JP4243526B2 - 送信電力制御方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、デジタル変調方式の無線通信システムにおける送信電力制御方法及び装置に関する。

デジタル変調方式の無線通信システムにおいては、安定した送信電力を出力することが要求されており、そのためこのようなデジタル無線システムにおける送信電力は保証される温度範囲において規格が決められている。しかし、オペアンプ、ＦＥＴ、トランジスタなどの利得を稼ぐ半導体は温度条件によりどうしても変動してしまうため電力を一定に制御するための制御回路が実装される。

一方、デジタル無線システムにおける基地局などには大電力の送信を行う装置が設けられており、大電力を送信するために大きな利得を得るための送信アンプが使用されるが、アンプの特性による送信波形の歪みや環境変化、経年変化による利得変動が生じてしまう。どちらも法的な規制があるため、通常アナログ、デジタルの手段にかかわらず制御が行われる。

例えば特許文献１では、Ｉｃｈ，Ｑｃｈの入力デジタル信号に対して後段の高周波送信電力増幅器によって生ずる非線形歪（ＡＭ−ＡＭ変換歪、ＡＭ−ＰＭ変換歪）成分を補償するような制御信号が書き込まれたＲＯＭを有するデジタルフィルタを備え、前記高周波電力増幅器の出力の一部を制御信号として前記デジタルフィルタにフィードバックし、該フィードバック情報に従って前記ＲＯＭを読み出すことにより、前記デジタルフィルタから、前記高周波電力増幅器のダイナミック範囲内のある領域で発生する非線形歪を補償する信号を出力するように構成されたプリディストーション方式の送信装置が記載されている。

歪み補正回路にはカーテシアンループなどのアナログ回路にて行う場合とプリディストータなどのＤＳＰ（digital signal processor）にてデジタル処理にて行う場合があるが、本発明はデジタル処理にて行う場合を対象にしている。

図５は、このような従来のプリディストータなどのＤＳＰ（digital signal processor）を備えてデジタル処理により歪み補正を行う回路を実装した送信装置の一例を示すブロック図である。

図５において、送信するデータはＱＰＳＫマッピング部（５１）に入力されて、ＭＡＰ_Ｉ／ＭＡＰ_Ｑ信号が生成され、フィルタ（５２）で波形整形された後信号ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑが生成される。この信号が歪み補正回路（５３）に入力される。歪み補正回路（５３）にはアンプ（５６）にて歪まされたフィードバックデータＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑも入力され、基準となるＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑと歪んだＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑを比較することでアンプ（５６）の歪みを解析し、アンプ（５６）の歪みを補償する逆の歪みを掛ける。その出力がＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑとなる。

フィルタ（５２）から出力されるＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑ信号は歪みがない基準の信号となる。これに対し、アンプ（５６）で歪んだ信号は、カプラ（５８）、直交復調器（５９）、ＡＤコンバータ（６０）にてＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑ信号として抽出される。これらの信号が歪み補正回路（５３）に入力される。

歪み補正回路（５３）は、図３に示す構成を有しており、ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_ＱとＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑを正確に比較することでアンプ（５６）の歪みを解析するが、ＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑはアナログ回路とＡＤコンバータなどの変換時間など絶対的な遅延が生じる。そこで遅延回路（３１）でＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑを遅らせることによりＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑに位相を合わせる。また、テーブルアドレス算出部（３２）では、そのときのＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑ信号のデータをパワー計算し、図４に示すように、パワーに対応するテーブルに分割されたテーブルのナンバーをつける。

例えば図４のようなテーブルを持っている場合、ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑから計算したパワーが時間列で計算されたとき、パワー（ＶＭ_Ｐ）の１番目の結果は“２１”であるため、テーブルナンバーは“２”が付けられる。次のパワーは“１０”なのでテーブルナンバーは“２”、次は“５”なのでテーブルナンバーは“１”というように、パワーに対してナンバーをつけて分割する。

一方、誤差算出処理部（３３）では、ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_ＱとＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑを比較して誤差を算出し、この誤差を、テーブルアドレス算出部（３２）で算出されたテーブルナンバーの各ナンバーグループに格納する。誤差平均処理部３４では、それぞれのテーブルナンバーに格納された誤差の平均をとる。アンプの歪みは通常ＡＭ−ＡＭ特性とＡＭ−ＰＭ特性があるが、この誤差平均がＡＭ−ＡＭ特性とＡＭ−ＰＭ特性の合成されたものである。

これをＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴ（Look Up Table）算出部（３５−１）、ＡＭ−ＰＭ特性ＬＵＴ（Look Up Table）算出部（３５−２）においてそれぞれの逆歪み特性を算出する。ＬＵＴはそれぞれのテーブルナンバーに対する特性であるということはパワーの大きさに対する特性であるということになる。このＬＵＴをＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑに対して複素演算部（６）で複素演算することによりアンプの逆歪みが出力される。

特開平４−２９０３２１号公報

アンプのＡＭ−ＡＭ特性は図６−１のように入力がある時点までは利得が一定だがある時点を境に利得が下がってくる。歪み補正のＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴはこの逆のため図６−２のように図６−１と逆の特性をもつ。アンプがもし温度変化、経年変化により利得が上下すると図６−１の上下の線のように平行移動するため歪み補正回路のＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴも同様に上下に平行移動する。アンプの利得がもし２分の１、３分の１といった変動があるとＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴも２倍、３倍となる。このためＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑが２倍、３倍となって出力される。

このように、通常、歪み補正にはある程度の電力制御の能力が備わっているが、歪み補正回路のデジタル処理のみで電力制御を行う場合には、アンプの利得が１／２，１／３となるとデジタル処理の計算上で２倍、３倍のマージンを持つ必要があり高価なＤＳＰが必要となる。

また、デジタル的に処理を行う場合、アンプの利得が変動するとｂｉｔ幅の制限によるオーバーフローがおきてしまう可能性がある。そのため、ＤＳＰなどのデジタル処理のｂｉｔ数はアンプの利得変動分のマージンを持って設計する必要があり、その性能を限界まで使用できないという問題がある。オーバーフローを防ぐためにｂｉｔ幅に余裕を持たせると、ｂｉｔ数の割には計算精度を向上させることはできず、かつ、ハードウェアの価格ＵＰといったデメリットが生じてしまう。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、デジタル処理における歪み補正回路と送信電力制御回路とを有機的に組み合わせることで、デジタル処理における歪み補正回路の負荷を低減し、比較的安価なＤＳＰにてアンプの利得変動に対する送信電力制御にも対応できる新規な送信電力制御手段を提供することにある。

本発明の送信電力制御方法は、変調用のデジタル信号をアナログ信号に変換し、該変換されたアナログ信号を用いて変調波を生成し、該生成された変調波を電力増幅してアンテナより送信するとともに、前記電力増幅された変調波を復調し、該復調された前記アナログ信号をデジタルデータに変換したフィードバックデータを入力デジタル信号と比較することにより前記電力増幅された信号の歪みを解析し、該解析結果に基づいて、前記入力デジタル信号に対して前記電力増幅された信号の歪みを補正する逆の歪みを掛けることによって、前記変調用のデジタル信号を生成する送信電力制御方法において、前記歪み補正前の入力デジタル信号と前記歪み補正後の入力デジタル信号の電力差分を計算して該電力差分に応じた乗率を設定し、前記歪み補正後の入力デジタル信号に前記設定した乗率を掛けた信号を前記変調用のデジタル信号として出力することを特徴とする。

即ち本発明では、デジタル的に処理された歪みを補正した送信のデータを元に現在のアンプの利得を解析し、補正した送信のデータにその利得分を別途上乗せすることにより送信電力を制御しているので、歪み補正した後の電力を常に一定の値（歪み補正前入録デジタル信号の電力とほぼ等しい値）にすることができ、ＤＳＰの計算能力を常に最大限生かすことが可能となる。

また、本発明の送信電力制御装置は、変調用のデジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータと、該変換されたアナログ信号を用いて変調波を生成する変調器と、該変調波を電力増幅する送信電力増幅器と、該送信電力増幅器から送出される変調波を復調する復調器と、該復調器で復調された前記アナログ信号をデジタルデータに変換してフィードバックデータとして出力するＡＤコンバータと、入力デジタル信号と前記フィードバックデータとを比較することにより前記送信電力増幅器の歪みを解析し、前記入力デジタル信号に対して前記送信電力増幅器の歪みを補償する逆の歪みを掛けることにより前記変調用のデジタル信号を生成する歪み補正回路とを有する送信電力制御装置において、前記歪み補正回路に入力される入力デジタル信号と前記歪み補正回路から出力される変調用のデジタル信号の電力をそれぞれ計算し、その電力差分を検出する電力差検出手段と、該電力差検出手段によって検出された電力差分を監視し、該電力差分に応じた乗率を設定する乗率設定手段と、前記歪み補正回路と前記ＤＡコンバータの間に挿入され、前記歪み補正回路から出力される変調用のデジタル信号に対して前記乗率設定手段で設定された乗率を掛けて前記ＤＡコンバータへ出力する乗算器と、を備えたことを特徴とする。

本発明では、歪み補正回路のみで電力制御を行わず別に電力制御回路を設けて歪み補正回路の電力制御機能を逆に利用する電力制御を行うことで歪み補正回路にとってはアンプの電力変動はないものとすることができる。

これによりＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴ（Look Up Table）はアンプの変動によらず常に一定となり、アンプの利得によるデジタル回路特有のオーバーフロー、アンダーフローを防止できるようになる。また、ＤＳＰなどのデジタル処理のｂｉｔ数は通常アンプの変動分のマージンを持って設計する必要がなくなるため性能を限界まで使用することが可能となる。

図１は、本発明の実施形態を示すブロック図であり、ＱＰＳＫ変調の送信電力制御回路構成が一実施例として示されている。

図１において、送信するデータはＱＰＳＫマッピング部（１）に入力されて、ＭＡＰ_Ｉ／ＭＡＰ_Ｑ信号が生成され、フィルタ（２）で波形整形された後信号ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑが生成される。この信号が歪み補正回路（３）に入力される。

歪み補正回路（３）にはアンプ（１４）にて歪まされたフィードバックデータＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑ信号も入力され、基準となるＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑと歪んだＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑを比較することでアンプ（１４）の歪みを解析し、アンプ（１４）の歪みを補償する逆の歪みを掛ける。その出力がＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑとなる。

ＱＰＳＫ変調におけるコンスタレーションは図２に示すような座標配置となっており、ＱＰＳＫ変調ではシンボルにおいては必ずパワーは一定となる。これを利用して、シンボル抽出部（４）ではＶＭ_Ｉ／ＶＭ_ＱとＶＤ_Ｉ／ＶＤ_ＱシンボルであるＶＭ_Ｉ_ＳＹＭ／ＶＭ_Ｑ_ＳＹＭ、およびＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ／ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭを抽出する。

パワー検出部（５）では、ＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ＾２＋ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ＾２、およびＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ＾２＋ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ＾２の演算を行って、シンボルにおけるパワーであるＶＭ_Ｐ、ＶＤ_Ｐを求める。差分計算部（６）でＶＭ_Ｐ−ＶＤ_Ｐを計算してＰＯＷ_ＤＥＴを求める。さらに平均部（７）でＰＯＷ_ＤＥＴの平均を取り、監視部（８）でパワーが規定以内であるかを監視する。ここでパワーが規定以外であると乗率計算部（９）で乗算器（１０）に対してどの程度の乗率にするかを決定する。

乗算器（１０）ではＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑに対して乗率計算部（９）で決まった乗率をＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑそれぞれに乗算し、ＤＡコンバータ（１１）にてデジタル／アナログ変換を行ってＤＡ_Ｉ／ＤＡ_Ｑを出力する。このＤＡ_Ｉ／ＤＡ_Ｑは直交変調器（１２）に入力され、直交変調器（１２）において発振器（１３）から出力されている送信周波数を直交変調する。この直交変調信号をアンプ（１４）に入力して目的の送信電力まで増幅し、アンテナ（１５）により送信を行う。

また、アンテナ（１５）に入力される直前の信号はアンプ（１４）により歪まされているため、この送信信号の一部をカプラ１６によりフィードバック信号として抽出する。このフィードバック信号は、直交復調器（１７）に入力され、発振器（１３）から出力される送信周波数で直交復調され、ＦＢ_Ｉ_Ａ／ＦＢ_Ｑ_Ａとして出力される。

このＦＢ_Ｉ_Ａ／ＦＢ_Ｑ_Ａ信号をＡＤコンバータ（１７）にてアナログ／デジタル変換を行い、デジタルフィードバック信号ＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑとして歪み補正回路（３）に入力し、上記動作によりアンプ（１４）の歪解析を行う。

図３は、歪み補正回路（３）の内部処理動作を示すブロック図であり、図４は、歪み補正回路（３）の内部処理動作におけるパワー／テーブルアドレス変換の例を示す動作説明図である。この歪み補正回路自体は従来と同様の構成で実現される。以下、本実施形態の動作について図１〜図４を参照して詳細に説明する。

まず、歪み補正の動作について説明する。

フィルタ（２）から出力されるＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑ信号は歪みがない基準の信号となる。これに対し、アンプ（１４）で歪んだ信号は、カプラ（１６）、直交復調器（１７）、ＡＤコンバータ（１８）にてＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑ信号として抽出される。これらの信号が図３に示す歪み補正回路（３）に入力される。

ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_ＱとＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑを正確に比較することでアンプ（１４）の歪みを解析するがＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑはアナログ回路とＡＤコンバータなどの変換時間など絶対的な遅延が生じる。そこで遅延回路（３１）でＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑを遅らせることによりＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑに位相を合わせる。また、テーブルアドレス算出部（３２）では、そのときのＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑ信号のデータをパワー計算し、図４に示すように、パワーに対応するテーブルに分割されたテーブルのナンバーをつける。

例えば図４のようなテーブルを持っている場合、ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑから計算したパワーが時間列で計算されたとき、パワー（ＶＭ_Ｐ）の１番目の結果は“２１”であるため、テーブルナンバーは“２”が付けられる。次のパワーは“１０”なのでテーブルナンバーは“２”、次は“５”なのでテーブルナンバーは“１”というように、パワーに対してナンバーをつけて分割する。

一方、誤差算出処理部（３３）では、ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_ＱとＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑを比較して誤差を算出し、この誤差を、テーブルアドレス算出部（３２）で算出されたテーブルナンバーの各ナンバーグループに格納する。誤差平均処理部３４では、それぞれのテーブルナンバーに格納された誤差の平均をとる。アンプの歪みは通常ＡＭ−ＡＭ特性とＡＭ−ＰＭ特性があるが、この誤差平均がＡＭ−ＡＭ特性とＡＭ−ＰＭ特性の合成されたものである。

これをＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴ（Look Up Table）算出部（３５−１）、ＡＭ−ＰＭ特性ＬＵＴ（Look Up Table）算出部（３５−２）においてそれぞれの逆歪み特性を算出する。ＬＵＴはそれぞれのテーブルナンバーに対する特性であるということはパワーの大きさに対する特性であるということになる。このＬＵＴをＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑに対して複素演算部（６）で複素演算することでアンプの逆歪みが出力される。

本実施形態では、歪み補正回路（３）から出力される歪み補正出力ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑに対して、それぞれ乗率計算部（９）で指定された乗率を乗算して出力する乗算器（１０）を設けており、それにより、アンプが温度変化、経年変化により利得が変動しても、歪み補正回路（３）から出力される歪み補正出力ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑは変動しないように制御しながら、送信機出力を制御することを可能にしている。

その結果、アンプの利得がもし２分の１、３分の１といった変動があった場合、ＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴを２倍、３倍とする必要はなくなり、このため歪み補正回路（３）の出力ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑも２倍、３倍にする必要がない。即ち、ＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴ（Look Up Table）はアンプの変動によらず常に一定となり、アンプの利得によるデジタル回路特有のオーバーフロー、アンダーフローを防止できるようになる。また、ＤＳＰなどのデジタル処理のｂｉｔ数は通常アンプの変動分のマージンを持って設計する必要がなくなるため性能を限界まで使用することが可能となる。

次に、上記作用効果を奏する本実施形態の電力制御動作について図１を用いて説明する。

歪み補正回路（３）より出力されるＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑとフィルタ部（２）より出力されるＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑをシンボル抽出部（４）に入力する。シンボル抽出部（４）においてシンボルを抽出し、パワー検出部（５）においてシンボルのそれぞれのパワーであるＶＤ_Ｐ、ＶＭ_Ｐを計算する。この歪み補正されたパワーであるＶＤ_Ｐと基準であるパワーＶＭ_Ｐを差分計算部（６）に入力して両者の差分をとり、差分出力ＰＯＷ_ＤＥＴを得る。この差分出力ＰＯＷ_ＤＥＴを平均部（７）に入力して平均を取り、この平均値を監視部（８）で監視する。

もし歪み補正されたパワーＶＤ_Ｐのほうが大きい場合には送信アンプ（１４）の利得は下がっていると判断できる。監視部（８）においてその差分がある程度まで開いた場合、乗率計算部（９）は歪み補正回路（３）より出力されるＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑのパワーを乗算器（１０）により少しだけあげるように乗算器（１０）の乗率を１倍から例えば１．１倍に変化させる。

そうすると歪み補正回路（３）より出力されるＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑは、乗算器（１０）により１．１倍だけ大きくされてＤＡコンバータ（１１）に入力される。その結果、フィードバック信号ＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑは１．１倍だけ大きくなってくるため歪み補正回路（３）は１倍になるようにＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴを変化させ、ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑのレベルを下げる。

この値を同様にしてシンボル抽出し、パワーを計算しＶＤ_ＰとＶＭ_Ｐを比較する。まだＶＤ_Ｐのほうが大きい（送信アンプ（１４）の利得が下がっている）場合は乗算器（１０）の乗率を１．１倍から１．２倍に変化させる。そうするとフィードバック信号が１．２倍となるため歪み補正回路（３）はＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑをさらに下げる。このようにしてＶＤ_ＰとＶＭ_Ｐの差がある範囲以内になるまで繰り返すことで送信電力制御が行われる。このとき、ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_ＱのレベルはＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑと同程度になるよう収束する。

一方、歪み補正されたパワーＶＤ_Ｐのほうが小さい場合は、送信アンプ（１４）の利得は上がっていると判断できる。監視部（８）においてその差分がある程度まで開いた場合、乗率計算部（９）は歪み補正回路（３）より出力されるＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑのパワーを乗算器（１０）により少しだけさげるように乗率を１倍から例えば０．９倍に変化させる。

そうすると歪み補正回路（３）より出力されるＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑは、乗算器（１０）により０．９倍に小さくされてＤＡコンバータ（１１）に入力される。その結果、フィードバック信号ＦＢ_Ｉ／ＦＢ_Ｑは０．９倍に下がってくるため歪み補正回路（３）は１倍になるようにＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴを変化させ、ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑのレベルを上げる。

この値を同様にシンボル抽出し、パワーを計算しＶＤ_ＰとＶＭ_Ｐを比較する。まだＶＤ_Ｐのほうが小さい場合は乗率を０．９倍から０．８倍に変化させる。そうするとフィードバック信号が０．８倍となるため歪み補正回路（３）はＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑを上げる。このようにしてＶＤ_ＰとＶＭ_Ｐの差がある範囲以内になるまで繰り返すことで送信電力制御が行われる。このとき、ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_ＱのレベルはＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑと同程度になるよう収束する。

従って、歪み補正回路（３）は、アンプの利得が変動して図６−１のアンプのＡＭ−ＡＭ特性が平行移動してもＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴは図６−２のように平行移動せず、アンプの正常な時のＡＭ−ＡＭ特性ＬＵＴ位置（例えば図６−２の中間の位置）にほぼ固定された状態で歪み補正動作のみを行うこととなる。

本発明の実施形態を示すブロック図である。 ＱＰＳＫ変調におけるコンスタレーションを示す図である。 プリディストータにより構成された歪み補正回路の一例を示すブロック図である。 歪み補正回路の動作を説明するための図である。 従来例を示すブロック図である。 歪み補正動作を説明するための図である。

符号の説明

１ マッピング回路
２ フィルタ
３ 歪み補正回路
４ シンボル抽出部
５ パワー検出部
６ 差分計算部
７ 平均化部
８ 監視部
９ 乗率計算部
１０ 乗算器
１１ ＤＡコンバータ
１２ 直交変調部
１３ 発振器
１４ アンプ
１５ アンテナ
１６ カプラ
１７ 直交復調器
１８ ＡＤコンバータ
３１ 遅延回路
３２ テーブルアドレス算出部
３３ 誤差算出処理部
３４ 誤差平均処理部
３５−１ ＡＭ−ＡＭ ＬＵＴ算出部
３５−２ ＡＭ−ＰＭ ＬＵＴ算出部
３６ 複素演算部

Claims (2)

1. 変調用のデジタル信号をアナログ信号に変換し、該変換されたアナログ信号を用いて変調波を生成し、該生成された変調波を電力増幅してアンテナより送信するとともに、前記電力増幅された変調波を復調し、該復調された前記アナログ信号をデジタル信号に変換したフィードバックデータを入力デジタル信号と比較することにより前記電力増幅された信号の歪みを解析し、該解析結果に基づいて前記入力デジタル信号に対して前記電力増幅された信号の歪みを補正する逆の歪みを掛けることによって、前記変調用のデジタル信号を生成する送信電力制御方法において、
   送信するデータはＱＰＳＫマッピングされており、前記歪み補正前の入力デジタル信号（ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑ）のシンボル（ＶＭ_Ｉ_ＳＹＭ／ＶＭ_Ｑ_ＳＹＭ）、および前記歪み補正後の入力デジタル信号（ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑ）のシンボル（ＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ／ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ）を抽出し、該抽出したシンボルにより、ＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ＾２＋ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ＾２、およびＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ＾２＋ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ＾２の演算を行って、シンボルにおけるパワーであるＶＭ_Ｐ、ＶＤ_Ｐを求め、両者の差ＶＭ_Ｐ−ＶＤ_Ｐにより前記歪み補正前の入力デジタル信号と前記歪み補正後の入力デジタル信号の電力差分を計算して該電力差分に応じた乗率を設定し、前記歪み補正後の入力デジタル信号に前記設定した乗率を掛けた信号を前記変調用のデジタル信号として出力することを特徴とする送信電力制御方法。
2. 変調用のデジタル信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータと、該変換されたアナログ信号を用いて変調波を生成する変調器と、該変調波を電力増幅する送信電力増幅器と、該送信電力増幅器から送出される変調波を復調する復調器と、該復調器で復調された前記アナログ信号をデジタルデータに変換してフィードバックデータとして出力するＡＤコンバータと、入力デジタル信号と前記フィードバックデータとを比較することにより前記送信電力増幅器の歪みを解析し、前記入力デジタル信号に対して前記送信電力増幅器の歪みを補償する逆の歪みを掛けることにより前記変調用のデジタル信号を生成する歪み補正回路とを有する送信電力制御装置において、
   ＱＰＳＫマッピングされている前記歪み補正前の入力デジタル信号（ＶＭ_Ｉ／ＶＭ_Ｑ）および前記歪み補正後の入力デジタル信号（ＶＤ_Ｉ／ＶＤ_Ｑ）から、各シンボル（ＶＭ_Ｉ_ＳＹＭ／ＶＭ_Ｑ_ＳＹＭ）および（ＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ／ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ）を抽出するシンボル抽出部と、該抽出したシンボルにより、ＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ＾２＋ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ＾２、およびＶＤ_Ｉ_ＳＹＭ＾２＋ＶＤ_Ｑ_ＳＹＭ＾２の演算を行って、シンボルにおけるパワーであるＶＭ_Ｐ、ＶＤ_Ｐを求めるパワー検出部と、該求めたシンボルにおけるパワーから、ＶＭ_Ｐ−ＶＤ_Ｐを計算して電力差分を求める差分計算部と、該求めた電力差分の平均を取る平均化部とによって構成された電力差検出手段と、
   前記電力差検出手段によって検出された電力差分を監視し、該電力差分に応じた乗率を設定する乗率設定手段と
   前記歪み補正回路と前記ＤＡコンバータの間に挿入され、前記乗率設定手段で設定された乗率を前記歪み補正回路から出力される変調用のデジタル信号に掛けて前記ＤＡコンバータへ出力する乗算器と、
   を備えたことを特徴とする送信電力制御装置。
   

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