座標系）の振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。
振幅・位相指令用の回路ブロック１００は、たとえば車両制御ECUなどの外部制御装置から受け取った電流指令（基本波）に基づいて上記振幅、位相を決定する。また、回路ブロック１００がこの車両制御ＥＣＵにより構成されてもよい。この外部制御装置は三相同期機１０７の回転角信号（回転位置信号）及びトルク指令に基づいてこの基本波としての電流指令値を演算する。
The amplitude / phase
回路ブロック１０１は、上記した電流指令（基本波）電流の周波数、振幅、位相を上記した数１３又は数１４又は数１５に入力して演算することにより、あらかじめ定められた所定次数の高調波電流の周波数、振幅、位相を決定し、それらを指示する振幅・位相指令を出力する。これら数式のうちの他の定数は目的に応じて予め設定されている。
The
たとえば、６次及び１２次の磁気音を低減又はキャンセルする場合には、数３６、３７の式の計算値が所定値以下又は０となるように、７次／又は１３次の高調波電流の振幅と位相とを決定する。他の定数は交流回転電機に特有の数値として予め設定されている。 For example, in the case of reducing or canceling the 6th and 12th magnetic sounds, the 7th and / or 13th harmonic current is reduced so that the calculated value of the formulas 36 and 37 is not more than a predetermined value or 0. Determine amplitude and phase. The other constants are preset as numerical values specific to the AC rotating electric machine.
それに応じて、６次の磁気音だけをキャンセルする場合には、数３６の式の計算値が所定値以下又は０となるように、高調波電流の振幅と位相とを決定する。１２次の磁気音だけをキャンセルする場合には、数３７の式の計算値が所定値以下又は０となるように、高調波電流の振幅と位相とを決定する。いずれにせよ、これらの式において、重畳する７次及び／又は１３次の高調波電流の位相及び／振幅を調整することにより、６次／又は１２次の磁気音すなわち磁気音の大部分を増幅したり、低減したり、キャンセルしたりすることができる。 Accordingly, when canceling only the sixth-order magnetic sound, the amplitude and phase of the harmonic current are determined so that the calculated value of Expression 36 is equal to or less than a predetermined value or zero. In the case of canceling only the 12th-order magnetic sound, the amplitude and phase of the harmonic current are determined so that the calculated value of Expression 37 is equal to or less than a predetermined value or 0. In any case, in these equations, by adjusting the phase and / or amplitude of the superimposed 7th and / or 13th harmonic currents, the 6th / 12th magnetic sound, that is, the majority of the magnetic sound is amplified. Can be reduced, reduced, or canceled.
なお、上記数式の計算の代わりに、予めこれらの数式に相当するマップ又はテーブルに上記基本周波数成分の周波数、位相、振幅を代入して、７次及び／又は１３次の高調波電流の位相、振幅の値をサーチしてもよい。また、回路ブロック１００が、演算されたステータ電流の基本周波数成分の振幅及び位相に基づいてその現在値を算出して出力し、回路ブロック１０１が、演算された高調波電流の振幅及び位相に基づいて高調波電流の現在値を算出して出力することもできる。
Instead of calculating the above formulas, the frequency, phase, and amplitude of the fundamental frequency component are substituted in advance in a map or table corresponding to these formulas, and the phase of the seventh and / or thirteenth harmonic currents, The amplitude value may be searched. Further, the
これら基本波電流及び高調波電流に関する指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された情報に基づいて決定される各相の基本波電流値及び高調波電流値を相ごとに加算して、定期的に合成三相交流電流値を算出する。
Commands relating to the fundamental current and the harmonic current are input to the
算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路ブロック１０３によりｄーｑ軸系に座標変換され、減算器１０４にてそれらの検出値（ｄ−ｑ軸）と比較され、それらの差が電流増幅器４００によりゲイン調節された後、座標軸変換用の回路ブロック１０４Aにて三相交流電流値に出力される。
The calculated combined three-phase alternating current value is coordinate-converted into a dq axis system by the
回路ブロック１０４Aは、上記差を消去する各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。この種のＰＷＭフィードバック制御自体はもはや周知であるので、詳細な説明は省略する。
The
三相同期機１０７は回転角センサ１０８を内蔵しており、速度・位置信号処理用回路ブロック１０９は、回転角センサ１０８から出力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、それらを、回路ブロック１０４Aに入力する。また、三相同期機１０７のステータコイル電流は、電流センサ１１０にて検出され、座標軸変換用回路ブロック１１１にてｄ軸電流検出値とｑ軸電流検出値とに変換され、減算器１０４に入力される。
The three-phase
（回路構成例２）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図４に示す。
(Circuit configuration example 2)
FIG. 4 shows a circuit example for superimposing the above harmonic current.
１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座表系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。回路ブロック１００から出力された指令値は回路構成例１と同様に三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック３００を介して減算器１０４ａに出力する。FFT１１１は、電流検出から出力された相電流からその基本波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０３により座標変換された後、減算器１０４ａにて上記電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０１を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Bに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。
１０１は、所定次数の高調波に相当する電流指令値（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。回路ブロック１００から出力された指令値は回路構成例１と同様に三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック３００を介して減算器１０４ａに出力する。FFT１１１は、モータ電流から上記所定次数の高調波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０４により座標変換された後、減算器１０４ｂにて上記電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０２を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Cに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。
回路ブロック１０４Cは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。回路ブロック１０９が検出した回転位置信号から位置信号と速度信号とを抽出して上記座標変換をなすための回路ブロック１０４B、１０４C、３００、３０１に出力する。
The
加算器１１２にて加算された合成の三相交流電流指令値に対応する各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。
The
（回路構成例３）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図５に示す。この回路は、図４に示すFFT１１１に代えてフィルタ１１３を採用し、基本波電流検出値と高調波電流検出値とを抽出するものである。
(Circuit configuration example 3)
FIG. 5 shows a circuit example for superimposing the above harmonic current. This circuit employs a
電流センサ１１０にて検出された相電流信号からその基本波成分（三相交流座標系）の検出値を抽出する。この検出値は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０３により座標変換された後、減算器１０４ａにて基本波用の電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０１を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Bに出力する。回路ブロック１０４Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。
A detection value of the fundamental wave component (three-phase AC coordinate system) is extracted from the phase current signal detected by the
減算器１１７は、電流センサ１１０にて検出された相電流信号（三相交流座標系）からその基本波成分（三相交流座標系）を減算し、その高調波成分を抽出する。検出された高調波成分は、三相交流座標系をｄ−ｑ軸系に変換する回路ブロック４０４により座標変換された後、減算器１０４ｂにて高調波用の電流指令値と比較され、それらの差をゲイン調整用の電流制御器４０２を通じて座標軸変換用の回路ブロック１０４Cに出力する。回路ブロック１０４Cは上記差を解消する三相交流電流指令値を加算器１１２に出力する。
The
これにより回路構成例２と同様の動作を行うことができる。 As a result, the same operation as in the circuit configuration example 2 can be performed.
（回路構成例４）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図６に示す。このモータ制御回路は三相交流座標系のみにてモータ電流をフィードバック制御を行う実施例である。
(Circuit configuration example 4)
A circuit example for superimposing the above harmonic current is shown in FIG. This motor control circuit is an embodiment that performs feedback control of motor current only in a three-phase AC coordinate system.
１００は、基本波に相当する電流指令値（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。１０１は、所定次数の高調波電流（三相交流座標系）としての振幅、位相を指示する振幅・位相指令用の回路ブロックである。これらの回路ブロックの機能は、図３の場合と同じであり、高調波ブロック１０１は、回路ブロックから出力される周波数、位相、振幅を数１３又は数１４又は数１５に代入して高調波の振幅、位相を決定するか、実質的に同じ演算処理をマップ又はテーブルを用いて行う。
回路ブロック１００、１０１から出力された振幅・位相指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された基本波電流指令値の振幅・位相指令と高調波電流指令値の振幅・位相指令、並びに、検出された回転位置信号に基づいて基本波電流指令値（三相交流座標系）と高調波電流指令値（三相交流座標系）とをU相とV相とでそれぞれ加算してU相合成電流指令値（三相交流座標系）ｉｕ、V相合成電流指令値（三相交流座標系）ｉｖとして出力する。
The amplitude / phase commands output from the circuit blocks 100 and 101 are input to the
減算器３００は、検出されたU相電流検出値ｉｕ’と上記U相合成電流指令値ｉｕとの差を求め、この差を電流制御器をなす回路ブロック３０２に出力する。減算器３０１は、検出されたV相電流検出値ｉｖ’と上記V相合成電流指令値ｉｖとの差を求め、この差を電流制御器をなす回路ブロック３０２に出力する。回路ブロック３０２は上記差を解消するU相電圧、V相電圧を形成し、回路ブロック１０５はこれらU相電圧、V相電圧に相当するU相、V相のＰＷＭ電圧を演算出力する。また、減算反転回路３０３は、上記U相電圧、V相電圧の差のアナログ反転信号をW相電圧として算出し、回路ブロック１０５はこのW相電圧のＰＷＭ電圧を演算出力する。これら三相のＰＷＭ電圧に相当するデユーティに応じて三相インバータ１０６が断続制御される。
The
（回路構成例５）
上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図７に示す。この回路は、図３に示す回路をオープン制御に変更したものである。
(Circuit configuration example 5)
A circuit example for superimposing the above harmonic current is shown in FIG. This circuit is obtained by changing the circuit shown in FIG. 3 to open control.
基本波回路ブロック１００、高調波回路ブロック１０１から出力される基本波電流及び高調波電流に関する指令は、回路ブロック１０２に入力される。回路ブロック１０２は、入力された情報に基づいて決定される各相の基本波電流値及び高調波電流値を相ごとに加算して、定期的に合成三相交流電流値を算出する。
Commands regarding the fundamental current and the harmonic current output from the
算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路ブロック１０３によりｄーｑ軸系に座標変換され、電流増幅器４００によりゲイン調節された後、座標軸変換用の回路ブロック１０４Aにて三相交流電流値に出力される。
The calculated combined three-phase AC current value is coordinate-converted into the dq axis system by the coordinate axis
回路ブロック１０４Aは、各相のＰＷＭ制御電圧を回路ブロック１０５にて発生させ、この三相ＰＷＭ制御電圧により三相インバータ１０６のスイッチング素子を断続制御し、この三相インバータ１０６の出力電圧を発電電動機である三相同期機１０７のステータコイルに印加する制御を行い、三相同期機１０７に流れる三相交流電流を回路ブロック１００、１０１で指定される周波数、振幅、位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。
The
三相同期機１０７は回転角センサ１０８を内蔵しており、速度・位置信号処理用回路ブロック１０９は、回転角センサ１０８から出力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、座標変換のために回路ブロック１０３、１０４Aにそれらを入力する。
The three-phase
（実験例）
上記磁気騒音低減のための実験を図８に示す三相同期機（８極、２４スロット、IPM)を用いて行った。なお、基本波電流を４３Aとし、ロータ位相角はトルクが最大となる値に制御した。
(Experimental example)
The experiment for reducing the magnetic noise was conducted using a three-phase synchronous machine (8 poles, 24 slots, IPM) shown in FIG. The fundamental current was 43 A, and the rotor phase angle was controlled to a value that maximized the torque.
図９は、この同期機のステータ電流に磁気騒音低減用の高調波電流を重畳せずにモータ駆動した場合の三相電流波形を示す。各相電流は、その基本周波数成分の他に比較的小さい高調波成分を含んでいる。図１０は、図９に示すステータ電流に磁気騒音低減用の高調波電流を重畳してモータ駆動した場合の三相電流波形を示す。図９、図１０において、回転数は１７００ｒｐｍとした。磁気騒音低減用の高調波電流は、図３の回路を用いてフィードバック方式にて重畳された。 FIG. 9 shows a three-phase current waveform when the motor is driven without superimposing a harmonic current for reducing magnetic noise on the stator current of the synchronous machine. Each phase current includes a relatively small harmonic component in addition to its fundamental frequency component. FIG. 10 shows a three-phase current waveform when the motor is driven by superimposing a harmonic current for reducing magnetic noise on the stator current shown in FIG. 9 and 10, the rotation speed was 1700 rpm. The harmonic current for magnetic noise reduction was superimposed by a feedback method using the circuit of FIG.
それぞれFFTにより求めた図９に示すU相電流の周波数スペクトルA、及び、図１０に示す磁気騒音低減用高調波成分重畳U相電流の周波数スペクトルBを、図１１に示す。図１１において、各次数ごとに示された一対のバーのうち左側（薄いグレーにて表示）は図９に示すU相電流のスペクトルAを示し、各次数ごとに示された一対のバーのうち右側（濃いグレーにて表示）は図１０に示すU相電流のスペクトルBを示す。図９において、７次電流（７次高調波成分）は１次電流（基本周波数成分）の振幅の３％の大きさの振幅を有している。図１０において、７次電流（７次高調波成分）は１次電流（基本周波数成分）の振幅の１２％の大きさの振幅を有している。 FIG. 11 shows the frequency spectrum A of the U-phase current shown in FIG. 9 and the frequency spectrum B of the harmonic component superimposed U-phase current for reducing magnetic noise shown in FIG. In FIG. 11, the left side (displayed in light gray) of the pair of bars shown for each order shows the spectrum A of the U-phase current shown in FIG. 9, and the pair of bars shown for each order The right side (displayed in dark gray) shows the spectrum B of the U-phase current shown in FIG. In FIG. 9, the seventh current (seventh harmonic component) has an amplitude that is 3% of the amplitude of the primary current (fundamental frequency component). In FIG. 10, the seventh current (seventh harmonic component) has an amplitude of 12% of the amplitude of the primary current (fundamental frequency component).
図９の電流を通電した場合（以下、磁気騒音非低減モードと言う）と図１０の電流を通電した場合（以下、磁気騒音低減モードと言う）とにおけるステータの互いに隣接する３個のティースに加わる半径方向（径方向）加振力のロータ回転角による変化を図１２に示す。図１２に示される二つの周期変化波形のうち大きな方の周期変化波形Cは図９に示す磁気騒音非低減モードの径方向加振力の変化を示し、小さい方の周期変化波形Dは図１０に示す磁気騒音非低減モードの径方向加振力の変化を示す。また、Eは、磁気騒音非低減モードにおける径方向加振力の平均値を示す。なお、径方向加振力はロータの永久磁石の吸引により直流成分を有している。 The three adjacent teeth of the stator when the current of FIG. 9 is applied (hereinafter referred to as a magnetic noise non-reduction mode) and when the current of FIG. 10 is applied (hereinafter referred to as a magnetic noise reduction mode). FIG. 12 shows changes in the applied radial direction (radial direction) excitation force depending on the rotor rotation angle. The larger period change waveform C of the two period change waveforms shown in FIG. 12 shows the change in the radial excitation force in the magnetic noise non-reduction mode shown in FIG. 9, and the smaller period change waveform D shows the change in the period change waveform D in FIG. Changes in the radial excitation force in the magnetic noise non-reduction mode shown in FIG. E represents the average value of the radial excitation force in the magnetic noise non-reduction mode. The radial excitation force has a direct current component due to the attraction of the permanent magnet of the rotor.
図１３において、Fは示す磁気騒音非低減時の径方向加振力（大きい周期変化波形）Cの周波数スペクトルを示し、Gは磁気騒音低減時の径方向加振力（小さい周期変化波形）Dの周波数スペクトルを示す。周波数スペクトルFは、各次数ごとに示された一対のバーのうち左側（薄いグレーにて表示）のバーにより示されている。周波数スペクトルGは、各次数ごとに示された一対のバーのうち右側（濃いグレーにて表示）のバーにより示されている。 In FIG. 13, F indicates the frequency spectrum of the radial excitation force (large periodic variation waveform) C when magnetic noise is not reduced, and G indicates the radial excitation force (small periodic variation waveform) D when magnetic noise is reduced. The frequency spectrum of is shown. The frequency spectrum F is indicated by a bar on the left side (displayed in light gray) among a pair of bars indicated for each order. The frequency spectrum G is indicated by a bar on the right side (displayed in dark gray) of a pair of bars indicated for each order.
上記実験機における回転数を変更した場合の６次の磁気音（周波数６θ）の測定結果（電動時）を図１４に示す。図１４から、磁気騒音が耳障りとなる高回転域（約１５００rpm以上）にて良好に磁気騒音の６次成分を低減できることがわかる。上記実験機における回転数を変更した場合の６次の磁気音（周波数６θ）の測定結果（発電時）を図１５に示す。図１５から、ほとんど全部の回転域にわたって磁気騒音の６次成分を低減できることがわかる。また、磁気騒音が最大となる回転域において、磁気騒音低減用の高調波電流の重畳により６次磁気騒音を２０dbも低減できることがわかる。なお、図１４、図１５において一部の回転域において６次の磁気騒音は、磁気騒音低減用の高調波電流の７次成分の重畳により増加しているが、これは制御定数の設定が最適化されていないためであり、本質的なものではない。また、この磁気騒音の逆転は、６次の磁気騒音のレベルが小さいレベルで発生しており、その絶対値も小さいため問題とはならない。もちろん、この同期機において、磁気騒音低下があまり期待できない回転域において、磁気騒音低減用の７次の高調波電流の重畳を停止することもできる。 FIG. 14 shows the measurement result (during electric operation) of the sixth-order magnetic sound (frequency 6θ) when the rotation speed in the experimental machine is changed. From FIG. 14, it can be seen that the 6th-order component of magnetic noise can be satisfactorily reduced in a high rotation range (about 1500 rpm or more) in which magnetic noise is annoying. FIG. 15 shows the measurement results (during power generation) of the sixth-order magnetic sound (frequency 6θ) when the rotation speed in the experimental machine is changed. FIG. 15 shows that the sixth-order component of magnetic noise can be reduced over almost the entire rotation range. It can also be seen that the sixth-order magnetic noise can be reduced by 20 db by superimposing the harmonic current for reducing the magnetic noise in the rotation region where the magnetic noise is maximum. 14 and 15, the sixth-order magnetic noise increases in some rotation regions due to the superposition of the seventh-order component of the harmonic current for magnetic noise reduction. This is because it is not realized, and is not essential. Further, the reversal of the magnetic noise occurs at a level where the sixth-order magnetic noise level is small, and the absolute value thereof is small, so that there is no problem. Of course, in this synchronous machine, the superimposition of the seventh harmonic current for magnetic noise reduction can be stopped in the rotation range where the reduction in magnetic noise cannot be expected so much.
（変形態様）
なお、上記実施例の回路による高調波の重畳技術を利用して、すなわち周方向振動より次数が１大きい高調波電流を基本周波数成分に重畳することにより
、磁気騒音低減をやめて必要に応じてトルクリップル低減を行うように切り替えることもできる。具体的には、高調波電流の振幅と位相角を変更すればよい。
(Modification)
In addition, by using the harmonic superposition technique by the circuit of the above embodiment, that is, by superimposing a harmonic current having a higher order than the circumferential vibration on the fundamental frequency component, the magnetic noise reduction is stopped and the torque is adjusted as necessary. It can also be switched to reduce ripple. Specifically, the amplitude and phase angle of the harmonic current may be changed.
（変形態様）
上記各回路例の変形態様を以下に説明する。各回路例における高調波回路ブロックは、ロータに装備される永久磁石の温度特性を補償する温度補償回路ブロックを内蔵している。この温度補償回路ブロックは交流回転電機１０７に内蔵された温度センサの出力を読み込んで、上記永久磁石の残留磁束の温度変化を補償するために数３５又は数３６又は数３７における定数を変更する。
(Modification)
Modifications of the above circuit examples will be described below. The harmonic circuit block in each circuit example incorporates a temperature compensation circuit block that compensates for the temperature characteristics of the permanent magnet provided in the rotor. This temperature compensation circuit block reads the output of the temperature sensor built in the AC rotating
この温度補償回路ブロックをマイコン構成とした場合の温度補償制御動作ルーチンを図１６に示すフローチャートを参照して説明する。このルーチンは定期的に実施される。 A temperature compensation control operation routine when the temperature compensation circuit block has a microcomputer configuration will be described with reference to a flowchart shown in FIG. This routine is performed periodically.
まず、図示しない交流回転電機１０７内蔵の温度センサの出力信号からロータ温度を読み込み（S１００）、このロータ温度を予め記憶するロータ温度と定数との関係を示すマップに代入して定数を求め（S１０２)、それを出力する（S１０４）。交流回転電機１０７内蔵の温度センサの代わりに車両搭載の既存の温度センサを用いてもよい。
First, the rotor temperature is read from the output signal of the temperature sensor built in the AC rotating electric machine 107 (not shown) (S100), and this rotor temperature is stored in advance in a map showing the relationship between the rotor temperature and the constant to obtain the constant (S102). ) And output it (S104). Instead of the temperature sensor built in the AC rotating
これにより、永久磁石温度の関数としてのロータ磁束φの変化により変更される上記数式の定数がわかるので、この定数を用いて上記数式を演算して高調波電流の位相、振幅を設定する。 As a result, the constants of the above equation that are changed by the change of the rotor magnetic flux φ as a function of the permanent magnet temperature are known, and the phase and the amplitude of the harmonic current are set by calculating the above equation using this constant.
（変形態様）
上記各回路例の変形態様を以下に説明する。この変形態様は、交流回転電機の動作モードの変更に基づいて、磁気音のレベルを変更するものである。
(Modification)
Modifications of the above circuit examples will be described below. In this modification, the level of the magnetic sound is changed based on the change of the operation mode of the AC rotating electric machine.
この磁気音のレベルを変更する回路ブロックをマイコン構成とした場合のルーチンを図１７に示すフローチャートを参照して説明する。このルーチンは定期的に実施される。 A routine when the circuit block for changing the level of the magnetic sound has a microcomputer configuration will be described with reference to a flowchart shown in FIG. This routine is performed periodically.
まず、外部より入力される交流回転電機１０７の動作モード又は交流回転電機１０７の回転数を読み込み（S２００）、これらのデータ（すなわち交流回転電機１０７の動作モード）を予め記憶する動作モードと定数との関係を示すマップに代入して定数を求め（S２０２)、それを出力する（S２０４）。これにより、求めた定数に基づいて上記数式を演算して所定次数の高調波電流の振幅、位相を決定することにより、磁気音の振幅を交流回転電機１０７の動作モードに応じて変更することができる。
First, the operation mode of the AC rotating
動作モードとして、低回転域と高回転域とを設定することができる。この場合、低回転域では主として１２次の磁気音を低減するように定数を設定し、高回転域では主として６次の磁気音を低減するように定数を設定してもよく、その逆としてもよい。つまり、動作モードの変更に応じて磁気音の振幅を変更する代わりに主となる磁気音の次数を変更してもよい。なお、上記各図において、インバータ１０６を除く回路ブロックはインバータ制御回路を構成する。
As the operation mode, a low rotation range and a high rotation range can be set. In this case, the constant may be set so as to mainly reduce the 12th order magnetic sound in the low rotation range, and the constant may be set mainly to reduce the 6th order magnetic sound in the high rotation range, and vice versa. Good. That is, the order of the main magnetic sound may be changed instead of changing the amplitude of the magnetic sound according to the change of the operation mode. In each of the above drawings, the circuit block excluding the
（変形態様）
数３５又は数３６又は数３７の式は、ロータ起磁力Ｆｍａｇの高調波成分をステータ電流の基本波電流への高調波電流の重畳によりキャンセル乃至変更する例を示しているが、実際の交流回転電機のＰＷＭ制御では、インバータのスイッチングにより基本波電流に不可避的に高調波が重畳し、これに起因して磁気音が生じる。この磁気音を更に減少するには、このインバータのスイッチングによりステータ電流に不可避的に重畳する高調波電流を上記数式で求めた磁気音変更用の高調波電流からベクトル減算した高調波電流を基本波電流に重畳する演算を行えばよい。
(Modification)
Equations 35, 36, or 37 show examples in which the harmonic component of the rotor magnetomotive force Fmag is canceled or changed by superimposing the harmonic current on the fundamental current of the stator current. In the PWM control of an electric machine, harmonics are inevitably superimposed on the fundamental current due to switching of the inverter, resulting in magnetic noise. In order to further reduce this magnetic noise, the harmonic current obtained by subtracting the harmonic current inevitably superimposed on the stator current by switching of this inverter from the harmonic current for changing the magnetic sound obtained by the above formula is fundamental. A calculation to be superimposed on the current may be performed.
（変形態様）
三相交流回転電機本来の磁気騒音を低減し、所定周波数の磁気音を発生させる制御動作を図１８に示すフローチャートを参照して説明する。
まず、外部の車両用電子制御装置から、指令を読み込み（S３００）、読み込んだ指令が、三相交流回転電機が現在発生している本来の磁気音と異なる所望の所定の磁気音を発生させる指令であるかどうかを判定し（S３０２）、そうであれば、上述の高調波回路ブロックを運転する。なお、実施例では、この高調波回路ブロックは、７次の高調波電流をそれぞれ所定位相、所定振幅で重畳する回路ブロックである。この７次の高調波電流の位相、振幅は、この重畳により、三相交流回転電機の本来の径方向磁気加振力（磁気音）の６次高調波成分を上述の式に基づいてキャンセルする大きさに設定される。
(Modification)
A control operation for reducing the magnetic noise inherent in the three-phase AC rotating electric machine and generating a magnetic noise of a predetermined frequency will be described with reference to the flowchart shown in FIG.
First, a command is read from an external vehicle electronic control device (S300), and the read command generates a desired predetermined magnetic sound that is different from the original magnetic sound currently generated by the three-phase AC rotating electrical machine. (S302), if so, the above harmonic circuit block is operated. In the embodiment, this harmonic circuit block is a circuit block that superimposes seventh-order harmonic currents with a predetermined phase and a predetermined amplitude, respectively. The phase and amplitude of the seventh-order harmonic current cancels the sixth-order harmonic component of the original radial magnetic excitation force (magnetic sound) of the three-phase AC rotating electric machine based on the above formula. Set to size.
（変形態様）
上記磁気騒音低減方式の回転電機をエンジン走行車両に搭載した場合の制御動作を図１９に示すフローチャートを参照して説明する。なお、この種の回転電機は、たとえばハイブリッド車やトルクアシスト車用の発電電動機や電動エアコン等として広く用いられ、周知となっている。
(Modification)
A control operation when the magnetic noise reduction type rotating electrical machine is mounted on an engine traveling vehicle will be described with reference to a flowchart shown in FIG. In addition, this kind of rotary electric machine is widely used as, for example, a generator motor or an electric air conditioner for a hybrid vehicle or a torque assist vehicle, and is well known.
まず、ステップS４００にて、エンジン停止中で電動動作中か、又は、回生制動による発電中かどうかを調べ、そうであれば、上述の高調波回路ブロックを運転し（S４０２）、そうでなければこの高調波回路ブロックを運転しない（S４０２）。この高調波回路ブロックは、７次の高調波電流を所定位相、所定振幅で重畳する回路ブロックである。この７次の高調波電流の位相、振幅は、この重畳により、三相交流回転電機の本来の径方向磁気加振力（磁気音）の６次高調波成分を上述の式に基づいてキャンセルする大きさに設定される。これにより、エンジン騒音が存在せず発電電動機の磁気騒音が耳障りとなりやすいエンジン停止中におけるモータ走行中（電動）や回生制動（発電）中の磁気騒音を低減して車両静粛性を向上することができる。また、それ以外の運転時には、高調波電流重畳制御用の回路を休止させることができる。 First, in step S400, it is checked whether the engine is stopped and electric operation is being performed, or whether power generation is being performed by regenerative braking. If so, the above-described harmonic circuit block is operated (S402). This harmonic circuit block is not operated (S402). This harmonic circuit block is a circuit block that superimposes a seventh-order harmonic current with a predetermined phase and a predetermined amplitude. The phase and amplitude of the seventh-order harmonic current cancels the sixth-order harmonic component of the original radial magnetic excitation force (magnetic sound) of the three-phase AC rotating electric machine based on the above formula. Set to size. As a result, there is no engine noise and the magnetic noise of the generator motor, which is likely to be annoying, the magnetic noise during motor running (electric) and regenerative braking (power generation) while the engine is stopped can be reduced to improve vehicle quietness. it can. Further, during other operations, the harmonic current superimposing control circuit can be suspended.
（回路構成例６）
上記した高調波電流の他の重畳制御を図２０〜図２３を参照して説明する。図２０はこの実施例のモータ制御装置を示すブロック回路図、図２１は座標変換回路２の一例を示すブロック回路図、図２２は回路各部の信号波形（回転座標系表示）を示す波形図、図２３は回路各部の信号波形（静止座標系表示）を示す波形図である。
(Circuit configuration example 6)
Another superposition control of the above harmonic current will be described with reference to FIGS. FIG. 20 is a block circuit diagram showing the motor control device of this embodiment, FIG. 21 is a block circuit diagram showing an example of the coordinate
このモータ制御装置はモータ電流をフィードバック制御を行う実施例であって、１は基本波指令値発生回路、２は高調波指令値発生回路、３、４は加算器、５、６は減算器、７、８はPIアンプ（比例−積分回路）、９は座標変換回路、１０はＰＷＭ電圧発生回路、１１は三相インバータ、１２は２つの電流センサ（相電流検出要素）、１３は三相同期電動発電機（車両用同期交流回転電機）、１４はレゾルバ（回転角検出要素）、１５は位置信号処理回路、１６は遅れ補償回路、１７は座標変換回路である。 This motor control device is an embodiment for performing feedback control of motor current, wherein 1 is a fundamental wave command value generation circuit, 2 is a harmonic command value generation circuit, 3 and 4 are adders, 5 and 6 are subtractors, 7 and 8 are PI amplifiers (proportional-integral circuits), 9 is a coordinate conversion circuit, 10 is a PWM voltage generation circuit, 11 is a three-phase inverter, 12 is two current sensors (phase current detection elements), and 13 is three-phase synchronous. A motor generator (synchronous AC rotating machine for vehicles), 14 is a resolver (rotation angle detecting element), 15 is a position signal processing circuit, 16 is a delay compensation circuit, and 17 is a coordinate conversion circuit.
上記各構成要素１〜１７のうち三相同期電動発電機１３を除く構成要素は、本発明で言うモータ制御装置を構成しており、上記各構成要素１〜１７のうち電流センサ（相電流検出要素）１２、三相同期電動発電機（車両用同期交流回転電機）１３およびレゾルバ（回転角検出要素）をのぞく構成要素（回路）は、本発明で言うモータ電流制御要素又はモータ制御手段を構成している。
Of the
また、構成要素（回路）１７は本発明で言う相電流検出値座標系変換要素を構成し、構成要素（回路）１は本発明で言う基本波指令値出力要素を構成し、構成要素（回路）２は本発明で言う高調波指令値出力要素を構成し、構成要素（回路）３〜６は本発明で言う電流偏差演算要素を構成し、構成要素（回路）７〜１１は本発明で言う相電圧制御要素を構成している。いうまでもなく、三相インバータ１１は直流電源から給電されて三相交流電圧を発生する。
The component (circuit) 17 constitutes a phase current detection value coordinate system conversion element referred to in the present invention, and the component (circuit) 1 constitutes a fundamental wave command value output element referred to in the present invention. ) 2 constitutes a harmonic command value output element referred to in the present invention, components (circuits) 3 to 6 constitute current deviation calculation elements referred to in the present invention, and components (circuits) 7 to 11 represent the present invention. This constitutes the phase voltage control element. Needless to say, the three-
基本波指令値発生回路（基本波指令値出力要素）１は、入力されるトルク指令値および回転数指令値に対応する基本波電流の目標値を、そのｄ軸電流成分であるｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に変換する公知の回路である。上記トルク指令値は、たとえば車両制御ECUなどの外部制御装置から入力され、この基本波指令値発生回路１はそれにも基づいてｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を決定する。このｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊の決定において必要であれば、トルク指令値以外に更に三相インバータ１１の電圧やレゾルバ１４の出力信号などが基本波指令値発生回路１に入力される。
A fundamental wave command value generation circuit (fundamental wave command value output element) 1 sets a target value of a fundamental wave current corresponding to an input torque command value and a rotational speed command value, and a d-axis fundamental wave that is a d-axis current component. This is a known circuit that converts the command value Id1 * and the q-axis fundamental wave command value Iq1 * that is the q-axis current component thereof. The torque command value is input from, for example, an external control device such as a vehicle control ECU, and the fundamental wave command
高調波指令値発生回路２（高調波指令値出力要素）は、あらかじめ設定された６ｋ＋１（ｋは整数、基本周波数成分のｋは０）次の高調波電流の目標値を、そのｄ軸電流成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊に変換する回路である。更に言えば、この高調波指令値発生回路２は、三相同期電動発電機１３の径方向振動を低減する高調波電流指令値を発生するための回路である。
The harmonic command value generation circuit 2 (harmonic command value output element) is set to a preset target value of 6k + 1 (k is an integer, k of the fundamental frequency component is 0) and the d-axis current component. Is a d-axis harmonic command value Id6k + 1 * and a q-axis harmonic command value Iq6k + 1 * which is the q-axis current component. Furthermore, the harmonic command
高調波指令値発生回路２の具体例を図２１に示すブロック図を参照して説明する。図２１において、２１は７次電流指令値発生回路、２２は１３次電流指令値発生回路、２４、２５は座標変換回路、２７、２８は加算器である。ただし、この実施例では、高調波指令値発生回路２は６次および１２次の径方向振動低減のために７次および１３次の高調波指令値だけを発生するが更に高次の高調波指令値を発生して加算器２７、２８にて同様に重畳させてもよい。
A specific example of the harmonic command
７次電流指令値発生回路２１は、基本波指令値発生回路１から入力されるｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊と、６次径方向振動相殺用の７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊との関係を記載するテーブルである。すなわち、７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊は、基本波回転座標系上のｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を変数とする関数値となる。なお、ここでは、７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊は基本波回転座標系上の値とするが、静止座標系上においても同じ値となる。
The seventh-order current command
同じく、１３次電流指令値発生回路２２は、基本波指令値発生回路１から入力されるｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊と、１２次径方向振動相殺用の１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊との関係を記載するテーブルである。すなわち、１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊は、基本波回転座標系上のｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を変数とする関数値となる。なお、ここでは、１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊は基本波回転座標系上の値とするが、静止座標系上においても同じ値となる。これらのデータＩ７＊、β７＊、Ｉ１３＊、β１３＊は７次、１３次電流指令値発生回路２１、２２のROM（図示せず）に格納されている。ｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を回路２１、２２に代入して得られたこれらのデータＩ７＊、β７＊は座標変換回路２４へ、これらのデータＩ１３＊、β１３＊は座標変換回路２５に出力される。
Similarly, the 13th-order current command
座標変換回路２４は、７次電流指令値発生回路２１から入力された７次高調波電流の振幅Ｉ７＊と位相角（基本波の位相角θを基準として決定する）β７＊とにより基本波回転座標系（ｄ−ｑ軸座標系又は基本波ｄｑ座標系ともいう）表示の７次高調波電流指令値のｄ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ７＊、および、そのｑ軸成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ７＊を演算する。
The coordinate
座標変換回路２５は、１３次電流指令値発生回路２２から入力された１３次高調波電流の振幅Ｉ１３＊と位相角（基本波の位相角θを基準として決定する）β１３＊とにより基本波回転座標系（ｄ−ｑ軸座標系又は基本波ｄｑ座標系ともいう）表示の１３次高調波電流指令値のｄ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ１３＊、および、そのｑ軸成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ１３＊を演算する。この演算は、次に示す数３８の演算により行われる。
The coordinate
なお、数３８において、θｖは、後述する遅れ補償回路（位相補償回路）１６から出力されるモータ回転角θを位相補償して得た位相補償回転角信号である。 In Equation 38, θv is a phase compensation rotation angle signal obtained by phase compensation of the motor rotation angle θ output from a delay compensation circuit (phase compensation circuit) 16 described later.
ただし、上記説明では、回路２１、２２は、ｄ軸指令値Ｉｄ＊、ｑ軸指令値Ｉｑ＊と出力すべき高調波指令値の振幅、位相角とのテーブルを記憶したが、この検出した回転角、電圧、電流と、出力すべき高調波指令値の振幅、位相角とのテーブルを記憶しておき、このテーブルに回転角、電圧、電流の検出値を代入して出力すべき高調波指令値の振幅、位相角を演算してもよい。
However, in the above description, the
次に、７次ｄ軸高調波指令値Ｉｄ７＊と１３次ｄ軸高調波指令値Ｉｄ１３＊とは加算器２７により加算されてｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊とされ、７次ｑ軸高調波指令値Ｉｑ７＊と１３次ｑ軸高調波指令値Ｉｑ１３＊とは加算器２８により加算されてｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊とされる。もちろん、１９次高調波指令値など更に高次の高調波指令値を形成して加算器２７、２８にて同様に加算してもよい。
Next, the seventh-order d-axis harmonic command value Id7 * and the thirteenth-order d-axis harmonic command value Id13 * are added by the
このようにして求めたｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊は加算器３によりｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊に加算されてｄ軸指令値Ｉｄ＊とされ、同様に、ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊は加算器４によりｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に加算されてｑ軸指令値Ｉｑ＊とされる。これにより、簡単な演算により騒音キャンセル電流指令値を決定することができる。すなわち、各次高調波指令値は数３８に示すように単一周波数成分だけを演算すればよいので簡単となる。
The d-axis harmonic command value Id6n + 1 * thus obtained is added to the d-axis fundamental wave command value Id1 * by the
位置信号処理回路１５は、レゾルバ１４からの回転角信号に基づいて静止座標
系の回転角θを演算し、遅れ補償回路１６および座標変換回路１７に出力する。遅れ補償回路１６は、位相補償回路であって、位相補償された回転角θｖを座標変換回路２４、２５および後述する座標変換回路９に出力し、これらの回路の演算遅れなどを補償する。座標変換回路１７は、電流センサ１２で検出されたＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとを座標変換処理することにより、回転座標系表示の電流検出値としてのｄ軸検出値Ｉｄとｑ軸検出値Ｉｑとを出力する。
The position
減算器５は、上記の演算により求められたｄ軸指令値Ｉｄ＊からｄ軸検出値Ｉｄを減算して偏差ΔIｄを求め、減算器６は、ｑ軸指令値Ｉｑ＊からｑ軸検出値Ｉｑを減算して偏差ΔIｑを求める。ＰＩアンプ７は、偏差ΔIｄを０に収束させるべく偏差ΔIｄをPI（比例−積分）増幅して対応するｄ軸電圧Ｖｄを出力し、ＰＩアンプ８は、偏差ΔIｑを０に収束させるべく偏差ΔIｑをPI（比例−積分）増幅して対応するｑ軸電圧Ｖｑを出力する。
The
座標変換回路９は、入力される位相補償回転角信号θｖを用いてこれらの電圧Ｖｄ、Ｖｑを回転座標系の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、ＰＷＭ電圧発生回路１０は三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＰＷＭ信号電圧Ｕｕ、Ｕｖ、Ｕｗに変換し、三相インバータ１１は入力されるＰＷＭ信号電圧Ｕｕ、Ｕｖ、Ｕｗに基づいて内蔵の６つのスイッチング素子を断続制御して三相交流電圧を作成し、それを三相同期電動発電機１３の各相端子に印加する。上記したモータ制御回路は、高調波指令値発生回路２をのぞいて通常のモータ制御方式と同じであり、この種のＰＷＭフィードバック制御自体はもはや周知であるので、詳細な説明は省略する。
The coordinate
これにより、モータにおいて騒音の主要要因となっている６次、１２次高調波騒音のレベルを大幅に低減することができる。 Thereby, the level of the 6th and 12th harmonic noise, which is the main cause of noise in the motor, can be greatly reduced.
以下、この実施例の利点を以下に説明する。 The advantages of this embodiment will be described below.
まず、この実施例によれば、構成要素（回路）５〜１１、１７が、基本波指令値および高調波指令値の両方を一括してフィードバック制御するので回路系を簡素化することができる。したがって、座標変換回路１７には、検出された三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖを基本周波数成分と高調波成分とに周波数分離せずにそのまま座標変換することができるので、この周波数分離のためのフィルタによる位相遅れを防止することができ、それによる演算誤差や制御遅れによる騒音キャンセル効果の劣化を抑止することができる。
First, according to this embodiment, the components (circuits) 5 to 11 and 17 collectively perform feedback control of both the fundamental wave command value and the harmonic wave command value, so that the circuit system can be simplified. Therefore, the coordinate
また、高調波指令値の振幅、位相角のテーブルは、変動が少ないｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊、ｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に対応して設定されているため、読み込み頻度を低減することができる。 In addition, since the amplitude and phase angle tables of the harmonic command values are set corresponding to the d-axis fundamental wave command value Id1 * and the q-axis fundamental wave command value Iq1 * with little fluctuation, the reading frequency is reduced. be able to.
（回路構成例７）
その他の実施例を図２４を参照して以下に説明する。この回路構成例は、図２０に示すフィードバック型の回路構成例１の高調波指令値発生回路２で生成するｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を、座標変換回路１７で生成する回転座標系表示の電流検出値としてのｄ軸検出値Ｉｄおよびｑ軸検出値Ｉｑから、減算器２０および２１により減算し、電流検出値としてのＩｄ１とＩｑ１を生成する。上記手段にて生成したＩｄ１、Ｉｑ１を減算器５、６にて減算し、ΔＩｄとΔＩｑを生成する。その後段の処理は回路構成例１の回路構成と同じであるため、説明を省略する。
(Circuit configuration example 7)
Another embodiment will be described below with reference to FIG. This circuit configuration example includes a d-axis harmonic command value Id6k + 1 * generated by the harmonic command
（回路構成例８）
その他の実施例を図２５を参照して以下に説明する。この回路構成例は、図２０に示すフィードバック型の回路構成例１から電流センサ１２、座標変換回路１７を省略し、減算器５、６およびＰＩアンプ７、８を電流制御器１８に置換して、オープン制御型の回路に変更したものであり、電流制御器１８は、ｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊をそれぞれ所定の大きさのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値に変換し、座標変換回路９がこれらの回転座標系の電圧指令値を静止座標系の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するものである。
(Circuit configuration example 8)
Another embodiment will be described below with reference to FIG. In this circuit configuration example, the
（回路構成例９）
他の実施例を図２６に示すフローチャートを参照して以下に説明する。
(Circuit configuration example 9)
Another embodiment will be described below with reference to the flowchart shown in FIG.
この回路構成例は、図２１に示す基本波指令値発生回路１および高調波指令値発生回路２をマイコンによるソフトウエア処理とし、かつ、必要に応じて基本波指令値（回転座標系表示）への高調波指令値（回転座標系表示）の重畳の実施を特定の条件に応じて行うものである。
In this circuit configuration example, the fundamental wave command
まず、ステップＳ１００にて基本波指令値を演算した後、別に演算した所定の判定結果に基づいて径方向振動低減のための高調波重畳を行うか否かを判定し（S１０２）する。高調波重畳処理を行わないと判定した場合には、ステップＳ１０３にてｄ軸指令値Ｉｄ＊をｄ軸指令値Ｉｄ１＊とし、ｑ軸指令値Ｉｑ＊をｑ軸指令値Ｉｑ１＊として、以下に説明する高調波重畳処理を行わない。高調波重畳処理を行うと判定した場合にはステップＳ１０４に進む。 First, after calculating a fundamental wave command value in step S100, it is determined whether or not harmonic superimposition for reducing radial vibration is performed based on a predetermined determination result calculated separately (S102). If it is determined that the harmonic superposition processing is not performed, the d-axis command value Id * is set as the d-axis command value Id1 * and the q-axis command value Iq * is set as the q-axis command value Iq1 * in step S103. The harmonic superimposition processing described is not performed. If it is determined that the harmonic superimposition process is to be performed, the process proceeds to step S104.
なお、この高調波重畳の実施の是非は、たとえば回転数が所定値未満かどうかを判定し、そうであれば高調波重畳を指令し、そうでなければ高調波重畳を行わないようにすればよい。これにより、径方向振動騒音が目立つ低回転数域での高調波重畳による騒音低減を実現し、それ以上の回転域では電力消費の低減などを図ることができる。また、エンジン始動時など必要発生トルクが所定値以上である場合に高調波重畳を禁止しして、モータの最大トルクを増加することができる。 In order to determine whether or not to implement this harmonic superimposition, for example, it is determined whether the rotational speed is less than a predetermined value, and if so, a command is given to superimpose the harmonic, and if not, the harmonic superimposition is not performed. Good. As a result, it is possible to achieve noise reduction by superimposing harmonics in a low rotational speed region where radial vibration noise is conspicuous, and to reduce power consumption in a rotational region beyond that. Further, when the necessary generated torque is equal to or greater than a predetermined value, such as when the engine is started, harmonic superposition can be prohibited and the maximum torque of the motor can be increased.
ステップＳ１０４では、求めた基本波指令値（ｄ軸指令値Ｉｄ１＊、ｑ軸指令値Ｉｑ１＊）をテーブルに代入して７次高調波指令値の振幅、位相角を求め、この７次高調波指令値の振幅およびその位相角と入力された補正回転角度θｖとに基づいて基本波指令値の回転座標系基準の７次高調波指令値を求める。 In step S104, the obtained fundamental wave command values (d-axis command value Id1 *, q-axis command value Iq1 *) are substituted into a table to determine the amplitude and phase angle of the seventh-order harmonic command value. Based on the amplitude and phase angle of the command value and the input correction rotation angle θv, the seventh harmonic command value based on the rotational coordinate system of the fundamental wave command value is obtained.
ステップＳ１０８、ステップＳ１１０における同様の処理にて１３次高調波指令値を求め、更にステップＳ１１２、ステップＳ１１４における同様の処理にて６ｋ＋１次高調波指令値を求め、ステップＳ１１６にてこれら各高調波指令値をすべて加算して、合成ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊、合成ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊を求める。 The 13th harmonic command value is obtained by the same processing in step S108 and step S110, the 6k + 1st harmonic command value is obtained by the same processing in step S112 and step S114, and each of these harmonic commands is obtained in step S116. All the values are added to obtain a combined d-axis harmonic command value Id6n + 1 * and a combined q-axis harmonic command value Iq6n + 1 *.
次に、ステップＳ１１８にて、合成ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊にｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊を加算し、合成ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊にｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を加算して、ｄ軸指令値Ｉｄ＊とｑ軸指令値Ｉｑ＊とを求める。なお、ステップＳ１１６、ステップＳ１１８は一括して演算してもよく、専用ハードウエアで演算してもよい。更に、ステップＳ１０４、Ｓ１０６と、ステップＳ１０８、Ｓ１１０とは専用ハードウエアにて並列に演算してもよく、アナログ回路にて演算してもよい。
（変形態様）
上記した数式を用いた説明では、３、５、７次高調波を含むロータ起磁力Ｆｍａｇにより生じる６次、１２次の磁気音を７次、１３次の高調波電流成分の重畳によりキャンセル又は低減する場合を示した。上記と同様の計算を行った結果、ある次数の高調波電流を重畳することにより、少なくともこの次数より１だけ低い次数の磁気騒音、もしくは、この次数より１だけ低い次数の磁気騒音と他の次数の磁気騒音とを低減乃至キャンセルできることがわかった。
Next, in step S118, the d-axis fundamental wave command value Id1 * is added to the synthesized d-axis harmonic command value Id6n + 1 *, and the q-axis fundamental wave command value Iq1 * is added to the synthesized q-axis harmonic command value Iq6n + 1 *. Then, the d-axis command value Id * and the q-axis command value Iq * are obtained. Note that step S116 and step S118 may be calculated in a lump or may be calculated with dedicated hardware. Further, steps S104 and S106 and steps S108 and S110 may be calculated in parallel by dedicated hardware or may be calculated by an analog circuit.
(Modification)
In the explanation using the above formula, the 6th and 12th magnetic sounds generated by the rotor magnetomotive force Fmag including the 3rd, 5th and 7th harmonics are canceled or reduced by superimposing the 7th and 13th harmonic current components. Shown when to do. As a result of performing the same calculation as described above, by superimposing a harmonic current of a certain order, magnetic noise having an order lower than this order by at least 1 or magnetic noise having an order lower by 1 than this order and other orders It was found that the magnetic noise can be reduced or canceled.
たとえば、上記と同様の演算により、１８次の磁気音を１９次の高調波電流成分の重畳により、２４次の磁気音を２５次の高調波電流成分の重畳によりキャンセル又は低減することができる。その他、上記説明した式において、６次の磁気音（磁気音）だけをキャンセル乃至低減することもでき、１２次のそれだけをキャンセル乃至低減することも、数２６、数２７、数２８の該当項を０とすることにより簡単に実施することができる。これらの結果、三相回転電機において支配的な磁気騒音である６、１２、１８、２４次の磁気騒音を良好に低減することができる。
また、上記数式を用いた説明では、理論説明をわかりやすくするために本来のステータ（電機子電流）としては基本周波数成分だけを想定し、この基本周波数成分にｍ次、ｎ次の磁気騒音低減用の高調波電流を重畳すると考えた。しかし、一般的に（この実施例の制御を行わない場合）実際のステータ電流にはロータ起磁力と同様に高調波成分を含むので、数１６、数１７、数１８のステータ電流は、例としてｊ次、ｋ次、L次を含んだ場合、数３９、数４０、数４１のようにあらわされる。従って、これを前述の数式により展開すればロータ起磁力の高調波成分により発生した加振力と同様、元来含有する高調波電流による加振力が発生することは明らかである。従って、本発明で重畳する高調波電流はそれを踏まえて、次数、振幅、位相を決定することで磁気音を低減あるいはキャンセルすることが可能であることは当然である。（これらの数式展開は前述の各式にあてはめてみれはわかるため省略する。）
For example, the 18th-order magnetic sound can be canceled or reduced by superimposing the 19th-order harmonic current component and the 24th-order magnetic sound can be canceled or reduced by superimposing the 25th-order harmonic current component by the same calculation as described above. In addition, in the above-described formula, only the 6th-order magnetic sound (magnetic sound) can be canceled or reduced, and only the 12th-order magnetic sound can be canceled or reduced. It can be easily implemented by setting 0 to 0. As a result, it is possible to satisfactorily reduce the 6th, 12th, 18th, and 24th order magnetic noise, which is the dominant magnetic noise in the three-phase rotating electric machine.
Further, in the explanation using the above mathematical formulas, only the fundamental frequency component is assumed as the original stator (armature current) for easy understanding of the theoretical explanation, and m-order and n-order magnetic noise reduction is applied to this fundamental frequency component. It was thought that the harmonic current for use would be superimposed. However, in general (when the control of this embodiment is not performed), the actual stator current includes harmonic components in the same manner as the rotor magnetomotive force. Therefore, the stator currents of
本来の電機子電流に含まれる高調波電流の次数が低減すべき径方向振動の高調波成分の次数より一つだけ大きい次数である場合には、上記数式にて演算した磁気騒音低減用の高調波電流からこの本来の電機子電流に含まれる高調波電流を減算して本来の電機子電流の基本周波数成分に重畳することが好適である。 When the order of the harmonic current included in the original armature current is one order higher than the order of the harmonic component of the radial vibration to be reduced, the harmonic for magnetic noise reduction calculated by the above formula is used. It is preferable to subtract the harmonic current contained in the original armature current from the wave current and superimpose it on the fundamental frequency component of the original armature current.
また、三相交流回転電機とは異なる多相交流回転電機であっても、ある次数の高調波電流を重畳することにより、この次数より１だけ低い次数の磁気騒音（磁気音）を低減できるという知見が成立することは、上記各式を相変更に合わせて変更すればわかるであろう。 Moreover, even in a multi-phase AC rotating electrical machine different from a three-phase AC rotating electrical machine, it is possible to reduce magnetic noise (magnetic sound) of an order lower than this order by superimposing a harmonic current of a certain order. It will be understood that the above knowledge is established by changing each of the above equations in accordance with the phase change.
また、分布巻きと呼ばれる多スロット構成（たとえば毎相毎極２スロット以上の構成）においても、この実施例を適用することができることは当然である。 Further, it is natural that this embodiment can be applied to a multi-slot configuration called distributed winding (for example, a configuration having two or more slots per pole per phase).
上記した説明では、ステータ電流Ｉｃｏｉｌとして静止座標軸（角度θ）を基準に説明を行ったが、ステータ電流Ｉｃｏｉｌとして回転座標系（ｄ、ｑ軸）を基準として表示することも当然可能である。 In the above description, the stator current Icoil is described with reference to the stationary coordinate axis (angle θ). However, it is naturally possible to display the stator current Icoil with reference to the rotating coordinate system (d, q axes).
その他、電機子電流に重畳すべき磁気騒音低減用の高調波電流を上記数式により算出する代わりに、上記数式の変数パラメータと磁気騒音低減用の所定次数の高調波電流の振幅、位相とのセットをテーブルに記憶しておき、このテーブルに変数パラメータを代入することにより、磁気騒音低減用の高調波電流の振幅、位相を決定することも当然可能である。磁気騒音低減のための上記処理は、専用ハードウエアの他、ソフトウエアを用いても求めることができることは当然である。 In addition, instead of calculating the harmonic current for magnetic noise reduction to be superimposed on the armature current by the above formula, the set of the variable parameter of the above formula and the amplitude and phase of the harmonic current of the predetermined order for magnetic noise reduction Can be stored in a table, and the amplitude and phase of the harmonic current for magnetic noise reduction can be determined by substituting variable parameters into this table. Of course, the above-described processing for reducing magnetic noise can be obtained using software as well as dedicated hardware.
以上、本発明の好適な実施態様について詳述したが、当業者が種々の修正及び変更をなし得ること、並びに、特許請求の範囲は本発明の真の精神および趣旨の範囲内にあるこの様な全ての修正及び変更を包含することは、本発明の範囲に含まれることは当業者に理解されるべきものである。 Although preferred embodiments of the present invention have been described in detail above, various modifications and changes can be made by those skilled in the art, and the scope of the claims falls within the true spirit and scope of the present invention. It is to be understood by those skilled in the art that all such modifications and changes are included in the scope of the present invention.
１０ モータ電流制御手段
１０６ インバータ
１０７ 三相同期機（交流回転電機）
１０８ 回転位置センサ
１００ 基本ＰＷＭ信号発生手段
１０１ 高調波ＰＷＭ信号発生手段
10 Motor current control means 106
108
Claims (18)
前記交流回転電機の各相のステータ電流を断続制御するトランジスタ素子を有するインバータと、
検出又は推定した前記交流回転電機の回転角に基づいて前記トランジスタ素子を断続制御するインバータ制御回路と、
を備える交流回転電機装置において、
前記インバータ制御回路は、
前記ステータ電流の基本周波数成分に対してｎ（ｎは２以上の整数）倍の周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の（ｎ−１）倍の周波数をもつ前記交流回転電機の磁気音の振幅を、前記処理を行わない場合に比べて変更する高調波ＰＷＭ信号発生手段を有し、
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、前記基本周波数成分の周波数、振幅及び位相を下記の数１３、数１４及び数１５に入力することにより前記高調波ＰＷＭ信号の周波数、振幅及び位相を決定することを特徴とする交流回転電機装置。
An inverter having a transistor element for intermittently controlling the stator current of each phase of the AC rotating electric machine ;
An inverter control circuit for intermittently controlling the transistor element based on the detected or estimated rotation angle of the AC rotating electric machine;
In an AC rotating electrical machine device comprising:
The inverter control circuit is
By performing a process of outputting a harmonic PWM signal having a frequency n (n is an integer of 2 or more) times the fundamental frequency component of the stator current to the inverter, (n-1) of the fundamental frequency component the amplitude of the magnetic sound of said AC rotary electric machine having a multiple of the frequency, have a harmonic PWM signal generating means for changing in comparison with the case without the treatment,
The harmonic PWM signal generating means determines the frequency, amplitude and phase of the harmonic PWM signal by inputting the frequency, amplitude and phase of the fundamental frequency component into the following equations (13), (14) and (15). AC rotating electrical machine device characterized by the above.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
前記ステータ電流の基本周波数成分に対してｎ１倍の周波数をもつ第１の高調波ＰＷＭ信号と、ｎ２倍の周波数をもつ第２の高調波ＰＷＭ信号とを前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の（ｎ１−１）倍の周波数をもつ前記交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて増加（又は低減）し、同時に、前記基本周波数成分の（ｎ２−１）倍の周波数をもつ前記交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて低減（又は増加）する交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 1,
The harmonic PWM signal generating means includes:
By performing processing for outputting a first harmonic PWM signal having a frequency n1 times the fundamental frequency component of the stator current and a second harmonic PWM signal having a frequency n2 times to the inverter The magnetic sound of the AC rotating electrical machine having a frequency (n1-1) times the fundamental frequency component is increased (or reduced) as compared with the case where the processing is not performed, and at the same time, (n2- 1) An AC rotating electrical machine apparatus that reduces (or increases) the magnetic sound of the AC rotating electrical machine having a doubled frequency compared to a case where the processing is not performed.
前記インバータ制御回路は、
前記基本周波数成分を前記各ステータコイルに流すための基本ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する基本ＰＷＭ信号発生手段を有する交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 1,
The inverter control circuit is
An AC rotating electrical machine apparatus comprising basic PWM signal generating means for outputting a basic PWM signal for flowing the basic frequency component to each stator coil to the inverter.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
回転数に応じて前記ステータ電流に追加する高調波電流の位相及び／又は振幅を変更することにより前記磁気音を前記高調波ＰＷＭ信号発生手段の停止時よりも増大又は低減する交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 1,
The harmonic PWM signal generating means includes:
An AC rotating electrical machine apparatus that increases or decreases the magnetic sound as compared with when the harmonic PWM signal generating means is stopped by changing a phase and / or amplitude of a harmonic current to be added to the stator current according to the number of rotations.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
前記ステータ電流の基本周波数成分に対して６ｋ＋１（ｋは自然数）倍の周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号を前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の６ｋ倍の周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて変更する交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 1,
The harmonic PWM signal generating means includes:
The alternating current having a frequency that is 6k times the fundamental frequency component by performing processing to output a harmonic PWM signal having a frequency 6k + 1 (k is a natural number) times to the fundamental frequency component of the stator current to the inverter. An AC rotating electrical machine apparatus that changes a magnetic sound of a three-phase AC rotating electrical machine as a rotating electrical machine as compared with a case where the above processing is not performed.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
７次の高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、前記磁気音の６次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 5,
The harmonic PWM signal generating means includes:
By outputting a harmonic PWM signal for superimposing the seventh harmonic current on the fundamental frequency component of the stator current, the sixth harmonic component of the magnetic sound is changed as compared with the case where the superposition is not commanded. AC rotating electrical equipment.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
１３次の前記高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、前記磁気音の１２次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 4,
The harmonic PWM signal generating means includes:
By outputting a harmonic PWM signal for superimposing the 13th harmonic current on the fundamental frequency component of the stator current, the 12th harmonic component of the magnetic sound is changed as compared with the case where the superposition is not commanded. AC rotating electrical equipment to be made.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
７次と１３次の前記高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、６次及び１２次の周波数を有する前記磁気音の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 4,
The harmonic PWM signal generating means includes:
By outputting a harmonic PWM signal for superimposing the 7th and 13th harmonic currents on the fundamental frequency component of the stator current, the harmonic components of the magnetic sound having the 6th and 12th frequencies are obtained. An AC rotating electrical machine apparatus that is changed as compared with a case where the superposition is not commanded.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
１９次及び／又は２５次の前記高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波ＰＷＭ信号を出力することにより、１８次及び／又は２４次の周波数を有する前記磁気音の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よりも変更させる交流回転電機装置。 The AC rotating electrical machine apparatus according to any one of claims 4 to 8,
The harmonic PWM signal generating means includes:
By outputting a harmonic PWM signal for superimposing the 19th and / or 25th harmonic current on the fundamental frequency component of the stator current, the magnetic sound having the 18th and / or 24th frequency is output. An AC rotating electrical machine apparatus that changes a harmonic component as compared with a case where the superposition is not commanded.
前記ｎ１は６ｋ１＋１（ｋ１は自然数）とされ、
前記ｎ２は６ｋ２＋１（ｋ２は自然数）とされ、
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
前記基本周波数成分の６ｋ１倍の周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて低減し、同時に、前記基本周波数成分の６ｋ２倍の周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて増加する交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 2,
The n1 is 6k1 + 1 (k1 is a natural number),
N2 is 6k2 + 1 (k2 is a natural number),
The harmonic PWM signal generating means includes:
The magnetic sound of the three-phase AC rotating electrical machine as the AC rotating electrical machine having a frequency 6k1 times the fundamental frequency component is reduced as compared with the case where the processing is not performed, and at the same time, the frequency 6k2 times the fundamental frequency component is reduced. An AC rotating electrical machine apparatus that increases the magnetic sound of a three-phase AC rotating electrical machine as the AC rotating electrical machine as compared with a case where the processing is not performed.
ｋ１は１とされる交流回転電機装置。 The AC rotating electrical machine apparatus according to claim 10,
An AC rotating electrical machine apparatus in which k1 is 1.
ｋ１は２とされる交流回転電機装置。 The AC rotating electrical machine apparatus according to claim 10,
An AC rotating electrical machine apparatus in which k1 is 2.
ｋ１は３とされる交流回転電機装置。 The AC rotating electrical machine apparatus according to claim 10,
An AC rotating electrical machine apparatus in which k1 is 3.
ｋ１は４とされる交流回転電機装置。 The AC rotating electrical machine apparatus according to claim 10,
An AC rotating electrical machine apparatus in which k1 is 4.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
前記ステータ電流の基本周波数成分に対して７次及び１３次の周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号と１９次及び２５次の少なくともいずれか周波数をもつ高調波ＰＷＭ信号とを、前記インバータに出力する処理を行うことにより、前記基本周波数成分の６次及び１２次の周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音と、前記基本周波数成分の１９次及び２５次の少なくともいずれかの周波数をもつ前記交流回転電機としての三相交流回転電機の磁気音とを、前記処理を行わない場合に比べて減衰させる交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 5,
The harmonic PWM signal generating means includes:
Processing for outputting a harmonic PWM signal having a 7th and 13th order frequency and a harmonic PWM signal having at least one of a 19th order and a 25th order frequency to the inverter with respect to the fundamental frequency component of the stator current By performing, the magnetic sound of the three-phase AC rotating electrical machine as the AC rotating electrical machine having the 6th and 12th order frequencies of the fundamental frequency component, and at least one of the 19th and 25th order frequencies of the fundamental frequency component An AC rotating electrical machine device that attenuates the magnetic sound of a three-phase AC rotating electrical machine as the AC rotating electrical machine having the above compared to the case where the processing is not performed.
前記高調波ＰＷＭ信号発生手段は、
I1を前記基本周波数の振幅、Ｉｎを前記高調波電流の振幅、ｔ、ｘ、ｙをそれぞれ所定の位相角とした場合に、前記多相交流電流の基本波周波数成分は、第１相基本周波数成分Iｕ1（＝I1sin（θ））、第２相基本周波数成分Iｖ1（＝I1sin（θ−ｘ））、第３相基本周波数成分Iｗ１（＝I1sin（θ−ｙ））を少なくとも含み、
ｎ倍の周波数の径方向振動低減用高調波電流が、第１相高調波成分Iｕｎ（＝Iｎsin｛ｎ（θ＋ｔ）｝）、第２相基本周波数成分Iｖｎ（＝Iｎsin｛ｎ（θ＋ｔ）−ｘ｝）、第３相基本周波数成分Iｗｎ（＝Iｎsin｛ｎ（θ＋ｔ）−ｙ｝）を少なくとも含み、
前記第１相高調波成分Iｕｎは前記第１基本周波数成分Iｕ１に、前記第２相高調波成分Iｖｎは前記第２基本周波数成分Iｖ１に、前記第３相高調波成分Iｗｎは前記第３基本周波数成分Iｗ１に重畳されることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 1,
The harmonic PWM signal generating means includes:
When I1 is the amplitude of the fundamental frequency, In is the amplitude of the harmonic current, and t, x, and y are predetermined phase angles, the fundamental frequency component of the multiphase alternating current is the first phase fundamental frequency. A component Iu1 (= I1sin (θ)), a second phase fundamental frequency component Iv1 (= I1sin (θ−x)), and a third phase fundamental frequency component Iw1 (= I1sin (θ−y)),
The harmonic vibration-reducing harmonic current having a frequency n times the first phase harmonic component Iun (= Insin {n (θ + t)}) and the second phase fundamental frequency component Ivn (= Insin {n (θ + t) −x }), And at least a third phase fundamental frequency component Iwn (= Insin {n (θ + t) −y}),
The first phase harmonic component Iun is the first fundamental frequency component Iu1, the second phase harmonic component Ivn is the second fundamental frequency component Iv1, and the third phase harmonic component Iwn is the third fundamental frequency. A method for reducing magnetic noise of an AC rotating electrical machine, wherein the method is superimposed on a component Iw1.
前記交流回転電機は、車両用エンジンに連結解除可能に連結され、
前記インバータ制御回路は、前記車両用エンジンの停止時に前記高調波PWM信号を前記インバータに出力する処理を行って前記磁気音を変更させる交流回転電機装置。 In the AC rotating electrical machine apparatus according to claim 1,
The AC rotating electrical machine is connected to a vehicle engine so as to be disengaged,
The inverter control circuit is an AC rotating electrical machine apparatus that changes the magnetic sound by performing a process of outputting the harmonic PWM signal to the inverter when the vehicle engine is stopped.
前記交流回転電機は、車両用エンジン及び／又は車軸に回生制動可能に連結され、
前記インバータ制御回路は、前記車両用エンジンの停止時及び回生制動時の少なくともいずれかにおいて前記高調波PWM信号を前記インバータに出力する処理を行って前記磁気音を変更させる交流回転電機装置。 The motor control device according to claim 1,
The AC rotating electrical machine is connected to a vehicle engine and / or axle so as to be capable of regenerative braking,
The inverter control circuit is an AC rotating electrical machine device that changes the magnetic sound by performing a process of outputting the harmonic PWM signal to the inverter at least one of when the vehicle engine is stopped and during regenerative braking.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003358418A JP4269881B2 (en) | 2002-10-17 | 2003-10-17 | AC rotating electrical equipment |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002303651 | 2002-10-17 | ||
| JP2003323782 | 2003-09-16 | ||
| JP2003358418A JP4269881B2 (en) | 2002-10-17 | 2003-10-17 | AC rotating electrical equipment |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2005117876A JP2005117876A (en) | 2005-04-28 |
| JP4269881B2 true JP4269881B2 (en) | 2009-05-27 |
Family
ID=34556941
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003358418A Expired - Lifetime JP4269881B2 (en) | 2002-10-17 | 2003-10-17 | AC rotating electrical equipment |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4269881B2 (en) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007274779A (en) * | 2006-03-30 | 2007-10-18 | Aisin Aw Co Ltd | Electromotive drive control device, and electromotive drive control method |
| JP5394187B2 (en) * | 2009-10-15 | 2014-01-22 | 本田技研工業株式会社 | vehicle |
| JP5703956B2 (en) * | 2011-05-18 | 2015-04-22 | 株式会社デンソー | Rotating machine control device and manufacturing method thereof |
| JP5741966B2 (en) * | 2012-12-03 | 2015-07-01 | 株式会社デンソー | AC motor control device |
| JP2014217215A (en) * | 2013-04-26 | 2014-11-17 | 国立大学法人九州工業大学 | Vibration reduction method, vibration reduction device and hybrid vehicle with the same |
| WO2015030083A1 (en) * | 2013-08-27 | 2015-03-05 | 株式会社小松製作所 | Control device for rotary electric machine, construction machine, and control method for rotary electric machine |
| JP6438226B2 (en) * | 2014-07-24 | 2018-12-12 | 日産自動車株式会社 | Motor control device and motor control method |
| KR102335230B1 (en) * | 2014-10-31 | 2021-12-03 | 현대모비스 주식회사 | Apparatus and method of controlling motor for vehicle |
| WO2017037815A1 (en) * | 2015-08-31 | 2017-03-09 | 株式会社 東芝 | Voltage conversion device and wireless power transmission device |
| KR102156348B1 (en) * | 2017-07-25 | 2020-09-15 | 울산과학기술원 | Method for reducing radiated electromagnetic emission of a motor and apparatus therefor |
| US11569770B2 (en) | 2018-07-09 | 2023-01-31 | Ford Global Technologies, Llc | Electric machine noise attenuation |
| CN111245326B (en) * | 2018-11-28 | 2023-04-25 | 安徽美芝精密制造有限公司 | Vector control system, suppression method, suppression device, motor, and storage medium |
| JP7323329B2 (en) * | 2019-05-13 | 2023-08-08 | 日立Astemo株式会社 | Motor control device, electric power steering system, electric brake system, electric vehicle system |
| JP7412909B2 (en) | 2019-07-03 | 2024-01-15 | 株式会社Subaru | Vehicle control device |
| DE102020105630A1 (en) * | 2020-03-03 | 2021-09-09 | Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft | Device and method for influencing electromagnetic forces in an electric traction machine |
| WO2024023920A1 (en) * | 2022-07-26 | 2024-02-01 | 三菱電機株式会社 | Inverter control device, motor driving device, blower, and air conditioner |
-
2003
- 2003-10-17 JP JP2003358418A patent/JP4269881B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2005117876A (en) | 2005-04-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1553693B1 (en) | Ac rotary electric machine magnetic noise reduction method, motor control device and ac rotary electric machine using the same | |
| US7170247B2 (en) | Method of control of magnetic sound of alternating current rotating machine | |
| US7049783B2 (en) | Method of control of magnetic sound of alternating current rotating machine | |
| JP4269881B2 (en) | AC rotating electrical equipment | |
| JP4400835B2 (en) | Electric motor control device | |
| JP2005328691A (en) | Motor controller | |
| US8653771B2 (en) | Controller for motor | |
| CN104052359B (en) | Motor control system and bandwidth compensation | |
| JP4155155B2 (en) | Magnetic noise reduction method for AC rotating electrical machine and motor control apparatus using the same | |
| JPH11341864A (en) | Rotary electric machine controller | |
| JP2008072832A (en) | Controller for ac motor, and method of calculating superimposition current for suppression of iron loss | |
| JP4117554B2 (en) | Motor control device | |
| CN111713006A (en) | Motor control system and power steering system | |
| JP4155152B2 (en) | AC rotating electrical equipment | |
| JP2008236923A (en) | Eddy current reduction method and device of pm motor | |
| Dieterle et al. | Feedforward compensation of torque ripples in dual three-phase PMSM fed from separate DC links with different voltage levels | |
| JP6988447B2 (en) | Motor control method and motor control device | |
| JP2008043175A (en) | Control unit for motor | |
| JP2002233198A (en) | Motor drive circuit | |
| Soeda et al. | Reduction of 12th Radial Force in Double Inverter Fed Permanent-Magnet Motors | |
| CN111713005A (en) | Motor control system and power steering system | |
| JP4724078B2 (en) | Electric motor control device | |
| WO2020075620A1 (en) | Motor control device and power steering device | |
| JP2009095081A (en) | Motor controller | |
| CN117097211A (en) | Method and system for suppressing tonal noise over a wide speed range in an alternating current motor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051026 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20070920 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20071115 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080109 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080731 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080911 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090203 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090216 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4269881 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120306 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130306 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140306 Year of fee payment: 5 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |