JP4231992B2 - Switched capacitor power supply device, step-up / step-down ratio switching control method thereof, and switch drive circuit - Google Patents
Switched capacitor power supply device, step-up / step-down ratio switching control method thereof, and switch drive circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP4231992B2 JP4231992B2 JP2002158175A JP2002158175A JP4231992B2 JP 4231992 B2 JP4231992 B2 JP 4231992B2 JP 2002158175 A JP2002158175 A JP 2002158175A JP 2002158175 A JP2002158175 A JP 2002158175A JP 4231992 B2 JP4231992 B2 JP 4231992B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- voltage
- power supply
- switched capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチトキャパシタ電源装置に係り、特に、たとえば携帯電話などの電子機器に用いて好適なスイッチトキャパシタ電源装置およびその昇降圧比切換制御方法ならびにスイッチ駆動回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、電子機器の電源装置として、コイルまたはトランス等の磁性部品を用いずに、基板上にMOSFETなどの微細加工自在なスイッチング素子とキャパシタを配置して、そのスイッチング素子を制御することによりキャパシタの接続を自在に切り替えて所望の出力電圧を得ることができる小型、軽量なスイッチトキャパシタ電源装置が開発されている。
【0003】
従来、上記のようなスイッチトキャパシタ電源装置として、たとえば図39に示すリング型のものが提案されている。この電源装置は、n倍昇降圧型の回路であり、図においては、3個の電荷転送用キャパシタ(C1〜C3)10〜14がリング状に接続された3倍昇降圧型のものが示されている。すなわち、3個の電荷転送用キャパシタ10〜14は、ほぼ同様の容量の素子が適用されており、それぞれの間に第1のスイッチング素子(φr1〜φr3)20〜24が直列に接続されてループ回路Lが形成されている。第1のスイッチング素子20〜24は、MOSFETが適用されており、図示しない3進カウンタからのクロックにより制御されて、電荷転送用キャパシタ10〜14をループ回路Lにて3個直列に順次接続するパワースイッチである。また、電荷転送用キャパシタ10〜14と第1のスイッチング素子20〜24の間には、それぞれ電荷転送用キャパシタ10〜14の一方を接地する第2のスイッチング素子(φg1〜φg3)30〜34が接続されている。第2のスイッチング素子30〜34は、第1のスイッチング素子20〜24と同様にMOSFEETにより形成されており、第1のスイッチング素子20〜24のクロックを反転したクロックにより制御されて、3個直列に接続された電荷転送用キャパシタ10〜14の一端側を接地するパワースイッチである。図40には、第1および第2のスイッチング素子20〜34を駆動するクロックφg1〜φr3がそれぞれ示されている。
【0004】
一方、電荷転送用キャパシタ10〜14の他方側には、バッテリ3などの直流電源からの入力電圧V1をキャパシタ10〜14にそれぞれ印加する第3のスイッチング素子(φi1〜φi3)40〜44が接続されている。第3のスイッチング素子40〜44は、第1および第2のスイッチング素子20〜34と同様にMOSFETにより形成されて、そのいずれかがオンとなって1〜3個のキャパシタ10〜14に入力電圧V1を印加するパワースイッチである。他方、電荷転送用キャパシタ10〜14の他方側と出力端子2−2との間には、第4のスイッチング素子(φo1〜φo3)50〜54が接続されている。第4のスイッチング素子50〜54は、他のスイッチング素子と同様にMOSFETにより形成されて、1〜3個のキャパシタ10〜14に充電された電圧を放電する。図41には、第3または第4のスイッチング素子40〜54を駆動するクロック置換回路56が示されている。このクロック置換回路56は、第2のスイッチング素子30〜34へのクロックを制御信号Ci1(Co1),Ci2(Co2)に基づいて置換して第3または第4のスイッチング素子40〜54に供給するクロック生成回路である。図42には、制御信号C i1 (C o1 ),C i2 (C o2 )の設定値が示されている。図39に戻って、出力端子2−2には、平均化用キャパシタ(Co)60が接続されて、第4のスイッチング素子50〜54からの出力を平均化した出力電圧V2を負荷RLに供給する。
【0005】
このような構成において、まず、第1および第2のスイッチング素子20〜34を図40に示すように、それぞれ互いに重なり合わない3相のクロックにより制御する。その際、第1のスイッチング素子20〜24は、第2のスイッチング素子30〜34へのクロックφg1〜φg3を反転したクロックφr1〜φr3により制御される。これにより、ループ回路Lにおいて、第1のスイッチング素子20〜24が2個づつオンとなり、電荷転送用キャパシタ10〜14がC1C2C3、C2C3C1、C3C1C2と順次3個直列になって、その左端が第2のスイッチング素子30〜34により接地される。
【0006】
次に、第3のスイッチング素子40〜44がクロック置換回路56からのクロックφi1〜φi3により制御されると、キャパシタ10〜14が順次充電される。たとえば、第3のスイッチング素子40〜44へのクロックφi1〜φi3が第2のスイッチング素子30〜34へのクロックφg1〜φg3と等しいときには、電荷転送用キャパシタ10〜14のうち1個づつ入力電圧V1が順次印加される。第2のクロックφg1〜φg3よりTc/3遅れた場合には、キャパシタ10〜14のうち2個づつ入力電圧V1が順次印加される。一般的に、電荷転送用キャパシタの数がn個の場合、第3のスイッチング素子40〜44へのクロックφ ij (j=1,2,...,n)が第2のスイッチング素子30〜34へのクロックφgjより(r−1)・Tc/nだけ遅れた場合には、キャパシタr個毎に入力電圧V1が順次印加される。したがって、各キャパシタ10〜14は、V1/rまで充電される。
【0007】
次に、第4のスイッチング素子50〜54がクロック置換回路56からのクロックφo1〜φo3により駆動されると、キャパシタ10〜14のうちいくつかが出力端子2−2に接続されて、その接続されたキャパシタ10〜14から充電された電圧が放電される。この場合、第3のスイッチング素子40〜44へのクロックφijと同様に、第4のスイッチング素子50〜54へのクロックφojが第2のスイッチング素子30〜34へのクロックφgjより(s−1)・Tc/nだけが遅れると、s個のキャパシタ10〜14が出力端子2−2に直列に接続される。この結果、出力端子2−2には、(s/r)・V1の出力電圧V2が供給される。図44には、電荷転送用キャパシタの数が3個の場合の昇降圧比Avjが小さい順に示されている。同図において、j=8の場合は、出力側は開放(V2=0)にするが、入力側はr=1に設定して、3個の電荷転送用キャパシタ10〜14には充電しておき、瞬時に出力電圧V2を供給できるようにしておく。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の技術では、第1〜第4のスイッチング素子20〜54をオン抵抗の低いMOSFETにより形成することができるので、高速かつ小型軽量で高効率の電源回路を形成することができる。この場合、チップ面積が同じであれば、nチャネルMOSFETはpチャネルMOSFETに比べ約半分のオン抵抗であるので、スイッチング素子20〜54をnチャネルMOSFETにより形成すると有利である。しかしながら、nチャネルMOSFETは閾値電圧より十分高いゲートソース間電圧により制御しないと、低いオン抵抗が得られなかった。このため、降圧形の電源装置では問題ないが、昇圧形の電源装置では、出力端子2−2に接続される第4のスイッチング素子50〜54のゲートを駆動する電源電圧を得るため、補助電源を付加しなければならないという問題があった。また、たとえばハイサイドMOSFETドライバ(たとえばIRF2110等)を用いたり、ブートストラップ回路等により、回路中最も高くなるソース電位よりさらに数V高い電圧を得るなどの方法をとることが考えられる。しかし、より少ないチップ面積で集積化を達成するためには、これらの方法は有利ではなかった。
【0009】
また、上述した従来の技術では、回路構成を変えることなく、第3および第4のスイッチング素子40〜54を制御するクロックのパターンを変えることで、電荷転送用キャパシタ10〜14への充電数rおよび放電数sを自在に変更してその出力電圧V2を所望の昇降圧比(s/r)V1に変更することができる。たとえば、図43には、変成比r:sの理想変成器と出力抵抗Roの縦続接続で表わされる上記装置の等価回路が示されている。この図において、出力抵抗Roは各スイッチング素子のオン抵抗をRon、電荷転送用キャパシタ10〜14の容量をCとすると、Ro=Kon・Ron+Ksc/(C・fc)により表わされる。この式において最初の項はスイッチング素子のオン抵抗による出力抵抗であり、第2項はキャパシタの充放電に基づくSC抵抗である。KonとKscは回路構成によるrとsで決まる係数であり、fcはクロック周波数である。この場合、出力電圧V2が所望の電圧(設定電圧)V2nに安定化されている状態で、入力電圧V1が増加したり、負荷電流が減少した場合には、そのままでは出力電圧V2が増加するので、たとえば、オン抵抗制御回路または周波数制御回路によって上式の出力抵抗Roを増加させ、出力電圧V2の増加を抑制する方法が考えられる。しかしながら、昇降圧比Avj(=s/r)を1段低くしても、得たい出力電圧V2n以上の電圧が得られるのであれば、1段低い昇降圧比にした方が損失が減り効率が改善される。ただし、1段低い昇降圧比にして出力電圧V2が所望の電圧V2nより一瞬でも低下することは、電源として許されない。上述した従来の技術では、一旦、設定した昇降圧比を変える手段がなく、また出力電圧を監視してその昇降圧比を制御する手段がなかった。
【0010】
本発明は、上記のような課題に鑑みてなされたものであり、少ないチップ面積により回路を構成することができるスイッチトキャパシタ電源装置およびそのスイッチ駆動回路を提供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、所望の値の出力電圧を低損失かつ高効率に切り換えることができるスイッチトキャパシタ電源装置およびその昇降圧比切換制御方法を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置は上述の課題を解決するために、所定の入力電圧を複数のスイッチング手段を介して複数のキャパシタに充放電して、その昇降圧した所望の出力電圧を得るスイッチトキャパシタ電源装置において、少なくとも、複数の電荷転送用キャパシタ(10〜14)と複数の第1のスイッチング手段(20〜24)がリング状に形成され、その電荷転送用キャパシタの一方に該キャパシタを接地する第2のスイッチング手段(30〜34)が接続され、さらに、電荷転送用キャパシタの他方に入力電圧を印加する複数の第3のスイッチング手段(40〜44)と電荷転送用キャパシタの充電電圧を放電して出力する複数の第4のスイッチング手段(50〜54)が接続され、該第4のスイッチング手段に放電電圧を平均化して負荷(RL)に供給する出力キャパシタ(60)が接続されて形成されたメイン回路(100)と、メイン回路とほぼ同様に形成されて、それぞれのキャパシタおよびスイッチング手段がメイン回路のそれぞれの素子の(1/α)倍のチップ面積に形成されたサブ回路であってメイン回路の出力電圧の設定をあらかじめモニタするためのサブ回路(200)と、メイン回路およびサブ回路のそれぞれ第1ないし第4のスイッチング手段を制御してメイン回路の出力電圧を所望の値に制御する制御手段であって、あらかじめ前記サブ回路のスイッチング手段を制御して前記メイン回路の現出力電圧値より1段低い電圧値を出力させて、その結果に基づいてメイン回路の出力電圧を所望の電圧値以上の所定の電圧値より1段低い出力電圧にするか否かを判定しつつメイン回路のスイッチング手段を制御する制御手段(400)とを含むことを特徴とする。
【0012】
この場合、制御手段は、メイン回路の出力電圧が上昇中であるか、下降中であるか、または定常状態であるか否かを所定の間隔にてサンプルホールドして、その状態を判定する定常状態判定手段(408)を含むとよい。
【0013】
さらに、制御手段は、入力電圧に基づいて基準電圧を発生する基準電圧発生手段(462)と、その基準電圧に基づいてメイン回路の出力電圧とサブ回路の出力電圧が所望の値以上であるか否かを比較する比較手段(468,470)とを含むとよい。
【0014】
また、定常状態判定手段と比較手段のそれぞれの結果に基づいてメイン回路またはサブ回路の出力電圧を1段上げるか下げるかを表わすカウント信号を出力する入力設定手段(410)を含むとよい。
【0015】
さらに、入力設定手段からのカウント信号を所定のクロックに基づいてカウントするカウンタ(412)を含むとよい。
【0016】
また、制御手段は、カウンタのカウント結果に基づいてメイン回路およびサブ回路の第3または第4のスイッチング手段を制御する制御信号を設定する制御信号設定手段(414)を含むとよい。
【0017】
さらに、サブ回路は、メイン回路と同様の制御により同様の出力電圧を得るように、メイン回路の出力電圧の変動に応じて負荷抵抗の値を調整自在な負荷抵抗調整手段(210)を含むとよい。
【0018】
この場合、サブ回路の負荷抵抗(R LS )は、その出力に直列に接続された第1のスイッチング手段(202)と、出力に並列に接続された第2のスイッチング手段(206)と、出力に並列に接続されたキャパシタ(204)とを含むスイッチトキャパシタ(SC)抵抗により形成されていると有利である。
【0019】
有利には、負荷抵抗調整手段(210)は、メイン回路の出力電圧とサブ回路の出力電圧とを比較する比較手段(214)と、その結果をサンプルホールドするサンプル手段(216)と、サンプル手段の出力に基づいて電圧−周波数変換したクロックを負荷抵抗の第1および第2のスイッチング手段に供給する電圧−周波数変換手段(218)とを含むとよい。
【0020】
一方、本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置は、所定の入力電圧を複数のスイッチング手段を介して複数のキャパシタに充放電して、その昇降圧した所望の出力電圧を得るスイッチトキャパシタ電源装置において、複数の電荷転送用キャパシタ(10〜14)と、電荷転送用キャパシタに交互に直列に接続されてループ回路を形成し、そのループ回路における電荷用キャパシタの接続順序を切り替える複数の第1のスイッチング手段(20〜24)と、電荷転送用キャパシタの一方に接続されて、それぞれのキャパシタを接地自在に制御する第2のスイッチング手段(30〜34)と、電荷転送用キャパシタの他方に接続されて、入力電圧を印加自在に制御する複数の第3のスイッチング手段(40〜44)と、電荷転送用キャパシタの他方に接続されて、該キャパシタの充電電圧を放電自在に制御する複数の第4のスイッチング手段(50〜54)と、第4のスイッチング手段からの放電電圧を平均化して負荷に供給する第1の出力キャパシタ(60)とを含み、さらに、入力電圧およびそれぞれの電荷転送用キャパシタの出力電圧を検出する複数のダイオード(70〜76)と、電荷転送用キャパシタの一方側に入力電圧を接続して、第2のスイッチング手段の切換の間にダイオードとキャパシタを入力電圧に直列に接続する第5のスイッチング手段(80〜84)と、ダイオードの出力を平均化して出力する第2の出力キャパシタ(90)とを有する最大電圧出力手段(102)を含むことを特徴とする。
【0021】
また、本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置は、最大電圧出力手段からの出力電圧を受けて、第1〜第4のスイッチング手段をそれぞれ駆動する複数のスイッチ駆動回路(302〜308)を含むとよい。
【0022】
この場合、第1ないし第3のスイッチング手段をそれぞれ駆動するスイッチ駆動回路(302,306)は、入力電圧に基づいて駆動クロックを反転増幅する第1のインバータ(310)と、第1のインバータの出力をレベルシフトするクランパ(318)と、クランパの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第2のインバータ(312)と、第2のインバータの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第3のインバータ(314)と、第3のインバータの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅して第1ないし第3のスイッチング手段に供給する第4のインバータ(316)とを含むとよい。
【0023】
また、第4のスイッチング手段を駆動するスイッチ駆動回路は、入力電圧に基づいて駆動クロックを反転増幅する第1のインバータ(320)と、第1のインバータの出力をレベルシフトするクランパ(328)と、クランパの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第2のインバータ(322)と、第2のインバータの出力を前記最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第3のインバータ(324)と、第3のインバータの出力を回路のオン抵抗値に基づいてレベル制御するレベル制御手段(330)と、レベル制御手段の出力に基づいて第3のインバータの出力を反転増幅して前記第1ないし第3のスイッチング手段に供給する第4のインバータ(326)とを含むとよい。
【0024】
有利には、レベル制御手段(330)には、入力電圧と出力電圧を誤差増幅した値に基づいてオン抵抗制御するオン抵抗制御手段(340)が接続されているとよい。
【0025】
また、本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置は、所定のクロックを発生するマルチバイブレータ(402)と、そのクロックを分周しつつそれぞれのクロックを所定の期間遅延してクロック間に所定の間隔を形成するクロック間隔生成手段(454)と、マルチブレータからのクロックを所定回数カウントしてn倍のクロックを生成するn進カウンタ(456)と、n進カウンタからのクロックとクロック間隔生成手段からのクロックに基づいて第1のスイッチング手段に供給するn相クロックを生成して出力する出力回路(458)とを含むクロック生成回路を有するとよい。
【0026】
この場合、クロック生成回路は、マルチバイブレータからクロック間隔生成手段およびn進カウンタへのクロックを所定のスタンバイ信号により停止するスタンバイ機能(450)を含むと有利である。
【0027】
他方、本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置における昇降圧切換制御方法は、複数のスイッチング手段の制御により、複数のキャパシタのうちr個のキャパシタに充電し、s個のキャパシタから放電して入力電圧の(s/r)倍の出力電圧を得るメイン回路と、メイン回路とほぼ同様に構成されて、そのキャパシタおよびスイッチング手段がメイン回路のそれぞれの素子の(1/α)倍のチップ面積に形成されたサブ回路とを用意し、メイン回路の出力電圧を制御する際に、あらかじめサブ回路のスイッチング手段を制御してメイン回路の現出力電圧値より1段低い電圧値を出力させて、その結果に基づいてメイン回路の出力電圧を所望の電圧値以上の所定の電圧値より1段低い出力電圧にするか否かを判定しつつメイン回路のスイッチング手段を制御することを特徴とする。
【0028】
この場合、サブ回路の出力電圧の値に基づいてメイン回路を制御する際に、メイン回路の出力電圧が上昇中であるか、下降中であるかまたは定常状態であるかを所定の間隔によりサンプルホールドして、その状態を判定しつつメイン回路を制御するとよい。
【0029】
さらに、入力電圧に基づいて基準電圧を発生し、その基準電圧に基づいてメイン回路の出力電圧とサブ回路の出力電圧が所望の電圧値以上であるか否かを比較しつつメイン回路を制御するとよい。
【0030】
有利には、定常状態判定およびメイン回路とサブ回路の出力比較に基づいてメイン回路またはサブ回路の出力電圧を1段下げるか、または上げるか否かを決定するとよい。
【0031】
また、本発明による昇降圧比切換制御方法は、サブ回路の出力電圧を得る際に、メイン回路の負荷の変動に応じて、サブ回路の負荷を調整するとさらに有利である。
【0032】
【発明の実施の形態】
次に、添付図面を参照して本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置およびその昇降圧比切換制御方法ならびにスイッチ駆動回路の実施の形態を詳細に説明する。図1には、本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の一実施形態が示されている。本実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置は、所定の入力電圧V1をメイン回路100のスイッチトキャパシタ回路を通して所望の出力電圧V2に昇降圧して負荷RLに供給する電源装置であり、本実施形態では、たとえば図2に示すように、本実施形態特有のリング型回路により所望の出力電圧を得るスイッチトキャパシタ回路が有効に適用されている。特に、本実施形態ではメイン回路100と同様の構成のサブ回路200を設け、あらかじめ、サブ回路200を制御してその出力電圧をモニタしつつ、メイン回路100の出力電圧を所望の電圧値以上の値に制御する制御回路400を含む点が主な特徴点である。
【0033】
すなわち、本実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置は、図1に示すように、メイン回路100と、サブ回路200と、スイッチ駆動部300と、制御部400とを含む。メイン回路100は、バッテリ等の直流電源から受けた入力電圧V1を昇降圧して、負荷RLに所望の出力電圧V2を供給する主要回路であり、本実施形態では、図2に示すように、3倍昇降圧の場合を例に挙げて説明する。なお、図2において、図39と同様の部分には同符号を付してその説明は簡略化する。本実施形態のメイン回路100において、図39に示すものと異なる点は、ダイオード(D0〜D3)70〜76と、第5のスイッチング素子(φm1〜φm3)80〜84と、平滑用キャパシタ(Cmax )90とを含む最大電圧出力(VMAX)回路102が形成されている点である。最大電圧出力回路102は入力電圧V1と電荷転送用キャパシタ10〜14から回路の最大電圧を取り出してスイッチ駆動部300に供給する電源供給回路である。より具体的には、第1のダイオード70は、入力端子1に接続されて、その入力電圧V1を平滑用キャパシタ90に供給する。第2〜第4のダイオード72〜76は、それぞれ第4のスイッチング素子(φo1〜φo3)50〜54とともに電荷転送用キャパシタ(C1〜C3)10〜14の他方側にそれぞれ共通接続されてキャパシタ10〜14の充電電圧を検出して平滑用キャパシタ90に供給する。本実施形態では、第5のスイッチング素子80〜84の制御により、ダイオード70〜76の合成出力(4V1−Vf)が最大電圧Vmax として平滑用キャパシタ90に供給される。この場合、Vfは、それぞれのダイオード70〜76の障壁電圧である。第5のスイッチング素子80〜84は、入力端子1と電荷転送用キャパシタ10〜14の一方側との間に接続されて、第2のスイッチング素子(φg1〜φg3)30〜34のスイッチ切換の間に入力端子1と電荷転送用キャパシタ10〜14を直列に接続するパワースイッチである。平滑用キャパシタ90は、ダイオード70〜76の検出出力を平滑して、最大電圧Vmax をスイッチ駆動回路300に供給する第2の出力キャパシタである。
【0034】
図1に戻って、サブ回路200は、メイン回路100の最大電圧回路102を除くその主要部と同様に構成されて、そのキャパシタとスイッチング素子がメイン回路100のそれぞれの素子の1/α(α=100〜1000)倍のチップ面積に形成された回路であり、本実施形態では、メイン回路100の昇降圧比Avjを決定する際にあらかじめその昇降圧比より1段下げた出力電圧に制御されてモニタされるモニタ回路である。図3にはサブ回路200の構成例が示されている。この図において、図2と同様の部分には同符号が付されており、その制御値が異なる部分にはその制御値に添字sが付されている。特に、本実施形態では、メイン回路100と同様に昇降圧比を設定した際に、メイン回路100での出力電圧V2と出力電圧V2sが同様の値になるように負荷抵抗RLSが調整自在に形成されている。より詳しくは、たとえば、図4および図5に示すように、出力端子2sに直列に接続された第6のスイッチング素子(φLs)202と、出力端子2sに並列に接続されたキャパシタ(CLs)204と、そのキャパシタ204に並列に接続された第7のスイッチング素子( ̄φLs)206とを含むスイッチトキャパシタ(SC)抵抗が有利に適用されている。第6のスイッチング素子202は、pチャネルMOSFETにより形成されて、その電源電圧にはメイン回路200からの最大電圧Vmax が供給されている。第7のスイッチング素子206は、nチャネルMOSFETにより形成されて、ゲート−ドレイン間が共通接続されて接地されている。これら第6および第7のスイッチング素子202,206は、それぞれ図6に示す互いに重なり合わない2相クロックφLS, ̄φLSにより制御される。2相クロックφLS, ̄φLSは、図7に示す負荷調整回路210により生成される。
【0035】
図7において負荷調整回路210は、メイン回路100の出力電圧V2とサブ回路の出力電圧V2sをそれぞれ抵抗分圧して入力する分圧回路212と、その結果を誤差増幅する誤差増幅器214と、誤差増幅した電圧をサンプルホールドするSH回路216と、その結果を電圧−周波数(V−F)変換する変換器218とを含む。さらに、V−F変換器218は、たとえば図8に示すように、SH回路216の出力を積分して三角波を形成する積分回路220と、その結果を2個の演算増幅器により高レベルおよび低レベルを検出するコンパレータ222と、その結果に基づいてクロックφLS, ̄φLSを生成するJ−Kフリップフロップ224とを含む。その結果のクロックφLS, ̄φLSは、それぞれ図9および図10に示すスイッチ駆動回路230,232を介して第6または第7のスイッチング素子202,206に供給される。第6のスイッチング素子202を駆動するスイッチ駆動回路230は、遅延回路242と、インバータ244と、レベル変換回路246とを含む。特に、レベル変換回路246は、その最終段のインバータ248によりクロック ̄φLsの高レベルをVmax まで上昇させて、pチャネルMOSFETにより形成された第6のスイッチング素子202に供給する。第7のスイッチング素子206を駆動するスイッチ駆動回路232は、遅延回路252と、インバータ254とを含む回路により形成されている。
【0036】
図1に戻って、スイッチ駆動部300は、メイン回路100およびサブ回路200の第1〜第5のスイッチング素子20〜84をそれぞれ駆動する部位であり、本実施形態では、メイン回路100の第1〜第3のスイッチング素子20〜44および第5のスイッチング素子80〜84をそれぞれ駆動する第1のスイッチ駆動回路302と、メイン回路100の第4のスイッチング素子50〜54を駆動する第2のスイッチ駆動回路304と、サブ回路200の第1〜第3のスイッチング素子20〜44を駆動する第3のスイッチ駆動回路306と、サブ回路200の第4のスイッチング素子50〜54を駆動する第4のスイッチ駆動回路306とを含む。第1のスイッチ駆動回路302と第3のスイッチ駆動回路306は、同様の構成により形成されて、それぞれ図11に示すように、第1〜第4のインバータ310〜316と、クランパ318とを含む。第1のインバータ310は、第4のスイッチング素子50〜54を除く各スイッチング素子20〜84をそれぞれ制御するクロックφg1〜φm3を受けて反転増幅する回路であり、本実施形態では、その電源電圧VDDとして入力電圧V1が供給される。クランパ318は、第1のインバータ310の出力を最大電圧Vmax にレベルシフトする回路であり、コンデンサCpと、ダイオードDpと、抵抗Rpとを含む。第2のインバータ312は、クランパ318によりレベルシフトされた第1のインバータ310の出力を反転増幅する回路であり、その電源電圧として最大電圧出力回路102からの最大電圧Vmax が供給されている。第3のインバータ314は、第2のインバータ312の出力をさらに最大電圧Vmax に基づいて反転増幅する回路である。第4のインバータ316は、第3のインバータ314の出力をさらに最大電圧Vmax に基づいて反転増幅する回路であり、本実施形態では、その出力を各スイッチング素子20〜84に供給するバッファ回路である。図12には、それぞれの部位の出力波形が示されている。第1または第3のスイッチ駆動回路302,306は、第1〜第3および第5のスイッチング素子20〜44,80〜84の駆動のため、メイン回路100に4×3個用意され、サブ回路200の第3のスイッチング素子40〜44用に3個用意される。サブ回路200の第1および第2のスイッチング素子20〜34への駆動回路は、メイン回路100の第1および第2のスイッチング素子20〜34と共通に第1のスイッチ駆動回路302が適用されている。それぞれの駆動回路302,306を集積する場合、最終段のインバータ316を除き、それぞれのインバータのチャネル幅Wnは、ロジック用のMOSFETの場合と同程度で形成される。ただし、pチャネルのオン抵抗は、nチャネルの2倍であるのでWp=2Wnとなる。メイン回路100のスイッチを駆動する最終段のインバータ316は、たとえばゲートフィンガ構造にして複数個並列にすると有利である。さらに、それぞれの駆動回路302,306は、メイン回路100またはサブ回路200のそれぞれのスイッチング素子へのその抵抗分の影響を少なくするため、それぞれのスイッチング素子に近接して配置するとよい。
【0037】
次に、図13および図14には、メイン回路100およびサブ回路200のそれぞれ第4のスイッチング素子50〜54を駆動する第2および第4のスイッチ駆動回路304,308が示されている。このスイッチ駆動回路304(308)は、第1〜第4のインバータ320〜326と、クランパ328と、レベル調整回路330とを含む。第1のインバータ320は、入力電圧V1を電源電圧VDDとしてクロックφo1〜φo3(φso1 〜φso3 )を反転増幅する入力回路である。クランパ328は、第1のインバータ320の出力をレベルシフトする回路である。第2のインバータ322は、クランパ328によりレベルシフトされた第1のインバータ320の出力を最大電圧Vmax に基づいて反転増幅する回路である。第3のインバータ324は、第2のインバータ322の出力をさらに最大電圧Vmax に基づいて反転増幅する。レベル調整回路330は、第3のインバータ324からの出力をオン抵抗制御電圧Vcon によりそのクロックの低レベルを零電圧より上げて出力する回路である。オン抵抗制御電圧Vcon は、図16に示すオン抵抗制御回路340により生成される。すなわち、オン抵抗制御回路340は、入力電圧V1を分圧して基準電圧とする基準電圧生成回路342と、出力電圧V2を分圧する分圧回路344と、それらの分圧した電圧を誤差増幅する誤差増幅回路346とを含む。図13に戻って、第4のインバータ326は、レベル調整された第3のインバータ324の出力を最大電圧に基づいて反転増幅する回路であり、本実施形態では、スイッチング素子50〜54へのバッファ回路である。図15には、第2および第3のスイッチ駆動回路304,308の各部の波形が示されている。
【0038】
再び、図1に戻って、制御部400は、メイン回路100およびサブ回路200のそれぞれのスイッチング素子20〜84を制御するクロックφ1〜φm3を生成して、第1〜第4のスイッチ駆動回路302〜308に供給するクロック供給回路であり、同図に示すように、無安定マルチバブレータ402を含むクロック発生回路404と、基準電圧発生回路406と、定常状態判断回路408と、カウンタ入力設定回路410と、カウンタ412と、制御信号設定回路414と、第1〜第4のクロック置換回路418〜424と、上記オン抵抗制御回路340とを含む。クロック発生回路404は、第1、第2および第5のスイッチング素子20〜34,80〜84へのクロックφg1〜φm3を生成する回路であり、本実施形態では、たとえば、図17に示すスタンバイ機能付きのクロック発生回路が有利に適用されている。このクロック発生回路404は、無安定マルチバイブレータ402と、スタンバイ信号入力450と、外部クロック入力452と、デッドタイム生成回路454と、3進カウンタ456と、出力回路458とを含む。無安定マルチバイブレータ402は、複数のインバータと帰還回路により所定のタイミングにてクロックφoを生成する回路である。マルチバイブレータ402の出力φoは、外部クロック入力452を介してデッドタイム生成回路454に供給される。外部クロック入力452は、外部から供給されるクロックまたはマルチバイブレータ402からのクロックを選択する選択回路を含む。選択されたクロックはデッドタイム生成回路454に供給される。デッドタイム生成回路454は、複数の遅延回路と、分周回路により、クロックに所定の間隔Tmを空けて出力する。より具体的には、第1の遅延回路(Rd1,Cd1)により遅延されたφodと、2分周されたφoff と、その分周出力をさらに第2、第3の遅延回路により遅延したφoffd1 、φoffd2 とを生成する。一方、3進カウンタ456は、2個のJ−Kフリップフロップによりクロックφoの立ち上がりを検出して3相クロックφr1〜φr3を生成する。3進カウンタ456の出力とデッドタイム生成回路454の出力は、出力回路458に供給される。出力回路458は、3進カウンタ456の出力とデッドタイム生成回路454の出力を複数のANDゲートとDフリップフロップにより積算および遅延させて、第1のスイッチング素子20〜24へのクロックφr1〜φr3と、第2のスイッチング素子30〜34へのクロックφg1〜φg3と、第5のスイッチング素子80〜84へのクロックφm1〜φm3を生成して、それらのスイッチ駆動回路302、304に供給する。スタンバイ信号φsto は、反転回路により反転されてANDゲートに供給され、それぞれのクロックφr1〜φm3を停止させる。図18には、クロック発生回路404の各部の波形が示されている。
【0039】
他方、基準電圧発生回路406は、入力電圧V1に基づいて基準電圧を発生しその基準電圧に対してメイン回路100とサブ回路200の出力電圧V2,V2sがいずれの状態であるかを検出して昇降圧比制御の判定に用いる電圧検出回路である。より具体的には、図19に示すように、基準電圧発生部462と、第1および第2の分圧部464,466と、第1および第2の比較部468,470とを含む。基準電圧発生部462は、ツェナーダイオードZDを含み、安定化した基準電圧V2nを発生する。基準電圧V2nは、第1および第2の比較部468,470ならびにオン抵抗制御回路430に供給される。第1の分圧部464は、メイン回路100の出力電圧V2を分圧する回路であり、一旦バッファ増幅器を介して第1の比較部468に供給される。第2の分圧部466は、バッファ増幅器を通したサブ回路200の出力電圧V2sを抵抗分圧する部位である。分圧出力は第2の比較部470に供給される。第1の比較部468は、基準電圧V2nを反転入力に受け、分圧したメイン回路100の出力電圧V2を非反転入力に受けて、出力電圧V2が基準電圧V2nより高い場合に”1”を出力するコンパレータである。その比較結果φ2nは、カウンタ入力設定回路410に供給される。第2の比較部470は、第1の比較部468と同様に、基準電圧V2nを反転入力に受け、分圧したサブ回路200の出力電圧V2sを非反転入力に受けて、出力電圧V2sが基準電圧V2nより高い場合に”1”を出力するコンパレータである。その比較結果φ2sn は、カウンタ入力設定回路410に供給される。
【0040】
一方、定常状態判断回路408は、メイン回路100の出力電圧V2が増加中であるか、減少中であるかまたは定常状態であるかを判定する判定回路であり、本実施形態では、図20に示すように、分周回路482と、バッファ回路484と、サンプルホールド回路486と、微分回路488と、出力回路490とを含む。分周回路482は、第2のスイッチング素子30〜34へのクロックφg1〜φg3を分周してその奇数番目φoと偶数番目φeを検出する検出回路である。バッファ回路484は、基準電圧発生回路406からの分圧したメイン回路100の出力電圧V2をバッファリングする回路である。その出力は、サンプルホールド回路486に供給される。サンプルホールド回路486は、バッファ回路484からの出力電圧V2を分周回路482により検出した奇数番目φoと偶数番目φeにてサンプリングする回路である。サンプリングした出力電圧V2は、コンパレータ492により比較されて、その結果が微分回路488と出力回路490に供給される。微分回路488は、コンパレータ492の出力の変化を微分して出力回路490に供給する。出力回路490は、3個のフリップフロップ494〜498を含み、第1のフリップフロップ494により、増加または減少の出力結果φst1 を生成して、第2および第3のフリップフロップ496,498により定常状態の出力結果φst2 を出力する。図21および図22には、出力電圧V2が増加または減少している場合と、定常状態になる場合の各部の波形が示されている。判定結果φst1,φst2 は、それぞれカウンタ入力設定回路410に供給される。図23には、分周回路482の出力と、昇降圧比の設定およびサブ回路のオン抵抗制御の関係が示されている。
【0041】
カウンタ入力設定回路410は、基準電圧発生回路406の比較結果φ2n, φ 2sn および定常状態判断回路408の判定結果φst1,φst2 に基づいて昇降圧比Avjを1段下げるか上げるかを表わすアップダウン信号φup,φdownを生成する信号生成回路であり、本実施形態では、図24に示すように、複数のロジックによりそれぞれの結果を論理演算して信号φup,φdownをアップダウンカウンタ412に供給する。図24には、それぞれの比較判定結果から得られるアップダウン信号の組み合わせが示されている。
【0042】
アップダウンカウンタ412は、カウンタ入力設定回路410からのアップダウン信号φst1,φst2 を所定のクロックφclock に基づいてカウントして、状態を表わす3ビットの出力y1〜y3を生成する状態信号生成回路である。本実施形態では、たとえば図25に示すように、複数の論理回路と3個のJ−Kフリップフロップに形成されて、φclock に応動して状態信号y1〜y3を出力する。図26には、アップダウンカウンタ412の各部の波形が示されている。状態信号y1〜y3は、制御信号設定回路414,414に供給される。
【0043】
制御信号設定回路414は、カウンタ出力y1〜y3に基づいてメイン回路100とサブ回路200のそれぞれ第3および第4のスイッチング素子40〜54へのクロックφi1〜φo3を決定するそれぞれ2ビットの制御信号Ci1〜Co2s を生成する信号生成回路であり、本実施形態では、図26に示すように、複数の論理回路により形成されている。詳しくは、昇降圧比Avjと制御信号φi1〜φo2の設定は、図27に示すように表わされる。さらに、カウンタ出力y1〜y3と制御信号φi1〜φo2の設定は、図28に示すように表わされる。この図から、それぞれの制御信号φi1〜φo2は、以下の各式(1)〜(4)により表わされる。
Ci1= ̄y1・ ̄y2+ ̄y2・ ̄y3+ ̄y3・ ̄y1 (1)
Ci2=y1+y3 (2)
Co1=y1・ ̄y2+y2・ ̄y3 (3)
Co1= ̄y1+ ̄y2・y3 (4)
同様に、サブ回路200の第3および第4のスイッチング素子40〜54のクロックを決定する制御信号Ci1s 〜Co2s は、以下の各式(5)〜(8)により表わされる。
Ci1= ̄y1+ ̄y2・ ̄y3=Co2 (5)
Ci2=y1+y2・ ̄y3 (6)
Co1=y1・y2+y2・y3+y3・y1= ̄Ci1 (7)
Co1= ̄y1+ ̄y3 (8)
したがって、上記各式(1)〜(8)から図26に示す制御信号設定回路414の論理回路が求められる。この場合、サブ回路200への制御信号を生成するクロックφsHは、その値が”1”のときメイン回路100と同じ昇降圧比に設定されて、”0”のとき昇降圧比をメイン回路100より1段下げた状態とする。制御信号φi1〜φo2s は、それぞれのクロック置換回路418〜424に供給される。
【0044】
クロック置換回路418〜424は、図29に示すように、第2のスイッチング素子30〜34へのクロックφg1〜φg3をそれぞれ制御信号Ci1〜Co2s により置換して出力する回路であり、複数の論理回路により形成されて第2または第4のスイッチ駆動回路304,308に供給される。図30には、制御信号Ci1,Ci2とキャパシタ数r,s の値が示されている。
【0045】
次に、本発明による昇降圧比切換制御方法を上記スイッチトキャパシタ電源装置の動作とともに説明する。図31を参照すると、まず、ステップS10において、電源をオンとすると、制御部400は、メイン回路100とサブ回路200の出力電圧V2,V2sが同じ値となるように、クロックφg1〜φm3をスイッチ駆動回路302〜308に送る。次に、ステップS12において、制御部4 00はメイン回路100とサブ回路の出力電圧V2,V2sを検出して、その値が同じ値であるか否かを検出して、その値が同じ値になるように、サブ回路200の負荷抵抗Rlsを設定する。すなわち、オン抵抗制御回路340が起動されて、サブ回路100の出力端子2に接続されたスイッチング素子202,20 6にそれぞれクロックφls, ̄φlsが供給されて、それらの抵抗値が調整される。この際、クロックφlsの周波数をflsとすると、負荷抵抗Rlsは、次式(9)により表わされる。
Rls=1/(Cls・fls) (9)
クロック周波数flsは、図8に示すV−F変換器218により生成される。この際、図7において、分圧した出力電圧^V2,^V2sを入力した誤差増幅器214の出力Vfbは、その帰還抵抗Rfb2 が十分大きいとして無視すると、次式(10)により表わされる。
Vfb=^V2s+{1/(Cfb・Rfb)}∫(^V2s−^V2 )dt (10)
上式(10)において、^V2と^V2sは、抵抗分圧した電圧であるので、次式(11)、(12)に表わすように同じ係数kvにする。
^V2={Rv2/(Rv2+R’v2)}V2=Kv・V2 (11)
^V2s={Rvs/(Rvs+R’vs)}V2s=Kv・V2s (12)
式(11)、(12)を式(10)に代入すると、Vfbは、次式(13)のように表わされる。
Vfb=[V2s+{1/(Cfb・Rfb)}∫(V2s−V2 )dt]・Kv (13)たとえば、V2s>V2とすると、Vfb(=Vsh)は、次第に増加する。これにより、V−F変換器218の発振周波数flsは増加し、上式(13)によりサブ回路の負荷抵抗Rlsは小さくなる。この結果、サブ回路200の出力電圧V2sは低下し、メイン回路の出力電圧V2に近づく。V2s<V2の場合は反対の動作によりV2sは増加する。したがって、定常時にはV2s=V2となるようにサブ回路200の負荷抵抗Rlsが調整される。外付のキャパシタを接続して、メイン回路のキャパシタが変化したり、温度上昇でスイッチング素子のオン抵抗が変化して、αが変わってもV2s=V2となるように、サブ回路200の負荷抵抗Rlsが調整される。
【0046】
図31に戻って、ステップS12において負荷抵抗Rlsが調整されると、ステップS14に進む。ステップS14では、制御回路400はサブ回路200の昇降圧比Avsを1段下げる。この際、加えるクロックの高レベルは最大電圧Vmax にして、スイッチング素子のオン抵抗を最少にする。次いで、ステップS16に進み、メイン回路100の昇降圧比Avjを1段下げるか否かを判断する。たとえば、図32には、メイン回路100の出力電圧V2と昇降圧比Avjを1段低くしたサブ回路の出力電圧V2sの組み合わせが示されている。この図において、丸1は両出力電圧とも設定電圧V2nより低い場合を示し、丸3は両出力電圧とも設定電圧V2nを越えている場合を示す。丸2はV2sとV2の間に設定電圧V2nがくる場合である。なお、丸4は通常では起こらない組み合わせである。次に、図33には、昇降圧比Avjの変更条件が示されている。この図に示すように、電圧の大小関係だけでなく、出力電圧V2が増加中であるか、減少中であるかを定常状態判断回路408により判定する。つまり、図35に示すように、ステップS20において、電源をオンとすると、ステップS22において変数Steady を1とする。次いで、ステップS24において、現時点の出力電圧V2(nt)と1周期前の出力電圧V2(nt −t)とを比較する。つまり、図34に示すように、現時点の出力が1周期前の出力より高い場合には増加とし、同じであれば定常状態とし、低ければ減少中であるとみなす。これにより、減少中であれば図35のステップS26に移り、変数Steady=−1となり、定常状態であればステップS28において、Steady=0となり、さらに、増加であればステップS30においてSteady=1とする。
【0047】
さらに、図36を参照して、その流れを説明すると、ステップS42によりオン抵抗制御回路340が常に動作している状態において、ステップS52に進んで、出力電圧V2が電圧V2nを越えると、即座に出力側スイッチング素子、つまり第4のスイッチング素子50〜54のゲートのハイレベルを下げてオン抵抗を高くして、出力電圧V2をV2nに安定化させる。Steady=0は、出力電圧がV2nに達していないことを表わし、出力電圧V2nに達すると、Steady=1となる。電源始動時は、昇降圧比Avjを最少(j=1)にして、得たい出力電圧V2nを越えるまで次第にAvjを増していく。電荷転送用キャパシタの数が3個の場合、昇降圧比Avjは3倍(j=7)までであるので、j=7の場合においても出力電圧がV2nに達しない場合には、安定化できる範囲を越えているので、Steady=0とする。サブ回路200の出力電圧V2sが増加している状態で、メイン回路100とサブ回路200の出力電圧V2,V2sがともに、V2nを越えるとメイン回路100の昇降圧比Avjを1段下げる。以下、同様に上記動作を繰り返して、メイン回路100の出力電圧V2を所望の電圧V2n以上の最も損失が少なく、効率の高い電圧値に制御する。
【0048】
以上のように本実施形態のスイッチトキャパシタ電源装置およびその昇降圧比切換制御方法ならびにスイッチ駆動回路によれば、制御部400により、あらかじめサブ回路200のスイッチング素子を制御してメイン回路100の現出力電圧値より1段低い電圧値を出力させて、その結果に基づいてメイン回路100の出力電圧V2を所望の電圧値V2n以上の所定の電圧値より1段低い出力電圧にするか否かを判定しつつメイン回路100のスイッチング素子を制御するので、メイン回路100の出力電圧V2を損失の少ない、かつ効率のよい所望の出力電圧以上の値に常時保持することができる。その際、定常状態判断回路408によりメイン回路100の出力電圧が上昇中であるか、下降中であるかまたは定常状態であるかを所定の間隔によりサンプルホールドして、その状態を判定するので、メイン回路の状態に応じた適切な昇降圧比切換を実行することができる。
【0049】
また、基準電圧発生回路406により、入力電圧V1に基づいて基準電圧を発生し、その基準電圧に基づいてメイン回路100の出力電圧V2とサブ回路200の出力電圧V2sが所望の電圧値以上であるか否かを比較するので、他の電源電圧を用いずに効率よく出力電圧の比較をすることができる。その結果、カウンタ入力設定回路410により、定常状態判定回路408と基準電圧発生回路406のそれぞれの出力に基づいてメイン回路100またはサブ回路200の昇降圧比Avjを1段下げるかまたは上げるか否かを表わすカウント信号を出力するので、ハードウェアによる迅速な入力設定をすることができる。さらに、アップダウンカウンタ412により、カウンタ入力設定回路410からのカウント信号を所定のクロックに基づいてカウントすることによって、ハードウェアにより回路の状態を迅速に表わして、制御信号設定回路414に伝達することができる。その結果、制御信号設定回路414において、カウンタ412のカウント結果に基づいてメイン回路100およびサブ回路200の第3または第4のスイッチング素子40〜54をそれぞれ制御する制御信号を効率よく設定することができる。
【0050】
一方、サブ回路200は、メイン回路100と同様の制御により同様の値の出力電圧を得るように、メイン回路100の出力電圧の変動に応じて自回路の負荷抵抗の値を調整自在な負荷抵抗調整回路を含むので、メイン回路100の負荷変動あるいは電源電圧の変動または温度変化など状況によりメイン回路100の状態が変化した場合にも効率よく昇降圧比を切り換えることができる。この場合、サブ回路200の負荷抵抗Rlsは、その出力に直列に接続されたpチャネルMOSFETによる第6のスイッチング素子202と、出力に並列に接続されたnチャネルMOSFETによる第7のスイッチング素子206と、出力に並列に接続されたキャパシタ204とを含むスイッチトキャパシタ抵抗により形成されているので、効率よく、かつ簡単に抵抗調整をすることができる。さらに、負荷抵抗調整回路は、メイン回路100の出力電圧とサブ回路200の出力電圧とを抵抗分圧した値を誤差増幅器214により比較して、その結果をサンプルホールドして、その結果に基づいて電圧−周波数変換したクロックを負荷抵抗の第6および第7のスイッチング素子202、206に供給するので、効率よく、かつ簡単に抵抗調整をすることができる。
【0051】
他方、本実施形態に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、メイン回路100に、入力電圧V1およびそれぞれの電荷転送用キャパシタ10〜14の出力電圧を検出する第1〜第4のダイオード70〜76と、電荷転送用キャパシタ10〜14の一方側に入力電圧V1を接続して、第2のスイッチング素子30〜34のクロックφg1〜φg3の間にダイオード72〜76と電荷転送用キャパシタ10〜14を入力電圧V1に直列に接続する第5のスイッチング素子80〜84と、ダイオード70〜76の出力を平均化して出力する平滑用キャパシタ90とを有する最大電圧出力回路102を設けたので、補助電源などを用いずに、負荷への供給電圧より高い駆動電圧をスイッチ駆動回路302〜308および各部に有効に供給することができる。この場合、最大電圧出力回路102からの最大出力電圧Vmax を受けて、第1〜第4のスイッチング素子20〜54をそれぞれ駆動する複数のスイッチ駆動回路を含むので、少ないチップ面積を有効に達成することができる。より具体的には、第1ないし第3のスイッチング素子20〜44を駆動するスイッチ駆動回路302,306が、入力電圧V1に基づいてクロックを反転増幅する第1のインバータ310と、第1のインバータ310の出力をレベルシフトするクランパ318と、クランパ318の出力を最大電圧出力回路102からの最大出力電圧Vmax に基づいて反転増幅する第2のインバータ312と、第2のインバータ312の出力を最大電圧出力Vmax に基づいて反転増幅する第3のインバータ314と、第3のインバータ314の出力を最大電圧出力Vmax に基づいて反転増幅して第1ないし第3のスイッチング素子に供給する第4のインバータ316とを含むので、効率のいい、かつ少ないチップ面積の駆動回路を実現することができる。また、第4のスイッチング素子50〜54を駆動するスイッチ駆動回路304,308は、入力電圧V1に基づいて駆動クロックを反転増幅する第1のインバータ320と、第1のインバータ320の出力をレベルシフトするクランパ328と、クランパ328の出力を最大電圧出力Vmax に基づいて反転増幅する第2のインバータ322と、第2のインバータ322の出力を最大電圧出力Vmax に基づいて反転増幅する第3のインバータ324と、第3のインバータ324の出力を回路のオン抵抗値に基づいてレベル制御するレベル調整回路330と、レベル調整回路330の出力に基づいて第3のインバータ324の出力を反転増幅して第4のスイッチング素子に供給する第4のインバータ326とを含むので、効率のいい、かつ少ないチップ面積の駆動回路を実現することができる。特に、レベル調整回路330にVcon を供給するオン抵抗制御回路340は、メイン回路100の現出力電圧と1周期前の出力電圧を誤差増幅した値に基づいてオン抵抗制御するので、出力電圧の変化に対して有効に対応することができる。
【0052】
さらに、本実施形態のスイッチトキャパシタ電源装置によれば、所定のクロックを発生するマルチバイブレータ402と、そのクロックφoを分周しつつそれぞれのクロックを所定の期間遅延してクロック間に所定の間隔Tmを形成するデッドタイム生成回路454と、マルチブレータ402からのクロックφoに基づいて3相クロックを生成する3進カウンタ456と、3進カウンタ456からのクロックとデッドタイム生成回路454からのクロックに基づいて第1、第2および第5のスイッチング素子に供給するクロックを生成して出力する出力回路458とを含むクロック発生回路404を有するので、最大電圧出力回路102のスイッチング制御を含む有効なクロックを生成することができる。図37には、クロックφg1〜φg3の間隔Tδにパルス幅Tmのクロックφm1〜φm3が有効に配置されている。さらに、本実施形態におけるクロック発生回路404は、マルチバイブレータ402からデッドタイム生成回路454および3進カウンタ456へのクロックを所定のスタンバイ信号φsto により停止するスタンバイ機能を含むので、スタンバイ時にクロックを停止して消費電力を有効に削減することができる。
【0053】
次に、図38には、最大電圧出力回路102を含む本実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置と、従来のリング形のスイッチトキャパシタ電源装置での出力電圧V2とVmax とを比較した結果が示されている。同図に示すように、従来の技術では、ゲート駆動回路の電圧Vmax は、10Vまでしか上がらず、十分なゲートソース間電圧を得ることができなかった。出力電圧V2も8.6Vと低くなっている。その際の電圧効率ηは、次式により表わされる。
η=(P2/P1)×100=(V2・I2/V1・I2)×100(%)
3倍昇圧の電源では、スイッチング素子のオン抵抗、キャパシタの容量値およびクロック周波数には無関係に、入出力電流の関係はI1=3I2となるので、効率ηは次式となる。
η=(V2/3・V1)×100(%)
したがって、入力電圧V1=3.8Vと出力電圧V2=8.6Vをこの式に代入すると、従来の技術では、効率ηは75.4%と低い値となる。本実施形態では、出力電圧V2=10.5Vになるので、上式に代入すると、効率ηは92.1%と非常に高い値が得られた。したがって、本実施形態では大幅に効率が改善されていることがわかる。
【0054】
以上、本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置を上記各実施形態に沿って説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、上述した特許請求の範囲を逸脱しない限りにおいて、種々の変更、改良、組み合わせは、もちろん本発明に含まれる。
【0055】
【発明の効果】
以上説明したように本発明のスイッチトキャパシタ電源装置によれば、所定の入力電圧を複数のスイッチング手段を介して複数のキャパシタに充放電して、その昇降圧した所望の出力電圧を負荷に供給するスイッチトキャパシタ電源装置において、少なくとも、複数の電荷転送用キャパシタと複数の第1のスイッチング手段がリング状に形成され、その電荷転送用キャパシタの一方に該キャパシタを接地する第2のスイッチング手段が接続され、さらに、電荷転送用キャパシタの他方に入力電圧を印加する複数の第2のスイッチング手段と電荷転送用キャパシタの充電電圧を放電して出力する複数の第4のスイッチング手段が接続され、第4のスイッチング手段に、その放電電圧を平均化して負荷に供給する出力キャパシタが接続されて形成されたメイン回路と、メイン回路とほぼ同様に形成されて、それぞれのキャパシタおよびスイッチング手段がメイン回路のそれぞれの素子の(1/α)倍のチップ面積に形成されたサブ回路であって、メイン回路の出力電圧の設定電圧をあらかじめモニタするためのサブ回路と、メイン回路およびサブ回路のそれぞれ第1ないし第4のスイッチング手段を制御してメイン回路の出力電圧を所望の値に制御する制御手段であって、あらかじめサブ回路のスイッチング手段を制御してメイン回路の現出力電圧値より1段低い電圧値を出力させて、その結果に基づいてメイン回路の出力電圧を所望の電圧値以上の所定の電圧値より1段低い出力電圧にするか否かを判定しつつメイン回路のスイッチング手段を制御する制御手段とを含むので、メイン回路の出力電圧を損失の少ない、かつ効率のよい所望の出力電圧以上の値に常時保持することができる。
【0056】
本発明の請求項2に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、制御手段がメイン回路の出力電圧が上昇中であるか、下降中であるかまたは定常状態であるかを所定の間隔によりサンプルホールドして、その状態を判定する定常状態判定手段を含むので、メイン回路の状態に応じた適切な昇降圧比切換を実行することができる。
【0057】
本発明の請求項3に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、制御手段が入力電圧に基づいて基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、その基準電圧に基づいてメイン回路の出力電圧とサブ回路の出力電圧が所望の電圧値以上であるか否かを比較する比較手段とを含むので、他の電源電圧を用いずに効率よく出力電圧の比較をすることができる。
【0058】
本発明の請求項4に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、制御手段が定常状態判定手段と比較手段のそれぞれの結果に基づいてメイン回路またはサブ回路の出力電圧を1段下げるかまたは上げるか否かを表わすカウント信号を出力する入力設定手段を含むので、ハードウェアによる迅速な入力設定をすることができる。
【0059】
本発明の請求項5に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、制御手段が入力設定手段からのカウント信号を所定のクロックに基づいてカウントするカウンタを含むので、ハードウェアにより迅速に状態を表わして、伝達することができる。
【0060】
本発明の請求項6に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、制御手段がカウンタのカウント結果に基づいてメイン回路およびサブ回路の第2または第3のスイッチング手段をそれぞれ制御する制御信号を設定する制御信号設定手段を含むので、効率よく制御信号を設定することができる。
【0061】
本発明の請求項7に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、サブ回路はメイン回路と同様の制御により同様の出力電圧を得るように、メイン回路の出力電圧の変動に応じて自回路の負荷抵抗の値を調整自在な負荷抵抗調整手段を含むので、メイン回路の負荷変動あるいは電源電圧の変動または温度変化など状況によりメイン回路の状態が変化した場合にも効率よく昇降圧比を切り換えることができる。
【0062】
本発明の請求項8に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、サブ回路の負荷抵抗は、その出力に直列に接続された第1のスイッチング手段と、出力に並列に接続された第2のスイッチング手段と、出力に並列に接続されたキャパシタとを含むスイッチトキャパシタ抵抗により形成されているので、効率よく、かつ簡単に抵抗調整をすることができる。
【0063】
本発明の請求項9に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、負荷抵抗調整手段は、メイン回路の出力電圧とサブ回路の出力電圧とを比較する比較手段と、その結果をサンプルホールドするサンプル手段と、サンプル手段の出力に基づいて電圧−周波数変換したクロックを負荷抵抗の第1および第2のスイッチング手段に供給する電圧−周波数変換手段とを含むので、効率よく、かつ簡単に抵抗調整をすることができる。
【0064】
本発明の請求項10に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、所定の入力電圧を複数のスイッチング手段を介して複数のキャパシタに充放電して、その昇降圧した所望の出力電圧を得るスイッチトキャパシタ電源装置において、複数の電荷転送用キャパシタと、電荷転送用キャパシタに交互に直列に接続されてループ回路を形成し、そのループ回路における電荷用キャパシタの接続順序を切り替える複数の第1のスイッチング手段と、電荷転送用キャパシタの一方に接続されて、それぞれのキャパシタを接地自在に制御する第2のスイッチング手段と、電荷転送用キャパシタの他方に接続されて、入力電圧を印加自在に制御する複数の第3のスイッチング手段と、電荷転送用キャパシタの他方に接続されて、該キャパシタの充電電圧を放電自在に制御する複数の第4のスイッチング手段と、第4のスイッチング手段からの放電電圧を平均化して負荷に供給する第1の出力キャパシタとを含み、さらに、入力電圧およびそれぞれの電荷転送用キャパシタの出力電圧を検出する複数のダイオードと、電荷転送用キャパシタの一方側に入力電圧を接続して、第2のスイッチング手段の切換の間にダイオードとキャパシタを入力電圧に直列に接続する第5のスイッチング手段と、ダイオードの出力を平均化して出力する第2の出力キャパシタとを有する最大電圧出力手段を含むので、補助電源などを用いずに、負荷への供給電圧より高い駆動電圧を得ることができる。
【0065】
本発明の請求項11に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、最大電圧出力手段からの出力電圧を受けて、第1〜第4のスイッチング手段をそれぞれ駆動する複数のスイッチ駆動回路を含むので、少ないチップ面積を有効に達成することができる。
【0066】
本発明の請求項12に係るスイッチトキャパシタ電源装置におけるスイッチ駆動回路によれば、第1ないし第3のスイッチング手段を駆動するスイッチ駆動回路が、入力電圧に基づいて駆動クロックを反転増幅する第1のインバータと、第1のインバータの出力をレベルシフトするクランパと、クランパの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第2のインバータと、第2のインバータをの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第3のインバータと、第3のインバータの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅して第1ないし第3のスイッチング手段に供給する第4のインバータとを含むので、効率のいい、かつ少ないチップ面積の駆動回路を実現することができる。
【0067】
請求項13に係るスイッチ駆動回路によれば、第4のスイッチング手段を駆動するスイッチ駆動回路は、入力電圧に基づいて駆動クロックを反転増幅する第1のインバータと、第1のインバータの出力をレベルシフトするクランパと、クランパの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第2のインバータと、第2のインバータの出力を最大電圧出力手段の出力電圧に基づいて反転増幅する第3のインバータと、第3のインバータの出力を第4のスイッチング手段のオン抵抗値に基づいてレベル制御するレベル制御手段と、レベル制御手段の出力に基づいて第3のインバータの出力を反転増幅して第1ないし第3のスイッチング手段に供給する第4のインバータとを含むので、効率のいい、かつ少ないチップ面積の駆動回路を実現することができる。
【0068】
本発明の請求項14に係るスイッチ駆動回路によれば、レベル制御手段は、入力電圧と出力電圧を誤差増幅した値に基づいてオン抵抗制御するオン抵抗制御手段を含むので、出力電圧の変化に対して有効に対応することができる。
【0069】
本発明の請求項15に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、所定のクロックを発生するマルチバイブレータと、そのクロックを分周しつつそれぞれのクロックを所定の期間遅延してクロック間に所定の間隔を形成するクロック間隔生成手段と、マルチブレータからのクロックを所定回数カウントしてn倍のクロックを生成するn進カウンタと、n進カウンタからのクロックとクロック間隔生成手段からのクロックに基づいて第1のスイッチング手段に供給するn相クロックを生成して出力する出力回路とを含むクロック生成回路を有するので、最大電圧出力回路のスイッチング制御を含む有効なクロックを生成することができる。
【0070】
本発明の請求項16に係るスイッチトキャパシタ電源装置によれば、クロック生成回路は、マルチバイブレータからクロック間隔生成手段およびn進カウンタへのクロックを所定のスタンバイ信号により停止するスタンバイ機能を含むので、スタンバイ時にクロックを停止して消費電力を有効に削減することができる。
【0071】
本発明の請求項17に係るスイッチトキャパシタ電源装置における昇降圧比切換制御方法によれば、所定の入力電圧を複数のスイッチング手段を介して複数のキャパシタに充放電して、その昇降圧した所望の出力電圧を得るスイッチトキャパシタ電源装置における昇降圧比切換制御方法において、複数のスイッチング手段の制御により、複数のキャパシタのうちr個のキャパシタに充電し、s個のキャパシタから放電して入力電圧の(s/r)倍の出力電圧を得るメイン回路と、該メイン回路とほぼ同様に構成されて、そのキャパシタおよびスイッチング手段がメイン回路のそれぞれの素子の(1/α)倍のチップ面積に形成されたサブ回路とを用意し、メイン回路の出力電圧を制御する際に、あらかじめサブ回路のスイッチング手段を制御してメイン回路の現出力電圧値より1段低い電圧値を出力させて、その結果に基づいてメイン回路の出力電圧を所望の電圧値以上の所定の電圧値より1段低い出力電圧にするか否かを判定しつつメイン回路のスイッチング手段を制御するので、メイン回路の出力電圧を損失の少ない、かつ効率のよい所望の出力電圧以上の値に常時保持することができる。
【0072】
本発明の請求項18に係る昇降圧比切換制御方法によれば、サブ回路の出力電圧の値に基づいてメイン回路を制御する際に、メイン回路の出力電圧が上昇中であるか、下降中であるかまたは定常状態であるかを所定の間隔によりサンプルホールドして、その状態を判定しつつメイン回路を制御するので、メイン回路の状態に応じた適切な昇降圧比切換を実行することができる。
【0073】
本発明の請求項19に係る昇降圧比切換制御方法によれば、入力電圧に基づいて基準電圧を発生し、基準電圧に基づいてメイン回路の出力電圧とサブ回路の出力電圧が所望の電圧値以上であるか否かを比較しつつメイン回路を制御するので、他の電源電圧を用いずに効率よく出力電圧の比較をすることができる。
【0074】
本発明の請求項20に係る昇降圧比切換制御方法によれば、定常状態判定およびメイン回路とサブ回路の出力比較に基づいてメイン回路またはサブ回路の出力電圧を1段下げるか、または上げるか否かを決定するので、メイン回路の状態に応じた適切な昇降圧比切換を実行することができる。
【0075】
本発明の請求項21に係る昇降圧比切換制御方法によればサブ回路の出力電圧を得る際に、メイン回路の負荷の変動に応じて、サブ回路の負荷を調整するので、メイン回路の負荷変動あるいは電源電圧の変動または温度変化など状況によりメイン回路の状態が変化した場合にも効率よく昇降圧比を切り換えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の一実施形態を示す機能ブロック図ある。
【図2】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるメイン回路の内部構成例を示す回路図である。
【図3】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるサブ回路の内部構成例を示す回路図である。
【図4】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるサブ回路の負荷抵抗の一例を示すブロック図である。
【図5】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるサブ回路の負荷抵抗の具体例を示す回路図である。
【図6】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるサブ回路の負荷抵抗を駆動するクロックを示すタイムチャートである。
【図7】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるサブ回路の負荷抵抗を調整する要部を示す回路図である。
【図8】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるサブ回路の負荷抵抗を駆動する要部を示す回路図である。
【図9】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるサブ回路の負荷抵抗を駆動する要部を示す回路図である。
【図10】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるスイッチ駆動回路の一例を示す回路図である。
【図11】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるスイッチ駆動回路の各部の波形を示すタイムチャートである。
【図12】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるスイッチ駆動回路の一例を示す回路図である。
【図13】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるスイッチ駆動回路の一例を示す回路図である。
【図14】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるスイッチ駆動回路の各部の波形を示すタイムチャートである。
【図15】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるスイッチ駆動回路の各部の波形を示すタイムチャートである。
【図16】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるオン抵抗制御回路の一例を示す回路図である。
【図17】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるクロック発生回路の一例を示す回路図である。
【図18】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるクロック発生回路の各部の波形を示すタイムチャートである。
【図19】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用される基準電圧発生回路の一例を示す回路図である。
【図20】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用される定常状態判断回路の一例を示す回路図である。
【図21】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用される定常状態判断回路の各部の波形を示すタイムチャートである。
【図22】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用される定常状態判断回路の各部の波形を示すタイムチャートである。
【図23】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用される定常状態判断回路の各部の波形を示すタイムチャートである。
【図24】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるカウンタ入力設定回路の一例を示す回路図である。
【図25】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるカウンタ入力設定回路における信号の組み合わせを示す表である。
【図26】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるアップダウンカウンタの一例を示す回路図である。
【図27】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置における昇降圧比と制御信号の関係を説明するための表である。
【図28】図23の従来の技術によるスイッチトキャパシタ電源装置におけるカウンタ出力と制御信号の関係を説明するための表である。
【図29】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるクロック置換回路の一例を示す回路図である。
【図30】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置における制御信号とキャパシタ数の関係を示す表である。
【図31】本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の昇降圧比切換制御方法の概略を示すフローチャートである。
【図32】本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の昇降圧比切換制御方法を説明するための出力電圧の関係を示す図である。
【図33】本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の昇降圧比切換制御方法を説明するための出力電圧の関係を示す表である。
【図34】本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の昇降圧比切換制御方法を説明するための出力電圧の関係を示すグラフである。
【図35】本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の昇降圧比切換制御方法を説明するためのフローチャートである。
【図36】本発明によるスイッチトキャパシタ電源装置の昇降圧比切換制御方法を説明するためのフローチャートである。
【図37】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるクロックの一例を示すタイムチャートである。
【図38】図1の実施形態によるスイッチトキャパシタ電源装置の効果を説明するためのグラフである。
【図39】従来の技術によるスイッチトキャパシタ電源装置の一例を示す回路図である。
【図40】図39のスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるクロックを示すタイムチャートである。
【図41】図39のスイッチトキャパシタ電源装置に適用されるクロック置換回路の一例を示す回路図である。
【図42】図39のスイッチトキャパシタ電源装置における制御信号とキャパシタ数の関係を示す表である。
【図43】図39のスイッチトキャパシタ電源装置における課題を説明するための等価回路を示す回路図である。
【図44】図39のスイッチトキャパシタ電源装置における昇降圧比の一例を示す表である。
【符号の説明】
10〜14 電荷転送用キャパシタ
20〜24 第1のスイッチング素子
30〜34 第2のスイッチング素子
40〜44 第3のスイッチング素子
50〜54 第4のスイッチング素子
60 出力キャパシタ
70〜76 ダイオード
80〜84 第5のスイッチング素子
90 平滑用キャパシタ
100 メイン回路
200 サブ回路
302〜308 スイッチ駆動回路
340 オン抵抗制御回路
400 制御部
404 クロック発生回路
406 基準電圧発生回路
408 定常状態判断回路
410 カウンタ入力設定回路
412 アップダウンカウンタ
414 制御信号設定回路
416 クロック置換回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switched capacitor power supply device, and more particularly to a switched capacitor power supply device suitable for use in an electronic device such as a mobile phone, a step-up / down ratio switching control method thereof, and a switch drive circuit.
[0002]
[Prior art]
In recent years, as a power supply device for electronic equipment, a switching element and a capacitor that can be finely processed such as a MOSFET are arranged on a substrate without using a magnetic component such as a coil or a transformer, and the switching element is controlled to control the capacitor. A small and lightweight switched capacitor power supply device has been developed that can freely switch connections to obtain a desired output voltage.
[0003]
Conventionally, for example, a ring type device as shown in FIG. 39 has been proposed as a switched capacitor power supply device as described above. This power supply device is an n-fold buck-boost type circuit. In the figure, three charge transfer capacitors (C1 to C3) 10 to 10 are used.14A three-fold buck-boost type is shown connected in a ring shape. In other words, the three
[0004]
On the other hand, on the other side of the
[0005]
In such a configuration, first, the first and
[0006]
Next, the
[0007]
Next, when the
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the above-described conventional technique, the first to
[0009]
In the above-described conventional technique, the
[0010]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a switched capacitor power supply device and a switch drive circuit thereof that can constitute a circuit with a small chip area. Another object of the present invention is to provide a switched-capacitor power supply device capable of switching an output voltage of a desired value with low loss and high efficiency, and a step-up / down ratio switching control method thereof.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, a switched capacitor power supply device according to the present invention charges and discharges a predetermined input voltage to a plurality of capacitors via a plurality of switching means, and obtains a desired output voltage that is stepped up and down. In the power supply device, at least a plurality of charge transfer capacitors (10 to 14) and a plurality of first switching means (20 to 24) are formed in a ring shape, and the capacitor is grounded to one of the charge transfer capacitors. A second switching means (30 to 34) is connected, and a plurality of third switching means (40 to 40) for applying an input voltage to the other of the charge transfer capacitors.44) And a plurality of fourth switching means (50 to 50) for discharging and outputting the charge voltage of the charge transfer capacitor.54), And a main circuit (100) formed by connecting an output capacitor (60) that averages the discharge voltage and supplies it to the load (RL) to the fourth switching means, and substantially the same as the main circuit The sub-circuit is formed, and each capacitor and switching means are formed in a chip area (1 / α) times as large as each element of the main circuit, and is a sub-circuit for monitoring the setting of the output voltage of the main circuit in advance. Control means for controlling the output voltage of the main circuit to a desired value by controlling the circuit (200) and the first to fourth switching means of the main circuit and the sub circuit, respectively. To output a voltage value one step lower than the current output voltage value of the main circuit, and based on the result, output voltage of the main circuit Characterized in that it comprises a control means for controlling the switching means of the main circuit (400) while being determined whether a desired voltage value or more predetermined voltage one step lower output voltage than the value.
[0012]
In this case, the control means samples and holds at a predetermined interval whether the output voltage of the main circuit is rising, falling, or in a steady state, and determines the state. It is preferable to include state determination means (408).
[0013]
Further, the control means generates a reference voltage generating means (462) for generating a reference voltage based on the input voltage, and whether the output voltage of the main circuit and the output voltage of the sub circuit are equal to or higher than desired values based on the reference voltage. Comparison means for comparing whether or not (468470).
[0014]
Further, it is preferable to include an input setting means (410) for outputting a count signal indicating whether the output voltage of the main circuit or the sub circuit is increased or decreased by one stage based on the results of the steady state determination means and the comparison means.
[0015]
Furthermore, it is preferable to include a counter (412) that counts the count signal from the input setting means based on a predetermined clock.
[0016]
The control means may include control signal setting means (414) for setting a control signal for controlling the third or fourth switching means of the main circuit and the sub circuit based on the count result of the counter.
[0017]
Further, the sub-circuit is a load resistance adjusting means that can adjust the value of the load resistance according to the fluctuation of the output voltage of the main circuit so as to obtain the same output voltage by the same control as the main circuit.210).
[0018]
In this case, the load resistance of the sub circuit(R LS )Is a first switching means connected in series to its output(202)And second switching means connected in parallel to the output(206)And a capacitor connected in parallel to the output(204)Switched capacitors including(SC)It is advantageous if it is formed by a resistor.
[0019]
Advantageously, the load resistance adjusting means(210)The comparison means (214) for comparing the output voltage of the main circuit and the output voltage of the sub circuit, and the sampling means (sample and hold for the result)216And a voltage-frequency conversion means (218) for supplying a voltage-frequency converted clock based on the output of the sampling means to the first and second switching means of the load resistor.
[0020]
On the other hand, a switched capacitor power supply device according to the present invention is a switched capacitor power supply device in which a predetermined input voltage is charged / discharged to / from a plurality of capacitors via a plurality of switching means to obtain a desired output voltage that is stepped up / down. A charge transfer capacitor (10-14) and a plurality of first switching means (20) that are alternately connected in series to the charge transfer capacitor to form a loop circuit and switch the connection order of the charge capacitors in the loop circuit. To 24) and a second switching means (30 to 34) connected to one of the charge transfer capacitors to control each capacitor in a freely groundable manner, and connected to the other of the charge transfer capacitors to input voltage A plurality of third switching means (40 to 44) for freely controlling the application of charge, and a charge transfer capacitor A plurality of fourth switching means (50 to 54) connected to the other for controlling the charging voltage of the capacitor so as to be freely dischargeable, and a first that supplies the discharge voltage from the fourth switching means to the load after averaging. A plurality of diodes (70 to 76) for detecting the input voltage and the output voltage of each charge transfer capacitor, and an input voltage connected to one side of the charge transfer capacitor. The fifth switching means (80 to 84) for connecting the diode and the capacitor in series with the input voltage during the switching of the second switching means, and the second output capacitor for averaging and outputting the output of the diode ( 90) and a maximum voltage output means (102).
[0021]
In addition, the switched capacitor power supply device according to the present invention preferably includes a plurality of switch drive circuits (302 to 308) that receive the output voltage from the maximum voltage output means and drive the first to fourth switching means, respectively.
[0022]
In this case, the switch drive circuits (302, 306) for driving the first to third switching means respectively include a first inverter (310) for inverting and amplifying the drive clock based on the input voltage, and the first inverter. A clamper (318) for level shifting the output, a second inverter (312) for inverting and amplifying the output of the clamper based on the output voltage of the maximum voltage output means, and a secondInverterThe third inverter (314) for inverting and amplifying the output based on the output voltage of the maximum voltage output means, and the first to third inverting and amplifying the output of the third inverter based on the output voltage of the maximum voltage output means. And a fourth inverter (316) for supplying to the switching means.
[0023]
The switch drive circuit for driving the fourth switching means includes a first inverter (320) for inverting and amplifying the drive clock based on the input voltage, and a clamper (328) for level shifting the output of the first inverter. A second inverter (322) for inverting and amplifying the output of the clamper based on the output voltage of the maximum voltage output means; and a third inverter for inverting and amplifying the output of the second inverter based on the output voltage of the maximum voltage output means Inverter (324), level control means (330) for level control of the output of the third inverter based on the on-resistance value of the circuit, and inversion amplification of the output of the third inverter based on the output of the level control means And a fourth inverter (326) for supplying the first to third switching means.
[0024]
Advantageously, the level control means(330)The on-resistance control means (340) for controlling the on-resistance based on the error-amplified value of the input voltage and the output voltage is preferably connected.
[0025]
In addition, the switched capacitor power supply device according to the present invention forms a predetermined interval between the multivibrator (402) that generates a predetermined clock, and delays each clock for a predetermined period while dividing the clock. The clock interval generation means (454), the n-ary counter (456) that counts the clock from the multi-blator a predetermined number of times to generate n times the clock, the clock from the n-ary counter, and the clock from the clock interval generation means A clock generation circuit including an output circuit (458) that generates and outputs an n-phase clock to be supplied to the first switching unit based on the clock may be provided.
[0026]
In this case, the clock generation circuit advantageously includes a standby function (450) for stopping the clock from the multivibrator to the clock interval generation means and the n-ary counter by a predetermined standby signal.
[0027]
On the other hand, the step-up / step-down switching control method in the switched capacitor power supply apparatus according to the present invention charges r capacitors out of a plurality of capacitors and discharges from the s capacitors by controlling a plurality of switching means. The main circuit that obtains an output voltage of (s / r) times and a configuration substantially similar to that of the main circuit, the capacitor and the switching means are formed in (1 / α) times the chip area of each element of the main circuit. When the sub circuit is prepared and the output voltage of the main circuit is controlled, the switching means of the sub circuit is controlled in advance to output a voltage value one step lower than the current output voltage value of the main circuit, and based on the result Switch of the main circuit while determining whether or not to set the output voltage of the main circuit to an output voltage one step lower than a predetermined voltage value equal to or higher than a desired voltage value. And controlling the ring means.
[0028]
In this case, when controlling the main circuit based on the value of the output voltage of the sub circuit, it is sampled at a predetermined interval whether the output voltage of the main circuit is rising, falling, or in a steady state. It is preferable to hold and control the main circuit while determining the state.
[0029]
Furthermore, a reference voltage is generated based on the input voltage, and the main circuit is controlled based on the reference voltage while comparing whether the output voltage of the main circuit and the output voltage of the sub circuit are equal to or higher than a desired voltage value. Good.
[0030]
Advantageously, it may be determined whether to lower or increase the output voltage of the main circuit or sub circuit by one stage based on steady state determination and output comparison of the main circuit and sub circuit.
[0031]
In the step-up / step-down ratio switching control method according to the present invention, it is further advantageous to adjust the load of the sub circuit according to the fluctuation of the load of the main circuit when obtaining the output voltage of the sub circuit.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, a switched capacitor power supply device, a step-up / step-down ratio switching control method thereof, and a switch drive circuit according to embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 shows an embodiment of a switched capacitor power supply device according to the present invention. The switched capacitor power supply device according to the present embodiment is a power supply device that steps up and down a predetermined input voltage V1 to a desired output voltage V2 through the switched capacitor circuit of the
[0033]
That is, the switched capacitor power supply according to the present embodiment includes a
[0034]
Returning to FIG. 1, the sub-circuit 200 is configured in the same manner as the main part except the
[0035]
In FIG. 7, the
[0036]
Returning to FIG. 1, the
[0037]
Next, FIGS. 13 and 14 show second and fourth
[0038]
1 again, the
[0039]
On the other hand, the reference
[0040]
On the other hand, the steady
[0041]
The counter
[0042]
The up / down
[0043]
The control
Ci1 =  ̄y1・ ̄y2 +  ̄y2・ ̄y3 +  ̄y3・ ̄y1 (1)
Ci2 = y1 + y3 (2)
Co1 = y1・ ̄y2 + y2・ ̄y3 (3)
Co1 =  ̄y1 +  ̄y2・y3 (4)
Similarly, control signals Ci1s to Co2s that determine the clocks of the third and
Ci1 =  ̄y1 +  ̄y2・ ̄y3 = Co2 (5)
Ci2 = y1 + y2・ ̄y3 (6)
Co1 = y1・y2 + y2・y3 + y3・y1 =  ̄Ci1 (7)
Co1 =  ̄y1 +  ̄y3 (8)
Therefore, the logic circuit of the control
[0044]
As shown in FIG. 29, the
[0045]
Next, the step-up / step-down ratio switching control method according to the present invention will be described together with the operation of the switched capacitor power supply device. Referring to FIG. 31, first, when the power is turned on in step S10,
Rls = 1 / (Cls・fls) (9)
The clock frequency fls is generated by the
Vfb = ^ V2s + {1 / (Cfb・Rfb)} ∫ (^ V2s- ^ V2) dt (10)
In the above equation (10), {circumflex over (V)} 2 and {circumflex over (V)} 2s are resistance-divided voltages, and therefore are set to the same coefficient kv as shown in the following equations (11) and (12).
^ V2 = {Rv2 / (Rv2 + R'v2)} V2 = Kv・V2 (11)
^ V2s = {Rvs / (Rvs + R'vs)} V2s = Kv・V2s (12)
When Expressions (11) and (12) are substituted into Expression (10), Vfb is expressed as the following Expression (13).
Vfb = [V2s + {1 / (Cfb・Rfb)} ∫ (V2s−V2) dt]・Kv (13) For example, when V2s> V2, Vfb (= Vsh) gradually increases. As a result, the oscillation frequency fls of the
[0046]
Referring back to FIG. 31, when the load resistance Rls is adjusted in step S12, the process proceeds to step S14. In step S14, the
[0047]
Further, the flow will be described with reference to FIG. 36. When the on-
[0048]
As described above, according to the switched capacitor power supply device, the step-up / step-down ratio switching control method, and the switch drive circuit according to the present embodiment, the
[0049]
The reference
[0050]
On the other hand, the
[0051]
On the other hand, according to the switched capacitor power supply device according to the present embodiment, the
[0052]
Further, according to the switched capacitor power supply device of the present embodiment, the
[0053]
Next, FIG. 38 shows a result of comparing the output voltages V2 and Vmax in the switched capacitor power supply device according to the present embodiment including the maximum
η = (P2 / P1) × 100 = (V2・I2 / V1 / I2) x 100 (%)
In a triple boost power supply, the relationship between the input and output currents is I1 = 3I2 regardless of the on-resistance of the switching element, the capacitance value of the capacitor, and the clock frequency, and thus the efficiency η is expressed by the following equation.
η = (V2 / 3・V1) x 100 (%)
Therefore, when the input voltage V1 = 3.8V and the output voltage V2 = 8.6V are substituted into this equation, the efficiency η is a low value of 75.4% in the conventional technique. In the present embodiment, since the output voltage V2 = 10.5V, the efficiency η is a very high value of 92.1% when substituted in the above equation. Therefore, it can be seen that the efficiency is greatly improved in this embodiment.
[0054]
As mentioned above, although the switched capacitor power supply device by this invention was demonstrated along said each embodiment, this invention is not limited to these, Unless it deviates from the claim mentioned above, various changes and improvement Combinations are of course included in the present invention.
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the switched capacitor power supply device of the present invention, a predetermined input voltage is charged to and discharged from a plurality of capacitors via a plurality of switching means, and the desired output voltage that has been stepped up or down is supplied to a load. In the switched capacitor power supply device, at least a plurality of charge transfer capacitors and a plurality of first switching means are formed in a ring shape, and a second switching means for grounding the capacitor is connected to one of the charge transfer capacitors. Further, a plurality of second switching means for applying an input voltage to the other of the charge transfer capacitors and a plurality of fourth switching means for discharging and outputting the charge voltage of the charge transfer capacitors are connected, The switching means is connected to an output capacitor that averages the discharge voltage and supplies it to the load. The main circuit is formed in substantially the same manner as the main circuit, and each capacitor and switching means are formed in a chip area of (1 / α) times the chip area of each element of the main circuit. A sub-circuit for monitoring the set voltage of the output voltage of the circuit in advance, and a control means for controlling the first to fourth switching means of the main circuit and the sub-circuit to control the output voltage of the main circuit to a desired value In this case, the switching means of the sub circuit is controlled in advance to output a voltage value one step lower than the current output voltage value of the main circuit, and based on the result, the output voltage of the main circuit is a predetermined voltage value or higher. Control means for controlling the switching means of the main circuit while determining whether or not the output voltage is one stage lower than the voltage value of the main circuit. It is possible to always maintain the output voltage of the path at a value equal to or higher than the desired output voltage with low loss and high efficiency.
[0056]
According to the switched capacitor power supply device of the second aspect of the present invention, the control means samples and holds whether the output voltage of the main circuit is rising, falling, or in a steady state at a predetermined interval. In addition, since the steady state determining means for determining the state is included, it is possible to execute appropriate step-up / step-down ratio switching according to the state of the main circuit.
[0057]
According to the switched capacitor power supply device of the third aspect of the present invention, the control means generates the reference voltage based on the input voltage, and the output voltage of the main circuit and the sub circuit based on the reference voltage. Since the comparison means for comparing whether or not the output voltage is equal to or higher than a desired voltage value is included, the output voltages can be efficiently compared without using other power supply voltages.
[0058]
According to the switched capacitor power supply device of the fourth aspect of the present invention, whether the control means lowers or increases the output voltage of the main circuit or the sub circuit by one stage based on the respective results of the steady state determination means and the comparison means. Since it includes an input setting means for outputting a count signal representing the above, it is possible to perform quick input setting by hardware.
[0059]
According to the switched capacitor power supply device according to
[0060]
According to the switched capacitor power supply device of the sixth aspect of the present invention, the control means sets the control signal for controlling the second switching means or the third switching means of the main circuit and the sub circuit based on the count result of the counter. Since the signal setting means is included, the control signal can be set efficiently.
[0061]
According to the switched capacitor power supply device of the seventh aspect of the present invention, the load resistance of the own circuit is changed according to the fluctuation of the output voltage of the main circuit so that the sub circuit obtains the same output voltage by the same control as the main circuit. Therefore, the step-up / step-down ratio can be switched efficiently even when the state of the main circuit changes depending on the load fluctuation of the main circuit, the fluctuation of the power supply voltage, or the temperature change.
[0062]
According to the switched capacitor power supply device according to
[0063]
According to the switched capacitor power supply device of the ninth aspect of the present invention, the load resistance adjusting means includes comparing means for comparing the output voltage of the main circuit and the output voltage of the sub circuit, and sampling means for sample-holding the result. And voltage-frequency conversion means for supplying a voltage-frequency converted clock based on the output of the sample means to the first and second switching means of the load resistor, so that the resistance can be adjusted efficiently and easily. Can do.
[0064]
According to the switched capacitor power supply device according to claim 10 of the present invention, the switched capacitor power supply that charges / discharges a predetermined input voltage to / from a plurality of capacitors via a plurality of switching means and obtains a desired output voltage that is stepped up / down. In the apparatus, a plurality of charge transfer capacitors, a plurality of first switching means that are alternately connected in series to the charge transfer capacitors to form a loop circuit, and switch the connection order of the charge capacitors in the loop circuit; A second switching means connected to one of the charge transfer capacitors to control each capacitor so as to be grounded, and a plurality of third switches connected to the other of the charge transfer capacitors to control input voltage freely. Switching means and the other of the charge transfer capacitor, and the charge voltage of the capacitor is A plurality of fourth switching means for freely controlling power, and a first output capacitor for averaging the discharge voltage from the fourth switching means and supplying the same to the load, and further for the input voltage and each charge transfer A plurality of diodes for detecting the output voltage of the capacitor and an input voltage connected to one side of the charge transfer capacitor, and a diode and a capacitor connected in series to the input voltage during switching of the second switching means; The maximum voltage output means having the switching means and the second output capacitor that averages and outputs the output of the diode is included, so that a drive voltage higher than the supply voltage to the load can be obtained without using an auxiliary power source or the like. Can do.
[0065]
According to the switched capacitor power supply device of the eleventh aspect of the present invention, since it includes a plurality of switch drive circuits that receive the output voltage from the maximum voltage output means and respectively drive the first to fourth switching means, the number is small. The chip area can be effectively achieved.
[0066]
According to the switch drive circuit in the switched capacitor power supply device of the twelfth aspect of the present invention, the switch drive circuit for driving the first to third switching means is configured to invert and amplify the drive clock based on the input voltage. An inverter, a clamper for level shifting the output of the first inverter, a second inverter for inverting and amplifying the output of the clamper based on the output voltage of the maximum voltage output means, and an output of the second inverter for maximum voltage output A third inverter that inverts and amplifies based on the output voltage of the means, and a fourth inverter that inverts and amplifies the output of the third inverter based on the output voltage of the maximum voltage output means and supplies it to the first to third switching means Therefore, a drive circuit with high efficiency and a small chip area can be realized.
[0067]
According to the switch drive circuit of the thirteenth aspect, the switch drive circuit for driving the fourth switching means has a first inverter that inverts and amplifies the drive clock based on the input voltage, and a level of the output of the first inverter. A clamper that shifts, a second inverter that inverts and amplifies the output of the clamper based on the output voltage of the maximum voltage output means, and a third inverter that inverts and amplifies the output of the second inverter based on the output voltage of the maximum voltage output means Inverter, level control means for level-controlling the output of the third inverter based on the ON resistance value of the fourth switching means, and inverting and amplifying the output of the third inverter based on the output of the level control means And a fourth inverter for supplying power to the first to third switching means, so that the drive circuit is efficient and has a small chip area. It can be realized.
[0068]
According to the switch drive circuit of the fourteenth aspect of the present invention, the level control means includes the on-resistance control means for controlling the on-resistance based on the error amplified value of the input voltage and the output voltage. Effective forCorrespondencecan do.
[0069]
According to the switched capacitor power supply device of the fifteenth aspect of the present invention, a multivibrator that generates a predetermined clock, and delays each clock for a predetermined period while dividing the clock, thereby setting a predetermined interval between the clocks. A clock interval generating means to be formed, an n-ary counter that counts a predetermined number of clocks from the multiblator to generate an n-fold clock, a first clock based on the clock from the n-ary counter and the clock from the clock interval generating means. Since the clock generation circuit includes the output circuit that generates and outputs the n-phase clock supplied to the switching means, an effective clock including the switching control of the maximum voltage output circuit can be generated.
[0070]
According to the switched capacitor power supply device of the sixteenth aspect of the present invention, the clock generation circuit includes a standby function for stopping the clock from the multivibrator to the clock interval generation means and the n-ary counter by a predetermined standby signal. Sometimes the clock can be stopped to effectively reduce power consumption.
[0071]
According to the step-up / step-down ratio switching control method for a switched capacitor power supply device according to claim 17 of the present invention, a predetermined input voltage is charged / discharged to / from a plurality of capacitors via a plurality of switching means, and the desired output that has been stepped up / down is obtained. In the step-up / step-down ratio switching control method in a switched capacitor power supply device for obtaining a voltage, by controlling a plurality of switching means, r capacitors among a plurality of capacitors are charged, discharged from the s capacitors, and (s / r) A main circuit that obtains twice the output voltage, and a sub-circuit that is configured in substantially the same manner as the main circuit, and whose capacitor and switching means are formed in a chip area that is (1 / α) times that of each element of the main circuit. When the output voltage of the main circuit is controlled, the switching means of the sub circuit is controlled in advance. Whether or not to output a voltage value one step lower than the current output voltage value of the main circuit, and to make the output voltage of the main circuit one step lower than a predetermined voltage value equal to or higher than a desired voltage value based on the result Since the switching means of the main circuit is controlled while judging whether or not, the output voltage of the main circuit can be constantly held at a value higher than the desired output voltage with low loss and high efficiency.
[0072]
According to the step-up / step-down ratio switching control method according to claim 18 of the present invention, when the main circuit is controlled based on the value of the output voltage of the sub circuit, the output voltage of the main circuit is increasing or decreasing. Since the main circuit is controlled while sampled and held at a predetermined interval to determine whether it is in a steady state or not, the appropriate step-up / step-down ratio switching according to the state of the main circuit can be executed.
[0073]
According to the step-up / step-down ratio switching control method according to the nineteenth aspect of the present invention, the reference voltage is generated based on the input voltage, and the output voltage of the main circuit and the output voltage of the sub circuit are greater than or equal to desired voltage values based on the reference voltage. Since the main circuit is controlled while comparing whether or not the output voltages are equal to each other, the output voltages can be compared efficiently without using other power supply voltages.
[0074]
According to the step-up / step-down ratio switching control method according to the twentieth aspect of the present invention, whether or not the output voltage of the main circuit or the sub circuit is decreased or increased by one stage based on the steady state determination and the output comparison between the main circuit and the sub circuit. Therefore, appropriate step-up / step-down ratio switching according to the state of the main circuit can be executed.
[0075]
According to the step-up / down ratio switching control method according to claim 21 of the present invention, when the output voltage of the sub circuit is obtained, the load of the sub circuit is adjusted according to the change of the load of the main circuit. Alternatively, the step-up / step-down ratio can be switched efficiently even when the state of the main circuit changes depending on the situation such as fluctuation of the power supply voltage or temperature change.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional block diagram showing an embodiment of a switched capacitor power supply device according to the present invention.
2 is a circuit diagram showing an internal configuration example of a main circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
3 is a circuit diagram showing an example of the internal configuration of a sub-circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
4 is a block diagram showing an example of a load resistance of a sub-circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific example of a load resistance of a sub circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
6 is a time chart showing a clock for driving a load resistance of a sub circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1; FIG.
7 is a circuit diagram showing a main part for adjusting a load resistance of a sub circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 8 is a circuit diagram showing a main part for driving a load resistance of a sub-circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
9 is a circuit diagram showing a main part for driving a load resistance of a sub-circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
10 is a circuit diagram showing an example of a switch drive circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
11 is a time chart showing waveforms of respective parts of the switch drive circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
12 is a circuit diagram showing an example of a switch drive circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
13 is a circuit diagram showing an example of a switch drive circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
14 is a time chart showing waveforms of respective parts of a switch drive circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
15 is a time chart showing waveforms of respective parts of a switch drive circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
16 is a circuit diagram showing an example of an on-resistance control circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
17 is a circuit diagram showing an example of a clock generation circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
18 is a time chart showing waveforms of respective portions of the clock generation circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 19 is a circuit diagram showing an example of a reference voltage generating circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
20 is a circuit diagram showing an example of a steady state determination circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 21 is a time chart showing waveforms of respective portions of a steady state determination circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
22 is a time chart showing waveforms of respective parts of a steady state determination circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 23 is a time chart showing waveforms of respective portions of a steady state determination circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
24 is a circuit diagram showing an example of a counter input setting circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
25 is a table showing signal combinations in a counter input setting circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
26 is a circuit diagram showing an example of an up / down counter applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
27 is a table for explaining the relationship between the step-up / step-down ratio and the control signal in the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
28 is a table for explaining the relationship between the counter output and the control signal in the conventional switched capacitor power supply device of FIG.
29 is a circuit diagram showing an example of a clock replacement circuit applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
30 is a table showing a relationship between a control signal and the number of capacitors in the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 31 is a flowchart showing an outline of a step-up / down ratio switching control method for a switched capacitor power supply device according to the present invention;
FIG. 32 is a diagram showing a relationship of output voltages for explaining a step-up / step-down ratio switching control method for a switched capacitor power supply device according to the present invention.
FIG. 33 is a table showing a relationship between output voltages for explaining a step-up / step-down ratio switching control method for a switched capacitor power supply device according to the present invention.
FIG. 34 is a graph showing the relationship between output voltages for explaining the step-up / step-down ratio switching control method of the switched capacitor power supply device according to the present invention.
FIG. 35 is a flowchart for explaining a step-up / step-down ratio switching control method for a switched capacitor power supply device according to the present invention;
FIG. 36 is a flowchart for explaining a step-up / step-down ratio switching control method for a switched capacitor power supply device according to the present invention;
FIG. 37 is a time chart showing an example of a clock applied to the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 38 is a graph for explaining the effect of the switched capacitor power supply device according to the embodiment of FIG. 1;
FIG. 39 is a circuit diagram showing an example of a switched capacitor power supply device according to the prior art.
40 is a time chart showing clocks applied to the switched capacitor power supply device of FIG. 39. FIG.
41 is a circuit diagram showing an example of a clock replacement circuit applied to the switched capacitor power supply device of FIG. 39;
42 is a table showing the relationship between the control signal and the number of capacitors in the switched capacitor power supply device of FIG. 39. FIG.
43 is a circuit diagram showing an equivalent circuit for explaining a problem in the switched capacitor power supply device of FIG. 39;
44 is a table showing an example of a step-up / step-down ratio in the switched capacitor power supply device of FIG. 39. FIG.
[Explanation of symbols]
10-14 capacitor for charge transfer
20-24 First switching element
30-34 2nd switching element
40-44 3rd switching element
50-54 4th switching element
60 output capacitors
70-76 diode
80 to 84 fifth switching element
90 Smoothing capacitor
100 Main circuit
200 Subcircuit
302 to 308 switch drive circuit
340 On-resistance control circuit
400 control unit
404 Clock generation circuit
406 Reference voltage generation circuit
408 Steady state determination circuit
410 Counter input setting circuit
412 Up / down counter
414 Control signal setting circuit
416 Clock replacement circuit
Claims (21)
少なくとも、複数の電荷転送用キャパシタと複数の第1のスイッチング手段がリング状に形成され、その電荷転送用キャパシタの一方に該キャパシタを接地する第2のスイッチング手段が接続され、さらに、電荷転送用キャパシタの他方に入力電圧を印加する複数の第3のスイッチング手段と電荷転送用キャパシタの充電電圧を放電して出力する複数の第4のスイッチング手段が接続され、該第4のスイッチング手段に、その放電電圧を平均化して負荷に供給する出力キャパシタが接続されて形成されたメイン回路と、
該メイン回路とほぼ同様に形成されて、それぞれのキャパシタおよびスイッチング手段がメイン回路のそれぞれの素子の(1/α)倍(αは、ほぼ100〜1000)のチップ面積に形成されたサブ回路であって、メイン回路の出力電圧の設定電圧をあらかじめモニタするためのサブ回路と、
前記メイン回路および前記サブ回路のそれぞれ第1ないし第4のスイッチング手段を制御してメイン回路の出力電圧を所望の値に制御する制御手段であって、あらかじめ前記サブ回路のスイッチング手段を制御して前記メイン回路の現出力電圧値より1段低い電圧値を出力させて、その結果に基づいてメイン回路の出力電圧を所望の電圧値以上の所定の電圧値より1段低い出力電圧にするか否かを判定しつつメイン回路のスイッチング手段を制御する制御手段とを含むことを特徴とするスイッチトキャパシタ電源装置。In a switched capacitor power supply apparatus that charges / discharges a predetermined input voltage to a plurality of capacitors via a plurality of switching means and supplies a desired output voltage that is stepped up / down to a load, the apparatus includes:
At least a plurality of charge transfer capacitors and a plurality of first switching means are formed in a ring shape, and a second switching means for grounding the capacitor is connected to one of the charge transfer capacitors. A plurality of third switching means for applying an input voltage to the other side of the capacitor and a plurality of fourth switching means for discharging and outputting the charge voltage of the charge transfer capacitor are connected to the fourth switching means. A main circuit formed by connecting an output capacitor that averages the discharge voltage and supplies the load to the load;
The sub-circuit is formed in substantially the same manner as the main circuit, and each capacitor and switching means are formed in a chip area of (1 / α) times (α is approximately 100 to 1000) of each element of the main circuit. A sub-circuit for monitoring in advance the set voltage of the output voltage of the main circuit;
Control means for controlling the first to fourth switching means of each of the main circuit and the sub circuit to control the output voltage of the main circuit to a desired value, and controlling the switching means of the sub circuit in advance. Whether to output a voltage value that is one step lower than the current output voltage value of the main circuit, and whether to make the output voltage of the main circuit one step lower than a predetermined voltage value that is equal to or higher than a desired voltage value based on the result And a control means for controlling the switching means of the main circuit while judging whether or not
該装置は、複数の電荷転送用キャパシタと、該電荷転送用キャパシタに交互に直列に接続されてループ回路を形成し、そのループ回路における電荷用キャパシタの接続順序を切り替える複数の第1のスイッチング手段と、前記電荷転送用キャパシタの一方に接続されて、それぞれのキャパシタを接地自在に制御する第2のスイッチング手段と、前記電荷転送用キャパシタの他方に接続されて、入力電圧を印加自在に制御する複数の第3のスイッチング手段と、前記電荷転送用キャパシタの他方に接続されて、該キャパシタの充電電圧を放電自在に制御する複数の第4のスイッチング手段と、該第4のスイッチング手段からの放電電圧を平均化して負荷に供給する第1の出力キャパシタとを含み、
さらに、入力電圧およびそれぞれの電荷転送用キャパシタの出力電圧を検出する複数のダイオードと、前記電荷転送用キャパシタの一方側に入力電圧を接続して、前記第2のスイッチング手段の切換の間に前記ダイオードとキャパシタを入力電圧に直列に接続する第5のスイッチング手段と、前記ダイオードの出力を平均化して出力する第2の出力キャパシタとを有する最大電圧出力手段を含むことを特徴とするスイッチトキャパシタ電源装置。In a switched capacitor power supply apparatus that charges / discharges a predetermined input voltage to a plurality of capacitors via a plurality of switching means to obtain a desired output voltage that is stepped up or down,
The apparatus includes a plurality of charge transfer capacitors, and a plurality of first switching means that are alternately connected in series to the charge transfer capacitors to form a loop circuit, and switch the connection order of the charge capacitors in the loop circuit. And a second switching means connected to one of the charge transfer capacitors to control each capacitor in a groundable manner, and connected to the other of the charge transfer capacitors to control an input voltage to be freely applied. A plurality of third switching means, a plurality of fourth switching means connected to the other of the charge transfer capacitors to control the charge voltage of the capacitor so as to be freely discharged; and a discharge from the fourth switching means A first output capacitor that averages the voltage and supplies it to the load;
And a plurality of diodes for detecting an input voltage and an output voltage of each charge transfer capacitor; and an input voltage connected to one side of the charge transfer capacitor, and the switching between the second switching means. A switched capacitor power supply comprising: a maximum voltage output means having a fifth switching means for connecting a diode and a capacitor in series with an input voltage; and a second output capacitor for averaging and outputting the output of the diode. apparatus.
複数のスイッチング手段の制御により、複数のキャパシタのうちr個のキャパシタに充電し、s個のキャパシタから放電して入力電圧の(s/r)倍の出力電圧を得るメイン回路と、該メイン回路とほぼ同様に構成されて、そのキャパシタおよびスイッチング手段がメイン回路のそれぞれの素子の(1/α)倍のチップ面積に形成されたサブ回路とを用意し、
前記メイン回路の出力電圧を制御する際に、あらかじめ前記サブ回路のスイッチング手段を制御して前記メイン回路の現出力電圧値より1段低い電圧値を出力させて、その結果に基づいてメイン回路の出力電圧を所望の電圧値以上の所定の電圧値より1段低い出力電圧にするか否かを判定しつつメイン回路のスイッチング手段を制御することを特徴とするスイッチトキャパシタ電源装置における昇降圧比切換制御方法。In a step-up / step-down ratio switching control method in a switched capacitor power supply apparatus that charges / discharges a predetermined input voltage to a plurality of capacitors via a plurality of switching means to obtain a desired output voltage that is stepped up / down.
A main circuit that charges r capacitors out of the plurality of capacitors and controls the plurality of switching means to discharge the s capacitors to obtain an output voltage that is (s / r) times the input voltage, and the main circuit And a sub circuit in which the capacitor and the switching means are formed in a chip area (1 / α) times as large as each element of the main circuit,
When controlling the output voltage of the main circuit, the switching means of the sub circuit is controlled in advance to output a voltage value that is one step lower than the current output voltage value of the main circuit. Step-up / step-down ratio switching control in a switched capacitor power supply device, wherein the switching means of the main circuit is controlled while determining whether or not the output voltage is set to an output voltage one step lower than a predetermined voltage value equal to or higher than a desired voltage value Method.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002158175A JP4231992B2 (en) | 2002-05-30 | 2002-05-30 | Switched capacitor power supply device, step-up / step-down ratio switching control method thereof, and switch drive circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002158175A JP4231992B2 (en) | 2002-05-30 | 2002-05-30 | Switched capacitor power supply device, step-up / step-down ratio switching control method thereof, and switch drive circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004007870A JP2004007870A (en) | 2004-01-08 |
JP4231992B2 true JP4231992B2 (en) | 2009-03-04 |
Family
ID=30428626
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002158175A Expired - Fee Related JP4231992B2 (en) | 2002-05-30 | 2002-05-30 | Switched capacitor power supply device, step-up / step-down ratio switching control method thereof, and switch drive circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4231992B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US10263513B2 (en) | 2017-04-28 | 2019-04-16 | Nxp B.V. | Switched capacitor power converter |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5212494B2 (en) * | 2011-01-31 | 2013-06-19 | ブラザー工業株式会社 | Multiple voltage output power supply |
-
2002
- 2002-05-30 JP JP2002158175A patent/JP4231992B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US10263513B2 (en) | 2017-04-28 | 2019-04-16 | Nxp B.V. | Switched capacitor power converter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2004007870A (en) | 2004-01-08 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7061213B2 (en) | DC-DC converter | |
US7075275B2 (en) | DC-DC converter | |
US7218085B2 (en) | Integrated ZVS synchronous buck DC-DC converter with adaptive control | |
US9246387B2 (en) | Output voltage controller, electronic device, and output voltage control method | |
US8593124B2 (en) | Switching power source apparatus | |
US20140049994A1 (en) | Device for synchronous dc-dc conversion and synchronous dc-dc converter | |
TW200917632A (en) | Comparator type DC-DC converter | |
JP3829753B2 (en) | DC-DC converter | |
US20060131961A1 (en) | Multi-output power supply circuit | |
TW201444254A (en) | Efficient control circuit for buck-boost converters and control method thereof | |
US11038421B2 (en) | Methods and apparatus for adaptive timing for zero voltage transition power converters | |
JP2000348862A (en) | Dc-ac switching circuit for driving electroluminescent lamp showing capacitative load characteristic | |
US10326366B2 (en) | Zero-voltage switch-mode power converter | |
JP5456495B2 (en) | Buck-boost switching power supply control circuit, buck-boost switching power supply, and buck-boost switching power supply control method | |
US8482272B2 (en) | DC-DC converter | |
US20230058021A1 (en) | Circuits and method for reducing light load power dissipation of a voltage converter | |
WO2023213292A1 (en) | Combined control voltage converter, control method, power supply, and new energy vehicle | |
JP4231992B2 (en) | Switched capacitor power supply device, step-up / step-down ratio switching control method thereof, and switch drive circuit | |
EP4195482A1 (en) | Feedback circuit with adjustable loop gain for a boost converter | |
US10938379B2 (en) | Automatic frequency modulation circuit and automatic frequency modulation method applied to pulse-width modulation system | |
US20230198405A1 (en) | Implementing a buck converter supporting automatic continuous conduction mode and discontinuous conduction mode | |
US11855538B2 (en) | Out-of-audio (OOA) switching voltage regulator | |
US20230369955A1 (en) | Controller and method for controlling a voltage converter | |
US20220407421A1 (en) | Control circuit for dc/dc converter | |
US10734994B2 (en) | Gate control circuit, power supply circuit, and inverter circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20041111 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20041111 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20050307 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050527 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080527 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080624 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080707 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20081111 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20081125 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4231992 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 3 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111219 Year of fee payment: 3 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121219 Year of fee payment: 4 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131219 Year of fee payment: 5 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |