JP4233761B2 - 統合された混合器及びシグマデルタa/d変換器を備える受信機 - Google Patents
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Description
【技術分野】
本発明は、発振器信号と情報信号により変調された搬送信号とを混合する混合器及び前記情報信号をディジタル信号に変換するA/D変換器を有する受信機に関する。
【0002】
【背景技術】
図1は、従来のスーパーヘテロダイン式受信機のブロック図を示している。例として、GSM(Global System for Mobile communication:欧州のデジタル携帯電話の統一システム規格)電話用の受信機が示されている。しかしながら、同様の技術は、例えば、ページング受信機又は無線受信機で用いられる。先ず、無線周波(RF)が、第1局部発振器信号LO1を用いて中間周波(IF)に混合される。その後、情報信号I及びQが、二つの混合器MX2A及びMX2B並びに90°の位相差を持つ第2局部発振器信号LO2A及びLO2Bを用いてベースバンド信号に個別にミックスダウンされる。アンチエイリアジングローパスフィルタLPFを通った後、前記情報信号は、A/D変換器によりディジタル域(digital domain)に変換される。この従来の受信機においては、ベースバンドへのミキシングダウン及び該ベースバンドのディジタル信号への変換が、混合器、ローパスフィルタ及びA/D変換器を必要とする。斯かる解決策は、上記スーパーヘテロダイン式受信機で用いられる受動フィルタはかなり高価であるためにコストがかかると言う不利な点を持つ。
【0003】
【発明の開示】
本発明の目的は、従来の受信機の不利な点を軽減することにある。このため、冒頭段落で特定される受信機は、前記A/D変換器が、連続時間ループフィルタの入力端に前記情報信号を結合する入力段と、前記ループフィルタの出力信号を量子化し、前記ディジタル信号を生成する量子化器と、前記ループフィルタの前記入力端に前記ディジタル信号をフィードバックするD/A変換器とを有するシグマデルタ変換器であり、前記入力段は、前記混合器を有し、前記搬送信号を受ける第1入力端と、前記発振器信号を受ける第2入力端と、前記情報信号を前記ループフィルタに供給するための該ループフィルタの前記入力端に結合される出力端とを持つことを特徴とする。
【0004】
本発明による試みは、アンチエイリアジングローパスフィルタを備えず混合器及びA/D変換用のシグマデルタ変調器を用いる。混合器の出力は、シグマデルタ変調器のループフィルタに直接供給される。アナログ信号をディジタル信号に変換するシグマデルタ変調器を用いることは、例えば、E.J. van der Zwan 及びE.C. Dijkmansによる文献”A 0.2-mW CMOS Sigma-Delta Modulator for Speech Coding with 80 dB Dynamic Range”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 31, No. 12, Dec. 1996から既知である。参照文献に述べられるシグマデルタ変調器の動作原理は、情報信号が、連続時間アナログフィルタ、サンプリング回路及びD/A変換器を有するフィードバックループに供される、と言うことである。シグマデルタ変調器の出力信号は、高オーバーサンプリングレートにおけるビット流である。上記オーバーサンプリングされたビット流は、後続のディジタル処理に供される。この処理は、デシメーション(decimation)として知られる処理において前記情報信号の精密にデジタイズされた表現に該ビットストリームを変換する。参照文献のシグマデルタ変調器で用いられる連続時間アナログループフィルタは、良好なアンチエイリアジング特性を持つ。それ故、前述の受信機においてシグマデルタ変調器をA/D変換器として用いることにより、混合器とA/D変換器との間のローパスフィルタを省くことができる。その結果、部品数、チップ領域及び電力消費の少ない単純な混合器/シグマデルタ変調器構造が得られる。好ましい及び有利な実施例が、縦続請求項に規定されている。
【0005】
本発明の上述の及び他の特徴及び利点が、添付の図を参照して本発明の例示的な実施例の以下の記載から明らかになるであろう。
【0006】
【発明を実施するための最良の形態】
図において、対応する又は同様のフィーチャは、同一の参照記号により指示されている。
【0007】
図1は、従来のスーパーヘテロダイン式受信機のブロック図を示している。例として、GSM(Global System for Mobile communication:欧州のデジタル携帯電話の統一システム規格)電話用の受信機が示されている。しかしながら、同様の技術は、例えば、ページング受信機で用いられる。アンテナ2により受信され、フィルタがかけられ、増幅器4により増幅された無線周波(RF)信号は、先ず、第1局部発振器信号LO1を用いて中間周波(IF)に混合器MX1においてミックスダウンされる。その後、中間周波信号は、二つの混合器MX2A及びMX2B並びに90°の位相差を持つ第2局部発振器信号LO2A及びLO2Bを用いてベースバンドI情報信号及びベースバンドQ情報信号に個別にミックスダウンされる。アンチエイリアジングローパスフィルタLPFA及びLPFBを通った後、前記情報信号は、A/D変換器ADCA及びADCBによりディジタル域(digital domain)に変換される。この従来の受信機においては、ベースバンド信号へのミキシングダウン及び該ベースバンド信号のディジタル信号への変換が、混合器、ローパスフィルタ及びA/D変換器を、前記信号I及びQ各々に対して必要とする。GSMに関して、情報信号I及びQの帯域幅はかなり低く、約100kHzである。これは、約200kHzのチャネル幅に至る。無線周波は約900MHzであり、中間周波は約50乃至150MHzである。故に、情報信号の帯域幅は、中間周波搬送周波数に対してかなり低い。
【0008】
前述の文献から、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器は良好なアンチエイリアジング特性を持つ、と言うことが既知である。参照文献の原理に応じて混合器及びシグマデルタ変調器を統合することにより、ローパスフィルタLPFA/LPFを省くことが可能である。このことは、図1の破線内に示される機能を実行するための単純な構造につながる。
【0009】
図2に示される離散時間の具体例か、図3に示される連続時間ループフィルタを持つシグマデルタ変調器が後続する混合器MXを考える。図2の構造においては、サンプリングが、変調器出力端において実行され、一方、図3の構造においては、サンプリングが、この場合においてはローパスフィルタであるループフィルタの後端において行われる。このシグマデルタ混合器は、減算器SUB、量子化器Qが後続するループフィルタF、及び量子化器Qのデジタルデータ信号DSを減算器SUBにフィードバックするD/A変換器DACから成る。
【0010】
図2の構造、即ち、サンプリング回路が後続する混合器は、局部発振器周波数LO2がサンプリング周波数fsの整数倍ではない場合にエイリアジングの問題を引き起こす。入力信号IFが、周波数fin=51.22MHzであり、局部発振器周波数fLO2=51.25MHzと直線的にミックスダウンされ、サンプリング周波数が、fS=12.8MHzであると仮定する。対象となっている帯域幅は、±100kHzである。混合器の出力は、望ましいfLO2−fin=30kHz成分を含有するが、fLO2+fin=102.47MHz成分も含有する。この102.47MHz成分がfS=12.8MHzでサンプリングされる場合、その結果として、fLO2+fin−8fS=70kHzにおける望ましくない帯域内成分が生じる。これは、図4に図示されている。図4は、4次シグマデルタ変調器を用いる図2の構造のディジタルデータ出力信号DSのスペクトルを示す。正弦波よりも実施が容易である51.25MHz方形波でミキシングが実行される場合、状況は一層悪くなる。その場合においては、方形波のより高次の高調波も考慮しなければならない。結果としてのスペクトルが図5に示されている。例えば、発振器周波数fLO2の3次高調波は、3fLO2−fin=102.53MHzにおける成分をもたらす。サンプリング周波数fS=12.8MHzでこの成分をサンプリングした場合、3fLO2−fin−8fS=130kHzにおける望ましくない帯域内成分が生じる。
【0011】
しかしながら、これらの問題は、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器を用いる図3の構造において防止される。図6は、図5の例と同一の状況下での、即ち、入力信号IFが、方形波発振器信号LO2と混合され、次いで、4次シグマデルタ変調器の入力端に供される状況下でのディジタルデータ出力信号DSのスペクトルを示している。望ましくない周波数成分がディジタルデータ出力信号DSのスペクトル内に現れず性能は良好である。このことは、エイリアジングの問題を引き起こさずに局部発振器周波数fLO2と関係なくサンプリング周波数fSを選択することができることを意味する。
【0012】
図7は、図3の構造の第1の具体例を示している。シグマデルタ変調器は、基本的には、前述の文献から既知であるシグマデルタ変調器と同様の構造を持つ。ループフィルタの第1積分器F1のみを詳細に示す。該ループフィルタの残りF2は、より多くの積分器及び係数から成っても良く、斯くして、当該ループフィルタは如何なる次数及び/又は構造であっても良い。第1積分器F1は、平衡(balanced)入力及び出力を持ち、当該ループフィルタの第1入力端子IT1に接続される非反転入力及び当該ループフィルタの第2入力端子IT2に接続される反転入力を持つ。D/A変換器DACは、入力端子IT1及びIT2に各々接続される平衡出力端DAC1及びDAC2を持つ。混合器は、一組のスイッチSW1、SW2、SW3及びSW4として実施されている。入力端子LOにおいて利用可能である方形波発振器信号LO2の第1半周期中、スイッチSW1は抵抗R1を入力端子IT1に接続し、スイッチSW4は抵抗R2を入力端子IT2に接続する。方形波発振器信号LO2の第2半周期中、スイッチSW2は抵抗R1を入力端子IT2に接続し、スイッチSW3は抵抗R2を入力端子IT1に接続する。駆動回路DRVRの出力端IF1及びIF2からの平衡IF搬送信号が抵抗R1及びR2に供される。平衡IF搬送信号は、抵抗R1及びR2により平衡電流に変換される。これら平衡電流は、スイッチSW1乃至SW4により入力端子IT1及びIT2に直接接続又は交差結合され、積分器F1において積分される。
【0013】
図8は、図3の構造の他の具体例を示している。混合器は、それ自体は既知であり、ギルバートセル混合器(Gilbert cell mixer)としてしばしば参照されるNPN4トランジスタ構造T1、T2、T3及びT4で実施されている。トランジスタT1及びT2は、第1差動対を形成し、第1共通ノードCN1に接続されるエミッタを持つ。トランジスタT3及びT4は、第2共通ノードCN2を備える第2差動対を形成する。ノードIF1及びIF2における平衡IF搬送信号が、共通ノードCN1及びCN2に供給される。局部発振器信号LO2は、一対の入力ノードIN1及びIN2に供給される。トランジスタT1及びT4のベースは、入力ノードIN1に結合され、トランジスタT2及びT3のベースは、入力ノードIN2に結合される。トランジスタT1及びT3のコレクタは共に、出力ノードON1に接続される。出力ノードON1は、シグマデルタ変調器のループフィルタの入力端子IT1に接続される。他の二つのトランジスタT2及びT4のコレクタは共に、出力ノードON2に接続される。出力ノードON2は、入力端子IT2に接続される。トランジスタT1乃至T4の構造は、図7におけるスイッチSW1乃至SW4と同一の作用を持つ。出力ノードON1及びON2から流れるスイッチ平衡出力電流は、出力ノードON1及びON2の間に接続されるコンデンサCにより積分される。スイッチングトランジスタT1乃至T4は、ミキシング機能を果たすだけでなく、シグマデルタ変調器の入力トランスコンダクタ(input transconductor)としての機能も果たす。これは、前記組み合わせの電力消費を低減し、部品数を減らす。図1に示されるGSM受信機における場合の様に、二つの斯様な構造が単一チップ上に製造される場合、二つのI及びQ処理チャネル間のマッチングは非常に良好である。
【0014】
図9は、図8の具体例のミキシング入力段のより詳細な回路図を示している。共通ノードCN1及びCN2は、カレントミラーM1の関連の出力枝M1A及びM1Bからバイアス電流を受ける。カレントミラーM1は、負の供給端子VNに接続される共通端子M1Eを持つ。平衡出力DAC1及びDAC2は、トランジスタT5及びT6から成る他のNPN差動対を駆動する。このトランジスタ対の共通ノードCN3は、カレントミラーM1の出力枝M1Cからバイアス電流を受ける。NPNカスコードトランジスタT7及びT8が、出力ノードON1及びON2と直列に各々挿入され、入力端子IT1及びIT2において高出力インピーダンスレベルを与える。トランジスタT5のコレクタは、NPNカスコードトランジスタT9を介して入力端子IT1に接続され、トランジスタT6のコレクタは、NPNカスコードトランジスタT10を介して入力端子IT2に接続され、再び入力端子IT1及びIT2において高インピーダンスレベルを与える。高インピーダンスレベルは、積分コンデンサCの低容量値でもって大きな積分時定数を可能にする。NPNカスコードトランジスタT7乃至T10のコレクタは全て、第2カレントミラーM2の各々関連の出力枝M2A、M2B、M2C及びM2Dに組み込まれる電流源トランジスタにより能動的に負荷される。第2カレントミラーM2は、正の供給端子VPに接続される共通端子M2Gを持つ。出力枝M2A、M2B、M2C及びM2Dは、PNPカスコードトランジスタT11、T12、T13及びT14により各々カスコードされ、カレントミラーM2の出力枝M2A乃至M2Dに組み込まれる電流源トランジスタの出力インピーダンスを増加する。NPNカスコードトランジスタT7乃至T10のベース及びPNPカスコードトランジスタT11乃至T14のベースは、バイアス電圧発生器UBから適切なバイアス電圧を受ける。
【0015】
入力端子IT1及びIT2は更に、該入力端子IT1及びIT2における直流電圧を感知する二つのNMOSトランジスタT15及びT16のゲートに接続される。トランジスタT15及びT16のソースは、負の供給端子VNに接続される。トランジスタT15及びT16のドレインは共に、NMOSトランジスタT17のチャネルを介して第3カレントミラーM3の入力枝M3Aに結合される。第3カレントミラーM3は、第1カレントミラーM1の入力枝M1Dに接続される出力枝M3Bを持ち、正の供給端子VPに接続される共通端子M3Cを持つ。NMOSトランジスタT18及びT19は、NMOSトランジスタT15及びT16のコピーである。トランジスタT18及びT19のゲートは共に、正の供給端子VP及び負の供給端子VNの間に直列接続される抵抗R3及びR4から成る分圧器のタップに接続される。トランジスタT18及びT19のソースは、負の供給端子VNに接続され、一方、これらトランジスタのドレインは共に、ダイオード接続されたNMOSトランジスタT20を介して第2カレントミラーM2の出力枝M2Eに結合される。NMOSトランジスタT20は、NMOSトランジスタT17のコピーであり、該トランジスタT17のゲートに接続されるゲートを持つ。第2カレントミラーM2は、抵抗R5を介して制御端子CTに結合される入力枝M2Fを持つ。
【0016】
端子IT1及びIT2におけるDCレベルは、トランジスタT15及びT16により感知され、分圧器R3及びR4のタップにおける電圧により表されるレベルで保持される。バイアス電流の値を、制御端子CTにおける制御電流により調整することが可能である。MOSトランジスタをセンストランジスタとして用いることは、如何なるDC電流も端子IT1及びIT2から該センストランジスタに流れ得ない、と言う利点を持つ。
【0017】
ここで述べられた本発明の実施例は、例示であり、限定的に取られることを目論むものではない。種々の変形が、各請求項に規定される本発明の範囲から逸脱することなく当業者によりこれら実施例に対してなされても良い。
【図面の簡単な説明】
【図1】 図1は、従来のスーパーヘテロダイン式GSM受信機のブロック図である。
【図2】 図2は、離散時間シグマデルタ変調器が後続する混合器を示す。
【図3】 図3は、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器が後続する混合器を示す。
【図4】 図4は、離散時間シグマデルタ変調器が後続する直線混合器の出力スペクトルを示す。
【図5】 図5は、離散時間シグマデルタ変調器が後続する方形波混合器の出力スペクトルを示す。
【図6】 図6は、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器が後続する方形波混合器の出力スペクトルを示す。
【図7】 図7は、本発明に応じて成された受信機で用いる統合された混合器/シグマデルタ変調器の第1の具体例の回路図を示す。
【図8】 図8は、本発明に応じて成された受信機で用いる統合された混合器/シグマデルタ変調器の第2の具体例の回路図を示す。
【図9】 図9は、図8の第2の具体例の詳細なトランジスタ回路を示す。
【符号の説明】
MX:混合器
LO2:第2局部発振器信号
IF:中間周波
DS:ディジタル信号
DRVR:駆動回路
IT1、IT2:入力端
F1、F2:連続時間ループフィルタ
Q:量子化器
DAC:D/A変換器
Claims (7)
- 発振器信号と情報信号により変調された搬送信号とを混合する混合器及び前記情報信号をディジタル信号に変換するA/D変換器を有する受信機であって、
前記A/D変換器は、連続時間ループフィルタの入力端に前記情報信号を結合する入力段と、前記ループフィルタの出力信号を量子化し、前記ディジタル信号を生成する量子化器と、前記ループフィルタの前記入力端に前記ディジタル信号をフィードバックするD/A変換器とを有するシグマデルタ変調器であり、前記入力段は、前記混合器を有し、前記搬送信号を受ける第1入力端と、前記発振器信号を受ける第2入力端と、前記情報信号を前記ループフィルタに供給する、該ループフィルタの前記入力端に結合される出力端とを持ち
前記ループフィルタは、該ループフィルタの前記入力端の関連の端子に接続される反転入力端子及び非反転入力端子を持つ平衡積分器を有し、前記入力段は、前記搬送信号を平衡搬送信号に変換する手段と、前記発振器信号に応じて前記ループフィルタの前記入力端の前記関連の端子に前記平衡搬送信号を交互に結合及び交差結合する手段とを有することを特徴とする受信機。 - 請求項1に記載の受信機であって、前記交互に結合及び交差結合する手段は、平衡搬送も信号を受けるように接続される共通ノード、逆位相で前記平衡搬送信号を受けるように接続される対応の入力ノード、及び関連のカスコードトランジスタを介して前記ループフィルタの前記入力端の前記関連の端子に結合される対応の出力ノードを持つ第1及び第2の差動トランジスタ対を有することを特徴とする受信機。
- 請求項2に記載の受信機であって、前記共通ノードにバイアス電流を供給する、該共通ノードに結合される関連の出力枝を持つ第1カレントミラーと、前記関連の端子を介して前記交互に結合及び交差結合する手段にバイアス電流を供給する、関連のカスコードトランジスタを介して前記関連の端子に結合される関連の出力枝を持つ第2カレントミラーと、前記関連の端子における電圧を感知する手段と、前記感知手段に応じて、前記第1カレントミラー及び前記第2カレントミラーの前記関連の出力枝により供給される前記バイアス電流を制御する手段とを更に有することを特徴とする受信機。
- 請求項3に記載の受信機であって、前記第1カレントミラーの他の出力枝に結合される共通ノード、前記D/A変換器から平衡出力信号を受けるように接続される入力ノード及び関連のカスコードトランジスタを介して前記関連の端子に結合される出力ノードを持つ他の差動トランジスタ対を更に有することを特徴とする受信機。
- 請求項4に記載の受信機であって、前記第2カレントミラーは、関連の他のカスコードトランジスタを介して前記関連の端子に結合される他の出力枝を有することを特徴とする受信機。
- 請求項5に記載の受信機であって、前記感知手段は、前記関連の端子に接続される関連のゲートを持つMOSランジスタを有することを特徴とする受信機。
- 請求項6に記載の受信機であって、前記第1カレントミラーの入力枝に結合される出力枝及び他のMOSトランジスタを介して前記MOSランジスタのドレインに結合される入力枝を持つ第3カレントミラーを更に有し、前記他のMOSトランジスタは、ダイオード接続される他の第2MOSトランジスタのゲート電極に接続されるゲート電極を持ち、前記他の第2MOSトランジスタは、定バイアス電圧を受けるように接続されるゲート電極を持つ他の第3MOSトランジスタのドレインに前記第2カレントミラーの他の力枝を結合することを特徴とする受信機。
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