JP4246494B2 - ブロック空間時間送信ダイバーシティを用いる簡易型ブロック線形等化器 - Google Patents

Description

この発明は概括的には符号分割多元接続(ＣＤＭＡ)技術を扱う通信システムに関する。より詳細に述べると、この発明はＣＤＭＡ通信に適用できる送信ダイバーシティ機構に関する。

空間ダイバーシティは、第三世代広帯域ＣＤＭＡ通信システムの中の超高速データユーザのサポートのためにこれまで提案されてきた。通信システムは複数アンテナの利用により利得とリンク品質とを改善し、システム容量を増大させる。伝統的技術では、ダイバーシティをビーム操作またはダイバーシティ合成の利用により開発してきた。

近年になって、空間−時間符号の利用によりダイバーシティの統合利用が可能になることが認識されるようになった。この種の通信システムは、理論的にはアレーの中の送受信アンテナの数に等しい倍数までシステム容量を増大できる。空間−時間符号は入力シンボルのブロックに作用し、複数アンテナ及び時間にまたがって行列出力を発生させる。

従来の空間−時間送信ダイバーシティシステムは、互いに相続くシンボルとそれらシンボルの複素共役値とを同時に送信している。この種のシステムでは、受信側でシンボルが互いに重なってしまうことが生じ得る。この重複の量は、伝搬チャネルのインパルス応答の長さに左右される。時分割複信(ＴＤＤ)モードでは、このシンボル重複を共同検出受信機で捕捉する必要がある。共同検出受信機は、送信されてきた互いに重複するシンボルとそれらシンボルの複素共役値を推算する必要があるので、共同検出の複雑さがそれだけ高まる。

共同検出の複雑さの増加を緩和するために、互いに類似ではあるものの互いに異なる二つのデータフィールドを送信する通信システムが提案されている。第１の部分Ｄ1と第２の部分D2とを有する第１のデータフィールドを第１のアンテナから送信する。第２のデータフィールドは第１のデータフィールドを改変して生成する。すなわち、D2の複素共役値の否定、すなわち−Ｄ2*を第２のデータフィールドの第１の部分とし、Ｄ1の複素共役値Ｄ1*を第２の部分とする。その第２のデータフィールドを第２のアンテナから同時に送信する。

このダイバーシティ送信機構は受信機の複雑さを軽減するが、この機構に用いる受信機は、なおかなりの複雑さを伴っている。この種の受信機は二つの共同検出器を用いる。それら共同検出器の各々は、上記二つのアンテナの一つから送信されてきたデータフィールドを個別に回復する。その手法では、各アンテナからの送信信号を別々に取り扱うことによって、二つの送信データフィールド間の相互干渉を処理する。したがって、共同検出器の各々は対応するアンテナ以外のアンテナからの送信信号を雑音として扱う。各共同検出器で回復されたシンボルを復号器を用いて合成し、データフィールドd^→ ₁ 、d^→ ₂ を算定する。この通信システムのブロック図を図１に示す。この種の通信システムの受信機は二つの共同検出器の使用により高度の複雑性を有し、受信機コストの上昇を招いている。

ＥＰ １ ０６９ ７０７

したがって、代替の受信機構成が求められている。

この発明は、符号分割多元接続(CDMA)通信システムにおいてブロック空間時間送信ダイバーシティ(BSTTD)を用いて送信されてきたデータを受信する方法およびシステムである。このシステムは、第１のデータフィールドを第１のアンテナにより送信するとともに第２のデータフィールドを第２のアンテナにより送信する送信機と受信機とを含む。受信機は、送信されてきた第１および第２のデータフィールドを受信するアンテナと、これら送信されてきた第１および第２のデータフィールドの算定を最小二乗誤差法を利用したブロック線形等化器モデル及びこのモデルの近似コレスキー分解モデルを用いて行うBSTTD共同検出器とを備える。

ＣＤＭＡ通信システムにおけるＢＳＴＴＤ利用送信機からのデータを受信する受信機の単純化による製造コスト削減と性能向上によるシステム容量増大を達成する。

図２は、この発明の好ましい実施例によるCDMA通信システムの中で好ましくはユーザ装置(UE)に配置される受信機１０のブロック図である。受信機１０はUEに配置するのが好ましいが、この受信機１０を基地局に配置してアップリンク通信に用いることもできる。受信機１０はBSTTD共同検出器(BSTTD JD)１２、チャネル推算装置１３及びアンテナ１６を備える。UEのアンテナ１６は、送信機からの第１および第２の通信信号バーストを含む種々のRF信号を受信する。

第１および第２の通信信号バーストは上述の第１および第２のデータフィールドをそれぞれ含む。第１のデータフィールドは第１の部分D1及び第２の部分D2を含み、第２のデータフィールドはD2の負の複素共役値−D２*及びD1の複素共役値D１*を含む。通常の通信信号バーストはミドアンブルにより分けられたこれら二つのデータフィールド部分を有する。また、通信信号バーストはバースト相互間の到達時間の差異を許容するためのガード期間を備える。一つの通信信号バーストの各データフィールドを第１のデータフィールドD1、D2の形に符号化する。もう一方の通信信号バーストの各データフィールドを第２のデータフィールド−D2*、D1*の形に符号化する。それらデータフィールドを拡散し、ミドアンブルを挿入して第１および第２の通信信号バーストをそれぞれ生成する。それら通信信号バーストの各々を第１および第２のアンテナからRF信号の形で受信機１０に送信する。

これら第１および第２の通信信号バーストを含む受信RF通信信号を復調して、チャネル推算装置およびBSTTD JD12に送る。チャネル推算装置１３は、その復調出力を処理し、チャネル情報をBSTTD JD12に送る。

BSTTD JD12は第１および第２の通信信号バーストを含む復調出力信号およびチャネル推算装置１３からのチャネル情報を受ける。BSTTD JD12は、このチャネル情報と送信機における拡散符号とを用いて、各通信信号バーストの第１および第２のデータフィールドD1、D2、−D2*、D1*のデータシンボルを推算し、次いでD1、D2、−D2*、D1*を合成してもとのデータフィールドDを回復する。

この発明の好ましい実施例によると、BSTTD
JD12は、簡易化最小二乗平均誤差ブロック線形等化器(MMSE−BLE)利用の検出器を用いて、受信データフィールドの各々のデータシンボルを推算する。この発明のBSTTD JD12は、下記の流れに従って動作する。A及びBは、それぞれ、アンテナ１に関連したチャネル１およびアンテナ２に関連したチャネル２の伝搬行列のブロック帯行列である。これらの帯行列は次のとおり２ｘ２の部分(ブロック)行列に書替えられる。

これにより、ブロック空間時間送信ダイバーシティの受信信号モデルは、式１のとおり表される。

ブロックの長さは、チャネル遅延分散よりもずっと長いので、互いに隣接するブロックA₂₁とB₂₁との間の干渉は無視でき、受信信号モデルは式２の形に単純化できる。

データブロック行列の推算のために、BSTTD用のMMSE BLEアルゴリズムを用いることができる。白色化整合フィルタ処理を用いると、これらデータブロックは式３及び式４により表わすことができる。

MMSE−BLE出力は式５の形に表される。

ここでEは式１で与えられ、σ²は平均雑音分散であり、Iは単位行列である。

単一アンテナBLEを用いるブロックSTTDの複雑性の主因は、近似コレスキー分解において実行が好ましい逆行列演算である。コレスキー分解のための相関行列のブロック行列表示を式６に示す。

ここで、Ｄ₁₁、Ｄ₂₂、Ｄ₂₁は式７、式８および式９でそれぞれ表される。

コレスキー分解D=GG^Hのための下三角行列は式１０で表される。

式１０
G₁₁、G₂₁、G₂₂、D₁₁、D₂₁及びD₂₂の相互関係を式１１、式１２及び式１３により示す。

シンボル系列の推定出力は、下記の三角行列系を式１４、式１５、式１６及び式１７により解くことによって得られる。

単一アンテナシステムでは、一組のコレスキー分解を必要とする。ダイバーシティアンテナを使用するシステムは、二組のコレスキー分解(式１１および式１３)並びに一組の前進代入演算(式１２)を必要とするので、シンボルの復号化の複雑度は増加する。したがって、単一アンテナシステムに比してBSTTDシステムの複雑度は２倍以上に高まる。さらに、このシステムのBSTTD復号器は、第１のサブブロックの第２サブブロックへの干渉を除去しないので、検出時により多くの誤りを生ずる。

複雑度をさらに減ずる手段を次に述べる。送信信号行列の構造から、A₂₂及びB₂₂は、次のとおりA₁₁及びB₁₁を含むブロック行列で表すことができる。

ここでA₁₁、A₂₂、B₁₁及びB₂₂の相互関係は式１８、式１９及び式２０で表される。

当業者にはA^H ₂₂A₂₂、B^H ₂₂B₂₂及びA^H ₂₂B₂₂がトプリッツ(Toeplitz)型ブロック行列であること、並びにA^H ₁₁A₁₁、B^H ₁₁B₁₁及びA^H ₁₁B₁₁は、式１８、式１９及び式２０の末尾の項の中の下側右サブブロックによりこの型のブロック行列ではないことが認識されよう。

式７に式１８を代入することによって、式２１が得られる。

式２１はブロック分割エルミート型である。式７の解は、最後の項を無視し、コレスキー分解を繰返すことにより近似して式２２の形で得られる。

ここでD^₁₁は式２３により表される。

式２２はブロック分割トプリッツ行列近似である。これの複雑度は単一アンテナシステムの場合での近似コレスキー分解と等しい。当業者には上述の式がG₁₁近似をもたらすものであり、BSTTD
JD12の複雑度を減ずることが認識されよう。

BSTTD JD12の複雑度をさらに下げることはG₂₂の近似により達成できる。式11および式１２から、式１３は式２４に変換される。

ノルム(D₂₂)≫ノルム(D₂₁D₁₁ ^-1D₂₁ ^H)と仮定すると、式２４は式２５となる。

さらに式８、式１９および式２２から式２６が得られる。

前述のG11の近似と同様の手法で、上記の式２６の解は、最後の項を無視し、コレスキー分解の繰返し適用により近似することができ、式２７が得られる。

この近似によりG₂₂、従ってD₂₂(式８及び式１３)は詳細に計算する必要がなくなる。したがってBSTTDに伴うコレスキー分解の複雑度は単一アンテナシステムの場合と同じになる。

単一アンテナシステムに対するBSTTDシステムの複雑性の大部分は、式１２、式１５及び式１７の行列G₂₁ に関るものである。式１５及び式１７における複雑な演算の数はG₂₁ の零以外の要素の数と同じである。零以外の要素を少なくすることは式１５及び式１７の複雑度を減ずる。複雑度を減ずる一つの手段はG^₂₁＝０を仮定することである。しかしながら、この近似は解に誤差を伴い、通常は好ましくない。

そこで、複雑度軽減のもう一つの手法ではG^₂₁を次の方法に従って近似する。式９と式１２から、式２８が得られる。

ここでD^₂₁は式２９に示される。

式２９はブロック分割トプリッツ行列をもたらす。複式前進代入法利用の三角行列系の解法により、そのトプリッツ行列の一般解を求める方法は余り複雑過ぎて容易には実行されない。しかしながら、その解法は以下に述べる性質を用いて簡略化できる。

・性質１：行列D^₂₁は歪対称ブロック分割トプリッツ型、すなわち
D^₂₁=−D^₂₁ ^Tである。D^₂₁の対角の項は常に零である。
・性質２：D^₂₁の全ての要素は、そのサブブロック行列の最後の列または最後の行にある要素を除いて、零である。(図３(a)参照)

・性質３：行列G^₂₁はブロック分割トプリッツ構造を有する。

・性質４：行列G^₂₁は、(L・Ka−１)に等しい帯幅で区切られた下ブロック行列である。(図３(b)参照)。Lは第１列ブロック行列或いは第１行ブロック行列のうちの零でないブロック行列の数である。また、Lはシンボル間干渉の長さに１を加えたものに等しく、即ちL=Lisi＋１である。ここでLisi=ceil(W/SF)で、Wはチャネル長さ、そしてceil(x)はxよりも大きくて、かつ最小である整数を示す。Kaは機能する符号(実チャネル)の総数で、例えば、一斉通報チャネル(BCH)時間スロットにK個の専用チャネル(DCH)がある場合はKa=K＋１である。

上述の性質を用いるとともに、D^₂₁対して性質２の場合と同一のサブブロック構造の有するブロック分割帯行列への近似法を用いることにより、上記複雑度は著しく減少する。この近似行列構造を図３(c)に示す。図３(d)は図３(b)とは異なるカラースケール付きの精密なG^₂₁を示す。G^₂₁の計算は、上述の性質および次の近似により単純化される。

近似 １：G^₂₁は(L・Ka−１)の帯幅の上下ブロック分割の帯行列である。
近似 ２：G^₂₁はD^₂₁と同一の構造を有する。

近似１により、簡略化G^₂₁は次に示すとおりである。

下三角行列G^₂₁と相関行列D^₂₁とのブロック行列表示は式３０と式３１のとおりである。

ここで、d₁₁は−d₁₁ ^Tに等しく、性質１及び近似２によりd_ijとf_ijは下記の構造を有する。

FG^^H ₁₁＝D^₂₁の解は、式３２及び式３３により第１列ブロックと第１行ブロックとを計算することにより得られる。

上述の行列構造を有するA＝[a_ij]
^Ka _i,j=1、Ｄ＝[d_ij]^Ka _i,j=1および下三角行列G=[g_ij]^Ka _i,j=1 は行列方程式AG^H=Dを満足する。ここでKdは専用チャネル(DCH)数であり、Ka=Kd＋１は一斉通報チャネル(BCH)時間スロット内にある物理チャネルの総数である。最後の列ベクトルでの第１のKd要素は、式３４により示されるように複素数を実数で除することで得られる。

サイズがKaの１回の前進代入により得られた行列Aの最後の行ベクトルは式３５により表される。

また、式３３の右辺の項は行列乗算を含む。各々の行列乗算数は零要素による複合乗数Kd＋(Kd＋１)²と考えることができる。
上記BSTTDアルゴリズムは、上述の近似を用いて次の様に簡略化される。
演算操作 式
・整合フイルター (３)、(４)
・相関演算 (２３)、(２９)
・コレスキー分解 (２２)、(３２)、(３３)
式３６及び式３７による前進代入：

式３８及び式３９による後退代入：

好ましい実施例を図４の流れ図と関連づけて次に述べる。受信信号をデータブロック相互間の干渉の無視により例えば式２のようにモデル化する(ステップ４０１)。受信信号ベクトルを式３及び式４に示すとおり白色化整合フィルタ処理する(ステップ４０２)。式１０の形式のコレスキー係数をMMSE BLE解法のために算定する(ステップ４０３)。次に、Gのサブ行列G₁₁を、Dのサブ行列D₁₁のコレスキー係数の算出(式７から)により、式２２から算出する(ステップ４０４)。Gのサブ行列G₂₂のもう一つの近似行列を、G₁₁の複素共役値G₁₁*の利用により算出する(ステップ４０５)。Gの別のサブ行列G₂₁を、式３１及び式３２を用い、上下ブロック分割帯行列であるとして近似する(ステップ４０６)。二つのデータフィールドのシンボル、dmmse₁およびdmｍse₂を、式３５、３６、３７及び式３８により前進代入法並びに後退代入法を適用して解く(ステップ４０７)。次に、元の送信データを、復号器１５を使用しdmmse₁およびdmmse₂を復号化することにより算定する(ステップ４０８)。

この発明を好ましい実施例に関連して記述してきたが、上記以外の改変が請求項記載の本発明の範囲内において可能であることは当業者には明らかであろう。

空間−時間送信ダイバーシティを採用した従来技術の通信システムのブロック図。 この発明の好ましい実施例による受信機のブロック図。 この発明の好ましい実施例によるブロック空間時間送信ダイバーシティ(BSTTD)を近似する行列構造の説明図。 この発明の好ましい実施例によるブロック空間時間送信ダイバーシチティ方式における共同検出方法の流れ図。

符号の説明

１０ 受信機
１２ BSTTD 共同検出器
１３ チャネル推算装置
１６ アンテナ
２１ ブロック空間時間送信ダイバーシティを近似する行列構造の図解
ステップ４０１ 受信信号をモデル化する
ステップ４０２ 受信信号ベクトルを白色化整合フィルタ処理する
ステップ４０３ 最小二乗誤差線形等化器(MMSE
BLE)解法に用いるコレスキー係数を算定する
ステップ４０４ コレスキー係数D₁₁からG₁₁を算定する
ステップ４０５ G₁₁の複素共役値を用いてG₂₂を近似計算する
ステップ４０６ G21を上下ブロック分割帯行列として近似計算する
ステップ４０７ 前進代入法及び後退代入法を用いてデータフィールドのシンボルを算定する
ステップ４０８ 送信されてきたもとのデータを復号化する

Claims (15)

1. 第１のデータフィールドを第１のアンテナ経由で送信し、その第１のデータフィールドのブロックの再配列により生成した第２のデータフィールドを第２のアンテナ経由で送信するブロック空間時間送信ダイバーシティ（ＢＳＴＴＤ）送信機から前記ＢＳＴＴＤを用いて送信されたデータを受信する方法であって、
   送信されてきた前記第１および第２のデータフィールドを含む受信ベクトルを受ける過程と、
   前記受信ベクトルを白色化整合フィルタ処理する過程と、
   前記第１および第２のデータフィールドのシンボルを算出するのに、データブロック間干渉の無視に基づく最小二乗平均誤差ブロック線形等化器モデルを用いる過程と、
   前記モデルの近似コレスキー分解、前進代入法および後退代入法を用いて、前記送信されてきた前記第１および第２のデータフィールドのシンボルを算定する過程と
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記第１および第２のデータフィールドの前記送信されてきたシンボルを復号化して前記第１のデータフィールドを推算することを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記近似コレスキー分解に用いるコレスキー係数が四つのブロック行列を含み、それら四つのブロック行列の第１のブロックG22を前記四つのブロック行列の第２のブロックG11の複素共役値で近似させることを特徴とする請求項１に記載の方法。
4. 前記四つのブロック行列の第３のブロックG21を上下ブロック分割帯行列で近似させることを特徴とする請求項３に記載の方法。
5. 前記四つのブロック行列の前記第３のブロックG21が全部零の要素を含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
6. 第１のデータフィールドを第１のアンテナ経由で送信し、その第１のデータフィールドのブロックの再配列により生成した第２のデータフィールドを第２のアンテナ経由で送信するブロック空間時間送信ダイバーシティ（ＢＳＴＴＤ）送信機から前記ＢＳＴＴＤを用いて送信されたデータを受信する受信機であって、
   送信されてきた前記第１および第２のデータフィールドの両方を含むベクトルを受けるアンテナと、
   前記送信されてきた前記第１および第２のデータフィールドのシンボルを算定するのに、最小二乗平均誤差ブロック線形等化器モデル、そのモデルの近似コレスキー分解、前進代入法および後退代入法を用いるＢＳＴＴＤ共同検出器と
   を含み、前記モデルが前記データブロック相互間の干渉を無視することを特徴とする受信機。
7. 前記検出器が前記送信されてきた第１および第２のデータフィールドの前記シンボルを検出し、前記第１のデータフィールドのデータを推算することを特徴とする請求項６に記載の受信機。
8. 前記近似コレスキー分解に用いるコレスキー係数が四つのブロック行列を含み、それら四つのブロック行列の第１のブロックG22を前記四つのブロック行列の第２のブロックG11の複素共役値で近似させることを特徴とする請求項６に記載の受信機。
9. 前記四つのブロック行列の第３のブロックG21を上下ブロック分割帯で近似させることを特徴とする請求項８に記載の受信機。
10. 前記四つのブロック行列の前記第３のブロックG21が全部零の要素を含むことを特徴とする請求項８に記載の受信機。
11. 符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムであって、
    ブロック空間時間送信ダイバーシティ（ＢＳＴＴＤ）を用い、第１のデータフィールドを第１のアンテナ経由で、その第１のデータフィールドのブロック再配列により生成した第２のデータフィールドを第２のアンテナ経由でそれぞれ送信するＢＳＴＴＤ送信機と、
    ＢＳＴＴＤにより送信されてきたデータを受信する受信機であって、
    前記第１および第２の送信されてきたデータフィールドを含むベクトルを受信するアンテナと、
    前記第１および第２の送信されてきたデータフィールドのシンボルを算定するのに、最小二乗平均誤差ブロック線形等化器モデルと、そのモデルの近似コレスキー分解、前進代入法および後退代入法を用いるＢＳＴＴＤ共同検出器と
    を含んでいて、前記モデルが前記データブロック相互間の干渉を無視する受信機と
    を含むことを特徴とする通信システム。
12. 前記共同検出器が前記第１および第２の送信されてきたデータフィールドの前記シンボルを復号化し、前記第１のデータフィールドのデータを推算することを特徴とする請求項１１に記載の通信システム。
13. 前記近似コレスキー分解に用いるコレスキー係数が四つのブロック行列を含み、それら四つのブロック行列の第１のブロックG22を前記四つのブロック行列の第２のブロックG11の複素共役値で近似させることを特徴とする請求項１１に記載の通信システム。
14. 前記四つのブロック行列の第３のブロックG21を上下ブロック分割帯で近似させることを特徴とする請求項１３に記載の通信システム。
15. 前記四つのブロック行列の前記第３のブロックG21が全部零の要素を含むことを特徴とする請求項１３に記載の通信システム。

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