JP4236667B2 - filter - Google Patents
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Description
本発明は、平衡端子を備えたフィルタに関する。 The present invention relates to a filter having a balanced terminal.
平衡端子を備えたフィルタとして、例えば不平衡入力−平衡出力型のバンドパスフィルタが知られている。このようなフィルタとして、バランを使用するものがある。バランは、不平衡信号（アンバランス信号）と平衡信号（バランス信号）とを相互変換するものである。携帯電話機等の無線通信機器では、フィルタとして小型化および薄型化への要求がある。
なお、不平衡信号を伝送する線路では、グランド電位に対する１本の信号線の電位により信号が伝送される。平衡信号を伝送する線路では、一対の信号線間の電位差により信号が伝送される。平衡信号は、一対の信号線間を伝送する各信号の位相が互いに１８０°異なり、かつ振幅がほぼ等しければ、一般にバランス特性に優れた状態といえる。
As a filter having a balanced terminal, for example, an unbalanced input-balanced output type bandpass filter is known. One such filter uses a balun. The balun mutually converts an unbalanced signal (unbalanced signal) and a balanced signal (balanced signal). In wireless communication devices such as cellular phones, there is a demand for a reduction in size and thickness as a filter.
Note that in a line that transmits an unbalanced signal, a signal is transmitted by the potential of one signal line with respect to the ground potential. In a line that transmits a balanced signal, a signal is transmitted by a potential difference between a pair of signal lines. A balanced signal can generally be said to be in a state of excellent balance characteristics if the phase of each signal transmitted between a pair of signal lines is 180 ° different from each other and the amplitudes are approximately equal.
図２１は、バランの一般的な構造を示している。このバランは、１／２波長（λ／２）共振器１０１と、第１および第２の１／４波長共振器１０２，１０３とを備えている。１／２波長共振器１０１は、両端が開放（オープン）端とされ、一方の開放端に不平衡入力端子１１１が接続されている。第１および第２の１／４波長共振器１０２，１０３のそれぞれの短絡（ショート）端が、１／２波長共振器１０１の各開放端に対向するように１／２波長共振器１０１に対向して配置されている。第１および第２の１／４波長共振器１０２，１０３のそれぞれの開放端には、平衡出力端子１１２，１１３が接続され、一対の平衡出力端子が形成されている。
FIG. 21 shows the general structure of a balun. This balun includes a ½ wavelength (λ / 2)
この構造を有するバランとして、特許文献１および特許文献２に記載の積層型バラントランスがある。特許文献１および特許文献２では、各共振器をスパイラル状の導体の線路パターンで形成し、その導体の線路パターンを複数の誘電体基板上に形成して積層構造にすることで、小型化を図っている。また、特許文献３および特許文献４には、平衡出力型のバンドパスフィルタとして、１／２波長共振器を用いた積層型バンドパスフィルタが記載されている。
しかしながら、特許文献１および特許文献２に記載の積層型バラントランスでは、全体の大きさが１／２波長共振器の大きさ（動作周波数の１／２波長の大きさ）によって制限されてしまい、小型化が困難である。また特許文献１および特許文献２には、各共振器をスパイラル構造にすることも開示されているが、その場合には線路間の不要な結合や物理的な配置のバランスが理想状態から崩れる等の理由で、平衡出力したときの振幅バランスや位相バランスが崩れ、所望の特性が得られないという問題もある。特許文献３および特許文献４に記載の積層型バンドパスフィルタについても同様に、基本的に１／２波長共振器を用いているので、全体の大きさが１／２波長共振器の大きさによって制限されてしまい、小型化が困難である。
また、広帯域の周波数を使用するＵＷＢ（Ultra Wide Band）などに対応するためには、広帯域なバランス信号が必要になるが、従来の構造では入力側の共振器と出力側の共振器との結合が強く取れないため、広帯域化が困難である。
However, in the multilayer balun transformer described in
Also, in order to cope with UWB (Ultra Wide Band) using a broadband frequency, a broadband balanced signal is required. However, in the conventional structure, coupling between an input-side resonator and an output-side resonator is required. Since it cannot be removed strongly, it is difficult to increase the bandwidth.
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、小型化、特に省面積化しやすく、かつ平衡信号を広帯域でバランス特性に優れた状態で伝送することができるようにしたフィルタを提供することにある。 The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a filter that is easy to reduce in size, particularly in area, and can transmit a balanced signal in a wide band with excellent balance characteristics. It is to provide.
本発明によるフィルタは、互いに対向するようにインターディジタル結合され、各１／４波長共振器がすべて同一方向に積層配置された複数組の一対の１／４波長共振器と、少なくとも１つの一対の１／４波長共振器に設けられ、一対の１／４波長共振器の一方に一方の端子が接続されると共に、一対の１／４波長共振器の他方に他方の端子が接続された一対の平衡端子とを備えたものである。
なお、本発明によるフィルタにおいて、「インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器」とは、一方の１／４波長共振器の開放端と他方の１／４波長共振器の短絡端とが対向すると共に、一方の１／４波長共振器の短絡端と他方の１／４波長共振器の開放端とが対向するように配置されることで、互いに電磁結合された共振器のことをいう。
The filter according to the present invention includes a plurality of pairs of quarter-wave resonators that are interdigitally coupled so as to face each other and each quarter-wave resonator is laminated in the same direction, and at least one pair of quarter-wave resonators. A pair of quarter-wave resonators having one terminal connected to one of the pair of quarter-wave resonators and the other terminal connected to the other of the pair of quarter-wave resonators And a balanced terminal.
In the filter according to the present invention, “a pair of interdigitally coupled quarter-wave resonators” means an open end of one quarter-wave resonator and a short-circuited end of the other quarter-wave resonator. Are arranged so that the short-circuited end of one quarter-wave resonator and the open end of the other quarter-wave resonator are opposed to each other. Say.
ここで、本発明によるフィルタにおいて、各一対の１／４波長共振器は、インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器の単体での共振周波数をｆ0としたとき、単体での共振周波数ｆ0よりも高い第１の共振周波数ｆ1で共振する第１の共振モードと単体での共振周波数ｆ0よりも低い第２の共振周波数ｆ2で共振する第２の共振モードとを有し、かつ、隣り合う各一対の１／４波長共振器同士が第２の共振周波数ｆ2で電磁結合されるように構成されているものである。また、各一対の１／４波長共振器が、第２の共振モードで互いに逆相に励振されるものである。
Here, in the filter according to the present invention, each pair of quarter wavelength resonators is a single unit when the resonance frequency of each of the quarter wavelength resonators when not interdigitally coupled is f 0. A first resonance mode that resonates at a first resonance frequency f 1 that is higher than the resonance frequency f 0 of the first resonance mode, and a second resonance mode that resonates at a second resonance frequency f 2 that is lower than the single resonance frequency f 0. And a pair of adjacent quarter wavelength resonators are electromagnetically coupled at the second resonance frequency f 2 . Each pair of quarter-wave resonators are excited in opposite phases in the second resonance mode.
本発明によるフィルタでは、各一対の１／４波長共振器が、インターディジタル結合された構成とされていることで、小型化が容易となる。特に、複数組の一対の１／４波長共振器における各１／４波長共振器がすべて同一方向に積層配置されていることで、省面積化しやすい。また、少なくとも１つの一対の１／４波長共振器に一対の平衡端子が接続され、各１／４波長共振器がすべて同一方向に積層配置されていることで、一対の１／４波長共振器間の結合を強くしやすく、広帯域な平衡信号がバランス特性に優れた状態で伝送される。
ここで、一対の１／４波長共振器をインターディジタル型で、かつ強く結合させると、物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数ｆ0（インターディジタル結合させていないときの各１／４波長共振器単体での共振周波数）に対し周波数が高い第１の共振周波数ｆ1で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ0よりも低い第２の共振周波数ｆ2で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れ、共振周波数が２つに分離する。この場合において、物理的な長さに対応する共振周波数ｆ0よりも周波数の低い第２の共振周波数ｆ2を、フィルタとしての通過周波数（動作周波数）に設定することで、フィルタとしての通過周波数を共振周波数ｆ0に設定した場合よりも小型化が図られる。例えば２．４ＧＨｚ帯を通過周波数としたフィルタを設計する場合、物理的な長さを例えば８ＧＨｚに対応させた１／４波長共振器を用いることができる。これは、物理的な長さを２．４ＧＨｚ帯に対応させた１／４波長共振器とした場合よりも小型のものとなる。また、周波数の低い第２の共振周波数ｆ2で共振する第２の共振モードは、一対の１／４波長共振器で互いに逆相となる励振モードなので、バランス特性に優れたものとなる。
In the filter according to the present invention, each pair of quarter-wave resonators is configured to be interdigitally coupled, thereby facilitating downsizing. In particular, since the quarter wavelength resonators of the plurality of pairs of quarter wavelength resonators are all stacked in the same direction, the area can be easily reduced. In addition, a pair of balanced terminals are connected to at least one pair of quarter-wave resonators, and each quarter-wave resonator is laminated in the same direction, so that a pair of quarter-wave resonators. It is easy to strengthen the coupling between them, and a broadband balanced signal is transmitted with excellent balance characteristics.
Here, when the pair of quarter-wave resonators is interdigital type and strongly coupled, the resonance frequency f 0 determined by the length of the physical quarter-wavelength (one each when the interdigital coupling is not performed). The first resonance mode that resonates at a first resonance frequency f 1 that is higher than the resonance frequency f 1 , and the second resonance frequency f 2 that is lower than the resonance frequency f 0. Two modes, the second resonance mode, appear and the resonance frequency is separated into two. In this case, by setting the second resonance frequency f 2 having a frequency lower than the resonance frequency f 0 corresponding to the physical length to the pass frequency (operating frequency) as the filter, the pass frequency as the filter Can be made smaller than when the resonance frequency is set to the resonance frequency f 0 . For example, when designing a filter having a pass frequency in the 2.4 GHz band, a quarter wavelength resonator having a physical length corresponding to, for example, 8 GHz can be used. This is smaller than the case of a quarter wavelength resonator whose physical length corresponds to the 2.4 GHz band. Further, the second resonance mode resonating at the second resonance frequency f 2 having a low frequency is an excitation mode in which the pair of quarter-wave resonators are in opposite phases to each other, and thus has excellent balance characteristics.
本発明によるフィルタにおいて、複数のグランド層をさらに備えていても良い。そして、複数のグランド層が、少なくとも、一対の平衡端子が設けられた一対の１／４波長共振器を挟み込むような位置に形成されていても良い。また、一対の平衡端子が設けられた一対の１／４波長共振器は回転対称軸を有し、全体として回転対称な構造とされ、複数のグランド層は、回転対称軸に対して互いに回転対称となる位置において一対の１／４波長共振器を挟み込むように形成されていても良い。さらに、隣り合う一対の１／４波長共振器の間にグランド層を有し、そのグランド層に隣り合う一対の１／４波長共振器同士を結合するための結合窓が設けられていても良い。
この構成の場合には、隣り合う一対の１／４波長共振器がグランド層で仕切られる形となり、各一対の１／４波長共振器が設けられた部分をそれぞれ、回転対称な構造にしやすくなる。これにより、バランス特性がより優れた状態で平衡信号が伝送される。また、結合窓が設けられていることで、隣り合う一対の１／４波長共振器間の結合調整を行いやすい。
The filter according to the present invention may further include a plurality of ground layers. The plurality of ground layers may be formed at positions that sandwich at least a pair of quarter-wave resonators provided with a pair of balanced terminals. The pair of quarter-wave resonators provided with a pair of balanced terminals has a rotationally symmetric axis and has a rotationally symmetric structure as a whole, and the plurality of ground layers are rotationally symmetric with respect to the rotationally symmetric axis. It may be formed so as to sandwich the pair of quarter-wave resonators at the positions. Further, a ground layer may be provided between a pair of adjacent quarter wavelength resonators, and a coupling window for coupling a pair of adjacent quarter wavelength resonators to the ground layer may be provided. .
In the case of this configuration, a pair of adjacent quarter-wave resonators is partitioned by a ground layer, and each portion provided with each pair of quarter-wave resonators can easily have a rotationally symmetric structure. . As a result, a balanced signal is transmitted with a better balance characteristic. Further, since the coupling window is provided, it is easy to perform coupling adjustment between a pair of adjacent quarter wavelength resonators.
また、本発明によるフィルタにおいて、一対の１／４波長共振器が、回転対称軸を有し全体として回転対称な構造とされ、一対の平衡端子が、回転対称軸に対して互いに回転対称となる位置において一対の１／４波長共振器に接続されていることが好ましい。
この構成の場合には、バランス特性がより優れた状態で平衡信号が伝送される。
In the filter according to the present invention, the pair of quarter-wave resonators has a rotationally symmetric axis and has a rotationally symmetric structure as a whole, and the pair of balanced terminals are rotationally symmetric with respect to the rotationally symmetric axis. It is preferable to be connected to a pair of quarter-wave resonators at the position.
In the case of this configuration, a balanced signal is transmitted with a better balance characteristic.
また、本発明によるフィルタにおいて、一対の平衡端子が設けられていない他の一対の１／４波長共振器に設けられた不平衡端子をさらに備え、全体として不平衡入力−平衡出力型または平衡入力−不平衡出力型のフィルタが構成されていても良い。 Further, the filter according to the present invention further includes an unbalanced terminal provided in another pair of quarter-wave resonators not provided with a pair of balanced terminals, and as a whole unbalanced input-balanced output type or balanced input. -An unbalanced output type filter may be configured.
また、本発明によるフィルタにおいて、一対の平衡端子を２組備え、２組の一対の１／４波長共振器のそれぞれに、一対の平衡端子が設けられ、全体として平衡入力−平衡出力型のフィルタが構成されていても良い。 Further, in the filter according to the present invention, two pairs of balanced terminals are provided, and a pair of balanced terminals are provided in each of the two pairs of quarter-wave resonators. As a whole, a balanced input-balanced output type filter May be configured.
本発明のフィルタによれば、各一対の１／４波長共振器をインターディジタル結合し、かつ各１／４波長共振器をすべて同一方向に積層配置するようにしたので、小型化、省面積化が容易となる。また、少なくとも１つの一対の１／４波長共振器に一対の平衡端子を接続するようにしたので、平衡信号を伝送することができる。このとき、各１／４波長共振器をすべて同一方向に積層配置していることで、一対の１／４波長共振器間の結合を強くしやすく、広帯域な平衡信号をバランス特性に優れた状態で伝送することができる。これらにより、小型化、特に省面積化しやすく、かつ平衡信号を広帯域でバランス特性に優れた状態で伝送することができる。 According to the filter of the present invention, each pair of quarter-wave resonators is interdigitally coupled, and all the quarter-wave resonators are all stacked in the same direction, thereby reducing size and area. Becomes easy. In addition, since a pair of balanced terminals are connected to at least one pair of quarter-wave resonators, a balanced signal can be transmitted. At this time, all the quarter-wave resonators are all stacked in the same direction, so that the coupling between the pair of quarter-wave resonators can be easily strengthened, and a balanced signal over a wide band has excellent balance characteristics. Can be transmitted. As a result, it is possible to reduce the size, particularly to reduce the area, and to transmit a balanced signal in a wide band with excellent balance characteristics.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施の形態］
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[First Embodiment]
まず、本発明の第１の実施の形態に係るフィルタについて説明する。本実施の形態では、入力端側または出力端側の一方にのみ平衡端子を備えると共に、他方に不平衡端子を備えた不平衡入力−平衡出力型または平衡入力−不平衡出力型のフィルタを例に説明する。 First, the filter according to the first embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, an unbalanced input-balanced output type or balanced input-unbalanced output type filter having a balanced terminal only on one of the input end side or the output end side and an unbalanced terminal on the other side is taken as an example. Explained.
図１ならびに図２（Ａ）および図２（Ｂ）は、本実施の形態に係るフィルタの一構成例を示している。なお、図２（Ａ）は図１のＡ方向の側面（ＹＺ面）から見た構造を示し、図２（Ｂ）は図１のＢ方向の側面（ＹＸ面）から見た構造を示している。また、図３は、このフィルタにおけるインターディジタル結合の構造を模式的に示している。このフィルタは、第１の共振器１と、第２の共振器２と、第１の共振器１に接続された不平衡端子３と、第２の共振器２に接続された一対の平衡端子４Ａ，４Ｂとを備えている。このフィルタは例えば、不平衡端子３を入力端子とし一対の平衡端子４Ａ，４Ｂを出力端子とすることで、全体として不平衡入力−平衡出力型のフィルタが構成される。または、不平衡端子３を出力端子とし一対の平衡端子４Ａ，４Ｂを入力端子とすることで、全体として平衡入力−不平衡出力型のフィルタを構成しても良い。
1, 2 </ b> A, and 2 </ b> B show a configuration example of the filter according to this embodiment. 2A shows the structure viewed from the side surface (YZ plane) in the A direction in FIG. 1, and FIG. 2B shows the structure viewed from the side surface in the B direction (YX plane) in FIG. Yes. FIG. 3 schematically shows the structure of interdigital coupling in this filter. This filter includes a
第１の共振器１は、図３に模式的に示したように、互いにインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器１１，１２で構成されている。一対の１／４波長共振器１１，１２はそれぞれ、一端が短絡端とされ、他端が開放端とされている。一対の１／４波長共振器１１，１２のうち、一方の１／４波長共振器１１に不平衡端子３が接続されている。一対の１／４波長共振器１１，１２は、回転対称軸６を有し、全体的に回転対称な構造とされている。なお、不平衡端子３を一方の１／４波長共振器１１（下層側）ではなく、他方の１／４波長共振器１２（上層側）に設けても良い。
As schematically shown in FIG. 3, the
第２の共振器２も、図３に模式的に示したように、互いにインターディジタル結合された他の一対の１／４波長共振器２１，２２で構成されている。一対の１／４波長共振器２１，２２のうち、一方の１／４波長共振器２１には一方の平衡端子４Ａが接続され、他方の１／４波長共振器２２には他方の平衡端子４Ｂが接続されている。一対の１／４波長共振器２１，２２はそれぞれ、一端が短絡端とされ、他端が開放端とされている。一対の１／４波長共振器２１，２２は、回転対称軸５を有し、全体的に回転対称な構造とされている。一対の平衡端子４Ａ，４Ｂは、回転対称軸５に対して互いに回転対称となる位置において、一対の１／４波長共振器２１，２２に接続されていることが好ましい。これにより、バランス特性に優れた状態にすることができる。
As schematically shown in FIG. 3, the
ここで、第１の共振器１と第２の共振器２は、図１に示したように上下方向に互いに隣接して所定間隔をあけて積層配置されている。より具体的には、第１の共振器１における一対の１／４波長共振器１１，１２と第２の共振器２における他の一対の１／４波長共振器２１，２２とが、すべて同一方向（上下方向）に所定間隔をあけて積層配置されている。
Here, as shown in FIG. 1, the
一対の１／４波長共振器１１，１２は、後述するように、強いインターディジタル結合がなされていることで、第１の共振周波数ｆ1で共振する第１の共振モードと第１の共振周波数ｆ1よりも低い第２の共振周波数ｆ2で共振する第２の共振モードとを有している。より詳しくは、インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器１１，１２の単体での共振周波数をｆ0としたとき、単体での共振周波数ｆ0よりも高い第１の共振周波数ｆ1で共振する第１の共振モードと単体での共振周波数ｆ0よりも低い第２の共振周波数ｆ2で共振する第２の共振モードとを有している。他の一対の１／４波長共振器２１，２２も同様に、２つの共振モードを有している。このフィルタは、第１の共振器１と第２の共振器２とが、周波数の低い第２の共振周波数ｆ2で共振し、電磁結合するように構成されている。これにより、第２の共振周波数ｆ2を通過帯域とした、不平衡入力−平衡出力型または平衡入力−不平衡出力型のバンドパスフィルタが構成されている。
As will be described later, the pair of quarter-
以上で説明したフィルタの主要な構成要素は、ＴＥＭ線路により構成されている。ＴＥＭ線路は、例えばストリップラインなどの導体パターンや誘電体基板内部に形成された貫通導体などで構成することができる。なお、ＴＥＭ線路とは、電界および磁界が共に電磁波の進行方向に垂直な断面内にのみ存在する電磁波（ＴＥＭ波）を伝送する伝送線路である。 The main components of the filter described above are constituted by TEM lines. The TEM line can be composed of a conductor pattern such as a strip line or a through conductor formed inside the dielectric substrate. The TEM line is a transmission line that transmits an electromagnetic wave (TEM wave) in which both an electric field and a magnetic field exist only in a cross section perpendicular to the traveling direction of the electromagnetic wave.
より具体的には、このフィルタは、図１に示したように、誘電体材料よりなる誘電体基板６１を備え、その誘電体基板６１を多層構造とした積層型のフィルタの構成とされている。誘電体基板６１の内部には、導体の線路パターン（ストリップライン）が形成され、その内部の線路パターンにより、第１の共振器１と、第２の共振器２と、不平衡端子３と、一対の平衡端子４Ａ，４Ｂとが形成されている。このような構造は、例えば、シート状の誘電体基板を複数用意し、各共振器および各端子部分をそのシート状の誘電体基板上に導体の線路パターンで形成して、そのシート状の誘電体基板を重ね合わせた積層構造にすることで実現できる。一対の１／４波長共振器２１，２２は、回転対称軸５を有し、全体的に回転対称な構造とされている。一対の平衡端子４Ａ，４Ｂは、回転対称軸５に対して互いに回転対称な位置に接続されている。
More specifically, as shown in FIG. 1, this filter includes a
図示しないが、誘電体基板６１には一対の１／４波長共振器１１，１２と一対の１／４波長共振器２１，２２とにおける各短絡端を接地するための接地層が設けられている。接地層は例えば誘電体基板６１の上面もしくは底面、または内部に設けることができる。この場合、例えば長手方向に対向する両側面に、各１／４波長共振器を接地層に接続するための接続用導体パターンを設け、その接続用導体パターンを介して各１／４波長共振器の各短絡端を接地層に導通させるなどすれば良い。また、各１／４波長共振器の各短絡端と接地層との間にスルーホールを形成し、そのスルーホールにより両者を導通させるなどしても良い。
Although not shown, the
なお、図１に示した構成例では、不平衡端子３が一方の１／４波長共振器１１の開放端側の端部に接続されているが、図４に示した他の構成例のように、端部ではなく、一方の１／４波長共振器１１の途中（開放端と短絡端との間）に接続されていても良い。一対の平衡端子４Ａ，４Ｂについても同様に、一対の１／４波長共振器２１，２２の開放端側の端部ではなく、途中に接続されていても良い。
In the configuration example shown in FIG. 1, the
次に、本実施の形態に係るフィルタの作用を説明する。
このフィルタでは、不平衡端子３から入力された不平衡信号が、入力端と出力端との間の各共振器の作用により、第２の共振周波数ｆ2を通過帯域としてフィルタリングされ、平衡信号として一対の平衡端子４Ａ，４Ｂから出力される。または、一対の平衡端子４Ａ，４Ｂから入力された平衡信号が、各共振器の作用により第２の共振周波数ｆ2を通過帯域としてフィルタリングされ、不平衡信号として不平衡端子３から出力される。ここで、このフィルタでは、第１の共振器１と第２の共振器２とが上下方向に互いに隣接して積層配置され、各１／４波長共振器がすべて同一方向（上下方向）に積層配置されていることで、第１の共振器１と第２の共振器２との間の結合を強くしやすく、かつ省面積化が図られている。図２２は比較例のフィルタ構造を示している。図２２において、図１に示したフィルタの構成部分に対応する部分には同一の符号を付している。図２２に示した比較例のフィルタは、第１の共振器１と第２の共振器２とを平面方向に並列配置したものである。図２２に示した比較例のフィルタ構造に比べて、本実施の形態に係るフィルタ構造では、平面方向の小型化が図られている。
Next, the operation of the filter according to the present embodiment will be described.
In this filter, the unbalanced signal input from the
また、このフィルタでは、インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ2を通過帯域としていることで、従来のフィルタに比べて小型化が容易となり、平衡信号をバランス特性に優れた状態で伝送することができる。次に、このインターディジタル結合することにより得られる作用、効果について説明する。 Further, in this filter, the second resonant frequency f 2 having a low frequency in the pair of interdigitally coupled quarter-wave resonators is used as a pass band, so that the size of the filter can be easily reduced compared with the conventional filter. Signals can be transmitted with excellent balance characteristics. Next, functions and effects obtained by this interdigital combination will be described.
ＴＥＭ線路からなる２つの共振器を結合させる手法として、一般にコムライン結合とインターディジタル結合との２種類を挙げることができる。このうち、インターディジタル結合は、非常に強い結合が得られることが知られている。インターディジタル結合とは、一方の共振器の開放端と他方の共振器の短絡端とが対向し、一方の共振器の短絡端と他方の共振器の開放端とが対向するように２つの共振器が対向配置された構造となる結合方法である。 As a method for coupling two resonators composed of TEM lines, there are generally two types of combline coupling and interdigital coupling. Of these, interdigital coupling is known to provide very strong coupling. Interdigital coupling means two resonances such that the open end of one resonator faces the short-circuited end of the other resonator, and the short-circuited end of one resonator faces the open-end of the other resonator. This is a coupling method that results in a structure in which containers are arranged opposite to each other.
インターディジタル結合した一対の１／４波長共振器１１，１２（および他の一対の１／４波長共振器２１，２２）では、共振状態を２つの固有な共振モードに分けることができる。図５は、一対の１／４波長共振器１１，１２（または他の一対の１／４波長共振器２１，２２）における第１の共振モードを示し、図６は、その第２の共振モードを示している。なお、図５および図６において、破線で示した曲線は、各共振器における電界Ｅの分布を示している。なお、以下では一対の１／４波長共振器１１，１２について説明するが、他の一対の１／４波長共振器２１，２２についても同様である。
In the pair of interdigitally coupled quarter-
第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器１１，１２のそれぞれにおいて開放端側から短絡端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが逆方向となる。この第１の共振モードでは、一対の１／４波長共振器１１，１２で電磁波が同相に励振されている。
In the first resonance mode, in each of the pair of quarter-
一方、第２の共振モードでは、一方の１／４波長共振器１１では開放端側から短絡端側に電流ｉが流れると共に、他方の１／４波長共振器１２では短絡端側から開放端側に電流ｉが流れ、それぞれに流れる電流ｉの向きが同方向となる。すなわち、この第２の共振モードでは、電界Ｅの分布を見ても分かるように、一対の１／４波長共振器１１，１２で電磁波が逆相に励振されている。この第２の共振モードでは、一対の１／４波長共振器１１，１２全体の物理的な回転対称軸６に対して互いに回転対称な位置で、電界Ｅの位相が１８０°異なる。
On the other hand, in the second resonance mode, the current i flows from the open end side to the short-circuit end side in one quarter-
ここで、回転対称構造の場合には、第１の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ａ）のｆ1で表され、第２の共振モードの共振周波数は、以下の式（１Ｂ）のｆ2で表される。式（１Ａ），（１Ｂ）において、ｃは光速、εrは実効比誘電率、ｌは共振器の長さを表す
また、Ｚeは偶モードの特性インピーダンス、ＺOは奇モードの特性インピーダンスを表す。左右対称型のカップリング伝送線路において、その伝送線路に伝搬する伝送モードは、偶モードと奇モードとの２種類の独立なモード（互いに干渉しない）に分解される。 Z e represents the characteristic impedance of the even mode, and Z O represents the characteristic impedance of the odd mode. In a symmetric coupling transmission line, the transmission mode propagating to the transmission line is decomposed into two independent modes (not interfering with each other) of an even mode and an odd mode.
図７（Ａ）は、そのカップリング伝送線路の奇モードでの電界Ｅの分布を示し、図７（Ｂ）は偶モードでの電界Ｅの分布を示している。なお、図７（Ａ），図７（Ｂ）において、外周部分はグランド層５０、内部には左右対称の導体線路５１，５２が形成されている。図７（Ａ），図７（Ｂ）では、カップリング伝送線路の伝送方向に直交する断面内での電界分布を示しており、信号の伝送方向は紙面に対して直交する方向である。
FIG. 7A shows the distribution of the electric field E in the odd mode of the coupling transmission line, and FIG. 7B shows the distribution of the electric field E in the even mode. 7A and 7B, a
図７（Ａ）に示したように、奇モードでは、導体線路５１，５２の対称面に対して電界が垂直に交わり、対称面が仮想的な電気壁５３Ｅとなる。図８（Ａ）は、図７（Ａ）と等価な伝送線路を示している。図８（Ａ）に示したように、対称面を実際の電気壁５３Ｅ（ゼロ電位の壁、グランド）に置き換えることで、１つの導体線路５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図８（Ａ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での奇モードの特性インピーダンスＺOとなる。
As shown in FIG. 7A, in the odd mode, the electric field intersects perpendicularly with respect to the symmetry plane of the conductor lines 51 and 52, and the symmetry plane becomes a virtual
一方、偶モードでは、図７（Ｂ）に示したように導体線路５１，５２の対称面に対して電界が平衡になり、磁界が対称面に対して垂直に交わる。偶モードでは、対称面が仮想的な磁気壁５３Ｈとなる。図８（Ｂ）は、図７（Ｂ）と等価な伝送線路を示している。図８（Ｂ）に示したように、対称面を実際の磁気壁５３Ｈ（インピーダンス無限大の壁）に置き換えることで、１つの導体線路５１だけの線路と等価な構造にすることができる。図８（Ｂ）に示した線路での特性インピーダンスが、上記式（１Ａ），（１Ｂ）での偶モードの特性インピーダンスＺeとなる。
On the other hand, in the even mode, as shown in FIG. 7B, the electric field is balanced with respect to the symmetry plane of the conductor lines 51 and 52, and the magnetic field intersects perpendicularly with respect to the symmetry plane. In the even mode, the plane of symmetry is a virtual
ここで、一般的に伝送線路の特性インピーダンスＺは、信号ラインの単位長さ当たりのグランドに対する容量Ｃと、信号ラインの単位長さ当たりのインダクタンス成分Ｌとの比で表現される。すなわち、
Ｚ＝√（Ｌ／Ｃ） ……（２）
なお、√は、（Ｌ／Ｃ）全体の平方根を取ることを示す。
Here, the characteristic impedance Z of the transmission line is generally expressed as a ratio of the capacitance C to the ground per unit length of the signal line and the inductance component L per unit length of the signal line. That is,
Z = √ (L / C) (2)
In addition, √ indicates that the square root of the whole (L / C) is taken.
奇モードでの特性インピーダンスＺOは、図８（Ａ）の線路構造から、対称面がグランド（電気壁５３Ｅ）となりグランドに対する容量Ｃが大きくなるので、（２）式から、ＺOの値が小さくなる。一方、偶モードでの特性インピーダンスＺeは、図８（Ｂ）の線路構造から、対称面が磁気壁５３Ｈとなるので容量Ｃが小さくなり、（２）式から、Ｚeの値が大きくなる。
The characteristic impedance Z O in the odd mode, the line structure of FIG. 8 (A), since the plane of symmetry capacitance C is increased with respect to the ground (
このことを踏まえてインターディジタル結合した一対の１／４波長共振器１１，１２の共振モードの共振周波数である式（１Ａ），（１Ｂ）を検討する。アークタンジェントの関数は単調増加の関数であるので、式（１Ａ），（１Ｂ）においてｔａｎ-1に係る部分が大きくなればなるほど共振周波数は大きくなるし、小さくなればなるほど共振周波数は小さくなる。すなわち、奇モードでの特性インピーダンスＺOの値が小さくなり、偶モードでの特性インピーダンスＺeの値が大きくなって、それらの差が大きくなればなるほど、式（１Ａ）から第１の共振モードの共振周波数ｆ1は大きくなり、式（１Ｂ）から第２の共振モードの共振周波数ｆ2は小さくなる。
Based on this, the equations (1A) and (1B), which are resonance frequencies of the resonance modes of the pair of quarter-
従って、結合する伝送路の対称面の比率を大きくしてやれば、第１の共振周波数ｆ1と第２の共振周波数ｆ2は、図９に示したように互いに離れていくことになる。なお、図９は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器１１，１２における共振周波数の分布状態を示している。第１の共振周波数ｆ1と第２の共振周波数ｆ2の中間の共振周波数ｆ0は、線路の物理的な長さによって決まる１／４波長で共振した場合の周波数（インターディジタル結合していないときの各１／４波長共振器単体での共振周波数）となる。ここで、伝送路の対称面の比率を大きくするということは、（２）式から奇モードでの容量Ｃを大きくすることに対応する。容量Ｃを大きくすることは、線路の結合の度合いを強くすることに対応する。従って、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器１１，１２において、共振器間の結合を強くすればするほど、第１の共振周波数ｆ1と第２の共振周波数ｆ2とが大きく分離していくことになる。
Therefore, if the ratio of the symmetry planes of the coupled transmission lines is increased, the first resonance frequency f 1 and the second resonance frequency f 2 are separated from each other as shown in FIG. FIG. 9 shows a distribution state of resonance frequencies in the pair of quarter-
一対の１／４波長共振器１１，１２をインターディジタル型で、かつ強く結合させることにより、以下の利点がある。強く結合させることで、物理的な１／４波長の長さで決まる共振周波数ｆ0が２つに分離する。すなわち、共振周波数ｆ0よりも高い第１の共振周波数ｆ1で共振する第１の共振モードと、共振周波数ｆ0よりも低い第２の共振周波数ｆ2で共振する第２の共振モードとの２つのモードが現れる。
この場合において、周波数の低い第２の共振周波数ｆ2を、フィルタとしての通過周波数（動作周波数）に設定することで、第１の利点としてまず、フィルタとしての通過周波数を共振周波数ｆ0に設定した場合よりも小型化することができる。例えば２．４ＧＨｚ帯を通過周波数としたフィルタを設計する場合、物理的な長さを例えば８ＧＨｚに対応させた１／４波長共振器を用いることができる。これは、物理的な長さを２．４ＧＨｚ帯に対応させた１／４波長共振器とした場合よりも小型のものとなる。
The following advantages can be obtained by strongly coupling the pair of quarter-
In this case, by setting the second resonance frequency f 2 having a low frequency as a pass frequency (operating frequency) as a filter, as a first advantage, the pass frequency as a filter is first set to the resonance frequency f 0 . It can be made smaller than the case. For example, when designing a filter having a pass frequency in the 2.4 GHz band, a quarter wavelength resonator having a physical length corresponding to, for example, 8 GHz can be used. This is smaller than the case of a quarter wavelength resonator whose physical length corresponds to the 2.4 GHz band.
また、第２の利点として、平衡端子を結合させた場合に優れたバランス特性が得られる（本実施の形態では他の一対の１／４波長共振器２１，２２に一対の平衡端子４Ａ，４Ｂが接続されている）。図５および図６を参照して説明したように、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器１１，１２では、第１の共振モードでは同相に励振され、第２の共振モードでは逆相に励振されている。従って、一対の１／４波長共振器１１，１２をインターディジタル型に強く結合させて第１の共振周波数ｆ1を十分に高く設定し、第２の共振周波数ｆ2とは十分に分離させることで、フィルタ通過周波数（＝第２の共振周波数ｆ2）に対しては同相成分を励振させずに逆相成分だけにすることができる。これによりバランス特性を良好なものとすることができる。この観点から、第１の共振周波数ｆ1は、入力信号の周波数帯域よりも十分に高いことが好ましい。例えば、第１の共振周波数ｆ1が第２の共振周波数ｆ2に対し３倍を超える程度であることが好ましい。すなわち、
ｆ1＞３ｆ2
の条件を満たすことが好ましい。
周波数の低い第２の共振周波数ｆ2をフィルタとしての通過周波数に設定する場合、入力信号の周波数帯域が第１の共振周波数ｆ1に重なると周波数特性が悪化する。第１の共振周波数ｆ1を入力信号の周波数帯域よりも高く設定することで、これが防止される。
As a second advantage, excellent balance characteristics can be obtained when balanced terminals are coupled (in this embodiment, a pair of
f 1 > 3f 2
It is preferable to satisfy the following condition.
When the second resonance frequency f 2 having a low frequency is set as a pass frequency as a filter, the frequency characteristics deteriorate when the frequency band of the input signal overlaps the first resonance frequency f 1 . This is prevented by setting the first resonance frequency f 1 higher than the frequency band of the input signal.
さらに、第３の利点として、導体損失を少なくすることができる。図１０（Ａ），図１０（Ｂ）は、インターディジタル結合された一対の１／４波長共振器１１，１２における磁界Ｈの分布を模式的に示している。なお、図１０（Ａ），図１０（Ｂ）では、図６に示した一対の１／４波長共振器１１，１２における第２の共振モードでの電流ｉの流れる方向に直交する断面内での磁界分布を示している。電流ｉの流れる方向は紙面に対して直交する方向である。第２の共振モードでは、図１０（Ａ）に示したように、一対の１／４波長共振器１１，１２において、断面内で同一方向に（例えば反時計回りに）、磁界Ｈが分布する。この場合、強くインターディジタル結合させると（共振器同士を近づけると）、図１０（Ｂ）に示したように、一対の１／４波長共振器１１，１２を仮想的に１つの導体とみなした状態と同等の磁界分布となる。すなわち、仮想的に導体厚が厚くなるので、導体損失が少なくなる。
Furthermore, as a third advantage, conductor loss can be reduced. FIGS. 10A and 10B schematically show the distribution of the magnetic field H in the pair of quarter-
以上説明したように、本実施の形態に係るフィルタによれば、一対の１／４波長共振器１１，１２および他の一対の１／４波長共振器２１，２２をそれぞれ、インターディジタル結合した構成にしたので、小型化が容易となる。また、他の一対の１／４波長共振器２１，２２に一対の平衡端子４Ａ，４Ｂを接続するようにしたので、平衡信号をバランス特性に優れた状態で伝送することができる。さらに、第１の共振器１と第２の共振器２とを互いに隣接して積層配置し、各１／４波長共振器をすべて同一方向（上下方向）に積層配置するようにしたので、第１の共振器１と第２の共振器２との間の結合を強くしやすく広帯域な平衡信号の伝送が可能となり、かつ省面積化を図りやすくなる。これらにより、小型化、特に省面積化しやすく、かつ平衡信号を広帯域でバランス特性に優れた状態で伝送することができる。さらに、導体損失の少ない信号伝送を行うことができる。
As described above, according to the filter according to the present embodiment, the pair of quarter-
図１１は、図１に示したフィルタの損失特性（Ｓパラメータ特性）を示している。符号Ｓ２１を付した曲線は一方の平衡端子４Ａから出力される信号の通過損失特性を示し、符号Ｓ３１を付した曲線は他方の平衡端子４Ｂから出力される信号の通過損失特性を示している。符号Ｓ１１を付した曲線は不平衡端子３から見た反射損失特性を示す。図示したように、このフィルタでは、４ＧＨｚ〜７ＧＨｚ帯付近を通過帯域とした良好なバンドパスフィルタが実現できている。特に、一対の平衡端子４Ａ，４Ｂの減衰損失特性が互いにほぼ等しく、振幅バランスに優れたバンドパスフィルタが実現できている。
FIG. 11 shows loss characteristics (S parameter characteristics) of the filter shown in FIG. A curve denoted by reference numeral S21 represents a passage loss characteristic of a signal output from one
図１２は、図１に示したフィルタの平衡信号の位相バランス特性を示している。また、図１３は平衡信号の振幅バランス特性を示している。図１２から分かるように、このフィルタでは、通過帯域において平衡出力信号間の位相が互いにほぼ１８０°異なり、位相バランスに優れている。また図１３から分かるように、振幅バランスにも優れている。
［第２の実施の形態］
FIG. 12 shows the phase balance characteristics of the balanced signal of the filter shown in FIG. FIG. 13 shows the amplitude balance characteristic of the balanced signal. As can be seen from FIG. 12, in this filter, the phases of the balanced output signals differ from each other by approximately 180 ° in the pass band, and the phase balance is excellent. As can be seen from FIG. 13, the amplitude balance is also excellent.
[Second Embodiment]
次に、本発明の第２の実施の形態に係るフィルタについて説明する。なお、上記第１の実施の形態に係るフィルタと実質的に同一の構成部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。図１４および図１５は、本実施の形態に係るフィルタの一構成例を示している。本実施の形態に係るフィルタは、一対の平衡端子４Ａ，４Ｂが設けられた第１の共振器１を挟み込むような位置にグランド層７０，７１が形成されているものである。グランド層７０は、第１の共振器１に対して上層側に設けられている。グランド層７１は、第１の共振器１と第２の共振器２との間、すなわち、一対の１／４波長共振器１１，１２と他の一対の１／４波長共振器２１，２２との間に配置されている。グランド層７０，７１を備えている点を除いて、上記第１の実施の形態に係るフィルタと構造的には同様である。なお、第２の共振器２の下層側にもグランド層が設けられていても良い。
Next, a filter according to a second embodiment of the present invention will be described. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component substantially the same as the filter which concerns on the said 1st Embodiment, and description is abbreviate | omitted suitably. 14 and 15 show a configuration example of the filter according to the present embodiment. In the filter according to the present embodiment, ground layers 70 and 71 are formed at positions that sandwich the
中間層にあるグランド層７１の一部、例えば中央部には結合窓（開口部）７１Ａが設けられている。結合窓７１Ａの平面内の位置は、上下の隣接する１／４波長共振器１２，２１が設けられている位置に対応する位置であることが好ましい。また、グランド層７１の上下方向（積層方向）の位置は、一方の１／４波長共振器２１およびグランド層７１間の間隔ｄ１と、他方の１／４波長共振器２２および上層側のグランド層７０間の間隔ｄ２とが、同じ（ｄ１＝ｄ２）となるような位置に設けられていることが好ましい。これにより、上層側のグランド層７０と中間のグランド層７１との間において、一対の１／４波長共振器２１，２２が、各層間の誘電体部分も含めて理想的な回転対称構造に近くなる。このように物理的に回転対称な構造とされた一対の１／４波長共振器２１，２２に、一対の平衡端子４Ａ，４Ｂが接続されることで、よりバランス特性に優れたフィルタを実現できる。
A coupling window (opening) 71A is provided in a part of the
また、中間のグランド層７１において、結合窓７１Ａを設ける位置や大きさおよび形状を変えることで、第１の共振器１と第２の共振器２との間の結合度合いを変えて、共振器間の結合調整を行うことができる。例えば結合窓７１Ａの大きさが大きいほど、結合の度合いを強くすることができる。結合窓７１Ａの形状は図示した矩形形状に限らず、多角形状でも良いし、楕円などの曲線状の形状であっても構わない。要は、第１の共振器１と第２の共振器２とが結合できるように中間のグランド層７１が形成されていない領域が形成されていれば良い。また各グランド層７０，７１の形状も図示した矩形形状に限らず、多角形状でも良いし、楕円などの曲線状の形状でも良い。さらに図示のように平面内において全体的にグランド層７０，７１が設けられている必要はなく、平面内において部分的に形成されていても良い。要は、一対の平衡端子４Ａ、４Ｂが接続された一対の１／４波長共振器２１、２２の回転対称軸５に対して回転対称な構造にグランド層７０，７１が形成されていれば良い。
［第３の実施の形態］
Further, by changing the position, size and shape of the
[Third Embodiment]
次に、本発明の第３の実施の形態に係るフィルタについて説明する。なお、上記第１および第２の実施の形態に係るフィルタと同一の構成部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。上記第１および第２の実施の形態では、一対の１／４波長共振器１１，１２と他の一対の１／４波長共振器２１，２２との２組の一対の１／４波長共振器を所定間隔をあけて積層配置した構成について説明したが、一対の１／４波長共振器を３組以上積層配置した構成にすることも可能である。積層する一対の１／４波長共振器の数が多いほど、各１／４波長共振器の物理的な長さをより短く設計することができ、より小型化が可能となる。
Next, a filter according to a third embodiment of the present invention will be described. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component same as the filter which concerns on the said 1st and 2nd embodiment, and description is abbreviate | omitted suitably. In the first and second embodiments, two pairs of quarter-wave resonators, ie, a pair of quarter-
図１６は、本実施の形態に係るフィルタの第１の構成例を示している。上記第１の実施の形態に係るフィルタの構成に対して、第１の共振器１と第２の共振器２との間に、中間段の共振器３０を所定間隔をあけて設けたものである。中間段の共振器３０も、第１の共振器１と第２の共振器２と同様、互いにインターディジタル結合された一対の１／４波長共振器３１，３２で構成されている。そして、その中間段の共振器３０も含めて、第１の共振器１と第２の共振器２とが第２の共振周波数ｆ2で共振し、互いに電磁結合されている。このフィルタでは、下層側から順に、一対の１／４波長共振器１１，１２と一対の１／４波長共振器３１，３２と一対の１／４波長共振器２１，２２との３組の一対の１／４波長共振器が、すべて同一方向（上下方向）に所定間隔をあけて積層配置されていることで、２組の一対の１／４波長共振器を積層配置した構成に比べて、より小型化が可能となる。
FIG. 16 shows a first configuration example of the filter according to the present embodiment. In contrast to the configuration of the filter according to the first embodiment, an
図１７および図１８は、本実施の形態に係るフィルタの第２の構成例を示している。この第２の構成例は、図１６に示した第１の構成例と上記第２の実施の形態の構成とを組み合わせた構造を有している。この第２の構成例は、グランド層７０，７１，７２が追加された点を除いて図１６に示した第１の構成例と同様である。グランド層７０は、第１の共振器１に対して上層側に設けられている。なお、図１８では、上層のグランド層７０の図示を省略している。グランド層７１，７２は中間層に設けられている。すなわち、第１の共振器１と中間段の共振器３０との間（一対の１／４波長共振器１１，１２と一対の１／４波長共振器３１，３２との間）にグランド層７２が配置されると共に、中間段の共振器３０と第２の共振器２との間（一対の１／４波長共振器３１，３２と一対の１／４波長共振器２１，２２との間）にグランド層７１が配置されている。グランド層７１，７２には、結合窓（開口部）７１Ａ，７２Ａが設けられている。上記第２の実施の形態と同様、グランド層７１，７２において、結合窓７１Ａ，７２Ａを設ける位置や大きさおよび形状を変えることで、隣り合う共振器間の結合調整を行うことができる。結合窓７１Ａ，７２Ａの形状は図示した矩形形状に限らず、多角形状でも良いし、楕円などの曲線状の形状であっても構わない。
［その他の実施の形態］
17 and 18 show a second configuration example of the filter according to the present embodiment. This second configuration example has a structure in which the first configuration example shown in FIG. 16 is combined with the configuration of the second embodiment. This second configuration example is the same as the first configuration example shown in FIG. 16 except that ground layers 70, 71, and 72 are added. The
[Other embodiments]
本発明は、上記各実施の形態に限定されず種々の変形実施が可能である。例えば、上記各実施の形態では、不平衡入力−平衡出力型または平衡入力−不平衡出力型のフィルタを例に説明したが、本発明は、入力端または出力端の少なくとも一方に平衡端子を備えたフィルタに適用可能である。すなわち、入出力端双方を平衡端子にした平衡入力−平衡出力型のフィルタにも適用可能である。 The present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made. For example, in each of the above embodiments, an unbalanced input-balanced output type or balanced input-unbalanced output type filter has been described as an example. However, the present invention includes a balanced terminal at at least one of the input end and the output end. Applicable to other filters. That is, the present invention can be applied to a balanced input-balanced output type filter in which both input and output terminals are balanced terminals.
図１９および図２０は、平衡入力−平衡出力型のフィルタの構成例を示している。図１９は、このフィルタにおけるインターディジタル結合の構造を模式的に示している。この平衡入力−平衡出力型フィルタは、第１の共振器１と、第２の共振器２と、第１の共振器１に接続された一対の平衡端子３Ａ，３Ｂと、第２の共振器２に接続された一対の平衡端子４Ａ，４Ｂとを備えている。このフィルタは、第１の共振器１に一対の平衡端子３Ａ，３Ｂが接続されている点を除いて、図１に示した上記第１の実施の形態に係るフィルタと同様の構成となっている。
19 and 20 show configuration examples of balanced input-balanced output type filters. FIG. 19 schematically shows the structure of interdigital coupling in this filter. The balanced input-balanced output type filter includes a
このフィルタも上記第１の実施の形態に係るフィルタと同様、第１の共振器１と第２の共振器２とが、インターディジタル結合された共振器における周波数の低い第２の共振周波数ｆ2で共振し、電磁結合するように構成されている。これにより、第２の共振周波数ｆ2を通過帯域とした、平衡入力−平衡出力型のバンドパスフィルタが構成されている。なお、この平衡入力−平衡出力型のフィルタについても、上記第２の実施の形態と同様の構成、すなわち、一対の１／４波長共振器１１，１２と他の一対の１／４波長共振器２１，２２との間にグランド層７１を備えた構成にすることも可能である。また、上記第３の実施の形態と同様、一対の１／４波長共振器を３組以上積層配置した構成にすることも可能である。
Similarly to the filter according to the first embodiment, this filter also has a second resonance frequency f 2 having a low frequency in a resonator in which the
１…第１の共振器、２…第２の共振器、３…不平衡端子、３Ａ，３Ｂ，４Ａ，４Ｂ…平衡端子、５，６…回転対称軸、１１，１２，２１，２２…１／４波長共振器、７１，７２…グランド層、７１Ａ，７２Ａ…結合窓。
DESCRIPTION OF
Claims (7)
少なくとも１つの前記一対の１／４波長共振器に設けられ、前記一対の１／４波長共振器の一方に一方の端子が接続されると共に、前記一対の１／４波長共振器の他方に他方の端子が接続された一対の平衡端子と
を備え、
前記各一対の１／４波長共振器は、インターディジタル結合していないときの前記各１／４波長共振器の単体での共振周波数をｆ0としたとき、前記単体での共振周波数ｆ0よりも高い第１の共振周波数ｆ1で共振する第１の共振モードと前記単体での共振周波数ｆ0よりも低い第２の共振周波数ｆ2で共振する第２の共振モードとを有し、
かつ、隣り合う前記各一対の１／４波長共振器同士が前記第２の共振周波数ｆ2で電磁結合され、
前記各一対の１／４波長共振器が、前記第２の共振モードで互いに逆相に励振されるものである
ことを特徴とするフィルタ。 A plurality of pairs of quarter-wave resonators that are interdigitally coupled so as to face each other and each quarter-wave resonator is laminated in the same direction;
Provided in at least one pair of quarter-wave resonators, one terminal is connected to one of the pair of quarter-wave resonators, and the other to the other of the pair of quarter-wave resonators And a pair of balanced terminals connected to
Each pair of quarter-wave resonator, when the resonance frequency of the alone of each quarter-wave resonators when no interdigital coupling as f 0, than the resonance frequency f 0 in the single A first resonance mode that resonates at a higher first resonance frequency f 1 and a second resonance mode that resonates at a second resonance frequency f 2 lower than the resonance frequency f 0 of the single unit,
And each pair of adjacent quarter-wave resonators is electromagnetically coupled at the second resonance frequency f 2 ,
The filter, wherein each of the pair of quarter-wave resonators is excited in mutually opposite phases in the second resonance mode .
前記複数のグランド層は、少なくとも、前記一対の平衡端子が設けられた前記一対の１／４波長共振器を挟み込むような位置に形成されている
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ。 A plurality of ground layers;
2. The filter according to claim 1, wherein the plurality of ground layers are formed at positions that sandwich at least the pair of quarter-wave resonators provided with the pair of balanced terminals.
前記複数のグランド層は、前記回転対称軸に対して互いに回転対称となる位置において前記一対の１／４波長共振器を挟み込むように形成されている
ことを特徴とする請求項２に記載のフィルタ。 The pair of quarter-wave resonators provided with the pair of balanced terminals has a rotationally symmetric axis, and has a rotationally symmetric structure as a whole.
3. The filter according to claim 2, wherein the plurality of ground layers are formed so as to sandwich the pair of quarter-wave resonators at positions that are rotationally symmetric with respect to the rotational symmetry axis. .
ことを特徴とする請求項２または３に記載のフィルタ。 The ground layer is provided between the pair of adjacent quarter wavelength resonators, and a coupling window for coupling the pair of adjacent quarter wavelength resonators to each other is provided in the ground layer. The filter according to claim 2 or 3, wherein
前記一対の平衡端子が、前記回転対称軸に対して互いに回転対称となる位置において前記一対の１／４波長共振器に接続されている
ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載のフィルタ。 The pair of quarter-wave resonators has a rotationally symmetric axis and a rotationally symmetric structure as a whole.
The pair of balanced terminals are connected to the pair of quarter-wave resonators at positions that are rotationally symmetric with respect to the rotational symmetry axis. The filter described in.
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のフィルタ。 The filter further comprises an unbalanced terminal provided in another pair of quarter-wave resonators not provided with the pair of balanced terminals, and is an unbalanced input-balanced output type or balanced input-unbalanced output type filter as a whole. The filter according to any one of claims 1 to 5, wherein the filter is configured.
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載のフィルタ。 Two pairs of balanced terminals are provided, and the pair of balanced terminals are provided in each of the two pairs of quarter-wave resonators, and a balanced input-balanced output type filter is configured as a whole. The filter according to any one of claims 1 to 5, wherein:
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