JP4246622B2

JP4246622B2 - マイクロ波周波数変換器

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Publication number: JP4246622B2
Application number: JP2003434888A
Authority: JP
Inventors: 明生船江; 浩司大; 英樹鳥塚
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2003-12-26
Filing date: 2003-12-26
Publication date: 2009-04-02
Anticipated expiration: 2023-12-26
Also published as: US8509684B2; US20070210954A1; WO2005067156A3; GB0612948D0; WO2005067156A2; GB2424331A; GB2424331B; JP2005197774A

Description

本発明は、レーダ受信機に用いるマイクロ波周波数変換器に関する。

パルスレーダの一般的な構成を図６に示す。このパルスレーダは、マグネトロン１から発振周波数が例えば９．４１ＧＨｚのパルス信号（例えばパルス幅１μｓ、出力１０ｋＷ）を出力し、サーキュレータ２を介してアンテナ３から空中に放射し、物体にて反射した信号を再びアンテナ３で受け、リミッタ４に導く。リミッタ４を介して周波数変換器５に入力した信号は、局部発振器６の出力（局発信号）、例えば９．４７ＧＨｚと混合し、例えば６０ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ信号）に変換する。変換したＩＦ信号はＩＦ増幅器７にて増幅し、信号処理回路８にてビデオ信号に変換して、レーダ表示装置（ＰＰＩ）にて画像を表示する。なお、リミッタ４は大きな信号が入力することによって周波数変換器５が破損するのを防ぐために用いるもので、近年では、マイクロ波集積回路（ＭＩＣ）を用いて周波数変換器５と一体になっているものが主流となっている。

図６に示すようなパルスレーダに用いられるマイクロ波周波数変換器の従来の回路構成を図７に示す。この従来のマイクロ波周波数変換器は、ＭＩＣリミッタ１０の入力端子１１に入力したパルス変調したマイクロ波信号（ＲＦ信号）をＲＦ増幅器１２で増幅し、ダブルバランスミキサ１３に入れ、局部発振器１４の信号（局発信号）と混合し、２つのＩＦ出力をＩＦ出力合成器１５で合成し、ＩＦ出力端子１６に合成出力を得るものである（特許文献１参照）。
特開２００１−１１１４４７号公報

ところでアンテナから発射したレーダパルス信号は、反射物体が遠いほど小さな信号となって受信され、反射物体が近いほど大きな信号として受信され、また、反射物体が小さいほど小さな信号として受信され、反射物体が大きいほど大きな信号として受信される。上述したような従来のマイクロ波周波数変換器には、次に示す様な欠点がある。図８の（Ａ）は、ＲＦ増幅器付きの周波数変換器のＲＦ入力電力に対するＩＦ出力電力を示す。また、図８の（Ｂ）には、ＲＦ増幅器無しの周波数変換器のＲＦ入力電力に対するＩＦ出力電力を示す。すなわち、ＲＦ増幅器付き周波数変換器図８の（Ａ）は、ＲＦ増幅器によって信号を増幅しているため、遠くまたは小さい反射物体の検出をするのに適しているが、図８の（Ａ）に示すように、ＲＦ信号が例えば−５ｄＢｍの段階で飽和が始まり、近くまたは大きな反射物体で反射して来た−５ｄＢｍ以上の信号に対しては、飽和してしまうため、検出できない。すなわち、近距離は受信できない。

これに対し、ＲＦ増幅器無しの周波数変換器は、図８の（Ｂ）に示すように、＋３ｄＢｍまでの入力に対して飽和せずに検出が可能である。

ただし、ＲＦ増幅器無しの周波数変換器は、信号を増幅していないため、遠くまたは小さい反射物体の検出をするのには適していない。

ところが近年のレーダでは、船同士または船と固定物との衝突防止が主目的となりつつあり、現状よりもさらに近くの反射物体の検出が可能な性能が望まれている。もちろん、従来から持っているレーダの性能として遠くまたは小さい反射物体を検出する性能も必要不可欠である。すなわち、遠距離から従来品よりもさらに近距離まで受信可能なレーダが望まれるようになってきている。

また、パルスレーダは、マグネトロン１から発振周波数が例えば９．４１ＧＨｚのパルス信号（例えばパルス幅１μｓ、出力１０ｋＷ）を出力しているため、サーキュレータ２を介していても直接リミッタ４側に漏れてくる過大な電力が周波数変換器５に入力する。

この過大な電力によって周波数変換器５に用いられている局部発振器６の発振周波数が変化してしまい、例えば６０ＭＨｚの中間周波数（ＩＦ信号）が変化する。中間周波数（ＩＦ信号）が変化すると中間周波増幅器の増幅度が変化してしまい、極端な場合には、受信感度が悪くなるので、局部発振器６の発振周波数は変化しないことが望まれている。

上記、図８の（Ａ）、（Ｂ）の両方を兼ね備えた特性を持った従来のマイクロ波周波数変換器として図９に示すものがある。

すなわち、従来のＲＦ増幅器１２の前段にＰＩＮスイッチ１７を設けたものである。

ＰＩＮスイッチ１７は、トリガ入力によってＲＦ入力をＯＮ−ＯＦＦする。

自機のマグネトロンから直接入力する過大なＲＦ信号がＲＦ増幅器１２に印加する前にトリガ入力によってＰＩＮスイッチ１７をＯＮし、また、近距離からの過大な反射信号がＲＦ増幅器１２に入らなくなるまで継続し、ＲＦ増幅器１２に入力するＲＦ信号がＲＦ増幅器１２の飽和入力以下になったらＰＩＮスイッチ１７をＯＦＦし通常のマイクロ波周波数変換器に戻すものである。

しかし、ＰＩＮスイッチ１７はＯＦＦ状態でも挿入損失が１ｄＢ程度残存してしまうため、ＰＩＮスイッチ１７がない従来のマイクロ波周波数変換器に比べて、遠くまたは小さい反射物体の検出をするのに適さない。また、ＰＩＮダイオード１段で構成したＰＩＮスイッチ１７の減衰量は、約１５ｄＢ程度であり、極近距離からの過大な反射信号に対しては減衰量が不足である。また、減衰量を増やすためにＰＩＮダイオードを２段にするとさらに残存する挿入損失が増加してしまう欠点がある。

本発明は上記従来の問題点を解消すべくなしたもので、従来のＲＦ増幅器付きのマイクロ波周波数変換器と同一の性能を持って遠距離または小さい物体からの反射を受信することができ、ＰＩＮスイッチによるＯＮ−ＯＦＦよりもさらにごく近距離まで受信可能で、その上マグネトロン１からの直接の電力によって局部発振器６の発振周波数が変化しないマイクロ波周波数変換器を提供しようとするものである。

本発明のマイクロ波周波数変換器のうち請求項１に係るものは、上記目的を達成するために、ゲインを増幅状態から減衰状態の範囲で任意の値に切り替えることが可能なＲＦ増幅器と、該ＲＦ増幅器にゲイン制御電圧を印加する制御回路２０とを含み、前記制御回路２０は、送信部が発振している時間およびその前後の時間を含む期間のみＲＦ増幅器のゲインを減衰状態にし、それ以外の期間では増幅状態にするように、前記ＲＦ増幅器に印加するゲイン制御電圧を制御することを特徴とする。

また本発明のマイクロ波周波数変換器のうち請求項２に係るものは、上記目的を達成するために、制御回路２０は、前記ゲイン制御電圧を連続的に変化させることで、ＲＦ増幅器のゲインを、増幅状態の所定のゲイン値から減衰状態の所定のゲイン値、または減衰状態の所定のゲイン値から増幅状態の所定のゲイン値に、連続的に切り替えることを特徴とする。

また本発明のマイクロ波周波数変換器のうち請求項３に係るものは、上記目的を達成するために、制御回路２０は、前記ゲイン制御電圧を瞬時に変化させることで、ＲＦ増幅器のゲインを、増幅状態の所定のゲイン値から減衰状態の所定のゲイン値、または減衰状態の所定のゲイン値から増幅状態の所定のゲイン値に、瞬時に切り替えることを特徴とする。

また本発明のマイクロ波周波数変換器のうち請求項４に係るものは、上記目的を達成するために、ＲＦ増幅器は、ゲートに負電圧、ドレインに正電圧を印加して動作するＦＥＴ素子またはＨＥＭＴ素子を用い、前記制御回路２０は、前記素子のゲートおよびドレインに印加されるゲート電圧とドレイン電圧を同時にＯＮ／ＯＦＦし、ＯＮにしたときにはＲＦ増幅器のゲインを減衰状態にし、ＯＦＦにしたときにはＲＦ増幅器のゲインを増幅状態にするように切り替えることを特徴とする。

以上の構成により、従来のＲＦ増幅器付きのマイクロ波周波数変換器と同一の性能を持って遠距離または小さい物体からの反射を受信することができ、さらにごく近距離まで受信可能で、その上マグネトロンからの直接の電力によって局部発振器の発振周波数が変化しないマイクロ波周波数変換器を提供することが可能になる。

本発明のマイクロ波周波数変換器は、従来のマイクロ波周波数変換器に比べて近距離から反射してきた信号を飽和することなく受信でき、したがって遠距離から、近年の船舶レーダの主な使用目的である船舶同士または固定物などとの衝突防止に関して非常に重要な機能であるごく近距離までの目標物体の認識が可能となる。

以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１は、本発明に係るマイクロ波周波数変換器の回路構成図である。本実施形態のマイクロ波周波数変換器は、外部からマグネトロン出力に同期し、マグネトロンが出力する時間を含むトリガ電圧を必要とし、トリガ電圧が制御回路２０に入力すると、その入力に応じて、ゲイン制御電圧を制御する構成である。

１９は、トリガ電圧を入力する入力端子、２０は制御回路であり、トリガ入力端子１９から入力されるトリガ信号により動作し、電源回路から供給されるゲイン制御電圧を制御する。２１はパルス変調したマイクロ波信号（ＲＦ信号）を増幅するＲＦ増幅器であり、その電源は制御回路２０により制御される。１４は局部発振器であり、電源回路により駆動され、局発信号を発振する。１３はダブルバランスミキサであり、前述の局発信号と、ＲＦ増幅器１２で増幅されたマイクロ波信号（ＲＦ信号）を混合する。そこで混合され出力される２つのＩＦ出力を合成するのが１５のＩＦ出力合成器であり、ＩＦ出力端子１６に合成出力を得る。

図１に従って本実施形態の動作原理を説明する。本実施形態のマイクロ波周波数変換器は、ＭＩＣリミッタを除いて記載してある。マグネトロンから直接のパルス変調されたマイクロ波信号（ＲＦ信号）が入力端子１８に入力する直前にトリガ（パルス）電圧をトリガ入力端子１９に印加する。トリガ電圧によって制御回路２０を動作させ電源回路から供給されるゲイン制御電圧、すなわちゲート電圧とドレイン電圧を同時に０Ｖにすることにより、ＲＦ増幅器２１の電圧を遮断する。このことにより、ＲＦ増幅器２１に使用しているＦＥＴはミキサ１３の前段に一種の抵抗減衰器が接続されたと同じ特性を示す。すなわち、図８の（Ｂ）のＲＦ増幅器無しの周波数変換器の前段に減衰器が接続されＲＦ増幅器無しの図８の（Ｂ）の入出力特性より１０数ｄＢ減衰した入出力特性を示すことになる。

一回のトリガに対してＦＥＴへのバイアスをゼロにしている時間は、レーダによって異なるが、ＲＦ信号が終わってから数μｓから数１０μｓの間ゼロバイアスに保持され、その後通常電圧に復帰する。

図２に本発明のマイクロ波周波数変換器のタイミングチャートを示す。なお、同図のドレインおよびゲート電圧が、前述のゲイン制御電圧に相当する。

マグネトロンが発振する前にトリガ入力を印加し、ゲイン制御電圧、すなわちドレインおよびゲート電圧を０Ｖにしておくことにより、過大なＲＦ信号はマイクロ波周波数変換器の内部では、１０数ｄＢ減衰していて、局部発信器の周波数に影響しない程度に小さくすることが出来る。

ＲＦ信号がレーダアンテナから放射され、電波の反射物体で反射する前にＲＦ入力は終了するがＲＦ信号が終了して直ぐに反射して戻ってくる信号は、極近距離からのものであり、従来のマイクロ波周波数変換器は飽和してしまうが、本発明のマイクロ波周波数変換器は、その間トリガによってＯＮしており、トリガ入力がＯＮの間はゲイン制御電圧、すなわちゲート電圧、ドレイン電圧の両方が０Ｖとなっているため過大な反射信号でも飽和しない。

図３に、本発明のマイクロ波周波数変換器について、トリガ電圧をＯＮ−ＯＦＦした時（そのトリガ入力を受けた制御回路２０が、ゲイン制御電圧を瞬時に変化させた時）のＲＦ入力電力に対するＩＦ出力電力の実測結果を示す。

図３に示す通り、トリガがＯＦＦの時は、ドレインおよびゲート電圧が共にＯＮであり、ゲインが約＋６ｄＢで１ｄＢ圧縮時入力電力は約−２ｄＢｍであるのに対し、トリガをＯＮすると、ドレインおよびゲート電圧が共にＯＦＦであり、ゲインは約−２５ｄＢで１ｄＢ圧縮時入力電力は＋２０ｄＢｍを超えている。トリガがＯＦＦの時の出力の飽和現象は、マイクロ波周波数変換器に使用しているミキサによるものである。したがってトリガをＯＮした時の飽和もミキサによって飽和するので、ＩＦ出力の飽和値はトリガのＯＮ−ＯＦＦ、すなわちドレインおよびゲート電圧のＯＮ−ＯＦＦによって差は生じない。

このため、トリガがＯＮの時のＩＦ出力値は、トリガがＯＦＦの時のＩＦ出力値と一致するまで飽和することはなく、過大な反射信号を受信することができる。

ＦＥＴを用いたＲＦ増幅器の９．４１ＧＨｚにおける一般的な増幅度は約１２ｄＢであるに対しＲＦ増幅器の電源を０Ｖにした時の減衰量は約２０ｄＢであるので、その差が図３に表現されている。

図１に示した制御回路２０の一実施例を図４に示す。

ＲＦ増幅器に使用するＦＥＴ２５のバイアス制御回路にオペアンプ２６を用いる。

オペアンプ２６のバイアスとして＋５Ｖと−５Ｖを用い各々の端子にＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の抵抗を接続し、トリガ入力電圧が＋５Ｖの時ＦＥＴ２５のドレインに約１０ｍＡの電流が流れる様にＲ２の抵抗を接続する。

その時ＦＥＴ２５のゲート電圧は約０．４Ｖである。この値は使用するＦＥＴ２５の性能によって異なるので、ＲＦ増幅器のＮＦ（雑音指数）が最小になるようにドレイン電流を選ぶことが望ましい。

このバイアス条件においてトリガ入力を０Ｖにすると、ゲイン制御電圧、すなわちＦＥＴ２５のドレインとゲートの電圧が同時にＯＶになり本発明の効果を発揮する。

つまり、図４のトリガ電圧が＋５Ｖの時、図３のトリガＯＦＦの特性を示し、図４のトリガ電圧が０Ｖの時、図３のトリガＯＮの特性を示す。図４のトリガ電圧が＋５Ｖの時図３のトリガＯＮの特性を示し、図４のトリガ電圧が０Ｖの時図３のトリガＯＦＦの特性を示す様にするためには、トリガ入力の前に反転回路を接続すればよい。

この条件を満足させれば、従来のＰＩＮダイオードのバイアス極性と一致するので従来の周波数変換器と互換性が生まれ、他の周辺回路を変更することなく、本発明の周波数変換器を採用することが出来るという利点も生まれる。

図４に示した制御回路２０は、本発明の周波数変換器に使用する回路の一実施例であり、他の回路構成であっても本発明の条件は満足する。

なお、これまでは図４に示した制御回路２０のトリガ電圧をＯＮ−ＯＦＦすることで、制御回路２０がゲイン制御電圧を瞬時に切り替える例を挙げてきたが、同トリガ電圧を徐々に可変することで、制御回路２０がゲイン制御電圧を連続的に切り替える場合には、図３のトリガＯＮとトリガＯＦＦの間の連続した特性も得られる。

図５は、本発明の周波数変換器に−１０ｄＢｍ一定のＲＦ入力電力を入力し、図４の回路のトリガ電圧を０Ｖから５Ｖまで連続的に変化させた（制御回路２０がゲイン制御電圧を連続的に切り替える）時のゲインの実測値である。

本バイアス制御回路は、トリガ入力の前に反転回路を接続した時の特性例である。

トリガ電圧が０Ｖの時のゲインは−２１ｄＢ、トリガ電圧が５Ｖの時のゲインは＋６ｄＢであり、ダイナミックレンジは、２７ｄＢである。

従来のＰＩＮスイッチのダイナミックレンジ１５ｄＢに対して格段広い特性が得られる。

本発明に係るマイクロ波周波数変換器の一実施形態の回路構成を示すブロック回路図である。本発明に係るマイクロ波周波数変換器のタイミングチャートである。本発明のマイクロ波周波数変換器について、トリガ電圧をＯＮ−ＯＦＦした時のＲＦ入力電力に対するＩＦ出力電力の実測結果である。本発明のマイクロ波周波数変換器に使用する制御回路２０の一実施例である。本発明に係るマイクロ波周波数変換器のトリガ電圧に対するゲインの実測値である。従来のパルスレーダの構成を示すブロック回路図である。従来のマイクロ波周波数変換器の回路構成を示すブロック回路図である。（Ａ）従来のＲＦ増幅器有り、（Ｂ）従来のＲＦ増幅器無しのマイクロ波周波数変換器の入出力特性を示すグラフである。従来のマイクロ波周波数変換器の構成を示すブロック回路図である。

符号の説明

１−マグネトロン
２−サーキュレータ
３−アンテナ
４−リミッタ
５−周波数変換器
６−局部発振器
７−ＩＦ増幅器
８−信号処理回路
９−レーダ表示装置（ＰＰＩ）
１０−リミッタ
１１−リミッタの入力端子
１２−ＲＦ増幅器
１３−ダブルバランスミキサ
１４−局部発振器
１５−ＩＦ出力合成器
１６−ＩＦ出力端子
１７−ＰＩＮスイッチ
１８−ＲＦ入力
１９−トリガ入力
２０−制御回路
２１−ＲＦ増幅器
２５−ＦＥＴ
２６−オペアンプ
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４−抵抗

Claims

ゲインを増幅状態から減衰状態の範囲で任意の値に切り替えることが可能なＲＦ増幅器と、該ＲＦ増幅器にゲイン制御電圧を印加する制御回路２０とを含み、前記制御回路２０は、送信部が発振している時間およびその前後の時間を含む期間のみＲＦ増幅器のゲインを減衰状態にし、それ以外の期間では増幅状態にするように、前記ＲＦ増幅器に印加するゲイン制御電圧を制御することを特徴とするマイクロ波周波数変換器。
前記制御回路２０は、前記ゲイン制御電圧を連続的に変化させることで、ＲＦ増幅器のゲインを、増幅状態の所定のゲイン値から減衰状態の所定のゲイン値、または減衰状態の所定のゲイン値から増幅状態の所定のゲイン値に、連続的に切り替えることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波周波数変換器。
前記制御回路２０は、前記ゲイン制御電圧を瞬時に変化させることで、ＲＦ増幅器のゲインを、増幅状態の所定のゲイン値から減衰状態の所定のゲイン値、または減衰状態の所定のゲイン値から増幅状態の所定のゲイン値に、瞬時に切り替えることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波周波数変換器。
前記ＲＦ増幅器は、ゲートに負電圧、ドレインに正電圧を印加して動作するＦＥＴ素子またはＨＥＭＴ素子を用い、前記制御回路２０は、前記素子のゲートおよびドレインに印加されるゲート電圧とドレイン電圧を同時にＯＮ／ＯＦＦし、ＯＮにしたときにはＲＦ増幅器のゲインを減衰状態にし、ＯＦＦにしたときにはＲＦ増幅器のゲインを増幅状態にするように切り替えることを特徴とする請求項３記載のマイクロ波周波数変換器。