JP4233161B2

JP4233161B2 - Magnetic sensor

Info

Publication number: JP4233161B2
Application number: JP35195798A
Authority: JP
Inventors: 多美雄梅原; 昭夫高山; 昭代湯口; 英樹加藤
Original assignee: Minebea Co Ltd
Current assignee: Minebea Co Ltd
Priority date: 1998-12-10
Filing date: 1998-12-10
Publication date: 2009-03-04
Anticipated expiration: 2018-12-10
Also published as: JP2000180521A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は磁気センサに関し、特に高感度磁気センサである磁気インピーダンスセンサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
最近の情報機器や計測・制御機器の急速な発展にともない小型・低コストで高感度・高速応答の磁気センサの要求がますます大きくなっている。たとえば、コンピュータの外部記憶装置のハードディスク装置ではバルクタイプの誘導型磁気ヘッドから薄膜磁気ヘッド、磁気抵抗効果（ＭＲ）ヘッドと高性能化が進んできており、モーターの回転センサであるロータリーエンコーダではマグネットリングの磁極数が多くなり従来用いられている磁気抵抗効果（ＭＲ）センサに変わり微弱な表面磁束を感度良く検出できる磁気センサが必要となってきている。また、非破壊検査や紙幣検査に用いることができる高感度センサの需要も大きくなっている。さらに小型軽量の自動車用方位センサ、高精細カラーテレビやパーソナルコンピュータの表示管のアクティブ磁気シールド用センサなどの需要も高くなっている。
【０００３】
現在用いられている代表的な磁気検出素子として誘導型再生磁気ヘッド、磁気抵抗効果（ＭＲ）素子、フラックスゲートセンサ、ホール素子等がある。また、最近、アモルファスワイヤの磁気インピーダンス効果（特開平６−１７６９３０号公報、特開平７−１８１２３９号公報、特開平７−３３３３０５号公報参照）や磁性薄膜の磁気インピーダンス効果（特開平８−７５８３５号公報、日本応用磁気学会誌ｖｏｌ．２０，５５３（１９９６）参照）を利用した高感度の磁気センサが提案されている。
【０００４】
誘導型再生磁気ヘッドはコイル巻線が必要であるため磁気ヘッド自体が大型化し、また、小型化すると磁気ヘッドと媒体の相対速度が低下して検出感度が著しく低下するという問題がある。これに対して、強磁性膜による磁気抵抗効果（ＭＲ）素子が用いられるようになってきた。ＭＲ素子は磁束の時間変化ではなく磁束そのものを検出するものであり、これにより磁気ヘッドの小型化が進められてきた。しかし、現在のＭＲ素子の電気抵抗の変化率は約２％であり、また、スピンバルブ素子を用いたＭＲ素子でさえ電気抵抗の変化率が最大６％以下と小さく、また数％の抵抗変化を得るのに必要な外部磁界は１６００Ａ／ｍ以上と大きい。従って磁気抵抗感度は０．００１％（Ａ／ｍ）以下の低感度である。また、最近、磁気抵抗変化率が数１０％を示す人工格子による巨大磁気抵抗効果（ＧＭＲ）が見いだされてきた。しかし数１０％の抵抗変化を得るためには数万Ａ／ｍの外部磁界が必要であり、磁気センサとしての実用化はされていない。
【０００５】
従来の高感度磁気センサであるフラックスゲートセンサはパーマロイ等の高透磁率磁心の対称なＢ−Ｈ特性が外部磁界によって変化することを利用して磁気の測定を行うものであり、高分解能と±１°の高指向性を持つ。しかし、検出感度をあげるために反磁界の少ない大型の磁心を必要としセンサ全体の寸法を小さくすることが難しく、また、消費電力が大きいという問題点を持つ。
【０００６】
ホール素子を用いた磁界センサは電流の流れる面に垂直に磁界を印加すると、電流と印加磁界の両方向に対して垂直な方向に磁界が生じてホール素子に起電力が誘起される現象を利用したセンサである。ホール素子はコスト的には有利であるが磁界検出感度が低く、また、ＳｉやＧａＡｓなどの半導体で構成されるため温度変化に対して半導体内の格子の熱振動による散乱によって電子、または正孔の移動度が変化するため磁界感度の温度特性が悪いという欠点を持つ。
【０００７】
特開平６−１７６９３０号公報、特開平７−１８１２３９号公報、特開平７−３３３３０５号公報に記載されているように、磁気インピーダンス素子が提案され大幅な磁界感度の向上を実現している。この磁気インピーダンス素子は時間的に急激に変化する電流を磁性線に印加することによって生じる表皮効果を利用した円周磁束の時間変化に対する電圧のみを外部印加磁界による変化として検出することを基本原理としている磁気インピーダンス素子である。磁性線としてＦｅＣｏＳｉＢ等の零磁歪の直径３０μｍ程度のアモルファスワイヤ（線引後、張力アニールしたワイヤ）が用いられており、長さ１ｍｍ程度の微小寸法のワイヤでも１ＭＨｚ程度の高周波電流を通電するとワイヤの電圧の振幅がＭＲ素子の１００倍以上である約０．１％（Ａ／ｍ）の高感度で変化する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
磁気センサとして、小型で低コスト、かつ、検出磁界に対する出力の直線性、温度特性に優れた高感度磁気センサが求められており、アモルファスワイヤの磁気インピーダンス効果を利用した磁気センサは高感度の磁界検出特性を示す。また、特開平６−１７６９３０号公報、特開平６−３４７４８９号公報に示されるものにおいてはバイアス磁界を加えることによりインピーダンス変化の印加磁界依存性の直線性が改善されること、およびアモルファスワイヤに負帰還コイルを巻き、アモルファスワイヤの両端の電圧に比例した電流をコイルに通電し負帰還を施すことにより、直線性の優れた磁気センサを提供できることが示されている。
【０００９】
しかしながら特開平６−１７６９３０号公報には発振回路や検波回路を含む駆動回路にはふれておらず、また、特開平６−３４７４８９号公報では発振回路として一対のスイッチングトランジスタを用いたマルチバイブレータとローパスフィルタの組み合わせを提案している。また、電気学会論文誌１９９６年１２月号に掲載されている論文“Ｃ−ＭＯＳマルチバイブレータ発振形アモルファスワイヤＭＩマイクロ磁界センサ”によると低消費電力化のためにＣ−ＭＯＳでは、磁気インピーダンス素子がインダクタンス成分であることから抵抗と微分回路を構成し、実際に磁気インピーダンスに供給される高周波電流はトランジスタ及びＣ−ＭＯＳマルチバイブレータにより発生されたパルス波の微分波形となり、パルス波より高い周波数となる。この微分波形の周波数は磁気インピーダンス素子の抵抗成分とインダクタンス成分により決まるため磁気インピーダンス素子の磁気インピーダンスが最も大きな変化率を示す適正周波数に設定することが難しくなる。
【００１０】
高周波電流を発生させる回路を直接、磁気インピーダンス素子に接続すると磁気インピーダンス素子のインピーダンスが小さいため、極端に振幅が小さくなり、磁気−インピーダンス変化を十分に引き出せない。
【００１１】
特開平８−７５８３５号公報に記載されているものでは磁気薄膜を用いた磁気インピーダンス素子を提案し、素子の小型化をはかっているが、発振回路としてスイッチングトランジスタを用いたマルチバイブレータであり、磁気−インピーダンス変化を最大に引き出すことは難しい。
本発明は上記事情を鑑みてなされたものであり、小型で低コスト、かつ、検出磁界に対する出力の直線性、温度特性に優れた高感度磁気センサ、および、その駆動回路を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記のごとき本発明の目的を達成するために、本願の請求項１に係る発明では、導電性を有する磁気コアの周囲に絶縁体を介して負帰還コイルとバイアスコイルを巻回した薄膜磁気インピーダンス素子を用いた磁気センサにおいて、該磁気コアの両端に高周波電流を印加する発振回路と、該発振回路と該薄膜磁気インピーダンス素子の磁気コアとの間に設けられ、発振回路の出力インピーダンスと薄膜磁気インピーダンス素子の入力インピーダンスのミスマッチを調整するバッファ回路と、該磁気インピーダンス素子に印加された外部磁界に応じて変化する高周波電流の変化量から外部磁界の磁気変化量を検出する検波回路と、磁気インピーダンス素子のヒステリシスが解消されるように、前記バイアスコイルにパルスを印加するヒステリシスキャンセル回路と、を具備することを特徴とする磁気センサを提供する。
本願の請求項２に係る発明では、請求項１に係る発明において、上記発振回路はＣ−ＭＯＳと発振子、およびローパスフィルタから構成される正弦波発生器であることを特徴とする磁気センサを提供する。
本願の請求項３に係る発明では、請求項１に係る発明において、上記発振回路はトランジスタと発振子から構成されるカスコード型コルピッツ発振器で構成される発振器であることを特徴とする磁気センサを提供する。
本願の請求項４に係る発明では、請求項１に係る発明において、上記バッファ回路は単電源で動作するプッシュブル回路から構成されるインピーダンス変換回路であることを特徴とする磁気センサを提供する。
本願の請求項５に係る発明では、請求項１に係る発明において、上記検波回路は検波ダイオードに一定電流を流し、正の半波整流回路と平滑回路で検波した信号と負の半波整流回路と平滑回路の検波した信号による差信号検出を有することを特徴とする磁気センサを提供する。
本願の請求項６に係る発明では、請求項１に係る発明において、前記ヒステリシスキャンセル回路は、前記バイアスコイルにパルスを印加することより前記薄膜磁気インピーダンス素子の動作点を移動させることを特徴とする磁気センサを提供する。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による各実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は、本発明に係る磁気インピーダンス（ＭＩ）素子を用いた薄膜ＭＩセンサの構造を模式的に示した正面図、図２は図１のＡ−Ｂ線に沿って切断した断面図であり、図３は図１のＣ−Ｄ線に沿って切断した断面図である。実際の薄膜ＭＩセンサ全体は薄膜セラミックス板、ガラス板のような板状体の上に形成されているが、図１ではこれを省略して示している。図１、図２及び図３において、１は平面形状が長方形の薄板状に形成された薄膜磁気コアとしてのＭＩセンサ板である。このＭＩセンサ板としての薄膜磁気コアの形状は、幅２０μｍ、厚さ５μｍ、長さ５００μｍである。該ＭＩセンサ板１の周囲には、絶縁物層２、３を介して、バイアスコイル４と負帰還コイル５が同一方向に且つ交互に巻回されている。図には正確に示してはいないが、これらコイルの巻数は、それぞれ２０ターンである。バイアスコイル４の両端には、バイアスコイル端子６、７が接続され、負帰還コイル５の両端には、負帰還コイル端子８、９が接続されている。ＭＩセンサ板１の両端には、ＭＩセンサ端子１０、１１が接続されている。これら端子はＡｕ金属薄膜から成り、先端の巾広部は、外部配線用のパッドとなる。なお、１２は、ＭＩセンサ全体を覆う絶縁保護膜である。
【００１４】
次に、作成した薄膜ＭＩセンサの特性について述べる。ここで薄膜磁気コアの寸法は幅２０μｍ、厚さ５μｍ、長さ５００μｍであり、バイアス用、負帰還用コイルは同一面上に交互に巻き回されており、その巻き数はそれぞれ２０ターンである。バイアス用、負帰還用コイルを同一面上に交互に薄膜磁気コアに巻き回す構造により磁気コアの各部位に均等にバイアス磁界、および負帰還磁界を加えることができ磁気センサとしての感度特性が向上する。
【００１５】
図４は薄膜磁気コアをＮｉＦｅめっきで作製したときの薄膜磁気センサにセンサの長さ方向に０および７２０Ａ／ｍの磁界（Ｈｅｘ）を印加したときのセンサ両端電極Ｅ（Ｅ＝Ｚ＊Ｉ）の通電電流周波数特性である。Ｈｅｘ＝０のときとＨｅｘ＝７２０Ａ／ｍのときのＥの差Ｅ／Ｅ（％）を図１１で示してあり、通電電流の周波数は２０ＭＨｚ付近で最大であった。図５は通電電流周波数を２０ＭＨｚとしたときのインピーダンスの変化率の印加磁界（Ｈｅｘ）依存性を示したものである。印加磁界を大きくしていくとインピーダンスの変化率Ｚ／ＺＯは大きくなり、素子の異方性磁界ＨｋのところでＺ／ＺＯは最大となり、さらにＨｅｘ＞ＨｋではＺ／ＺＯは小さくなっていく。また、単位印加磁界あたりのインピーダンスの変化量（磁界感度）はＨｅｘ＝４００Ａ／ｍ前後で最大となり０．０８％（Ａ／ｍ）の磁界感度を示した。
【００１６】
図６は本発明の磁気センサの回路構成を示すブロック図である。本発明に係る磁気センサは発振回路３０、薄膜磁気インピーダンス素子３２と発振回路３０とのインピーダンスマッチングをとるためのバッファ回路３１、負帰還コイル３３およびバイアスコイル３４を持つ磁気インピーダンス素子３２、整流回路３５、平滑回路を含むローパスフィルタ３６、差動回路３７からなる検波回路３８、増幅回路３９、負帰還抵抗４０及び、ヒステリシスキャンセル回路４１から成る。
【００１７】
図７は磁気インピーダンス素子３２に高周波の正弦波電流を通電するための発振回路３０の具体的な回路図である。この発振回路３０は、水晶発振子又はセラミック発振子などからなる発振子４２によるＣ−ＭＯＳ発振回路を用いた発振部４３であり、周波数が発振子４２によって決まるため、周波数安定度が高く、振幅が安定している（振幅＝Ｖｃｃ）低消費型の発振回路である。Ｃ−ＭＯＳ発振出力後にローパスフィルタ４４を通過させる為、図８に示すような安定した正弦波が得られ、磁気−インピーダンス効果が最大に得られる周波数に設定できる。ローパスフィルタ４４は安価なＬＣフィルタを使用した。また、チェビシェフ型ローパスフィルタで示したが、バタワース型ローパスフィルタでも良い。
【００１８】
図９はＣ−ＭＯＳ発振回路のみからなる発振部４３の出力を磁気インピーダンス素子３２に高周波を通電する回路である。この回路は、前記電気学会論文誌１９９６年１２月号に掲載されている論文“Ｃ−ＭＯＳマルチバイブレータ発振形アモルファスワイヤＭＩマイクロ磁界センサ”に示される回路とＣ−ＭＯＳ発振形態（ＲＣ発振）が異なるが、図１０と同じパルス波が生じる。パルス波による高周波通電の欠点は図９のように磁気インピーダンス素子３２がインダクタンス分に相当するため、抵抗（Ｒ１０）とのハイパスフィルタを形成する。そのため、パルス波Ｖｃが微分波形Ｖｍになり（図１０）、高周波通電周波数が高域に移行する。図４を基に周波数とインピーダンス素子による変化率を求め、これを図１１に示す。図１１の薄膜磁気インピーダンス素子による周波数特性を例にとると磁気−インピーダンス特性が最大になる周波数は２０ＭＨｚ（５０ｎｓ）である。
【００１９】
この周波数パルスを薄膜磁気インピーダンス素子に印加して高周波通電を行う。薄膜磁気インピーダンス素子に印加した高周波通電パルス波は図１０のような微分波形で出力され、周波数が２００ＭＨｚ（５ｎｓ）に移行する。薄膜磁気インピーダンスセンサによる２００ＭＨｚにおける磁気−インピーダンス変化率は図１１のグラフよりほとんど変化しないことがわかる。この問題点の解決方法として上記で図７で示した回路のように高周波通電のパルス波をローパスフィルタに通して高周波成分を排除して正弦波を作り出すことで解決できる。
【００２０】
図１２はエミッタ接地で構成されたコルピッツ発振回路とベース接地で構成された増幅器をカスコード接続した回路である。この回路の利点はミラー効果の影響を排除できるため、発振部に対する負荷変動の影響を極力抑え、安定した発振が供給できる。また、周波数特性も改善できる利点もある。
【００２１】
図１３にバッファ回路３１の詳細を示す。バッファ回路３１は磁気インピーダンス素子３２と高周波通電させる発振回路３０の出力を損失させることなく、磁気インピーダンス素子３２に供給する回路である。たとえば、薄膜磁気インピーダンス素子では２０ＭＨｚにおけるインピーダンスが５Ωである。Ｒ１０を１０Ωにすると負荷が１５Ωになる。これをバッファ回路３１なしで発振部４３と接続させると負荷が大きいため、薄膜磁気インピーダンスに出力する電圧が数十ｍＶＰ−Ｐになり、図１５において詳細に示された整流回路３５においてダイオードＤ３の順方向電圧（２００ｍＶ程度）より、低くなり、検出できなくなる。
【００２２】
それを解決するため磁気インピーダンス素子３２と発振回路３０の間にバッファ回路３１を挿入する。バッファ回路３１の入力段のトランジスタはエミッタフォロワ、出力段のトランジスタはダーリントン接続（Ｔｒ４とＴｒ６，Ｔｒ３とＴｒ５）によるプッシュブル回路を構成しており、トランジスタの出力インピーダンスを数Ω以下にしている。そしてＲ８，Ｒ９を１Ω以下にすれば、バッファ回路３１の出力インピーダンスは負荷のインピーダンスと比較して無視できる程度になり、発振回路３０による高周波通電出力を損失なく供給できる。
【００２３】
また、バッファ回路３１のダイオードＤ１，Ｄ２はトランジスタの温度特性の補正用である。図１３において温度によるトランジスタのベース−エミッタ電圧変化をＶＢＥとする。バッファ回路においてダイオードＤ１，Ｄ２を挿入しない場合、図１３に示す式（１）、（２）により、ＶＢＥ分だけトランジスタの電圧が変化することがわかる。一般にＶＢＥは−２．２ｍＶ／℃で変化するため、図１４のように温度が高くなるにつれてトランジスタのコレクタ電流Ｉｃが流れるようになり、最終的にはなだれ現象が生じ、トランジスタを破損する。
【００２４】
この解決方法としてＴｒ２（Ｔｒ１）とＴｒ４（Ｔｒ３）の間にトランジスタと温度変化が同じダイオードを挿入し、温度による電圧変化をキャンセルすることができる。それが図１３に示す式（３）、（４）である。これより、温度特性の良い、バッファ回路に仕上がった。また、抵抗Ｒ１とＲ２でバイアス電圧を浮かせることで単電源で動作可能となる。
【００２５】
図１５は磁気インピーダンス素子３２の高周波通電出力をＤＣ電圧に変換する回路である。磁気インピーダンス素子３２から出力された信号は検波ダイオードＤ３、Ｄ４を通って整流され、平滑化される。ただし、検波ダイオードに一定電流を流しているため、平滑コンデンサＣ１１がない場合の波形は、図１６に示すように、−Ｖｅ’のような波形となり、ダイオード電圧Ｖｄ分だけシフトする。Ｃ１１を加えることで＋Ｖｅ波形となり、負側が検出される。同様に正の検波側ではＣ１０がない場合、−Ｖｄ分だけシフトした＋Ｖｅ’のような波形となる。Ｃ１０で平滑することで−Ｖｅ波形となり、正側が検出される。
【００２６】
正負に検出された波形はオペアンプ４５で差動検出し、増幅される。
ところで、検波ダイオードＤ３，Ｄ４に一定電流を流すことで検波電圧が大いに向上した。通常、図１７のように検波ダイオードは抵抗を通してＧＮＤに接地される。このときのオペアンプの出力をグラフにすると図１８（ｂ）のように２次曲線を示す。この曲線はダイオードの順方向電圧特性による影響であり、これを排除するため、検波ダイオードに一定電流を流した（図１５）。この特性は図１８（ａ）となり、入力電圧が小さいときでも一定の割合で検出でき、入力電圧の１．２倍の変化を示した。検波ダイオードをＧＮＤに接地した場合では入力電圧を６００ｍＶＰ−Ｐから８００ｍＶＰ−Ｐと２００ｍＶ変化させた場合、１５０ｍＶの変化量しか得られず、入力電圧に対して、０．７５倍しか検出できない。つまり、検波ダイオードに一定電流を流すことで検出感度は高くなった。また、ＧＮＤからダイオードを浮かせることで正側のみで検波可能となり、オペアンプ電源を単電源で動作可能となった。
【００２７】
磁気インピーダンス素子の外部磁界による変化量の傾きは図５で示すように４００Ａ／ｍで最大となる。従って使用時は図１９のように磁気ーインピーダンス特性で最大に変化する箇所に動作点を移動させる。そのため、バイアスコイルに一定電流を流すことで磁界を発生させ、動作点を移動させる。
【００２８】
磁気インピーダンス素子にヒステリシスがある場合、外部磁界の大きさによって動作点の傾きが変わってしまい、安定した検出ができない。それを図１９で説明すると磁気インピーダンス素子が動作点の使用範囲（傾きａ）内で使用している場合は検出電圧が大きく移動することはないが、大きい負の外部磁界が入った場合、ヒステリシスの影響により、傾きｂで磁気を検出することになり、検出電圧が大きく変わってしまう。
【００２９】
これを排除するため、図２０のようにバイアスコイルに動作点を移動させるための電圧Ｖａ上にパルスを印加する。パルスを印加する事で図１９、２１のようにヒステリシスがないリセット点まで移動させ、瞬間的にヒステリシスを排除する。また、パルスを作り出す方法として、図２２に示すように、発振ＩＣを用いて一定周期で、一定幅のパルスを作り出しトランジスタＴｒで磁気インピーダンス素子のバイアスコイルに印加させる。これはトランジスタによる無安定マルチバイブレータでもＣＭＯＳによるＣ、Ｒ発振でも可能である。実際に薄膜磁気インピーダンス素子を用いた磁気−インピーダンス特性を図２３，２４に示す。図２３はバイアスコイルに電流を流し、動作点を移動させ、外部磁界を印加したときのインピーダンス特性である。バイアスコイルにパルス幅４００ｎｓ、１５ｍＡのパルスを加えると図２４のグラフに示す通り、ヒステリシスがほぼ、解消されていることがわかる。
【００３０】
図２５は本発明より提案された駆動回路を用い、バイアスコイル、及び、負帰還コイルを持つ薄膜磁気インピーダンス素子を用いて作成したリニア磁気センサの一例である。磁気センサとして用いるときは最大感度のところに動作点を持ってくることによりセンサ感度を向上することができる。このため、バイアスコイルに電流を流すことによりバイアス磁界を加え動作点を変えることができ、３２０Ａ／ｍのバイアス磁界を薄膜コイルを用いて磁気コアに印加することにより磁界０Ａ／ｍのところに磁界感度が最大になるようにした。
【００３１】
一方、バイアスコイルを用いて印加磁界０Ａ／ｍに最大感度を持ってくるように動作点を移動した場合、磁界に対するインピーダンスの変化（出力の変化）の直線性はあまり良くない。この直線性を改善する方法として出力信号をフィードバックし負帰還コイルを用いて磁界に対する出力の非直線性を補正するだけの磁界を薄膜磁気コアに負帰還磁界として加えることにより出力信号を補正し直線性を得る方法がとられる。また、負帰還によってある程度ヒステリシスは改善できるが完全になくす方法として上記で記したようにヒステリシスレスパルスを印加してヒステリシスを排除する。
【００３２】
図２５に示されるリニア磁界ＭＩセンサの電子回路図により、動作点を最大感度の点に移動し、出力信号をフィードバックし、薄膜コアに負帰還磁界を加え、ヒステリシスを排除することで感度特性の直線性を高めている。ヒステリシスパルスを印加することで出力が不安定になると考えられるが、パルス幅、パルス振幅をオペアンプの周波数特性以上に設定することでローパスフィルターとなり、ヒステリシスパルスの影響を受けない。また、出力にヒステリシスパルスを印加したとき出力されないようにトランジスタ等でスイッチングし、積分回路を通して出力する方法もある。
図２６は図２５に示す回路を用いてバイアスコイル磁界３２０Ａ／ｍ、負帰還率４０％の負帰還をかけたときの磁気センサの印加磁界に対する出力電圧の関係を示したものである。ここで通電電流の周波数は５０ＭＨｚである。図２６に示すように±８０Ａ／ｍの測定磁界内で優れた直線性を示した。これらの結果はリニア磁界センサとして良好な特性である。
【００３３】
以上、本発明を上述の実施の形態により説明したが、本発明の主旨の範囲内で種々の変形や応用が可能であり、これらの変形や応用を本発明の範囲から排除するものではない。
【００３４】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本願の請求項１に係る発明では、磁気インピーダンス素子に印加する高周波通電電流を安定的に供給できる回路を簡単に構成できる。また、複合素子としての磁気センサを供給でき、正弦波を磁気インピーダンス素子に入力できることで特性を最大限に引き出すことが可能となる。そして、発振器と磁気インピーダンスセンサの間にバッファ回路を設けることにより、磁気インピーダンスセンサのインピーダンスの影響を排除でき、発振器の出力を損失なく、供給できる。検出回路においては整流回路と平滑回路を用い、検波ダイオードに一定電流を流すことにより、入力振幅が小さい場合でも磁気インピーダンス素子の出力をＤＣ信号に高感度で変換できる。また、それを差動回路で検出することで磁気インピーダンスセンサの変化量を正側だけでなく負側からも変検できる。また請求項６に係る発明共々、磁気インピーダンス素子のヒステリシスを排除するため、ヒステリシスレス回路を追加することで安定した磁気検出が可能となる。これらすべての回路を単電源で動作させることにより、負電源がいらなくなるメリットもある。
【００３５】
また、請求項２又は請求項３に係る発明では、請求項１に係る発明の効果に加えて、安定性が高い発振器を用いているので、高精度の磁気検知を行うことが出来る。
請求項４に係る発明では、請求項１に係る発明の効果に加えて、温度特性の良いインピーダンス変換を行うことが出来、安定した高精度の磁気検知を行うことが出来る。
請求項５に係る発明では、請求項１に係る発明の効果に加えて、正負の検波信号による差信号を用いているので、高感度の磁気検知を行うことが出来る。
総体的に、本願発明は、小型で低コスト、かつ、検出磁界に対する出力の直線性、温度特性に優れた高感度磁気センサおよびその駆動回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明に用いる薄膜磁気インピーダンス素子の構造を模式的に示した正面図である。
【図２】図２は、図１のＡ−Ｂ線に沿って切断した断面図である。
【図３】図３は、図１のＣ−Ｄ線に沿って切断した断面図である。
【図４】図４は、薄膜磁気インピーダンス素子の通電電流周波数特性図である。
【図５】図５は、薄膜磁気インピーダンス素子のインピーダンス変化率特性図である。
【図６】図６は、本発明に係る磁気センサのブロック図である。
【図７】図７は、発振部とローパスフィルタのブロック図である。
【図８】図８は、発振部とローパスフィルタ通過後の出力波形図である。
【図９】図９は、薄膜磁気インピーダンス素子を中心とした主要部の回路図である。
【図１０】図１０は、図９に示す回路の出力波形図である。
【図１１】図１１は、薄膜磁気インピーダンス素子の周波数特性図である。
【図１２】図１２は、カスコード型コルピッツ発振回路の回路図である。
【図１３】図１３は、バッファ回路の回路図である。
【図１４】図１４は、トランジスタのエミッターコレクタ特性図である。
【図１５】図１５は、検波回路の回路図である。
【図１６】図１６は、図１５に示す検出回路の出力波形図である。
【図１７】図１７は、検波回路と増幅回路の回路図である。
【図１８】図１８は、交流入力電圧に対する検波回路の検出能力を示す特性図である。
【図１９】図１９は、磁気インピーダンス素子の磁気−インピーダンス特性を示す特性図である。
【図２０】図２０は、ヒステリシスキャンセル回路に印加するパルス波形図である。
【図２１】図２１は、磁気インピーダンス素子のＢーＨカーブを示す特性図である。
【図２２】図２２は、ヒステリシスキャンセル回路を中心としたブロック図である。
【図２３】図２３は、従来の磁気センサの磁気ーインピーダンス特性を示す特性図である。
【図２４】図２４は、本発明に係る磁気センサの磁気ーインピーダンス特性を示す特性図である。
【図２５】図２５は、本発明の磁気センサの総合回路図である。
【図２６】図２６は、本発明に係る磁気センサの負帰還率４０％の印加磁界に対する出力電圧の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
１・・・・・ＭＩセンサ板
２・・・・・絶縁物層
３・・・・・絶縁物層
４・・・・・バイアスコイル
５・・・・・負帰還コイル
６・・・・・バイアスコイル端子
７・・・・・バイアスコイル端子
８・・・・・負帰還コイル端子
９・・・・・負帰還コイル端子
１０・・・・・ＭＩセンサ端子
１１・・・・・ＭＩセンサ端子
１２・・・・・絶縁保護膜
２０・・・・・非磁性基板
３０・・・・・発振回路
３１・・・・・バッファ回路
３２・・・・・磁気インピーダンス素子
３３・・・・・負帰還コイル
３４・・・・・バイアスコイル
３５・・・・・整流回路
３６・・・・・ローパスフィルタ
３７・・・・・差動回路
３８・・・・・検波回路
３９・・・・・増幅回路
４０・・・・・負帰還抵抗
４１・・・・・ヒステリシスキャンセル回路
４２・・・・・発振子
４３・・・・・発振部
４４・・・・・ローパスフィルタ
４５・・・・・オペアンプ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a magnetic sensor, and more particularly to a magnetic impedance sensor that is a highly sensitive magnetic sensor.
[0002]
[Prior art]
With the recent rapid development of information equipment and measurement / control equipment, there is an increasing demand for small, low-cost, high-sensitivity, high-speed response magnetic sensors. For example, hard disk drives for external storage devices of computers have been improved in performance from bulk type induction magnetic heads to thin film magnetic heads and magnetoresistive effect (MR) heads. As the number of magnetic poles of the ring increases, a magnetic sensor capable of detecting a weak surface magnetic flux with high sensitivity is required instead of the conventionally used magnetoresistive effect (MR) sensor. In addition, there is a growing demand for high-sensitivity sensors that can be used for nondestructive inspection and banknote inspection. In addition, there is a growing demand for compact and lightweight automobile orientation sensors, high-definition color televisions, and sensors for active magnetic shields in display tubes of personal computers.
[0003]
Typical magnetic detection elements currently used include an inductive reproducing magnetic head, a magnetoresistive effect (MR) element, a fluxgate sensor, and a Hall element. Recently, the magneto-impedance effect of an amorphous wire (see JP-A-6-176930, JP-A-7-181239, JP-A-7-333305) and the magnetic impedance effect of a magnetic thin film (JP-A-8-75835). A high-sensitivity magnetic sensor using a gazette, Journal of Japan Society of Applied Magnetics, vol.20, 553 (1996)) has been proposed.
[0004]
The induction type reproducing magnetic head requires a coil winding, so that the magnetic head itself becomes large, and if the size is reduced, the relative speed between the magnetic head and the medium is lowered, and the detection sensitivity is remarkably lowered. On the other hand, a magnetoresistive effect (MR) element using a ferromagnetic film has been used. The MR element detects not the time change of the magnetic flux but the magnetic flux itself, and the miniaturization of the magnetic head has been promoted. However, the current MR element has a change rate of about 2%, and even an MR element using a spin valve element has a small change rate of an electric resistance of 6% or less and a resistance change of several%. The external magnetic field required to obtain the value is as large as 1600 A / m or more. Accordingly, the magnetoresistive sensitivity is as low as 0.001% (A / m) or less. Recently, a giant magnetoresistance effect (GMR) using an artificial lattice having a magnetoresistance change rate of several tens of percent has been found. However, in order to obtain a resistance change of several tens of percent, an external magnetic field of tens of thousands of A / m is required, and it has not been put into practical use as a magnetic sensor.
[0005]
A fluxgate sensor, which is a conventional high-sensitivity magnetic sensor, measures magnetism by utilizing the fact that the symmetric BH characteristics of a high-permeability magnetic core such as Permalloy are changed by an external magnetic field. High directivity of 1 °. However, in order to increase the detection sensitivity, a large magnetic core with a small demagnetizing field is required, and it is difficult to reduce the overall size of the sensor, and the power consumption is large.
[0006]
A magnetic field sensor using a Hall element utilizes a phenomenon in which, when a magnetic field is applied perpendicularly to the surface through which current flows, a magnetic field is generated in a direction perpendicular to both the current and applied magnetic fields, and an electromotive force is induced in the Hall element. It is a sensor. Although the Hall element is advantageous in terms of cost, it has low magnetic field detection sensitivity, and since it is composed of a semiconductor such as Si or GaAs, electrons or holes are scattered by scattering due to thermal oscillation of the lattice in the semiconductor against temperature changes. Has the disadvantage that the temperature characteristics of the magnetic field sensitivity are poor.
[0007]
As described in JP-A-6-176930, JP-A-7-181239, and JP-A-7-333305, a magneto-impedance element has been proposed to achieve a significant improvement in magnetic field sensitivity. The basic principle of this magneto-impedance element is to detect only the voltage against the time change of the circumferential magnetic flux using the skin effect generated by applying a current that changes rapidly with time to the magnetic wire as a change due to the externally applied magnetic field. It is a magnetic impedance element. An amorphous wire with a zero magnetostriction diameter of about 30 μm, such as FeCoSiB, is used as the magnetic wire (a wire subjected to tension annealing after drawing). The amplitude of the voltage changes at a high sensitivity of about 0.1% (A / m), which is 100 times or more that of the MR element.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
As a magnetic sensor, there is a demand for a high-sensitivity magnetic sensor that is small, low-cost, excellent in output linearity with respect to the detected magnetic field, and excellent in temperature characteristics. A magnetic sensor that uses the magneto-impedance effect of amorphous wire is a highly sensitive magnetic field. The detection characteristics are shown. In addition, in the ones disclosed in Japanese Patent Laid-Open Nos. 6-176930 and 6-347490, the linearity of the applied magnetic field dependency of the impedance change is improved by applying a bias magnetic field, and the amorphous wire is negatively affected. It has been shown that a magnetic sensor with excellent linearity can be provided by winding a feedback coil and applying a current proportional to the voltage across the amorphous wire to the coil to provide negative feedback.
[0009]
However, Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-176930 does not mention a drive circuit including an oscillation circuit and a detection circuit, and Japanese Patent Application Laid-Open No. 6-347490 discloses a multivibrator using a pair of switching transistors as an oscillation circuit and a low-pass circuit. Suggests a combination of filters. In addition, according to the paper “C-MOS multivibrator oscillation type amorphous wire MI micro magnetic field sensor” published in the December 1996 issue of the Institute of Electrical Engineers of Japan, the C-MOS has a magneto-impedance element for low power consumption. Since it is an inductance component, it forms a resistor and a differential circuit, and the high-frequency current that is actually supplied to the magnetic impedance becomes a differential waveform of the pulse wave generated by the transistor and the C-MOS multivibrator, and has a higher frequency than the pulse wave. . Since the frequency of the differential waveform is determined by the resistance component and the inductance component of the magneto-impedance element, it is difficult to set an appropriate frequency at which the magneto-impedance element has the greatest rate of change.
[0010]
When a circuit that generates a high-frequency current is directly connected to the magnetic impedance element, the impedance of the magnetic impedance element is small, so that the amplitude becomes extremely small and a change in the magneto-impedance cannot be sufficiently extracted.
[0011]
In Japanese Patent Laid-Open No. 8-75835, a magnetic impedance element using a magnetic thin film has been proposed to reduce the size of the element, but a multivibrator using a switching transistor as an oscillation circuit is used. -It is difficult to maximize the impedance change.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and is to provide a high-sensitivity magnetic sensor that is small in size and low in cost, excellent in output linearity with respect to a detection magnetic field, and excellent in temperature characteristics, and a driving circuit thereof. .
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the object of the present invention as described above, in the invention according to claim 1 of the present application, a thin film magneto-impedance in which a negative feedback coil and a bias coil are wound around an electrically conductive magnetic core via an insulator. In a magnetic sensor using an element, an oscillation circuit that applies a high-frequency current to both ends of the magnetic core and an oscillation circuit that is provided between the oscillation circuit and the magnetic core of the thin-film magneto-impedance element. A buffer circuit for adjusting a mismatch of input impedance of the impedance element, a detection circuit for detecting a magnetic change amount of the external magnetic field from a change amount of the high-frequency current that changes in accordance with the external magnetic field applied to the magneto-impedance element, and a magnetic impedance Device hysteresis But Elimination Apply a pulse to the bias coil as A magnetic sensor comprising a hysteresis cancel circuit is provided.
According to a second aspect of the present invention, there is provided a magnetic sensor according to the first aspect, wherein the oscillation circuit is a sine wave generator including a C-MOS, an oscillator, and a low-pass filter. provide.
According to a third aspect of the present invention, there is provided a magnetic sensor according to the first aspect, wherein the oscillation circuit is an oscillator composed of a cascode Colpitts oscillator composed of a transistor and an oscillator. To do.
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the magnetic sensor according to the first aspect, wherein the buffer circuit is an impedance conversion circuit composed of a push-bull circuit that operates with a single power source.
In the invention according to claim 5 of the present application, in the invention according to claim 1, the detection circuit causes a constant current to flow through the detection diode, a signal detected by the positive half-wave rectifier circuit and the smoothing circuit, and a negative half-wave rectifier circuit And a magnetic sensor having a difference signal detection based on a signal detected by a smoothing circuit.
In the invention according to claim 6 of the present application, in the invention according to claim 1, The hysteresis cancel circuit moves the operating point of the thin film magneto-impedance element by applying a pulse to the bias coil. A magnetic sensor is provided.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a front view schematically showing the structure of a thin film MI sensor using a magneto-impedance (MI) element according to the present invention, and FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line AB in FIG. 3 is a cross-sectional view taken along line CD in FIG. The actual thin film MI sensor as a whole is formed on a plate-like body such as a thin film ceramic plate or glass plate, but this is omitted in FIG. 1, 2, and 3, reference numeral 1 denotes an MI sensor plate as a thin film magnetic core formed in a thin plate shape having a rectangular planar shape. The thin film magnetic core as the MI sensor plate has a width of 20 μm, a thickness of 5 μm, and a length of 500 μm. A bias coil 4 and a negative feedback coil 5 are wound around the MI sensor plate 1 alternately in the same direction via insulator layers 2 and 3. Although not shown correctly in the figure, each of these coils has 20 turns. Bias coil terminals 6 and 7 are connected to both ends of the bias coil 4, and negative feedback coil terminals 8 and 9 are connected to both ends of the negative feedback coil 5. MI sensor terminals 10 and 11 are connected to both ends of the MI sensor plate 1. These terminals are made of an Au metal thin film, and the wide portion at the tip serves as a pad for external wiring. Reference numeral 12 denotes an insulating protective film that covers the entire MI sensor.
[0014]
Next, characteristics of the prepared thin film MI sensor will be described. Here, the thin film magnetic core has a width of 20 μm, a thickness of 5 μm, and a length of 500 μm, and the bias and negative feedback coils are alternately wound on the same surface, and the number of turns is 20 turns. . Bias and negative feedback coils are wound around a thin film magnetic core alternately on the same surface, so that a bias magnetic field and a negative feedback magnetic field can be applied equally to each part of the magnetic core, improving the sensitivity characteristics as a magnetic sensor To do.
[0015]
FIG. 4 shows sensor both-end electrodes E (E = Z * I) when a magnetic field (Hex) of 0 and 720 A / m is applied to the thin film magnetic sensor when the thin film magnetic core is manufactured by NiFe plating. It is a current-carrying current frequency characteristic. The difference E / E (%) between Hex = 0 and Hex = 720 A / m is shown in FIG. 11, and the frequency of the energization current was the maximum near 20 MHz. FIG. 5 shows the applied magnetic field (Hex) dependence of the rate of change in impedance when the energizing current frequency is 20 MHz. When the applied magnetic field is increased, the impedance change rate Z / ZO increases, Z / ZO reaches the maximum at the anisotropic magnetic field Hk of the element, and further, when Hex> Hk, Z / ZO decreases. In addition, the amount of change in impedance per unit applied magnetic field (magnetic field sensitivity) was maximum at around Hex = 400 A / m, indicating a magnetic field sensitivity of 0.08% (A / m).
[0016]
FIG. 6 is a block diagram showing a circuit configuration of the magnetic sensor of the present invention. The magnetic sensor according to the present invention includes an oscillation circuit 30, a buffer circuit 31 for impedance matching between the thin film magneto-impedance element 32 and the oscillation circuit 30, a magnetic impedance element 32 having a negative feedback coil 33 and a bias coil 34, and a rectifier circuit 35. , A low-pass filter 36 including a smoothing circuit, a detection circuit 38 including a differential circuit 37, an amplifier circuit 39, a negative feedback resistor 40, and a hysteresis cancel circuit 41.
[0017]
FIG. 7 is a specific circuit diagram of an oscillation circuit 30 for supplying a high-frequency sine wave current to the magnetic impedance element 32. The oscillation circuit 30 is an oscillating unit 43 using a C-MOS oscillation circuit including an oscillator 42 made of a crystal oscillator or a ceramic oscillator. Since the frequency is determined by the oscillator 42, the frequency stability is high and the amplitude is high. Is a low consumption type oscillation circuit (amplitude = Vcc). Since the low-pass filter 44 is passed after the C-MOS oscillation output, a stable sine wave as shown in FIG. 8 can be obtained and the frequency at which the magneto-impedance effect can be maximized can be set. The low-pass filter 44 is an inexpensive LC filter. Further, although the Chebyshev type low-pass filter is shown, a Butterworth type low-pass filter may be used.
[0018]
FIG. 9 is a circuit for supplying a high frequency to the magneto-impedance element 32 with the output of the oscillating unit 43 comprising only the C-MOS oscillation circuit. This circuit includes a circuit shown in the paper “C-MOS multivibrator oscillation type amorphous wire MI micro magnetic field sensor” published in the December 1996 issue of the Institute of Electrical Engineers of Japan and a C-MOS oscillation mode (RC oscillation). Although different, the same pulse wave as in FIG. 10 is generated. The disadvantage of the high-frequency energization by the pulse wave is that the magneto-impedance element 32 corresponds to the inductance as shown in FIG. 9, so that a high-pass filter with the resistor (R10) is formed. Therefore, the pulse wave Vc becomes a differential waveform Vm (FIG. 10), and the high-frequency energization frequency shifts to a high range. Based on FIG. 4, the frequency and the rate of change by the impedance element are obtained, and this is shown in FIG. Taking the frequency characteristics of the thin film magneto-impedance element of FIG. 11 as an example, the frequency at which the magneto-impedance characteristics are maximized is 20 MHz (50 ns).
[0019]
This frequency pulse Thin film magneto-impedance element And applying high frequency current. The high-frequency energized pulse wave applied to the thin-film magneto-impedance element is output as a differential waveform as shown in FIG. 10, and the frequency shifts to 200 MHz (5 ns). From the graph of FIG. 11, it can be seen that the magneto-impedance change rate at 200 MHz by the thin film magnetic impedance sensor hardly changes. As a solution to this problem, it can be solved by passing a pulse wave of high-frequency energization through a low-pass filter and eliminating a high-frequency component to create a sine wave as in the circuit shown in FIG.
[0020]
FIG. 12 shows a circuit in which a Colpitts oscillation circuit constituted by grounded emitter and an amplifier constituted by grounded base are cascode-connected. The advantage of this circuit is that the influence of the mirror effect can be eliminated, so that the influence of load fluctuations on the oscillating unit can be minimized and stable oscillation can be supplied. There is also an advantage that the frequency characteristics can be improved.
[0021]
FIG. 13 shows details of the buffer circuit 31. The buffer circuit 31 is a circuit that supplies the magneto-impedance element 32 to the magneto-impedance element 32 without losing the output of the oscillation circuit 30 that performs high-frequency conduction with the magneto-impedance element 32. For example, in a thin film magnetic impedance element, the impedance at 20 MHz is 5Ω. When R10 is 10Ω, the load is 15Ω. When this is connected to the oscillating unit 43 without the buffer circuit 31, the load is large, so that the voltage output to the thin film magnetic impedance is several tens of mVP-P. In the rectifier circuit 35 shown in detail in FIG. It becomes lower than the forward voltage (about 200 mV) and cannot be detected.
[0022]
In order to solve this problem, a buffer circuit 31 is inserted between the magneto-impedance element 32 and the oscillation circuit 30. The buffer circuit 31 has a push-bull circuit with an emitter-follower and an output-stage transistor with a Darlington connection (Tr4 and Tr6, Tr3 and Tr5), and the output impedance of the transistor is several Ω or less. If R8 and R9 are set to 1Ω or less, the output impedance of the buffer circuit 31 becomes negligible compared to the impedance of the load, and the high-frequency energization output from the oscillation circuit 30 can be supplied without loss.
[0023]
The diodes D1 and D2 of the buffer circuit 31 are for correcting the temperature characteristics of the transistor. In FIG. 13, the base-emitter voltage change of the transistor with temperature is VBE. When the diodes D1 and D2 are not inserted in the buffer circuit, it can be seen from the equations (1) and (2) shown in FIG. 13 that the transistor voltage changes by VBE. In general, VBE changes at −2.2 mV / ° C., so that the collector current Ic of the transistor flows as the temperature rises as shown in FIG. 14, and finally the avalanche phenomenon occurs and the transistor is damaged.
[0024]
As a solution to this, a diode having the same temperature change as that of the transistor can be inserted between Tr2 (Tr1) and Tr4 (Tr3) to cancel the voltage change due to the temperature. These are the equations (3) and (4) shown in FIG. As a result, the buffer circuit with good temperature characteristics was completed. Further, it is possible to operate with a single power source by floating the bias voltage with the resistors R1 and R2.
[0025]
FIG. 15 is a circuit for converting the high-frequency energization output of the magnetic impedance element 32 into a DC voltage. Magneto-impedance element The signal output from 32 is rectified through the detection diodes D3 and D4 and smoothed. However, since a constant current flows through the detection diode, the waveform without the smoothing capacitor C11 becomes a waveform like −Ve ′ as shown in FIG. 16, and is shifted by the diode voltage Vd. By adding C11, a + Ve waveform is obtained, and the negative side is detected. Similarly, when there is no C10 on the positive detection side, a waveform like + Ve ′ shifted by −Vd is obtained. By smoothing at C10, a −Ve waveform is obtained, and the positive side is detected.
[0026]
The positive / negative detected waveform is differentially detected by the operational amplifier 45 and amplified.
By the way, the detection voltage is greatly improved by passing a constant current through the detection diodes D3 and D4. Normally, the detection diode is grounded to GND through a resistor as shown in FIG. If the output of the operational amplifier at this time is graphed, a quadratic curve is shown as shown in FIG. This curve is the influence of the forward voltage characteristics of the diode, and in order to eliminate this, a constant current was passed through the detection diode (FIG. 15). This characteristic is shown in FIG. 18A, which can be detected at a constant rate even when the input voltage is small, and shows a change of 1.2 times the input voltage. When the detection diode is grounded to GND, when the input voltage is changed from 600 mVP-P to 800 mVP-P and 200 mV, only a change amount of 150 mV can be obtained, and only 0.75 times the input voltage can be detected. That is, the detection sensitivity was increased by passing a constant current through the detection diode. In addition, by floating the diode from GND, detection is possible only on the positive side, and the operational amplifier power supply can be operated with a single power supply.
[0027]
As shown in FIG. 5, the gradient of the amount of change due to the external magnetic field of the magneto-impedance element is 400 A / m Maximum. Therefore when using FIG. As shown, the operating point is moved to the place where the maximum changes in the magnetic impedance characteristics. Therefore, a magnetic field is generated by passing a constant current through the bias coil, and the operating point is moved.
[0028]
When the magneto-impedance element has hysteresis, the slope of the operating point changes depending on the magnitude of the external magnetic field, and stable detection cannot be performed. Referring to FIG. 19, when the magneto-impedance element is used within the operating range (slope a) of the operating point, the detection voltage does not move greatly, but when a large negative external magnetic field is applied, the hysteresis is As a result, the magnetism is detected at the inclination b, and the detection voltage changes greatly.
[0029]
In order to eliminate this, a pulse is applied on the voltage Va for moving the operating point to the bias coil as shown in FIG. By applying a pulse, it is moved to a reset point having no hysteresis as shown in FIGS. 19 and 21, and the hysteresis is instantaneously eliminated. Further, as a method for generating a pulse, as shown in FIG. 22, a pulse having a constant width is generated at a constant period using an oscillation IC and applied to a bias coil of a magneto-impedance element by a transistor Tr. This can be performed by an astable multivibrator using a transistor or C and R oscillation by a CMOS. The magneto-impedance characteristics using the thin film magneto-impedance element are shown in FIGS. FIG. 23 shows impedance characteristics when a current is passed through the bias coil, the operating point is moved, and an external magnetic field is applied. When a pulse having a pulse width of 400 ns and 15 mA is applied to the bias coil, it can be seen that the hysteresis is substantially eliminated as shown in the graph of FIG.
[0030]
FIG. 25 shows an example of a linear magnetic sensor produced using a thin film magneto-impedance element having a bias coil and a negative feedback coil using the drive circuit proposed by the present invention. When used as a magnetic sensor, sensor sensitivity can be improved by bringing the operating point to the maximum sensitivity. For this reason, by applying a current to the bias coil, a bias magnetic field can be applied to change the operating point. By applying a bias magnetic field of 320 A / m to the magnetic core using a thin film coil, the magnetic field is at a magnetic field of 0 A / m. The sensitivity was maximized.
[0031]
On the other hand, when the operating point is moved so as to bring the maximum sensitivity to the applied magnetic field 0 A / m using a bias coil, the linearity of the impedance change (output change) with respect to the magnetic field is not very good. As a method of improving this linearity, the output signal is fed back to the thin film magnetic core as a negative feedback magnetic field by feeding back the output signal and correcting the nonlinearity of the output with respect to the magnetic field using a negative feedback coil. A way to get sex is taken. In addition, the hysteresis can be improved to some extent by negative feedback, but as a method of eliminating it completely, a hysteresisless pulse is applied as described above to eliminate the hysteresis.
[0032]
According to the electronic circuit diagram of the linear magnetic field MI sensor shown in FIG. 25, the operating point is moved to the point of maximum sensitivity, the output signal is fed back, the negative feedback magnetic field is added to the thin film core, and the hysteresis is eliminated. Increases linearity. Although it is considered that the output becomes unstable by applying a hysteresis pulse, it becomes a low-pass filter by setting the pulse width and pulse amplitude to be higher than the frequency characteristics of the operational amplifier, and is not affected by the hysteresis pulse. There is also a method of switching through a transistor or the like so that it is not output when a hysteresis pulse is applied to the output, and outputting through an integrating circuit.
FIG. 26 shows the relationship of the output voltage to the applied magnetic field of the magnetic sensor when negative feedback with a bias coil magnetic field of 320 A / m and a negative feedback rate of 40% is applied using the circuit shown in FIG. Here, the frequency of the energization current is 50 MHz. As shown in FIG. 26, excellent linearity was exhibited in a measuring magnetic field of ± 80 A / m. These results are good characteristics as a linear magnetic field sensor.
[0033]
As mentioned above, although this invention was demonstrated by the above-mentioned embodiment, various deformation | transformation and application are possible within the range of the main point of this invention, and these deformation | transformation and application are not excluded from the scope of the present invention.
[0034]
【The invention's effect】
As described above in detail, in the invention according to claim 1 of the present application, a circuit that can stably supply a high-frequency current applied to the magneto-impedance element can be easily configured. In addition, a magnetic sensor as a composite element can be supplied, and a sine wave can be input to the magnetic impedance element, so that the characteristics can be maximized. By providing a buffer circuit between the oscillator and the magnetic impedance sensor, the influence of the impedance of the magnetic impedance sensor can be eliminated, and the output of the oscillator can be supplied without loss. In the detection circuit, a rectifier circuit and a smoothing circuit are used, and a constant current is passed through the detection diode, so that the output of the magnetic impedance element can be converted into a DC signal with high sensitivity even when the input amplitude is small. Further, by detecting this with a differential circuit, the amount of change of the magnetic impedance sensor can be changed not only from the positive side but also from the negative side. In addition to the invention according to claim 6, since the hysteresis of the magneto-impedance element is eliminated, the addition of a hysteresis-less circuit enables stable magnetic detection. By operating all these circuits with a single power supply, there is an advantage that a negative power supply is not required.
[0035]
In addition, in the invention according to claim 2 or claim 3, in addition to the effect of the invention according to claim 1, an oscillator having high stability is used, so that highly accurate magnetic detection can be performed.
In the invention according to claim 4, in addition to the effect of the invention according to claim 1, impedance conversion with good temperature characteristics can be performed, and stable and highly accurate magnetic detection can be performed.
In the invention according to claim 5, in addition to the effect of the invention according to claim 1, since a difference signal based on a positive / negative detection signal is used, highly sensitive magnetic detection can be performed.
In general, the present invention can provide a high-sensitivity magnetic sensor that is small in size and low in cost, excellent in output linearity with respect to a detected magnetic field, and excellent in temperature characteristics, and a driving circuit thereof.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a front view schematically showing the structure of a thin film magneto-impedance element used in the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line AB in FIG.
FIG. 3 is a cross-sectional view taken along the line CD in FIG. 1;
FIG. 4 is a frequency characteristic diagram of a conduction current of a thin film magneto-impedance element.
FIG. 5 is an impedance change rate characteristic diagram of a thin film magneto-impedance element.
FIG. 6 is a block diagram of a magnetic sensor according to the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of an oscillation unit and a low-pass filter.
FIG. 8 is an output waveform diagram after passing through an oscillation unit and a low-pass filter.
FIG. 9 is a circuit diagram of the main part centering on a thin film magneto-impedance element.
FIG. 10 is an output waveform diagram of the circuit shown in FIG. 9;
FIG. 11 is a frequency characteristic diagram of a thin film magneto-impedance element.
FIG. 12 is a circuit diagram of a cascode Colpitts oscillation circuit.
FIG. 13 is a circuit diagram of a buffer circuit.
FIG. 14 is an emitter-collector characteristic diagram of a transistor.
FIG. 15 is a circuit diagram of a detection circuit.
FIG. 16 is an output waveform diagram of the detection circuit shown in FIG. 15;
FIG. 17 is a circuit diagram of a detection circuit and an amplifier circuit.
FIG. 18 is a characteristic diagram illustrating the detection capability of the detection circuit with respect to an AC input voltage.
FIG. 19 is a characteristic diagram showing a magneto-impedance characteristic of a magneto-impedance element.
FIG. 20 is a pulse waveform diagram applied to the hysteresis cancel circuit.
FIG. 21 is a characteristic diagram showing a BH curve of a magneto-impedance element.
FIG. 22 is a block diagram centering on a hysteresis cancel circuit;
FIG. 23 is a characteristic diagram showing a magnetic-impedance characteristic of a conventional magnetic sensor.
FIG. 24 is a characteristic diagram showing magnetic impedance characteristics of the magnetic sensor according to the present invention.
FIG. 25 is an overall circuit diagram of the magnetic sensor of the present invention.
FIG. 26 is a characteristic diagram showing a relationship of an output voltage with respect to an applied magnetic field with a negative feedback rate of 40% of the magnetic sensor according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1 ... MI sensor plate
2 ... Insulator layer
3. Insulator layer
4 ... Bias coil
5 ... Negative feedback coil
6 ... Bias coil terminal
7: Bias coil terminal
8 ... Negative feedback coil terminal
9: Negative feedback coil terminal
10 ... MI sensor terminal
11 ... MI sensor terminal
12 ... Insulating protective film
20 ... Non-magnetic substrate
30 ... Oscillator circuit
31 ... Buffer circuit
32 ... Magneto-impedance element
33 ... Negative feedback coil
34 ... Bias coil
35 ... Rectifier circuit
36 ... Low-pass filter
37 ... Differential circuit
38 ... Detection circuit
39... Amplifier circuit
40: Negative feedback resistance
41 ... Hysteresis cancel circuit
42... Resonator
43 ... Oscillator
44 ...... Low pass filter
45 ・・・・・ Operational amplifier

Claims

導電性を有する磁気コアの周囲に絶縁体を介して負帰還コイルとバイアスコイルを巻回した薄膜磁気インピーダンス素子を用いた磁気センサにおいて、
該磁気コアの両端に高周波電流を印加する発振回路と、
該発振回路と該薄膜磁気インピーダンス素子の磁気コアとの間に設けられ、発振回路の出力インピーダンスと薄膜磁気インピーダンス素子の入力インピーダンスのミスマッチを調整するバッファ回路と、
該磁気インピーダンス素子に印加された外部磁界に応じて変化する高周波電流の変化量から外部磁界の磁気変化量を検出する検波回路と、
磁気インピーダンス素子のヒステリシスが解消されるように、前記バイアスコイルにパルスを印加するヒステリシスキャンセル回路と、を具備することを特徴とする磁気センサ。In a magnetic sensor using a thin-film magneto-impedance element in which a negative feedback coil and a bias coil are wound around an insulator around a magnetic core having conductivity,
An oscillation circuit for applying a high-frequency current to both ends of the magnetic core;
A buffer circuit provided between the oscillation circuit and the magnetic core of the thin film magneto-impedance element, and adjusting a mismatch between the output impedance of the oscillation circuit and the input impedance of the thin film magneto-impedance element;
A detection circuit that detects a magnetic change amount of the external magnetic field from a change amount of the high-frequency current that changes according to the external magnetic field applied to the magneto-impedance element;
A magnetic sensor comprising: a hysteresis cancel circuit that applies a pulse to the bias coil so that hysteresis of the magneto-impedance element is eliminated.

上記発振回路はＣ−ＭＯＳと発振子、およびローパスフィルタから構成される正弦波発生器であることを特徴とする請求項１に記載の磁気センサ。 2. The magnetic sensor according to claim 1, wherein the oscillation circuit is a sine wave generator including a C-MOS, an oscillator, and a low-pass filter.

上記発振回路はトランジスタと発振子から構成されるカスコード型コルピッツ発振器で構成される発振器であることを特徴とする請求項１に記載の磁気センサ。 2. The magnetic sensor according to claim 1, wherein the oscillation circuit is an oscillator composed of a cascode Colpitts oscillator composed of a transistor and an oscillator.

上記バッファ回路は単電源で動作するプッシュブル回路から構成されるインピーダンス変換回路であることを特徴とする請求項１に記載の磁気センサ。 The magnetic sensor according to claim 1, wherein the buffer circuit is an impedance conversion circuit including a push-bull circuit that operates with a single power source.

上記検波回路は検波ダイオードに一定電流を流し、正の半波整流回路と平滑回路で検波した信号と負の半波整流回路と平滑回路の検波した信号による差信号検出を有することを特徴とする請求項１に記載の磁気センサ。 The detection circuit is characterized in that a constant current is passed through a detection diode and has a difference signal detection based on a signal detected by a positive half-wave rectifier circuit and a smoothing circuit and a signal detected by a negative half-wave rectifier circuit and a smoothing circuit. The magnetic sensor according to claim 1.

前記ヒステリシスキャンセル回路は、前記バイアスコイルにパルスを印加することより前記薄膜磁気インピーダンス素子の動作点を移動させることを特徴とする請求項１に記載の磁気センサ。 2. The magnetic sensor according to claim 1, wherein the hysteresis cancel circuit moves an operating point of the thin film magneto-impedance element by applying a pulse to the bias coil .