JP4228825B2 - Physical quantity sensor device - Google Patents

Physical quantity sensor device Download PDF

Info

Publication number
JP4228825B2
JP4228825B2 JP2003281257A JP2003281257A JP4228825B2 JP 4228825 B2 JP4228825 B2 JP 4228825B2 JP 2003281257 A JP2003281257 A JP 2003281257A JP 2003281257 A JP2003281257 A JP 2003281257A JP 4228825 B2 JP4228825 B2 JP 4228825B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
physical quantity
quantity sensor
output value
converter
selector
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2003281257A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2004085562A (en
Inventor
保司 小西
稔 熊原
慎司 坂本
雅則 林
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Electric Works Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Works Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Works Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2003281257A priority Critical patent/JP4228825B2/en
Publication of JP2004085562A publication Critical patent/JP2004085562A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4228825B2 publication Critical patent/JP4228825B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Description

本発明は、物理量センサの出力値をデジタル値に変換して出力する物理量センサ装置に関するものである。   The present invention relates to a physical quantity sensor device that converts an output value of a physical quantity sensor into a digital value and outputs the digital value.

近年、各種機器において多数の入力情報を総合的に判断して適切な機器動作を行うことが要求されたり、複数の機器を連動制御することが要求されるようになってきている。たとえば、車載機器であるアンチロックブレーキやエアバッグのような機器では、車両の動きの変化を検出して機器の動作を短時間で制御することが必要である。そこで、この種の機器では、車両の動きを検出する物理量センサとして加速度センサを用い、加速度センサの出力値に基づいて機器を短時間かつ適正に制御するためにマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略称する）が用いられている。加速度センサの出力をマイコンで処理するには、加速度センサの出力値をデジタル値に変換することが要求される。   In recent years, it has been required that various devices comprehensively judge a large number of input information to perform appropriate device operations, or to perform interlock control of a plurality of devices. For example, in an in-vehicle device such as an antilock brake or an airbag, it is necessary to detect a change in the movement of the vehicle and control the operation of the device in a short time. Therefore, in this type of equipment, an acceleration sensor is used as a physical quantity sensor for detecting the movement of the vehicle, and a microcomputer (hereinafter referred to as “microcomputer”) is used to control the equipment in a short time and appropriately based on the output value of the acceleration sensor. (Abbreviated) is used. In order to process the output of the acceleration sensor with a microcomputer, it is required to convert the output value of the acceleration sensor into a digital value.

ところで、物理量センサである加速度センサ、圧力センサ、ストレンゲージなどではピエゾ抵抗素子を用いる構成が知られており、このような物理量を電気抵抗に変換する物理量センサでは出力値に周囲温度の影響による誤差を含むおそれがある。したがって、この種の物理量センサの出力値の誤差を小さくするには、周囲温度に応じて出力値を補正することが必要であって、周囲温度を検出するために温度センサが必要になる。上述のように物理量センサの出力値をデジタル値に変換する場合では、物理量センサから出力されたアナログ信号の出力値に対して温度センサの出力値による補正を行う構成と、物理量センサから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換した後のデジタル値に対して温度センサの出力値による補正を行う構成とが考えられる。後者の構成では、物理量センサの出力値とともに温度センサの出力値もデジタル値に変換しておき、物理量センサに対応するデジタル値と温度センサに対応するデジタル値とをデジタル演算が可能な演算回路に入力して物理量センサの出力値に対する温度補正を行うことになる。   By the way, a configuration using a piezoresistive element is known for an acceleration sensor, a pressure sensor, a strain gauge, etc., which are physical quantity sensors, and in such a physical quantity sensor that converts a physical quantity into an electrical resistance, an error due to the influence of the ambient temperature on the output value is known. May be included. Therefore, in order to reduce the error of the output value of this type of physical quantity sensor, it is necessary to correct the output value according to the ambient temperature, and a temperature sensor is required to detect the ambient temperature. When the output value of the physical quantity sensor is converted to a digital value as described above, the output value of the analog signal output from the physical quantity sensor is corrected by the output value of the temperature sensor, and the output value of the physical quantity sensor It can be considered that the digital value after the analog signal is converted into the digital signal is corrected by the output value of the temperature sensor. In the latter configuration, the output value of the temperature sensor as well as the output value of the physical quantity sensor is converted into a digital value, and the digital value corresponding to the physical quantity sensor and the digital value corresponding to the temperature sensor are converted into an arithmetic circuit capable of digital calculation. The temperature correction with respect to the output value of the physical quantity sensor is performed by inputting.

いま、物理量として加速度を検出する物理量センサ装置について後者の構成を採用した例を考えると図２８のようになる。図示例では物理量センサとして互いに直交する３方向（センサの構造により決まる３方向であって、それぞれＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸と呼んでいる）の加速度を検出し各方向の加速度に対応する出力値が個別に得られる３軸の加速度センサ１を用いている。この加速度センサ１はピエゾ抵抗素子のブリッジ回路を３組備える。つまり、この加速度センサ１は各ブリッジ回路ごとに出力値が得られる３出力型であって、各出力をそれぞれＡＤ変換を行うために、３個のＡＤコンバータ（ＡＤＣ）３ａ〜３ｃを設けている。さらに、周囲温度を検出するための温度センサ２の出力値をデジタル値に変換するＡＤコンバータ３ｄも設けられる。各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄの出力はデジタル演算が可能な演算回路４に入力され、演算回路４において加速度センサ１の各出力値が温度センサ２の出力値を用いて補正される。   Considering an example in which the latter configuration is adopted for a physical quantity sensor device that detects acceleration as a physical quantity, FIG. 28 is obtained. In the illustrated example, accelerations in three directions orthogonal to each other (three directions determined by the sensor structure, which are called the X axis, Y axis, and Z axis) are detected as physical quantity sensors, and outputs corresponding to the accelerations in the respective directions. A triaxial acceleration sensor 1 whose values are individually obtained is used. The acceleration sensor 1 includes three sets of bridge circuits of piezoresistive elements. That is, the acceleration sensor 1 is a three-output type that can obtain an output value for each bridge circuit, and is provided with three AD converters (ADC) 3a to 3c in order to perform AD conversion on each output. . Furthermore, an AD converter 3d that converts the output value of the temperature sensor 2 for detecting the ambient temperature into a digital value is also provided. The outputs of the AD converters 3a to 3d are input to an arithmetic circuit 4 capable of digital calculation, and each output value of the acceleration sensor 1 is corrected by using the output value of the temperature sensor 2 in the arithmetic circuit 4.

上述した構成では、加速度センサ１の３個の出力値と温度センサ２の出力値とを各別にＡＤコンバータ３ａ〜３ｄに入力する構成を採用しているものであるから、４個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｄが必要であり回路規模が大きくなるという問題が生じる。とくに、上述の構成では加速度センサ１からの出力値が１個ではなく３個の出力値が得られるから、加速度センサ１だけでも３個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｃが必要になり、このことからも回路規模が大きくなる。また、複数個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｄを設けると、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄの構成が同じであったとしても量子化誤差にばらつきを生じる可能性があるから、上述のように複数個のＡＤコンバータ３ａ〜３ｄを用いると、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄへの入力値のわずかなばらつきによって、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄの出力値の最小桁に１デジットの誤差が生じる可能性がある。つまり、各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄへの入力が等しい場合であっても各ＡＤコンバータ３ａ〜３ｄから出力されるデジタル値が不一致になることがあり、結果的に演算回路４での演算結果に誤差を生じる可能性がある。   In the configuration described above, the configuration in which the three output values of the acceleration sensor 1 and the output value of the temperature sensor 2 are individually input to the AD converters 3a to 3d is adopted. Therefore, the four AD converters 3a are used. ~ 3d is necessary, which causes a problem that the circuit scale becomes large. In particular, in the above-described configuration, the output value from the acceleration sensor 1 is not one, but three output values are obtained. Therefore, the acceleration sensor 1 alone requires three AD converters 3a to 3c. The circuit scale becomes large. In addition, when a plurality of AD converters 3a to 3d are provided, even if the configurations of the AD converters 3a to 3d are the same, there is a possibility that the quantization error may vary. When the converters 3a to 3d are used, there is a possibility that an error of 1 digit occurs in the minimum digit of the output values of the AD converters 3a to 3d due to slight variations in input values to the AD converters 3a to 3d. That is, even if the inputs to the AD converters 3a to 3d are equal, the digital values output from the AD converters 3a to 3d may not match, resulting in an error in the calculation result of the calculation circuit 4. May occur.

一方、圧電センサにより得られる３方向の出力をスイッチで切り換えて１出力とした後にＡＤコンバータに入力する技術が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
特開２０００−９７７６１号公報 On the other hand, a technique is known in which the output in three directions obtained by a piezoelectric sensor is switched to one output by a switch and then input to an AD converter (see, for example, Patent Document 1).
Japanese Patent Laid-Open No. 2000-97761

しかしながら、上述した特許文献１に記載の技術では、スイッチによって同種の物理量センサ（つまり、圧電センサ）の出力を切り換えているだけであり、温度補正を行うことについて考慮されていないものであるから、温度変化によって出力値のばらつきが大きくなる可能性がある。   However, in the technique described in Patent Document 1 described above, the output of the same kind of physical quantity sensor (that is, the piezoelectric sensor) is merely switched by a switch, and consideration is not given to performing temperature correction. The variation in output value may increase due to temperature change.

本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、回路規模を比較的小さくするとともに、複数入力に対してＡＤコンバータにおいて生じる誤差要因を低減させ、しかも温度変化によるばらつきを抑制して検出精度を高めた物理量センサ装置を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above-mentioned reasons, and its purpose is to reduce the circuit scale relatively, to reduce the error factor generated in the AD converter for a plurality of inputs, and to suppress variations due to temperature changes. An object of the present invention is to provide a physical quantity sensor device with improved detection accuracy.

請求項１の発明は、物理量を電気抵抗に変換する物理量センサと、前記物理量センサの周囲温度を検出する温度センサと、前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値をデジタル値に変換するＡＤコンバータと、前記物理量センサの出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力するセレクタと、前記物理量センサと前記温度センサとの各出力値に対応して前記ＡＤコンバータから出力されたデジタル値を用いて前記物理量センサの出力値に温度補正を行う演算回路とから成り、前記ＡＤコンバータは、ΣΔ変調器と、ΣΔ変調器の出力のうち量子化誤差に相当する高周波領域を除去する第１のデジタルフィルタと、第１のデジタルフィルタの出力値の移動平均を求める第２のデジタルフィルタとを備え、前記演算回路は、前記物理量センサの出力値に対応するデジタル値として前記第２のデジタルフィルタの出力値を用いるとともに、前記温度センサの出力値に対応するデジタル値として前記第１のデジタルフィルタの出力値を用いるように前記ＡＤコンバータの出力を前記セレクタと同期して選択することを特徴とする。 The invention of claim 1 is a physical quantity sensor that converts a physical quantity into electrical resistance, a temperature sensor that detects an ambient temperature of the physical quantity sensor, an AD converter that converts output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor into digital values, and A selector that selectively inputs an output value of the physical quantity sensor and an output value of the temperature sensor to the AD converter, and an output from the AD converter corresponding to each output value of the physical quantity sensor and the temperature sensor. And an arithmetic circuit that performs temperature correction on the output value of the physical quantity sensor using the digital value thus obtained. The AD converter has a ΣΔ modulator and a high-frequency region corresponding to a quantization error in the output of the ΣΔ modulator. A first digital filter to be removed, and a second digital filter for obtaining a moving average of the output values of the first digital filter. The circuit uses the output value of the second digital filter as a digital value corresponding to the output value of the physical quantity sensor, and uses the output value of the first digital filter as a digital value corresponding to the output value of the temperature sensor. The output of the AD converter is selected in synchronism with the selector .

この構成によれば、物理量センサと温度センサとがセレクタを通して１個のＡＤコンバータを兼用するから、回路規模が比較的小さくなる上に、物理量センサと温度センサとの出力値を異なるＡＤコンバータでデジタル値に変換する場合のようなＡＤコンバータの特性のわずかなばらつきによる誤差の発生がない。しかも、物理量センサだけではなく温度センサを設け、物理量センサと温度センサとの出力値をセレクタで選択して演算回路に入力するから、度変化によるばらつきを抑制して検出精度を高めることができる。   According to this configuration, since the physical quantity sensor and the temperature sensor also serve as one AD converter through the selector, the circuit scale becomes relatively small, and the output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are digitalized by different AD converters. There is no occurrence of errors due to slight variations in the characteristics of the AD converter as in the case of conversion into values. In addition, since not only the physical quantity sensor but also a temperature sensor is provided and the output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are selected by the selector and input to the arithmetic circuit, it is possible to suppress the variation due to the degree change and increase the detection accuracy.

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記物理量センサは複数方向の加速度について各方向別の出力値が得られる多軸の加速度センサであって、前記セレクタでは前記物理量センサの各方向別の出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力することを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the physical quantity sensor is a multi-axis acceleration sensor capable of obtaining output values for each direction with respect to accelerations in a plurality of directions, and the selector selects each direction of the physical quantity sensor. Another output value and the output value of the temperature sensor are alternatively input to the AD converter.

この構成によれば、多軸の加速度センサからの複数の出力値と温度センサの出力値とをセレクタで選択してＡＤコンバータに択一的に入力するから、加速度センサの複数の出力値と温度センサの出力値とを１個のＡＤコンバータでデジタル値に変換することになり、セレクタへの入力が比較的多いにもかかわらず回路規模を比較的小さくすることができる。しかも加速度センサの複数の出力値を１個のＡＤコンバータでデジタル値に変換しているから、加速度センサの各出力値に対してＡＤコンバータの特性のわずかなばらつきを原因とするデジタル値の誤差の発生が抑制され、結果的に高精度で加速度を検出することが可能になる。   According to this configuration, a plurality of output values from the multi-axis acceleration sensor and an output value from the temperature sensor are selected by the selector and selectively input to the AD converter. The sensor output value is converted into a digital value by one AD converter, and the circuit scale can be made relatively small despite a relatively large number of inputs to the selector. In addition, since a plurality of output values of the acceleration sensor are converted into digital values by one AD converter, an error in the digital value due to slight variations in the characteristics of the AD converter with respect to each output value of the acceleration sensor. Occurrence is suppressed, and as a result, acceleration can be detected with high accuracy.

また、物理量センサの出力値に対しては移動平均を用いて瞬間的に生じる異常値の影響を抑制し、温度センサの出力値に対しては移動平均を用いないから処理時間を短くすることができる。 In addition, the moving average is used to suppress the influence of the abnormal value that occurs instantaneously for the output value of the physical quantity sensor, and the processing time is shortened because the moving average is not used for the output value of the temperature sensor. it can.

請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記セレクタは、前記物理量センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力する前に当該出力値に対応付ける前記温度センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力することを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the present invention, the selector selects the output value of the temperature sensor associated with the output value before inputting the output value of the physical quantity sensor to the AD converter. Input to an AD converter.

この構成によれば、物理量センサの出力値が複数存在していても温度センサの出力値の次に得られた物理量センサの出力値を補正することができ、物理量センサの出力値が得られてから当該物理量センサを温度補正したデジタル値が得られるまでに時間遅れがほとんど生じない。   According to this configuration, even if there are a plurality of output values of the physical quantity sensor, the output value of the physical quantity sensor obtained next to the output value of the temperature sensor can be corrected, and the output value of the physical quantity sensor can be obtained. Therefore, there is almost no time delay until a digital value obtained by correcting the temperature of the physical quantity sensor is obtained.

請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとは１つの集積回路に内蔵され、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間を接続する接続線を前記集積回路の外部に引き出す端子が設けられるとともに、前記端子にバイパス用のコンデンサが接続されることを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the first to third aspects of the present invention, the selector and the AD converter are built in one integrated circuit, and a connection line for connecting the selector and the AD converter is provided in the integrated circuit. A terminal is provided outside the integrated circuit, and a bypass capacitor is connected to the terminal.

この構成によれば、セレクタとＡＤコンバータとの間の接続線にバイパス用のコンデンサが接続され、ＡＤコンバータに入力されるアナログ信号からノイズになる高周波成分を除去することができるから、信号対雑音比を向上させることができる。   According to this configuration, the bypass capacitor is connected to the connection line between the selector and the AD converter, and high frequency components that become noise can be removed from the analog signal input to the AD converter. The ratio can be improved.

請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、前記セレクタを構成するスイッチ素子と前記ＡＤコンバータの入力部に設けたサンプリング用のスイッチ素子とが兼用されることを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in the first to fourth aspects of the present invention, the switch element constituting the selector and the sampling switch element provided at the input portion of the AD converter are combined. .

この構成によれば、セレクタのスイッチ素子とＡＤコンバータのサンプリング用のスイッチ素子とを兼用するから、スイッチ素子の素子数が低減されることにより回路規模の縮小につながるとともに、信号の伝送路に挿入されるスイッチ素子の素子数が低減されることによりスイッチ素子による信号劣化が抑制される。
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に増幅器を挿入したことを特徴とする。 According to this configuration, the selector switch element and the AD converter sampling switch element are combined, so that the number of switch elements is reduced, leading to a reduction in circuit scale and insertion into the signal transmission path. By reducing the number of switch elements to be operated, signal deterioration due to the switch elements is suppressed .
According to a sixth aspect of the present invention, in the first to fifth aspects of the present invention, an amplifier is inserted between the selector and the AD converter.

この構成によれば、物理量センサおよび温度センサの出力値を増幅器により増幅してからＡＤコンバータに入力するから、ＡＤコンバータに要求する精度を低くし、ＡＤコンバータの出力ビット数を少なくして回路規模を小さくすることができる。   According to this configuration, since the output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are amplified by the amplifier and then input to the AD converter, the accuracy required for the AD converter is reduced, the number of output bits of the AD converter is reduced, and the circuit scale is reduced. Can be reduced.

請求項７の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記物理量センサでは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサと前記セレクタとの間には各出力値別に増幅器が挿入されることを特徴とする。 According to a seventh aspect of the present invention, in the first to fifth aspects of the invention, the physical quantity sensor obtains a plurality of types of output values, and an amplifier is inserted between the physical quantity sensor and the selector for each output value. It is characterized by that.

この構成によれば、物理量センサから複数種類の出力値が得られる場合に、物理量センサのそれぞれ増幅器で増幅してからセレクタに入力するから、ＡＤコンバータに要求する精度を低くし、ＡＤコンバータの出力ビット数を少なくすることができる。しかも、セレクタによる選択後に増幅する場合に比較すると、増幅器への入力の切換に伴うドリフトを考慮する必要がないから、物理量センサの複数種類の出力値からセレクタによって選択した後に増幅器の出力が安定する時間を待つ必要がなく、セレクタによる選択時間を短縮することができる。その結果、物理量センサの出力値を温度センサの出力値で補正する処理時間を短縮することが可能になる。   According to this configuration, when a plurality of types of output values are obtained from the physical quantity sensor, they are amplified by the respective amplifiers of the physical quantity sensor and then input to the selector. Therefore, the accuracy required for the AD converter is reduced, and the output of the AD converter is reduced. The number of bits can be reduced. In addition, as compared with the case where amplification is performed after selection by the selector, it is not necessary to consider drift associated with switching of the input to the amplifier, so that the output of the amplifier is stabilized after being selected by the selector from a plurality of types of output values of the physical quantity sensor. There is no need to wait for time, and the selection time by the selector can be shortened. As a result, the processing time for correcting the output value of the physical quantity sensor with the output value of the temperature sensor can be shortened.

請求項８の発明は、請求項１ないし請求項７の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタを挿入したことを特徴とする。 The invention of claim 8 is characterized in that, in the invention of claims 1 to 7 , a low-pass filter for removing a frequency component equal to or higher than the sampling frequency of the AD converter is inserted between the selector and the AD converter. To do.

この構成によれば、ローパスフィルタによって高周波の不要成分を除去することができるから、不要成分による折り返し雑音を除去することが可能になり、信号対雑音比を高めることができる。   According to this configuration, since a high-frequency unnecessary component can be removed by the low-pass filter, aliasing noise due to the unnecessary component can be removed, and the signal-to-noise ratio can be increased.

請求項９の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去する増幅機能付きのローパスフィルタを挿入したことを特徴とする。 According to a ninth aspect of the present invention, in the first to fifth aspects of the present invention, a low pass filter with an amplification function for removing a frequency component equal to or higher than the sampling frequency of the AD converter is inserted between the selector and the AD converter. It is characterized by that.

この構成によれば、ローパスフィルタによって高周波の不要成分を除去することができるから、不要成分による折り返し雑音を除去することが可能になり、信号対雑音比を高めることができる。また、ローパスフィルタが増幅機能付きであるから、物理量センサおよび温度センサの出力値を増幅器により増幅してからＡＤコンバータに入力することになり、ＡＤコンバータに要求する精度を低くし、ＡＤコンバータの出力ビット数を少なくして回路規模を小さくすることができる。さらに、ローパスフィルタと増幅器との機能を１回路で実現するから、回路規模の縮小につながる。   According to this configuration, since a high-frequency unnecessary component can be removed by the low-pass filter, aliasing noise due to the unnecessary component can be removed, and the signal-to-noise ratio can be increased. In addition, since the low-pass filter has an amplification function, the output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are amplified by the amplifier and then input to the AD converter, so that the accuracy required for the AD converter is lowered and the output of the AD converter is reduced. The circuit size can be reduced by reducing the number of bits. Furthermore, since the functions of the low-pass filter and the amplifier are realized by one circuit, the circuit scale is reduced.

請求項１０の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に、前記物理量センサのオフセットを補正するオフセット補正手段を挿入したことを特徴とする。 According to a tenth aspect of the present invention, in any of the first to fifth aspects of the present invention, an offset correction means for correcting an offset of the physical quantity sensor is inserted between the selector and the AD converter.

この構成によれば、ＡＤコンバータに入力される前記物理量センサの出力値について、オフセット補正手段によってオフセットを除去することができるから、ＡＤコンバータではオフセット分の精度が不要になりＡＤコンバータの出力ビット数の低減につながる。また、ＡＤコンバータの出力ビット数の低減に伴って演算回路での演算処理の処理量が低減する。   According to this configuration, since the offset correction unit can remove the offset from the output value of the physical quantity sensor input to the AD converter, the AD converter does not require the accuracy of the offset, and the number of output bits of the AD converter Leading to a reduction in In addition, the amount of arithmetic processing in the arithmetic circuit is reduced as the number of output bits of the AD converter is reduced.

請求項１１の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記セレクタが選択した前記物理量センサと前記温度センサとの出力値を次の選択まで保持するサンプルホールド回路を挿入したことを特徴とする。 The invention of claim 11 is the invention of claims 1 to 5 , wherein the output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor selected by the selector are held between the selector and the AD converter until the next selection. A sample hold circuit is inserted.

この構成によれば、ＡＤコンバータの前にサンプルホールド回路を設けてＡＤコンバータの入力値を維持するから、ＡＤコンバータにはセレクタでの選択毎に１つの入力値が与えられることになり、ＡＤコンバータの出力値の安定化を図ることができる。すなわち、セレクタの１回の選択内でＡＤコンバータの出力値が変動するのを防止するから、演算回路での演算が容易になる。   According to this configuration, since the sample hold circuit is provided in front of the AD converter to maintain the input value of the AD converter, the AD converter is given one input value for each selection by the selector. The output value can be stabilized. That is, since the output value of the AD converter is prevented from fluctuating within one selection of the selector, the calculation in the arithmetic circuit becomes easy.

請求項１２の発明は、請求項１ないし請求項１１の発明において、前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサの出力値別に得られる前記演算回路の複数の出力値を各別に保持する複数個の出力値保持手段が設けられて成ることを特徴とする。 According to a twelfth aspect of the present invention, in the first to eleventh aspects of the invention, the physical quantity sensor can obtain a plurality of types of output values, and each of the plurality of output values of the arithmetic circuit obtained for each output value of the physical quantity sensor. A plurality of output value holding means for separately holding are provided.

この構成によれば、演算回路の出力値を出力値保持手段で保持するから、物理量センサの複数種類の出力値に対応する出力値が演算回路から時系列的に出力される場合であっても、各出力値をそれぞれ出力値保持手段に保持することによって、各出力値を同時に取り出すことが可能になる。   According to this configuration, since the output value of the arithmetic circuit is held by the output value holding means, even when output values corresponding to a plurality of types of output values of the physical quantity sensor are output in time series from the arithmetic circuit. Each output value can be taken out simultaneously by holding each output value in the output value holding means.

請求項１３の発明は、請求項１ないし請求項１２の発明において、周囲温度に対する前記温度センサの出力値の変化特性と前記物理量センサの変化特性とが相似であることを特徴とする。 A thirteenth aspect of the invention is characterized in that, in the first to twelfth aspects of the invention, the change characteristic of the output value of the temperature sensor with respect to the ambient temperature is similar to the change characteristic of the physical quantity sensor.

この構成によれば、周囲温度に対して物理量センサの出力の変化率が大きくなる温度領域では温度センサの出力値の変化率も大きくなり、物理量センサの出力の変化率が小さくなる温度領域では温度センサの出力値の変化率も小さくなるのであって、周囲温度に対する物理量センサの変化特性に合った温度補正が可能になる。すなわち、温度補正による補正精度の向上につながる。   According to this configuration, the change rate of the output value of the physical quantity sensor also increases in the temperature range where the change rate of the output of the physical quantity sensor increases with respect to the ambient temperature, and the temperature range increases in the temperature range where the change rate of the output of the physical quantity sensor decreases. The rate of change of the output value of the sensor is also reduced, and temperature correction suitable for the change characteristics of the physical quantity sensor with respect to the ambient temperature becomes possible. That is, the correction accuracy is improved by temperature correction.

請求項１４の発明は、請求項１ないし請求項１３の発明において、前記セレクタに前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値を入力する状態と前記セレクタの入力を無入力とする状態とを選択する自己診断手段が付加されていることを特徴とする。 According to a fourteenth aspect of the present invention, in the first to thirteenth aspects of the invention, a state in which output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are input to the selector and a state in which the input of the selector is not input are selected. A self-diagnosis means is added.

この構成によれば、セレクタの入力を無入力とする状態を選択可能とする自己診断手段を備えることによって、セレクタが無入力であるときのＡＤコンバータあるいは演算回路の出力値を監視することで、物理量センサ以外の回路部における異常の有無を容易に検出することができる。   According to this configuration, by providing the self-diagnosis means that enables selection of a state in which the input of the selector is not input, by monitoring the output value of the AD converter or the arithmetic circuit when the selector is not input, It is possible to easily detect the presence / absence of an abnormality in a circuit unit other than the physical quantity sensor.

請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項１４の発明において、前記物理量センサを間欠駆動する間欠駆動手段を備えることを特徴とする。 According to a fifteenth aspect of the present invention, in any of the first to fourteenth aspects of the present invention, the physical quantity sensor includes intermittent drive means for intermittently driving the physical quantity sensor.

この構成によれば、間欠駆動手段を設けていることによって、物理量センサを利用していないときには駆動しないようにすることができるから、連続的に駆動する場合に比較すると、電力消費を抑制することができる。   According to this configuration, since the intermittent drive means is provided, it is possible to prevent the physical quantity sensor from being driven when the physical quantity sensor is not used. Can do.

請求項１６の発明は、請求項１ないし請求項１５の発明において、前記物理量センサでは複数種類の出力値が得られ、前記演算回路は各物理量センサの出力値別に複数個設けられていることを特徴とする。 According to a sixteenth aspect of the present invention, in the first to fifteenth aspects of the invention, the physical quantity sensor can obtain a plurality of types of output values, and a plurality of arithmetic circuits are provided for each output value of each physical quantity sensor. Features.

この構成によれば、温度補正を行うための演算回路を物理量センサの出力値別に設けているから、物理量センサの各出力値に対して演算回路を時分割で用いる場合に比較すると、演算回路の入力の切換直後のドリフトの影響を考慮する必要がなく、結果的に演算の高速化が可能になる。   According to this configuration, since an arithmetic circuit for performing temperature correction is provided for each output value of the physical quantity sensor, compared to the case where the arithmetic circuit is used in a time division manner for each output value of the physical quantity sensor, It is not necessary to consider the effect of drift immediately after the input is switched, and as a result, the calculation speed can be increased.

請求項１７の発明は、請求項１ないし請求項１６の発明において、前記物理量センサと前記温度センサを含む残りの回路部とが電源として１つの定電圧電源回路を共用していることを特徴とする。 According to a seventeenth aspect of the present invention, in the first to sixteenth aspects, the physical quantity sensor and the remaining circuit portion including the temperature sensor share one constant voltage power circuit as a power source. To do.

この構成によれば、電源を別途に設ける場合に比較して回路規模が小さくなる上に、定電圧電源回路を設けていることによって、物理量センサや回路部に対する電源電圧の変動がなく安定した動作が期待でき、演算回路の出力値の精度が高くなる。   According to this configuration, the circuit scale is smaller than when a power supply is separately provided, and the constant voltage power supply circuit is provided so that there is no fluctuation in the power supply voltage with respect to the physical quantity sensor or the circuit unit and the operation is stable. And the accuracy of the output value of the arithmetic circuit is increased.

請求項１８の発明は、請求項１７の発明において、前記物理量センサは周囲温度が変化すると前記定電圧電源回路からの供給電流が変化する構成であって、前記定電圧電源回路は、前記物理量センサに供給する電流を監視する電流検知手段を有し、前記電流検知手段による検出値を前記温度センサの出力値に代えて前記セレクタに入力することを特徴とする。 According to an eighteenth aspect of the present invention, in the seventeenth aspect , the physical quantity sensor has a configuration in which a supply current from the constant voltage power supply circuit changes when an ambient temperature changes, and the constant voltage power supply circuit includes the physical quantity sensor. Current detection means for monitoring the current supplied to the sensor, and a value detected by the current detection means is input to the selector instead of the output value of the temperature sensor.

この構成によれば、定電圧電源回路から物理量センサに供給する電流の監視によって周囲温度を監視するから、温度センサが不要になり、回路規模を小さくすることが可能になる。   According to this configuration, since the ambient temperature is monitored by monitoring the current supplied from the constant voltage power supply circuit to the physical quantity sensor, the temperature sensor becomes unnecessary and the circuit scale can be reduced.

請求項１９の発明は、請求項１７または請求項１８の発明において、前記定電圧電源回路は、前記物理量センサを除く回路部に供給する電流値に基づいて回路部の異常の有無を監視する異常検知手段を備えることを特徴とする。 According to a nineteenth aspect of the present invention, in the invention of the seventeenth or eighteenth aspect , the constant voltage power supply circuit monitors an abnormality in the circuit unit based on a current value supplied to the circuit unit excluding the physical quantity sensor. A detection means is provided.

この構成によれば、異常検知手段により回路部の異常の有無を監視することができるから、回路部が正常に動作していることを保証することができ、信頼性の向上が期待できる。   According to this configuration, it is possible to monitor whether or not the circuit unit is abnormal by the abnormality detection unit, so that it is possible to ensure that the circuit unit is operating normally, and an improvement in reliability can be expected.

本発明の構成によれば、物理量センサと温度センサとがセレクタを通して１個のＡＤコンバータを兼用するから、回路規模が比較的小さくなる上に物理量センサと温度センサとの出力値を異なるＡＤコンバータでデジタル値に変換する場合ようなＡＤコンバータの特性のわずかなばらつきによる誤差の発生がないという利点がある。しかも、物理量センサだけではなく温度センサを設け、物理量センサと温度センサとの出力値をセレクタで選択して演算回路に入力するから、度変化によるばらつきを抑制して検出精度を高めることができる利点もある。また、物理量センサの出力値に対しては移動平均を用いて瞬間的に生じる異常値の影響を抑制し、温度センサの出力値に対しては移動平均を用いないから処理時間を短くすることができる。 According to the configuration of the present invention, since the physical quantity sensor and the temperature sensor also serve as one AD converter through the selector, the circuit scale is relatively small and the output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are different AD converters. There is an advantage that no error occurs due to slight variations in the characteristics of the AD converter as in the case of conversion to a digital value. In addition, since not only the physical quantity sensor but also a temperature sensor is provided, and the output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are selected by the selector and input to the arithmetic circuit, the advantage that the detection accuracy can be improved by suppressing the variation due to the degree change. There is also. In addition, the moving average is used to suppress the influence of the abnormal value that occurs instantaneously for the output value of the physical quantity sensor, and the processing time is shortened because the moving average is not used for the output value of the temperature sensor. it can.

（実施形態１）
本実施形態では、図１に示すように、物理量センサとして互いに直交する方向の加速度を検出する３軸の加速度センサ１を例示する。ただし、１軸の加速度センサや２軸の加速度センサを用いる場合も本発明の技術を適用可能であり、また物理量センサとしては加速度センサに限らず、物理量を電気抵抗に変換する物理量センサであれば、圧力センサやストレンゲージなどにも本発明の技術を適用可能である。この種の物理量センサは一般にピエゾ抵抗素子を備え、本実施形態において示す加速度センサ１ではピエゾ抵抗素子からなる３個のブリッジ回路を各方向別に備えている。また、本実施形態では、図１に示すように、１つのパッケージ１０に、３軸の加速度センサ１と、加速度センサ１の出力値に温度補正を行って出力する集積回路である信号処理部１１と、信号処理部１１において用いるデータを格納したＥＥＰＲＯＭ１２との３個のチップを収納してある。言い換えると、集積回路である信号処理部１１のパッケージ１０に加速度センサ１とＥＥＰＲＯＭ１２とを収納している。 (Embodiment 1)
In the present embodiment, as shown in FIG. 1, a three-axis acceleration sensor 1 that detects acceleration in directions orthogonal to each other is illustrated as a physical quantity sensor. However, the technique of the present invention can also be applied to the case where a uniaxial acceleration sensor or a biaxial acceleration sensor is used, and the physical quantity sensor is not limited to an acceleration sensor, and any physical quantity sensor that converts a physical quantity into electrical resistance can be used. The technique of the present invention can also be applied to pressure sensors, strain gauges, and the like. This type of physical quantity sensor generally includes a piezoresistive element, and the acceleration sensor 1 shown in the present embodiment includes three bridge circuits composed of piezoresistive elements in each direction. In the present embodiment, as shown in FIG. 1, a triaxial acceleration sensor 1 and a signal processing unit 11 that is an integrated circuit that performs temperature correction on the output value of the acceleration sensor 1 and outputs the same to a single package 10. And three chips of the EEPROM 12 storing data used in the signal processing unit 11 are housed. In other words, the acceleration sensor 1 and the EEPROM 12 are housed in the package 10 of the signal processing unit 11 that is an integrated circuit.

本実施形態で用いる加速度センサ１は各方向の加速度に対応したアナログ信号の３個の出力値が得られるものであり、加速度センサ１の各出力は信号処理部１１に設けたセレクタ５に入力される。信号処理部１１には温度センサ２も設けられ、温度センサ２から得られるアナログ信号の出力値もセレクタ５に入力される。温度センサ２はたとえば図２に示す構成であって、本実施形態では温度センサ２における温度検出部にダイオードＤを用いている。本実施形態において用いる加速度センサ１の出力はピエゾ抵抗素子からなるブリッジ回路の出力であり後段のＡＤコンバータ３（後述する）への入力を差動電圧で与えるのであって、温度センサ２においても加速度センサ１と同様の形態で出力を得るように、ダイオードＤを通過する電流とは別経路で抵抗Ｒ１にも電流を流し、ダイオードＤの端子電圧と抵抗Ｒ１の端子電圧とを出力するように構成してある。   The acceleration sensor 1 used in this embodiment can obtain three output values of analog signals corresponding to the acceleration in each direction, and each output of the acceleration sensor 1 is input to a selector 5 provided in the signal processing unit 11. The The signal processing unit 11 is also provided with a temperature sensor 2, and an output value of an analog signal obtained from the temperature sensor 2 is also input to the selector 5. The temperature sensor 2 has a configuration shown in FIG. 2, for example, and in the present embodiment, a diode D is used as a temperature detection unit in the temperature sensor 2. The output of the acceleration sensor 1 used in the present embodiment is an output of a bridge circuit composed of a piezoresistive element, and an input to an AD converter 3 (described later) is given as a differential voltage. In order to obtain an output in the same form as the sensor 1, the current is passed through the resistor R1 through a path different from the current passing through the diode D, and the terminal voltage of the diode D and the terminal voltage of the resistor R1 are output. It is.

さらに具体的に説明すると、温度センサ２は、温度検出部としてのダイオードＤのカソードに抵抗Ｒ２を直列接続してダイオードＤと抵抗Ｒ２との直列回路に電流源からの電流Ｉｔ１を流しており、さらにダイオードＤを通る経路とは別に設けた抵抗Ｒ１にも電流源からの電流Ｉｔ２を流している。ダイオードＤのアノードの電位は周囲温度に応じて変動するから、ダイオードＤのアノードの電位を演算増幅器からなるボルテージフォロワＶＦ１に通して電圧Ｖｔｏ１を取り出し、また抵抗Ｒ１の両端電圧をボルテージフォロワＶＦ２に通して電圧Ｖｔｏ２を取り出している。したがって、周囲温度が変化すれば両ボルテージフォロワＶＦ１，ＶＦ２の出力電圧の差電圧Ｖｔｏ１−Ｖｔｏ２が変化するから、この差電圧Ｖｔｏ１−Ｖｔｏ２を温度センサ２の出力値として用いるのである。なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２は適宜に設定され、抵抗Ｒ１，Ｒ２に応じて温度センサ２の出力値の範囲を調節することができる。   More specifically, in the temperature sensor 2, a resistor R2 is connected in series to the cathode of a diode D as a temperature detector, and a current It1 from a current source is passed through a series circuit of the diode D and the resistor R2, Furthermore, the current It2 from the current source is also passed through the resistor R1 provided separately from the path passing through the diode D. Since the potential of the anode of the diode D varies depending on the ambient temperature, the potential of the anode of the diode D is passed through the voltage follower VF1 composed of an operational amplifier to extract the voltage Vto1, and the voltage across the resistor R1 is passed through the voltage follower VF2. The voltage Vto2 is extracted. Therefore, if the ambient temperature changes, the difference voltage Vto1-Vto2 between the output voltages of both voltage followers VF1, VF2 changes, and this difference voltage Vto1-Vto2 is used as the output value of the temperature sensor 2. The resistors R1 and R2 are appropriately set, and the range of the output value of the temperature sensor 2 can be adjusted according to the resistors R1 and R2.

セレクタ５は、図３に示すように、４組の入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４を備えるとともに１組の出力端子ＯＴ１を備えるものであって、４組の入力端子と出力端子との間に挿入された複数組のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を備え、外部から与えられるタイミング信号によってスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフを制御することにより入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４を択一的に出力端子ＯＴ１に接続するように構成されている。セレクタ５の入力端子ＩＮ１〜ＩＮ３には加速度センサ１の３出力がそれぞれ接続され、セレクタ５の入力端子ＩＮ４には温度センサ２が接続される。したがって、タイミング信号によってスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を択一的にオンにすることによって、加速度センサ１の各出力と温度センサ２の出力とがセレクタ５の出力端子ＯＴ１に順次接続されることになる。要するに、セレクタ５により加速度センサ１の各出力値と温度センサ２の出力値とを順次択一的に選択して後段に引き渡すことになる。   As shown in FIG. 3, the selector 5 includes four sets of input terminals IN1 to IN4 and one set of output terminals OT1, and is inserted between the four sets of input terminals and output terminals. A plurality of sets of switch elements S1 to S4 are provided, and the input terminals IN1 to IN4 are alternatively connected to the output terminal OT1 by controlling on / off of the switch elements S1 to S4 by an external timing signal. ing. The three outputs of the acceleration sensor 1 are connected to the input terminals IN1 to IN3 of the selector 5, and the temperature sensor 2 is connected to the input terminal IN4 of the selector 5. Therefore, by selectively turning on the switch elements S1 to S4 by the timing signal, each output of the acceleration sensor 1 and the output of the temperature sensor 2 are sequentially connected to the output terminal OT1 of the selector 5. In short, each output value of the acceleration sensor 1 and the output value of the temperature sensor 2 are selected one after another by the selector 5 and delivered to the subsequent stage.

セレクタ５を通して選択された加速度センサ１の出力値と温度センサ２の出力値とはＡＤコンバータ３に順次入力される。本実施形態で用いるＡＤコンバータ３は、ΣΔ変調器３１と、ΣΔ変調器３１の出力のうち高周波領域を除去するフィルタ回路３２とを備える。フィルタ回路３２は図示例では２段に構成されており、初段のデジタルフィルタ３２ａはΣΔ変調器３１の出力のうち量子化誤差に相当する高周波領域を除去し、２段目のデジタルフィルタ３２ｂはデジタルフィルタ３２ａの出力値の移動平均を求める。ΣΔ変調器３１では、周知のように、サンプリング周波数を通常よりも高く設定してオーバサンプリングを行うとともに、ノイズ電力が高周波領域に偏在するように分布させるノイズシェーピングという操作を行う。すなわち、ΣΔ変調器３１の出力のうちノイズ電力が分布している高周波領域を除去すれば量子化誤差に起因するノイズを大幅に低減することができることが知られており、サンプリング周波数を高くするほど信号対雑音比が向上し、またΣΔ変調器３１の出力から高周波成分を除去するフィルタ回路３２の特性を急峻にするほど信号対雑音比が向上することが知られている。ここに、ＡＤコンバータ３の分解能は外部から入力されるリファレンス電圧によって調節可能であって、温度センサ２は補正用の情報であって要求される分解能は加速度センサ１よりも低いから、セレクタ５により温度センサ２を選択する間にはＡＤコンバータ３の分解能を落とすように電圧源１６から定電圧を入力している。   The output value of the acceleration sensor 1 and the output value of the temperature sensor 2 selected through the selector 5 are sequentially input to the AD converter 3. The AD converter 3 used in the present embodiment includes a ΣΔ modulator 31 and a filter circuit 32 that removes a high-frequency region from the output of the ΣΔ modulator 31. The filter circuit 32 is configured in two stages in the illustrated example. The first-stage digital filter 32 a removes a high-frequency region corresponding to a quantization error from the output of the ΣΔ modulator 31, and the second-stage digital filter 32 b is digital. A moving average of the output values of the filter 32a is obtained. As is well known, the ΣΔ modulator 31 performs oversampling by setting the sampling frequency higher than usual, and performs an operation called noise shaping for distributing the noise power so as to be unevenly distributed in the high frequency region. That is, it is known that the noise caused by the quantization error can be greatly reduced by removing the high frequency region in which the noise power is distributed from the output of the ΣΔ modulator 31, and the higher the sampling frequency is, the higher the sampling frequency is. It is known that the signal-to-noise ratio is improved as the signal-to-noise ratio is improved and the characteristics of the filter circuit 32 that removes high-frequency components from the output of the ΣΔ modulator 31 are made steeper. Here, the resolution of the AD converter 3 can be adjusted by a reference voltage input from the outside, and the temperature sensor 2 is information for correction, and the required resolution is lower than that of the acceleration sensor 1. While the temperature sensor 2 is selected, a constant voltage is input from the voltage source 16 so as to reduce the resolution of the AD converter 3.

ところで、仮に加速度センサ１の出力周波数の最大値が５０Ｈｚであるとすれば、ＡＤコンバータ３のサンプリング周波数は１００Ｈｚ以上にしなければならないから、サンプリング周期は１０ｍｓ以下に設定することが要求される。ここで、加速度センサ１からの３出力と温度センサ２からの出力との４種類のアナログ値をＡＤコンバータ３に順次入力しなければならないから、各入力に均等に時間を割り当てるとすれば各入力に最大２．５ｍｓしか時間を与えることができない。一方、ＡＤコンバータ３から出力されるデジタル値の精度を高めようとすれば、サンプリング周期内において入力に割り当てる時間幅を長くするほうがよい。また、温度センサ２の出力値は加速度センサ１の出力値の補正用に用いるものであるから、加速度センサ１の出力値に比較すれば低精度であってもよいと言える。   By the way, if the maximum value of the output frequency of the acceleration sensor 1 is 50 Hz, the sampling frequency of the AD converter 3 must be set to 100 Hz or more, so that the sampling period is required to be set to 10 ms or less. Here, since four types of analog values of the three outputs from the acceleration sensor 1 and the output from the temperature sensor 2 must be sequentially input to the AD converter 3, if the time is equally allocated to each input, each input Can only be given a maximum of 2.5 ms. On the other hand, in order to increase the accuracy of the digital value output from the AD converter 3, it is better to increase the time width assigned to the input within the sampling period. Further, since the output value of the temperature sensor 2 is used for correcting the output value of the acceleration sensor 1, it can be said that it may be less accurate than the output value of the acceleration sensor 1.

そこで、加速度センサ１の出力値についてはフィルタ回路３２を構成する２段のデジタルフィルタ３２ａ，３２ｂの両方に通してΣΔ変調器３１の出力の高周波領域を除去するだけではなく移動平均を求めることにより、ノイズなどによって瞬間的に生じる異常値の影響を抑制しており、温度センサ２の出力値については初段のデジタルフィルタ３２ａのみを通してΣΔ変調器３１の出力のうちの高周波領域の除去のみを行っている。デジタルフィルタ３２ｂにおいて移動平均を求めるには複数個の値について平均値を求めるから比較的長い処理時間を要するが、デジタルフィルタ３２ａでは異常値の影響を抑制する機能はないものの比較的短い処理時間しか要さない。つまり、加速度センサ１の出力値を２段のデジタルフィルタ３２ａ，３２ｂに通すことによって異常値の影響を抑制した正確な値を得ることができ、温度センサ２の出力値はデジタルフィルタ３２ａのみを通すことによって短時間で処理することができる。   Therefore, the output value of the acceleration sensor 1 is not only removed from the high frequency region of the output of the ΣΔ modulator 31 by passing through both of the two-stage digital filters 32a and 32b constituting the filter circuit 32, but by obtaining a moving average. In this case, the influence of an abnormal value that occurs instantaneously due to noise or the like is suppressed, and the output value of the temperature sensor 2 is only removed from the high-frequency region of the output of the ΣΔ modulator 31 through only the first-stage digital filter 32a. Yes. In order to obtain the moving average in the digital filter 32b, it takes a relatively long processing time because the average value is obtained for a plurality of values. However, the digital filter 32a has no function of suppressing the influence of the abnormal value, but only a relatively short processing time. I don't need it. That is, by passing the output value of the acceleration sensor 1 through the two-stage digital filters 32a and 32b, an accurate value in which the influence of the abnormal value is suppressed can be obtained, and the output value of the temperature sensor 2 passes only the digital filter 32a. Can be processed in a short time.

両デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂの処理時間についてさらに詳述する。一般に、デジタルフィルタ３２ａは入力を受けてからデジタルフィルタ３２ａの出力が安定するまでには複数個のサンプル点が必要である。たとえば、図４のように６個目のサンプル点で出力が安定するとすれば（図の黒丸が安定したことを示す）、ΣΔ変調器３１から温度センサ２に対応する出力が得られた後にフィルタ回路３２の出力値が安定するまでの時間は、デジタルフィルタ３２ａにおいて６個のサンプル点が得られるまでの時間になる。これに対して、ΣΔ変調器３１から加速度センサ１に対応する出力が得られた後にフィルタ回路３２の出力値が確定するまでの時間は、図５（ａ）に示すように、デジタルフィルタ３２ａにおいて６個のサンプル点が得られた後にさらに移動平均を求めるのに必要な個数のサンプル点が得られるまでの時間になり（図示例では移動平均を４個のサンプル点から求めている）、図５（ｂ）のように９個目のサンプル点が得られた時点で出力値が確定することになる。このように、デジタルフィルタ３２ａのみを用いる場合に比較して両デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂを用いる場合のほうが長い処理時間を要するのである。   The processing time of both digital filters 32a and 32b will be further described in detail. In general, the digital filter 32a requires a plurality of sample points until the output of the digital filter 32a is stabilized after receiving the input. For example, if the output is stable at the sixth sample point as shown in FIG. 4 (indicating that the black circle in the figure is stable), the filter after the output corresponding to the temperature sensor 2 is obtained from the ΣΔ modulator 31. The time until the output value of the circuit 32 is stabilized is the time until six sample points are obtained in the digital filter 32a. On the other hand, the time from when the output corresponding to the acceleration sensor 1 is obtained from the ΣΔ modulator 31 until the output value of the filter circuit 32 is determined is as shown in FIG. 5A in the digital filter 32a. After 6 sample points are obtained, this is the time until the number of sample points required to obtain a moving average is obtained (in the example shown, the moving average is obtained from 4 sample points). The output value is determined when the ninth sample point is obtained as shown in 5 (b). Thus, a longer processing time is required when both digital filters 32a and 32b are used than when only the digital filter 32a is used.

しかるに、上述のようにして加速度センサ１と温度センサ２とでフィルタ回路３２の処理時間を変化させることにより、温度センサ２の出力値に対するフィルタ回路３２の処理時間を加速度センサ１の出力値に対するフィルタ回路３２の処理時間よりも短くしているのであって、結果的に加速度センサ１の３つの出力値に割り当てる時間幅を温度センサ２の出力値に割り当てる時間幅よりも長くすることが可能になっており、逆に言えば、サンプリング周期内において加速度センサ１の各出力に割り当てる時間幅を比較的大きくとることが可能になっている。すなわち、セレクタ５に与えるタイミング信号を、図６のように設定し、このようなタイミング信号を用いて加速度センサ１の３つの出力値（図６では各方向をＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸と記載している）と温度センサ２の出力値とをサイクリックに選択するように、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を順にオンにするのである。図６において破線で区切った区間がサンプリング周期Ｔに相当しており、サンプリング周期Ｔの中では温度センサ２の出力値をＡＤコンバータ３に最初に入力した後に、加速度センサ１の出力値をＡＤコンバータ３に入力するようにタイミングを設定してある。つまり、加速度センサ１の出力値を補正するために用いる温度センサ２の出力値を、サンプリング周期の先頭でデジタル値に変換するのである。   However, by changing the processing time of the filter circuit 32 between the acceleration sensor 1 and the temperature sensor 2 as described above, the processing time of the filter circuit 32 with respect to the output value of the temperature sensor 2 is filtered. Since the processing time of the circuit 32 is shorter, as a result, the time width assigned to the three output values of the acceleration sensor 1 can be made longer than the time width assigned to the output value of the temperature sensor 2. Conversely, the time width allocated to each output of the acceleration sensor 1 within the sampling period can be made relatively large. That is, the timing signal to be supplied to the selector 5 is set as shown in FIG. 6, and the three output values of the acceleration sensor 1 (in FIG. 6, the directions are the X axis, Y axis, and Z axis) by using such a timing signal. Switch elements S1 to S4 are sequentially turned on so that the output value of the temperature sensor 2 is cyclically selected. 6 corresponds to the sampling period T, and after the output value of the temperature sensor 2 is first input to the AD converter 3 in the sampling period T, the output value of the acceleration sensor 1 is converted to the AD converter. The timing is set so as to be input to 3. That is, the output value of the temperature sensor 2 used for correcting the output value of the acceleration sensor 1 is converted into a digital value at the beginning of the sampling period.

仮に、図７に示すように、サンプリング周期において加速度センサ１の出力値をＡＤコンバータ３に入力した後に温度センサ２の出力値をＡＤコンバータ３に入力するとすれば、初期動作においては温度センサ２の出力値が得られる前に加速度センサ１の出力値が得られるから、加速度センサ１の出力値を温度センサ２の出力値に基づいて補正した結果が得られるまでに少なくともサンプリング周期に相当する時間遅れが生じることになる。これに対して、本実施形態のように物理量センサ１の出力値をデジタル値に変換する前に温度センサ２の出力値をデジタル値に変換する構成を採用すれば、温度センサ２の出力値に対応するデジタル値が得られた後、加速度センサ１の最初の出力値に対応するデジタル値が得られた時点で加速度センサ１の出力値を補正することができる。つまり、図７に示す手順に比較すると加速度センサ１の出力値が最初に得られるまでの時間を短縮することができるのである。   If the output value of the temperature sensor 2 is input to the AD converter 3 after the output value of the acceleration sensor 1 is input to the AD converter 3 in the sampling period as shown in FIG. Since the output value of the acceleration sensor 1 is obtained before the output value is obtained, a time delay corresponding to at least the sampling period is obtained until the result of correcting the output value of the acceleration sensor 1 based on the output value of the temperature sensor 2 is obtained. Will occur. On the other hand, if the configuration in which the output value of the temperature sensor 2 is converted into a digital value before the output value of the physical quantity sensor 1 is converted into a digital value as in this embodiment, the output value of the temperature sensor 2 is obtained. After the corresponding digital value is obtained, the output value of the acceleration sensor 1 can be corrected when the digital value corresponding to the first output value of the acceleration sensor 1 is obtained. That is, compared with the procedure shown in FIG. 7, the time until the output value of the acceleration sensor 1 is first obtained can be shortened.

フィルタ回路３２の出力はマイコンからなるデジタル回路６に入力される。デジタル回路６は、加速度センサ１の出力に対して温度センサ２の出力に基づく補正演算を行う演算回路４を備えるとともに、セレクタ５に対してタイミング信号を発生する制御信号発生回路７を備える。制御信号発生回路７はデジタル回路６の外部に設けた発振器８からのクロック信号を受けてタイミング信号を生成し、さらにクロック信号に基づいて、演算回路４での補正演算のタイミングを指示するタイミング信号と、後述するサンプルホールド回路２１へのタイミング信号とを生成する。デジタル回路６には制御信号発生回路７で生成されたタイミング信号に基づいて演算回路４に補正演算のタイミングを指示するためのステイトマシン９が設けられる。つまり、演算回路４はステイトマシン９により指示されたタイミングに応じて、デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂから取得したデジタル値を、加速度センサ１の各出力と温度センサ２の出力とに分類して処理することになる。言い換えると、演算回路４は各デジタルフィルタ３２ａ，３２ｂの出力をセレクタ５での選択に同期して選択していることになる。   The output of the filter circuit 32 is input to the digital circuit 6 composed of a microcomputer. The digital circuit 6 includes a calculation circuit 4 that performs a correction calculation based on the output of the temperature sensor 2 with respect to the output of the acceleration sensor 1, and a control signal generation circuit 7 that generates a timing signal for the selector 5. The control signal generation circuit 7 receives the clock signal from the oscillator 8 provided outside the digital circuit 6 and generates a timing signal. Further, based on the clock signal, the control signal generation circuit 7 instructs the timing of the correction operation in the arithmetic circuit 4. And a timing signal to a sample and hold circuit 21 to be described later. The digital circuit 6 is provided with a state machine 9 for instructing the arithmetic circuit 4 the timing of the correction operation based on the timing signal generated by the control signal generation circuit 7. That is, the arithmetic circuit 4 classifies and processes the digital values acquired from the digital filters 32 a and 32 b into the outputs of the acceleration sensor 1 and the outputs of the temperature sensor 2 according to the timing instructed by the state machine 9. become. In other words, the arithmetic circuit 4 selects the outputs of the digital filters 32 a and 32 b in synchronization with the selection by the selector 5.

演算回路４では温度センサ２に対応するデジタルフィルタ３２ａの出力を取得したときには、デジタル回路６に付設したＥＥＰＲＯＭ１２からＲＯＭインタフェース１３を介して補正データを取得する。つまり、ＥＥＰＲＯＭ１２には温度センサ２の出力に対応したデジタルフィルタ３２ａの出力値と、加速度センサ１の出力値の補正に用いる補正データとを対応付けたテーブルが格納されており、デジタルフィルタ３２ａの出力をテーブルに照合することによって補正データを取得するのである（図８のＳＴ１）。上述したようにセレクタ５では温度センサ２の出力値をＡＤコンバータ３に入力した後に、加速度センサ１の出力値をＡＤコンバータ３によってデジタル値に変換するから、演算回路４では上述のようにして補正データを取得した後に加速度センサ１の出力値に対応するデジタル値をデジタルフィルタ３２ｂの出力として取得することになる（図８のＳＴ２）。このようにして、加速度センサ１の出力値と補正データとを取得した後に補正演算を行い（図８のＳＴ３）、補正演算の結果を出力するのである（図８のＳＴ４）。演算回路４において上述のような補正演算を行うことにより、加速度センサ１のオフセットや感度を温度特性に応じて補正することが可能になる。言い換えると、ＥＥＰＲＯＭ１２の補正データは加速度センサ１のオフセットおよび感度の温度特性に基づいて設定される。   When the arithmetic circuit 4 acquires the output of the digital filter 32 a corresponding to the temperature sensor 2, correction data is acquired from the EEPROM 12 attached to the digital circuit 6 via the ROM interface 13. That is, the EEPROM 12 stores a table in which the output value of the digital filter 32a corresponding to the output of the temperature sensor 2 is associated with the correction data used for correcting the output value of the acceleration sensor 1, and the output of the digital filter 32a is stored. The correction data is acquired by collating with the table (ST1 in FIG. 8). As described above, since the output value of the temperature sensor 2 is input to the AD converter 3 in the selector 5 and the output value of the acceleration sensor 1 is converted into a digital value by the AD converter 3 as described above, the arithmetic circuit 4 performs the correction as described above. After acquiring the data, a digital value corresponding to the output value of the acceleration sensor 1 is acquired as the output of the digital filter 32b (ST2 in FIG. 8). In this way, after obtaining the output value of the acceleration sensor 1 and the correction data, the correction calculation is performed (ST3 in FIG. 8), and the result of the correction calculation is output (ST4 in FIG. 8). By performing the correction calculation as described above in the arithmetic circuit 4, the offset and sensitivity of the acceleration sensor 1 can be corrected according to the temperature characteristics. In other words, the correction data of the EEPROM 12 is set based on the temperature characteristics of the offset and sensitivity of the acceleration sensor 1.

本実施形態の信号処理部１１は、演算回路４から出力されるデジタル値をそのまま出力するほか、アナログ値に変換して出力する機能も備えており、デジタル回路６から出力されたデジタル信号はＤＡコンバータ１４を通してアナログ信号に変換される。ここで、加速度センサ１は３出力を有しているから、ＤＡコンバータ１４の出力を、加速度センサ１の各出力別のタイミングでサンプルホールド回路１５に保持し、加速度センサ１からの３個の出力値に対応するアナログ信号を個別に取り出すことができるようにしてある。すなわち、上述した制御信号発生回路７からのタイミング信号は、セレクタ５によって加速度センサ１の出力値を選択するタイミングに同期してサンプルホールド回路１５の動作タイミングを決定するのである。   The signal processing unit 11 according to the present embodiment outputs a digital value output from the arithmetic circuit 4 as it is, and also has a function of converting it into an analog value and outputting it. The digital signal output from the digital circuit 6 is a DA signal. It is converted into an analog signal through the converter 14. Here, since the acceleration sensor 1 has three outputs, the output of the DA converter 14 is held in the sample hold circuit 15 at a timing for each output of the acceleration sensor 1, and three outputs from the acceleration sensor 1 are obtained. Analog signals corresponding to the values can be taken out individually. That is, the timing signal from the control signal generation circuit 7 described above determines the operation timing of the sample hold circuit 15 in synchronization with the timing at which the selector 5 selects the output value of the acceleration sensor 1.

さらに、本実施形態ではセレクタ５とＡＤコンバータ３との間を接続する接続線をパッケージ１０の外部に引き出す端子Ｔｍを設けてある。つまり、端子Ｔｍはセレクタ５とＡＤコンバータ３との間を接続する接続線を集積回路である信号処理部１１の外部に引き出していることになる。また、図９に示すように端子Ｔｍにはバイパス用のコンデンサＣ１，Ｃ２が接続可能になっている。このコンデンサＣ１，Ｃ２によってセレクタ５の出力のうちの高周波成分を除去することができ、ＡＤコンバータ３に入力される信号の信号対雑音比を向上させることができる。   Further, in the present embodiment, a terminal Tm is provided for drawing a connection line connecting the selector 5 and the AD converter 3 to the outside of the package 10. That is, the terminal Tm leads out a connection line connecting the selector 5 and the AD converter 3 to the outside of the signal processing unit 11 that is an integrated circuit. As shown in FIG. 9, bypass capacitors C1 and C2 can be connected to the terminal Tm. The capacitors C1 and C2 can remove high-frequency components from the output of the selector 5, and the signal-to-noise ratio of the signal input to the AD converter 3 can be improved.

なお、本実施形態において温度センサ２を信号処理部１１に内蔵した例を示したが、温度センサ２を信号処理部１１と別に設けるようにしてもよい。   In the present embodiment, the temperature sensor 2 is incorporated in the signal processing unit 11. However, the temperature sensor 2 may be provided separately from the signal processing unit 11.

（実施形態２）
実施形態１では、セレクタ５とＡＤコンバータ３とは別構成としているが、セレクタ５は図３に示すように４組のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４を備え、その一方でＡＤコンバータ３の入力部には図１１に示すようにサンプリング用のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が設けられている。スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４やスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２には、ＣＭＯＳスイッチを用いており、ＣＭＯＳスイッチではオンオフの動作時に電荷の充放電が生じるから、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４，ＳＷ１，ＳＷ２を信号が通過する際には信号が劣化する可能性がある。したがって、信号経路に挿入されるスイッチ素子の個数は少ないほうがよく、またスイッチ素子の個数を減らせば回路規模の縮小にもなる。 (Embodiment 2)
In the first embodiment, the selector 5 and the AD converter 3 are configured separately, but the selector 5 includes four sets of switch elements S1 to S4 as shown in FIG. As shown in FIG. 11, sampling switch elements SW1 and SW2 are provided. CMOS switches are used for the switch elements S1 to S4 and the switch elements SW1 and SW2, and charge and discharge are generated during the on / off operation of the CMOS switch, so that signals pass through the switch elements S1 to S4, SW1 and SW2. In some cases, the signal may deteriorate. Therefore, it is better that the number of switch elements inserted in the signal path is small. If the number of switch elements is reduced, the circuit scale can be reduced.

ここで、セレクタ５とＡＤコンバータ３との接続関係からわかるように、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４とスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２とは直列に接続されており、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２はサンプリング用であるから、セレクタ５に設けたスイッチ要素Ｓ１〜Ｓ４のオンオフのタイミングを適宜に設定すればスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を省略することが可能である。すなわち、本実施形態では図１０に示すようにＡＤコンバータ３の入力部に設けたスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２を省略し、２個１組で４組設けたセレクタ５のスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２の代わりに用いており、この構成により実施形態１に比較すると、２個のスイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２が削減されることになり、回路規模の縮小と信号劣化の抑制とに寄与することになる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。   Here, as can be seen from the connection relationship between the selector 5 and the AD converter 3, the switch elements S1 to S4 and the switch elements SW1 and SW2 are connected in series, and the switch elements SW1 and SW2 are for sampling. If the on / off timing of the switch elements S1 to S4 provided in the selector 5 is appropriately set, the switch elements SW1 and SW2 can be omitted. That is, in the present embodiment, as shown in FIG. 10, the switch elements SW1 and SW2 provided at the input portion of the AD converter 3 are omitted, and the switch elements S1 to S4 of the selector 5 provided in pairs of two are used as the switch elements. This switch is used in place of SW1 and SW2. With this configuration, compared to the first embodiment, two switch elements SW1 and SW2 are reduced, contributing to reduction in circuit scale and suppression of signal deterioration. become. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.

（実施形態３）
本実施形態は、図１２に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間にプリアンプとしての増幅器２１を挿入した点が相違する。ここに、図１２では図１における端子Ｔｍは示していないが、端子Ｔｍを適宜に設けることが可能である。以下に説明する他の実施形態でも同様である。 (Embodiment 3)
As shown in FIG. 12, the present embodiment is basically the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, and an amplifier 21 as a preamplifier is inserted between the selector 5 and the AD converter 3. The point is different. Here, FIG. 12 does not show the terminal Tm in FIG. 1, but the terminal Tm can be provided as appropriate. The same applies to other embodiments described below.

増幅器２１は、セレクタ５から出力される加速度センサ１の３つの出力値と温度センサ２の出力値とをそれぞれ増幅してＡＤコンバータ３に入力する。つまり、増幅器２１を設けていない構成に比較してＡＤコンバータ３の入力レベルが大きくなるのであって、増幅器２１を設ける場合と設けない場合とについてＡＤコンバータ３の出力ビット数を同じにして比較すると、増幅器２１を設ける場合のほうが分解能を大きくとることができる。逆に言えば、要求する分解能が同じであれば、増幅器２１を設けない場合に比較してＡＤコンバータ３の出力ビット数を少なくすることができ、ＡＣコンバータ３の回路規模を縮小することができるのはもちろんのこと、ＡＤコンバータ３から出力されるデジタル値の処理に要する回路（たとえば、演算回路４）の回路規模も増幅器２１を設けていない場合より縮小することができる。   The amplifier 21 amplifies the three output values of the acceleration sensor 1 and the output value of the temperature sensor 2 output from the selector 5 and inputs them to the AD converter 3. That is, the input level of the AD converter 3 is higher than that in the configuration in which the amplifier 21 is not provided. When the amplifier 21 is provided and not provided, the number of output bits of the AD converter 3 is the same. In the case where the amplifier 21 is provided, the resolution can be increased. In other words, if the required resolution is the same, the number of output bits of the AD converter 3 can be reduced as compared with the case where the amplifier 21 is not provided, and the circuit scale of the AC converter 3 can be reduced. Of course, the circuit scale of the circuit (for example, the arithmetic circuit 4) required for processing the digital value output from the AD converter 3 can be reduced as compared with the case where the amplifier 21 is not provided.

なお、実施形態１において説明したように、加速度センサ１はブリッジ回路の出力であり、温度センサ２はブリッジ回路と同様の形態の出力が得られるように構成してあるから、増幅器２１の構成としては差動増幅器を用いる。差動増幅器の構成としては、１個の演算増幅器を用いた構成や、計装アンプのように複数個の演算増幅器を組み合わせた構成を採用することができる。また、出力形態は出力端が１個のもののほか２個のもの（いわゆる、全差動増幅器）を用いることができる。なお、増幅器２１の構成として、加速度センサ１の出力値のみを増幅し、温度センサ２の出力値は通過させるように構成することも可能である。この場合、増幅器２１が増幅するか通過のみを行うかの選択は、セレクタ５の動作に同期し、セレクタ５において温度センサ２の出力値が選択されたときには、増幅器２１は増幅せずにセレクタ５の出力を通過させ、セレクタ５において加速度センサ１の出力値が選択されたときには、セレクタ５の出力を増幅器２１で増幅してからＡＤコンバータ３に入力することになる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。   As described in the first embodiment, the acceleration sensor 1 is an output of the bridge circuit, and the temperature sensor 2 is configured to obtain an output in the same form as the bridge circuit. Uses a differential amplifier. As a configuration of the differential amplifier, a configuration using one operational amplifier or a configuration combining a plurality of operational amplifiers such as an instrumentation amplifier can be adopted. As the output form, one having two output terminals (so-called fully differential amplifier) can be used. As a configuration of the amplifier 21, it is possible to amplify only the output value of the acceleration sensor 1 and pass the output value of the temperature sensor 2. In this case, the selection of whether the amplifier 21 amplifies or only passes is synchronized with the operation of the selector 5. When the output value of the temperature sensor 2 is selected in the selector 5, the amplifier 21 does not amplify and selects the selector 5. When the output value of the acceleration sensor 1 is selected by the selector 5, the output of the selector 5 is amplified by the amplifier 21 and then input to the AD converter 3. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.

（実施形態４）
本実施形態は、図１３に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、加速度センサ１の各出力をそれぞれ増幅する３個の増幅器２２ａ〜２２ｃを設けている点が相違する。実施形態３の構成と比較すると、実施形態３ではセレクタ５の後段に増幅器２１を設けているのに対して、本実施形態では、セレクタ５の前段に増幅器２２ａ〜２２ｃが設けられているのであって、実施形態３の構成とは基本的には同様に機能することになる。つまり、ＡＤコンバータ３の分解能を高めることが可能になり、あるいはＡＤコンバータ３以降の回路規模の縮小が可能になる。 (Embodiment 4)
As shown in FIG. 13, this embodiment is basically the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, and includes three amplifiers 22 a to 22 c that amplify the outputs of the acceleration sensor 1. The difference is provided. Compared with the configuration of the third embodiment, the amplifier 21 is provided in the subsequent stage of the selector 5 in the third embodiment, whereas the amplifiers 22a to 22c are provided in the previous stage of the selector 5 in the present embodiment. Thus, the configuration of the third embodiment basically functions in the same manner. That is, the resolution of the AD converter 3 can be increased, or the circuit scale after the AD converter 3 can be reduced.

さらに、本実施形態の構成では、各増幅器２２ａ〜２２ｃへの入力が切り換えられないから、セレクタ５による選択後に増幅する場合に比較すると、増幅器への入力の切換に伴うドリフトや増幅器での遅延を考慮する必要がなく、セレクタ５によって選択した後に増幅器の出力が安定する時間を待つ必要がない。その結果、セレクタ５において加速度センサ１の出力値を切り換える時間間隔を短縮することができる。   Furthermore, in the configuration of the present embodiment, the inputs to the amplifiers 22a to 22c are not switched. Therefore, compared with the case of amplification after selection by the selector 5, drift and delay in the amplifier accompanying switching of the input to the amplifier are reduced. There is no need to consider, and there is no need to wait for a time for the amplifier output to stabilize after selection by selector 5. As a result, the time interval for switching the output value of the acceleration sensor 1 in the selector 5 can be shortened.

とくに、増幅器２２ａ〜２２ｃの入力に含まれる不要成分を抑制するために増幅器２２ａ〜２２ｃにフィルタとしての機能を持たせている場合には、増幅器２２ａ〜２２ｃが時定数を持つから、増幅器２２ａ〜２２ｃの入力に対する出力の応答に時間遅れが生じるのであって、セレクタ５の後段において増幅器を設ける場合には、セレクタ５によって加速度センサ１の出力値を選択する時間間隔を増幅器による時間遅れよりも長くしなければならない。このように、セレクタ５を切り換える時間間隔が長くなれば、それだけＡＤコンバータ３以降の処理に遅れが生じ、結果的に加速度センサ１の出力値を温度センサ２の出力値で補正する処理時間が長くなる。これに対して、本実施形態の構成では、セレクタ５の前段において加速度センサ１の３つの出力値をそれぞれ増幅する増幅器２２ａ〜２２ｃを設けたことによって、増幅器２２ａ〜２２ｃの遅れ時間を考慮することなくセレクタ５を切り換えることができ、加速度センサ１の出力値を温度センサ２の出力値で補正する処理に要する処理時間を実施形態３の構成よりも短縮することができる。   In particular, when the amplifiers 22a to 22c are provided with a function as a filter in order to suppress unnecessary components contained in the inputs of the amplifiers 22a to 22c, the amplifiers 22a to 22c have time constants. When an amplifier is provided in the subsequent stage of the selector 5, the time interval for selecting the output value of the acceleration sensor 1 by the selector 5 is longer than the time delay by the amplifier. Must. Thus, if the time interval for switching the selector 5 is increased, the processing after the AD converter 3 is delayed accordingly, and as a result, the processing time for correcting the output value of the acceleration sensor 1 with the output value of the temperature sensor 2 is increased. Become. On the other hand, in the configuration of the present embodiment, the delay times of the amplifiers 22a to 22c are taken into account by providing the amplifiers 22a to 22c for amplifying the three output values of the acceleration sensor 1 in the previous stage of the selector 5, respectively. The selector 5 can be switched without any change, and the processing time required for correcting the output value of the acceleration sensor 1 with the output value of the temperature sensor 2 can be shortened compared to the configuration of the third embodiment.

（実施形態５）
本実施形態は、図１４に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間にＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタ２３を挿入した点が相違する。ＡＤコンバータ３の入力側にローパスフィルタ２３を設けることによって、ＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の高周波成分による折り返し雑音を除去することができ、量子化雑音を低減して信号対雑音比を高め、結果的にセレクタ５からの出力値に対するＡＤコンバータ３の出力値の変換精度を高めることになる。 (Embodiment 5)
As shown in FIG. 14, the present embodiment is basically the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, and is higher than the sampling frequency of the AD converter 3 between the selector 5 and the AD converter 3. The difference is that a low-pass filter 23 for removing frequency components is inserted. By providing the low-pass filter 23 on the input side of the AD converter 3, aliasing noise caused by high frequency components higher than the sampling frequency of the AD converter 3 can be removed, and the quantization noise is reduced to increase the signal-to-noise ratio. Therefore, the conversion accuracy of the output value of the AD converter 3 with respect to the output value from the selector 5 is increased.

ローパスフィルタ２３としては、コンデンサと抵抗とを組み合わせた構成やコンデンサとインダクタとを組み合わせた構成のものを用いることができる。また、図１５に示すように、出力端が２個である差動増幅器（全差動増幅器）ＡＭＰに抵抗Ｒ１〜Ｒ４とコンデンサＣ１，Ｃ２とを組み合わせた形の増幅機構付きのローパスフィルタ２３を用いてもよい。この構成では、抵抗Ｒ２，Ｒ４とコンデンサＣ１，Ｃ２とによりカットオフ周波数が決まる。図１５に示す構成を採用することによって、実施形態３における増幅器２１と同様の機能を付加することができ、セレクタ５の出力値の増幅によるＡＤコンバータ３の出力ビット数を低減させる効果と、ＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の不要成分を除去して信号対雑音比を高める効果とを併せ持つ構成を実現することができる。このように、増幅機能付きのローパスフィルタ２３を用いることによって、上述した２つの機能を比較的小規模の回路構成で実現することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。   As the low-pass filter 23, a configuration in which a capacitor and a resistor are combined or a configuration in which a capacitor and an inductor are combined can be used. Further, as shown in FIG. 15, a low-pass filter 23 with an amplification mechanism in which resistors R1 to R4 and capacitors C1 and C2 are combined with a differential amplifier (full differential amplifier) AMP having two output ends. It may be used. In this configuration, the cutoff frequency is determined by the resistors R2 and R4 and the capacitors C1 and C2. By adopting the configuration shown in FIG. 15, the same function as the amplifier 21 in the third embodiment can be added, and the effect of reducing the number of output bits of the AD converter 3 by amplification of the output value of the selector 5, and AD It is possible to realize a configuration having an effect of removing an unnecessary component having a frequency equal to or higher than the sampling frequency of the converter 3 and increasing a signal-to-noise ratio. Thus, by using the low-pass filter 23 with an amplification function, the two functions described above can be realized with a relatively small circuit configuration. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.

（実施形態６）
本実施形態は、図１６に示すように、基本的には図１に示した実施形態１の構成と同様であって、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間に加速度センサ１のオフセットを補正するオフセット補正手段を挿入した点が相違する。オフセット補正手段は、セレクタ５からの出力値に対して補正値を加減算する加減算回路２４ａと、デジタル回路６から与えられるデジタル値である補正値をアナログ値に変換するＤＡコンバータ２４ｂとを備える。ＤＡコンバータ２４ｂに与えるオフセット補正用の補正値であるデジタル値は、デジタル回路６に付設されたＥＥＰＲＯＭ１２に格納される。 (Embodiment 6)
As shown in FIG. 16, the present embodiment is basically the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, and corrects the offset of the acceleration sensor 1 between the selector 5 and the AD converter 3. The difference is that an offset correction means is inserted. The offset correction means includes an addition / subtraction circuit 24a that adds / subtracts a correction value to / from the output value from the selector 5, and a DA converter 24b that converts a correction value, which is a digital value supplied from the digital circuit 6, into an analog value. A digital value which is a correction value for offset correction given to the DA converter 24 b is stored in the EEPROM 12 attached to the digital circuit 6.

しかして、電源投入時あるいは図示しない別途のスイッチによって指示したときに、デジタル回路６では温度センサ２の出力値を読み込み、ＥＥＰＲＯＭ１２から温度センサ２の出力値に対応付けた補正値を読み出してＤＡコンバータ２４に与える。この補正値はオフセットを粗く補正するものであって、補正値は比較的粗く設定されている。なお、補正値はＥＥＲＯＭ１２ではなく別途に設けたメモリに格納してもよい。オフセット補正手段による補正は電源投入時やスイッチによる指示時の補正値を電源遮断まで継続して用いるようにすればよいが、適宜の時間間隔で補正値を更新するようにしてもよい。   Thus, when the power is turned on or when instructed by a separate switch (not shown), the digital circuit 6 reads the output value of the temperature sensor 2 and reads the correction value associated with the output value of the temperature sensor 2 from the EEPROM 12 to thereby convert the DA converter. 24. This correction value corrects the offset roughly, and the correction value is set to be relatively rough. The correction value may be stored not in the EEROM 12 but in a separately provided memory. In the correction by the offset correction means, the correction value at the time of turning on the power or the instruction by the switch may be continuously used until the power is turned off, but the correction value may be updated at an appropriate time interval.

上述したように、ＡＤコンバータ３への入力値を粗く補正することによって、ＡＤコンバータ３への入力値のオフセットがほぼ除去されることになるから、ＡＤコンバータ３の入力ダイナミックレンジを低減することができ、結果的にＡＤコンバータ３の出力ビット数を低減することが可能になり、ＡＤコンバータ３の出力ビット数の低減に伴って演算回路４での演算処理の処理量が低減する。また、ＡＤコンバータ３への入力値からオフセットを除去していることによって、演算回路４での補正を軽減することができ、ＥＥＰＲＯＭ１２に格納する補正データのデータ量を削減することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。   As described above, since the offset of the input value to the AD converter 3 is substantially eliminated by roughly correcting the input value to the AD converter 3, the input dynamic range of the AD converter 3 can be reduced. As a result, the number of output bits of the AD converter 3 can be reduced, and the amount of arithmetic processing in the arithmetic circuit 4 is reduced as the number of output bits of the AD converter 3 is reduced. Further, since the offset is removed from the input value to the AD converter 3, the correction in the arithmetic circuit 4 can be reduced, and the amount of correction data stored in the EEPROM 12 can be reduced. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.

（実施形態７）
本実施形態は、図１７（ａ）に示すように、図１に示した実施形態１の構成に対して、セレクタ５とＡＤコンバータ３との間にセレクタ５の出力値を次の選択まで保持するサンプルホールド回路２５を挿入したものである。サンプルホールド回路２５は、たとえば図１７（ｂ）のように構成される。図示例は、アナログスイッチＳＷ５により入力を入切し、アナログスイッチＳＷ５を通して得られた入力値を抵抗Ｒ５を通してコンデンサＣ５に蓄積する構成を有している。 (Embodiment 7)
In the present embodiment, as shown in FIG. 17A, the output value of the selector 5 is held between the selector 5 and the AD converter 3 until the next selection as compared with the configuration of the first embodiment shown in FIG. The sample hold circuit 25 is inserted. The sample hold circuit 25 is configured as shown in FIG. The illustrated example has a configuration in which an input is turned on and off by an analog switch SW5, and an input value obtained through the analog switch SW5 is stored in a capacitor C5 through a resistor R5.

この構成では、ＡＤコンバータ３の前にサンプルホールド回路２５を設けてＡＤコンバータ３の入力値を保持するから、セレクタ５での選択毎にＡＤコンバータ３には１つの入力値が与えられ、ＡＤコンバータ３の入力値が安定化される。その結果、ＡＤコンバータ３の出力値が安定になり、セレクタ５の１回の選択内でＡＤコンバータ３の出力値が変動するのを防止することができるから、演算回路で４の演算が容易になる。とくに、図１７（ｂ）に示す形態のサンプルホールド回路２５を用いると、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５とがローパスフィルタを構成するから、実施形態４と同様にＡＤコンバータ３のサンプリング周波数以上の不要成分を除去することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。   In this configuration, since the sample hold circuit 25 is provided in front of the AD converter 3 to hold the input value of the AD converter 3, one input value is given to the AD converter 3 for each selection by the selector 5. The input value of 3 is stabilized. As a result, the output value of the AD converter 3 becomes stable, and the output value of the AD converter 3 can be prevented from fluctuating within one selection of the selector 5, so that the operation of 4 can be easily performed by the arithmetic circuit. Become. In particular, when the sample-and-hold circuit 25 shown in FIG. 17B is used, the resistor R5 and the capacitor C5 form a low-pass filter. Therefore, as in the fourth embodiment, unnecessary components that are higher than the sampling frequency of the AD converter 3 are removed. Can be removed. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.

（実施形態８）
図１に示した実施形態１の構成では、演算回路４の出力値（実際にはＤＡコンバータ１４の出力値）を保持するサンプルホールド回路１５を１個だけ設けていたのに対して、本実施形態は図１８に示すように、出力値保持手段として３個のサンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃを設けたものである。各サンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃには、加速度センサ１の３つの出力値に対応する演算結果がそれぞれ保持される。 (Embodiment 8)
In the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, only one sample hold circuit 15 that holds the output value of the arithmetic circuit 4 (actually, the output value of the DA converter 14) is provided. As shown in FIG. 18, the configuration is such that three sample and hold circuits 15a to 15c are provided as output value holding means. Calculation results corresponding to the three output values of the acceleration sensor 1 are held in the sample hold circuits 15a to 15c, respectively.

図１に示した実施形態１の構成のように１個のサンプルホールド回路１５に加速度センサ１３の３つの出力値に対する演算結果を保持する場合には、各出力値に対応する演算結果をサンプルホールド回路１５に順に保持し、各演算結果を用いる外部回路に対して各別の出力端から演算結果を与えることが必要であるから、デマルチプレクサないしシリアル−パラレル変換器を用いることになる。この場合、出力値は時分割で得られることになるから、平均化のためのローパスフィルタを通して演算結果を外部回路に与えることが必要になる。   When the calculation results for the three output values of the acceleration sensor 13 are held in one sample and hold circuit 15 as in the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, the calculation results corresponding to the respective output values are sampled and held. Since it is necessary to hold the operation results in the circuit 15 in order and give the operation results from the respective output terminals to the external circuit using each operation result, a demultiplexer or a serial-parallel converter is used. In this case, since the output value is obtained by time division, it is necessary to give the calculation result to an external circuit through a low-pass filter for averaging.

これに対して、本実施形態の構成を採用することによって、サンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃがデマルチプレクサとローパスフィルタとの機能を併せ持つことになり、しかもローパスフィルタを用いる場合よりも出力値を安定に保つことができる。また、演算回路４からは加速度センサ１の３つの出力値にそれぞれ対応した演算結果が時系列的に出力されるが、サンプルホールド回路１５ａ〜１５ｃで演算結果を保持することによって、各演算結果を同時に取り出すことが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。   On the other hand, by adopting the configuration of the present embodiment, the sample hold circuits 15a to 15c have the functions of a demultiplexer and a low-pass filter, and the output value is more stable than when a low-pass filter is used. Can keep. Further, the calculation circuit 4 outputs calculation results corresponding to the three output values of the acceleration sensor 1 in time series. By holding the calculation results in the sample hold circuits 15a to 15c, each calculation result is displayed. It becomes possible to take out at the same time. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.

（実施形態９）
本実施形態は、実施形態１において温度センサ２に用いたダイオードＤに代えてサーミスタを用いるものである。加速度センサ１には上述のようにピエゾ抵抗素子を用いているから、温度変化に対する出力値の変化は２次曲線に近い特性になる。つまり、低温部では高温部よりも変化率が大きくなる。これに対して、ダイオードＤの温度特性は、図１９（ｂ）のように、温度変化に対して温度センサ２の出力値（差電圧Ｖｔｏ１−Ｖｔｏ２）は直線的に変化する。したがって、周囲温度に対する加速度センサ１の出力値と温度センサ２の出力値との変化率が異なっている。この場合、加速度センサ１の出力値の変化率が大きい領域に対して温度センサ２の出力値に基づく補正が粗くなり、逆に加速度センサ１の出力値の変化率が小さい領域に対して温度センサ２に出力値に基づく補正が細かくなる。 (Embodiment 9)
In this embodiment, a thermistor is used instead of the diode D used in the temperature sensor 2 in the first embodiment. Since the acceleration sensor 1 uses the piezoresistive element as described above, the change in the output value with respect to the temperature change becomes a characteristic close to a quadratic curve. That is, the rate of change is higher in the low temperature part than in the high temperature part. On the other hand, as shown in FIG. 19B, the temperature characteristic of the diode D linearly changes the output value (difference voltage Vto1-Vto2) of the temperature sensor 2 with respect to the temperature change. Therefore, the rate of change between the output value of the acceleration sensor 1 and the output value of the temperature sensor 2 with respect to the ambient temperature is different. In this case, the correction based on the output value of the temperature sensor 2 is rough for the region where the change rate of the output value of the acceleration sensor 1 is large, and conversely, the temperature sensor is for the region where the change rate of the output value of the acceleration sensor 1 is small. 2, the correction based on the output value is fine.

本実施形態では、ダイオードＤに代えてサーミスタを用いることにより、温度センサ２の出力値の変化特性が図１９（ａ）のような変化になり、加速度センサ１の出力値の変化特性と相似になる。つまり、周囲温度の変化に対する加速度センサ１の出力値の変化率が大きい領域では、温度センサ２の出力値の変化率も大きくなるから、温度変化に対する補正値を細かく設定することができ、逆に加速度センサ１の出力値の変化率が小さい領域では、温度変化に対する補正値を粗く設定することができる。要するに、変化の大きい領域では補正データのデータ量を多くし、変化の小さい領域では補正データのデータ量を少なくするのである。その結果、周囲温度に対する加速度センサ１の変化特性に合った温度補正が可能になり、温度補正による高精度な補正が可能になる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。   In the present embodiment, by using a thermistor instead of the diode D, the change characteristic of the output value of the temperature sensor 2 changes as shown in FIG. 19A, which is similar to the change characteristic of the output value of the acceleration sensor 1. Become. That is, in a region where the rate of change of the output value of the acceleration sensor 1 with respect to the change of the ambient temperature is large, the rate of change of the output value of the temperature sensor 2 also becomes large, so that the correction value for the temperature change can be set finely. In a region where the change rate of the output value of the acceleration sensor 1 is small, the correction value for the temperature change can be set roughly. In short, the data amount of the correction data is increased in the region where the change is large, and the data amount of the correction data is decreased in the region where the change is small. As a result, temperature correction that matches the change characteristics of the acceleration sensor 1 with respect to the ambient temperature is possible, and high-precision correction by temperature correction is possible. Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.

（実施形態１０）
本実施形態は、図２０に示す構成のセレクタ５を用いるものであって、他の構成は実施形態１と同様のものである。すなわち、図３に示した実施形態１に用いるセレクタ５とはスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を設けている点が相違する。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４は、セレクタ５の各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４の端子間をそれぞれ短絡する状態を開放する状態とを選択するものである。すなわち、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の短絡状態ではセレクタ５の入力が無入力になり、開放状態ではセレクタ５に加速度センサ１および温度センサ２の出力値を入力する状態になるから、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４は両状態を選択することになる。ここで、無入力状態におけるＡＤコンバータ３の出力あるいは演算回路４の出力を監視すれば、加速度センサ１および温度センサ２を除いた回路部の異常の有無を判断することができるから、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４の短絡状態では異常の有無の自己診断が可能になる。 (Embodiment 10)
This embodiment uses the selector 5 having the configuration shown in FIG. 20, and the other configuration is the same as that of the first embodiment. That is, the selector 5 used in the first embodiment shown in FIG. 3 is different from the selector 5 in that switch elements S11 to S14 are provided. The switch elements S11 to S14 select a state in which a state in which the terminals of the input terminals IN1 to IN4 of the selector 5 are short-circuited is opened. That is, the input of the selector 5 is not input when the switch elements S11 to S14 are short-circuited, and the output values of the acceleration sensor 1 and the temperature sensor 2 are input to the selector 5 when the switch elements S11 to S14 are open. Will select both states. Here, if the output of the AD converter 3 or the output of the arithmetic circuit 4 in the non-input state is monitored, it is possible to determine whether or not there is an abnormality in the circuit unit other than the acceleration sensor 1 and the temperature sensor 2, and therefore the switching element S11. The self-diagnosis of the presence or absence of an abnormality becomes possible in the short circuit state of.

自己診断を行うための自己診断手段は、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のほかに、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオンオフさせる機能と、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン時（短絡時）におけるＡＤコンバータ３または演算回路４の出力値を、既知である正常値と比較する機能とを有している。スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオンオフはデジタル回路６に設けた制御信号発生回路７が行い、ＡＤコンバータ３または演算回路４の出力値の監視機能はデジタル回路６に付設される。   Self-diagnosis means for performing self-diagnosis includes a function of turning on and off the switch elements S11 to S14 in addition to the switch elements S11 to S14, and an AD converter 3 or an arithmetic circuit when the switch elements S11 to S14 are on (short circuit) 4 has a function of comparing the output value of 4 with a known normal value. The switch elements S11 to S14 are turned on / off by a control signal generation circuit 7 provided in the digital circuit 6, and an output value monitoring function of the AD converter 3 or the arithmetic circuit 4 is attached to the digital circuit 6.

自己診断手段の作動が指示されると、自己診断手段はスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を一定周期で順に短絡し、短絡時におけるＡＤコンバータ３の出力値または演算回路４の出力値が既知の正常範囲内か否かを判断する。正常範囲については、ＥＥＰＲＯＭ１２またはデジタル回路６に設けた図示しないメモリに記憶させておく。ここに、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４のオン時においてセレクタ５の各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４をそれぞれ無入力にするだけではなく、一定のバイアス電圧がセレクタ５から出力されるように構成してもよい。なお、スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を短絡するタイミングは以下の２種類のいずれかとする。すなわち、すべての入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４から１回ずつ入力を取り込んだ後に、次に入力を選択するまでの期間においてすべての各スイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４を１回ずつ短絡するか、あるいは、各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４から入力を取り込む前に、各入力端子ＩＮ１〜ＩＮ４に対応するスイッチ素子Ｓ１１〜Ｓ１４をそれぞれ短絡する。   When the operation of the self-diagnosis means is instructed, the self-diagnosis means short-circuits the switch elements S11 to S14 in order at a constant cycle, and the output value of the AD converter 3 or the output value of the arithmetic circuit 4 at the time of short-circuit is within a known normal range. Determine whether or not. The normal range is stored in the EEPROM 12 or a memory (not shown) provided in the digital circuit 6. Here, when the switch elements S11 to S14 are turned on, not only the input terminals IN1 to IN4 of the selector 5 are not input, but also a constant bias voltage may be output from the selector 5. In addition, the timing which short-circuits switch element S11-S14 shall be either of the following two types. That is, after taking inputs from all the input terminals IN1 to IN4 once, all the switch elements S11 to S14 are short-circuited once in the period until the next input is selected, or each input terminal Before taking inputs from IN1 to IN4, the switch elements S11 to S14 corresponding to the input terminals IN1 to IN4 are short-circuited, respectively.

本実施形態の構成では、セレクタ５を無入力とする自己診断が可能であるから、加速度センサ１を除く回路部の異常の有無を容易に検出することができる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。   In the configuration of the present embodiment, self-diagnosis with no input to the selector 5 is possible, so that it is possible to easily detect the presence / absence of an abnormality in the circuit unit other than the acceleration sensor 1. Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.

（実施形態１１）
本実施形態は、図２１に示すように、図１に示した実施形態１に対して、加速度センサ１への電源供給経路にスイッチ素子ＳＷ３を挿入し、スイッチ素子ＳＷ３のオンオフをデジタル回路６に設けた制御信号発生回路７で制御することにより、加速度センサ１を間欠駆動するようにしたものである。すなわち、スイッチ素子ＳＷ３とデジタル回路６とにより間欠駆動手段を構成している。加速度センサ１はブリッジ回路を有しているから、ブリッジ回路に給電する電源経路をスイッチ素子ＳＷ３でオンオフすることによって、加速度センサ１を有効にする状態と無効にする状態とを選択することができるのである。ここで、加速度センサ１を動作させる期間は、加速度センサ１の各出力値を１回ずつセレクタ５で選択した後に次に加速度センサ１の各出力値をセレクタ５で選択するまでの期間であって、温度センサ２の出力値をセレクタ５に入力する期間には加速度センサ１への給電を停止する。 (Embodiment 11)
In this embodiment, as shown in FIG. 21, the switch element SW3 is inserted in the power supply path to the acceleration sensor 1 and the switch circuit SW3 is turned on / off in the digital circuit 6 as compared with the first embodiment shown in FIG. The acceleration sensor 1 is intermittently driven by being controlled by the control signal generation circuit 7 provided. That is, the switching element SW3 and the digital circuit 6 constitute intermittent driving means. Since the acceleration sensor 1 has a bridge circuit, a state in which the acceleration sensor 1 is enabled and a state in which the acceleration sensor 1 is disabled can be selected by turning on and off the power supply path for supplying power to the bridge circuit with the switch element SW3. It is. Here, the period during which the acceleration sensor 1 is operated is a period from when each output value of the acceleration sensor 1 is selected once by the selector 5 until the next output value of the acceleration sensor 1 is selected by the selector 5. In the period when the output value of the temperature sensor 2 is input to the selector 5, the power supply to the acceleration sensor 1 is stopped.

この構成によって、加速度センサ１の出力値を取り込む必要がない期間には加速度センサ１への電源供給を停止することになり、加速度センサ１に連続的に給電する場合に比較すると、電力消費を抑制することができる。   With this configuration, the power supply to the acceleration sensor 1 is stopped during a period when it is not necessary to capture the output value of the acceleration sensor 1, and the power consumption is suppressed compared to the case where power is continuously supplied to the acceleration sensor 1. can do.

なお、間欠駆動手段はＤＡコンバータ１４を間欠駆動する構成としてもよく、この場合は加速度センサ１の出力値に対応するＤＡコンバータ１４の出力値がサンプルホールド回路１５に引き渡されてから次にＤＡコンバータ１４への入力があるまではＤＡコンバータ１４への給電を停止または低減するようにすればよい。同様に、ΣΔ変調器３１に対しても入力がないときいは給電を停止または低減することが可能である。他の構成および機能は実施形態１と同様である。   The intermittent drive means may be configured to intermittently drive the DA converter 14. In this case, after the output value of the DA converter 14 corresponding to the output value of the acceleration sensor 1 is delivered to the sample and hold circuit 15, the DA converter is next. The power supply to the DA converter 14 may be stopped or reduced until there is an input to the D / A converter 14. Similarly, the power supply can be stopped or reduced when there is no input to the ΣΔ modulator 31. Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.

（実施形態１２）
図１に示した実施形態１では１個の演算回路４を用いて加速度センサ１の３つの出力値に対する補正演算を行っていたが、本実施形態では図２２に示すように、加速度センサ１の３つの出力値に対する補正演算をそれぞれ行う３個の演算回路４ａ〜４ｃを設けている。ただし、ＤＡコンバータ１４およびサンプルホールド回路１５は１個であるから、演算回路４ａ〜４ｃの出力を順に選択して出力するための出力インタフェース１７を付加している。 Embodiment 12
In the first embodiment shown in FIG. 1, one arithmetic circuit 4 is used to correct the three output values of the acceleration sensor 1, but in this embodiment, as shown in FIG. Three arithmetic circuits 4a to 4c for performing correction calculations for the three output values are provided. However, since there is one DA converter 14 and one sample-and-hold circuit 15, an output interface 17 for selecting and outputting the outputs of the arithmetic circuits 4a to 4c in order is added.

実施形態１の構成では、加速度センサ１の各出力値のうちのいずれかについて演算回路４が演算を行っている間には、加速度センサ１の別の出力値に関する演算を行うことができなかったのに対して、本実施形態では加速度センサ１の各出力値を各別の演算回路４ａ〜４ｃによって演算するから、他の出力値に対する演算が終了していない場合でも次の出力値に対する演算が可能になる。つまり、１個の演算回路４によって時分割的に演算を行う場合に比較して演算の高速化が可能になる。しかも、演算回路４ａ〜４ｃの入力の切換直後のドリフトの影響を考慮する必要がないことによっても演算の高速化が可能になる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。   In the configuration of the first embodiment, while the arithmetic circuit 4 is performing computation on any one of the output values of the acceleration sensor 1, computation on another output value of the acceleration sensor 1 could not be performed. On the other hand, in the present embodiment, each output value of the acceleration sensor 1 is calculated by the separate calculation circuits 4a to 4c, so that the calculation for the next output value is performed even when the calculation for the other output values is not completed. It becomes possible. In other words, the operation speed can be increased compared to the case where the operation is performed in a time-sharing manner by one arithmetic circuit 4. In addition, it is possible to speed up the calculation even when it is not necessary to consider the effect of drift immediately after switching the inputs of the arithmetic circuits 4a to 4c. Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.

（実施形態１３）
本実施形態は、図２３に示すように、図１に示した実施形態１の構成に対して、加速度センサ１と温度センサ２を含む残りの回路部とが電源として１つの定電圧電源回路２６を共用する点で相違する。ただし、定電圧電源回路２６は、加速度センサ１への電源と他の回路部への電源とを別系統としている。ところで、実施形態１の構成では、加速度センサ１には定電圧を印加せずに電源電圧を印加し、温度センサ２には定電圧を印加する構成を想定しており、セレクタ５に加速度センサ１の出力値を入力する期間と温度センサ２の出力値を入力する期間とで印加電圧を切り換えているが、本実施形態では加速度センサ１と温度センサ２とのどちらの出力値をセレクタ５に入力するかにかかわらず定電圧電源回路２６から電源を供給している。 (Embodiment 13)
In the present embodiment, as shown in FIG. 23, in contrast to the configuration of the first embodiment shown in FIG. It is different in that they share the same. However, the constant voltage power supply circuit 26 uses a separate power source for the acceleration sensor 1 and a power source for other circuit units. By the way, in the configuration of the first embodiment, it is assumed that a power supply voltage is applied to the acceleration sensor 1 without applying a constant voltage, and a constant voltage is applied to the temperature sensor 2. The applied voltage is switched between the period in which the output value is input and the period in which the output value of the temperature sensor 2 is input. In this embodiment, the output value of either the acceleration sensor 1 or the temperature sensor 2 is input to the selector 5. Regardless of whether the power is supplied from the constant voltage power supply circuit 26.

本実施形態の構成を採用することにより、電源の切換が不要であり、温度センサ２や回路部だけではなく加速度センサ１にも定電圧を印加していることによって、加速度センサ１の出力値が電源電圧の変動の影響を受けなくなり、演算回路４による演算結果の精度が高くなる。しかも、電源の切換が不要であるから回路規模の縮小につながる。他の構成および機能は実施形態１と同様である。   By adopting the configuration of this embodiment, it is not necessary to switch the power source, and by applying a constant voltage not only to the temperature sensor 2 and the circuit unit but also to the acceleration sensor 1, the output value of the acceleration sensor 1 is It is not affected by the fluctuation of the power supply voltage, and the accuracy of the calculation result by the calculation circuit 4 is increased. In addition, since it is not necessary to switch the power supply, the circuit scale is reduced. Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.

（実施形態１４）
本実施形態は、図２４に示すように、図２３に示した実施形態１３の構成に対して温度センサ２を省略するとともに、定電圧電源回路２６ａとして出力電流を検出する機能を有するものを用い、定電圧電源回路２６で検出した出力電流を温度センサ２の出力値に代えてセレクタ５に与えるようにしたものである。 (Embodiment 14)
In this embodiment, as shown in FIG. 24, the temperature sensor 2 is omitted from the configuration of the thirteenth embodiment shown in FIG. 23, and a constant voltage power supply circuit 26a having a function of detecting an output current is used. The output current detected by the constant voltage power supply circuit 26 is supplied to the selector 5 in place of the output value of the temperature sensor 2.

定電圧電源回路２６は、たとえば図２５に示すように構成される。すなわち、定電圧電源回路２６において、定電圧を生成する定電圧発生部２６ａから加速度センサ１および回路部への電源の供給経路に電流検出用の抵抗Ｒｓを挿入してあり、抵抗Ｒｓの両端電圧を電圧増幅器２６ｂで増幅した後、ローパスフィルタ２６ｃで高周波の変動成分を除去した信号を温度センサ２の出力値と等価な出力値として用いるのである。定電圧電源回路２６からの出力電流の検出値を温度センサ２の出力値に代えて用いることができるのは、加速度センサ１としてピエゾ抵抗素子を用いており、定電圧を印加していることによって周囲温度による抵抗変化を電流変化として検出することが可能になるからである。なお、図２５では加速度センサ１と回路部との電源経路を同経路としているが、加速度センサ１と回路部との電源経路を別経路に分離し、加速度センサ１への電源経路における供給電流のみを検出する構成を採用すれば、回路部の動作電流の変化の影響を受けることなく温度の検出が可能になる。もっとも温度の検出精度は回路部の動作電流の変化の影響に比較して粗くてもよいから、回路部への供給電流を含んでいても用いることが可能である。   The constant voltage power circuit 26 is configured as shown in FIG. 25, for example. That is, in the constant voltage power supply circuit 26, a current detection resistor Rs is inserted in the power supply path from the constant voltage generator 26a that generates a constant voltage to the acceleration sensor 1 and the circuit unit, and the voltage across the resistor Rs. Is amplified by the voltage amplifier 26b, and then the signal from which the high-frequency fluctuation component is removed by the low-pass filter 26c is used as an output value equivalent to the output value of the temperature sensor 2. The reason why the detected value of the output current from the constant voltage power supply circuit 26 can be used in place of the output value of the temperature sensor 2 is that a piezoresistive element is used as the acceleration sensor 1 and a constant voltage is applied. This is because a resistance change due to the ambient temperature can be detected as a current change. In FIG. 25, the power supply path between the acceleration sensor 1 and the circuit unit is the same path. However, the power supply path between the acceleration sensor 1 and the circuit unit is separated into different paths, and only the supply current in the power supply path to the acceleration sensor 1 is obtained. By adopting the configuration for detecting the temperature, the temperature can be detected without being affected by the change in the operating current of the circuit portion. However, since the temperature detection accuracy may be coarser than the influence of the change in the operating current of the circuit unit, the temperature detection accuracy can be used even if the current supplied to the circuit unit is included.

本実施形態の構成によれば、定電圧電源回路２６から加速度センサ１に供給する電流の監視によって周囲温度を監視するから、温度センサが不要になり回路規模を小さくすることができる。他の構成および機能は実施形態１３と同様である。   According to the configuration of the present embodiment, the ambient temperature is monitored by monitoring the current supplied from the constant voltage power supply circuit 26 to the acceleration sensor 1, so that the temperature sensor becomes unnecessary and the circuit scale can be reduced. Other configurations and functions are the same as those of the thirteenth embodiment.

（実施形態１５）
本実施形態は、図２６に示すように、図２４に示した実施形態１４の構成とは定電圧電源回路２６からデジタル回路６に対して異常検知信号を出力する点で相違する。すなわち、定電圧電源回路２６は、図２７に示すように、加速度センサ１への電源経路とは別に加速度センサ１を除く回路部への電源回路を有し、各電源経路にそれぞれ電流検出用の抵抗Ｒｓ、Ｒｔを挿入するとともに、各抵抗Ｒｓ，Ｒｔの両端電圧をそれぞれ増幅する電圧増幅器２６ｂ，２６ｄと、各電圧増幅器２６ｂ，２６ｄの出力からそれぞれ高周波の変動成分を除去するローパスフィルタ２６ｃ，２６ｅとを備える。抵抗Ｒｓと電圧増幅器２６ｂとローパスフィルタ２６ｃとの機能は実施形態１４と同様であって、ローパスフィルタ２６ｃの出力値は温度センサ２の出力値に代えて用いられる。また、ローパスフィルタ２６ｅの出力値は回路部への供給電流に相当するから、ローパスフィルタ２６ｅの出力値が規定の正常範囲内か否かをデジタル回路６において判断することによって、回路部の異常の有無を検知することができる。つまり、抵抗Ｒｔと電圧増幅器２６ｄとローパスフィルタ２６ｅとにより異常検知手段が構成される。他の構成および機能は実施形態１４と同様である。 (Embodiment 15)
As shown in FIG. 26, the present embodiment is different from the configuration of the fourteenth embodiment shown in FIG. 24 in that an abnormality detection signal is output from the constant voltage power supply circuit 26 to the digital circuit 6. That is, as shown in FIG. 27, the constant voltage power supply circuit 26 has a power supply circuit to the circuit unit excluding the acceleration sensor 1 separately from the power supply path to the acceleration sensor 1, and each power supply path has a current detection circuit. The resistors Rs and Rt are inserted, and the voltage amplifiers 26b and 26d for amplifying the voltages across the resistors Rs and Rt, respectively, and the low-pass filters 26c and 26e for removing high-frequency fluctuation components from the outputs of the voltage amplifiers 26b and 26d, respectively. With. The functions of the resistor Rs, the voltage amplifier 26b, and the low-pass filter 26c are the same as those in the fourteenth embodiment, and the output value of the low-pass filter 26c is used instead of the output value of the temperature sensor 2. Further, since the output value of the low-pass filter 26e corresponds to the supply current to the circuit unit, the digital circuit 6 determines whether the output value of the low-pass filter 26e is within a specified normal range, thereby detecting an abnormality in the circuit unit. The presence or absence can be detected. That is, the abnormality detection means is configured by the resistor Rt, the voltage amplifier 26d, and the low-pass filter 26e. Other configurations and functions are the same as those in the fourteenth embodiment.

なお、上述した各実施形態の構成は適宜に組み合わせて用いることが可能である。   The configurations of the above-described embodiments can be used in appropriate combinations.

実施形態１を示すブロック図である。1 is a block diagram illustrating a first embodiment. 同上に用いる温度センサの回路図である。It is a circuit diagram of the temperature sensor used for the same as the above. 同上に用いるセレクタの回路図である。It is a circuit diagram of the selector used for the same as the above. 同上に用いるデジタルフィルタの動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of the digital filter used for the same as the above. 同上に用いるデジタルフィルタの動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of the digital filter used for the same as the above. 同上の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing same as the above. 比較例の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of a comparative example. 同上に用いる演算回路の動作説明図である。It is operation | movement explanatory drawing of the arithmetic circuit used for the same as the above. 同上の要部回路図である。It is a principal part circuit diagram same as the above. 実施形態２を示す要部回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a main part of a second embodiment. 比較例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a comparative example. 実施形態３を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a third embodiment. 実施形態４を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a fourth embodiment. 実施形態５を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a fifth embodiment. 同上の要部回路図である。It is a principal part circuit diagram same as the above. 実施形態６を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a sixth embodiment. （ａ）は実施形態７を示すブロック図、（ｂ）は同上の要部回路図である。(A) is a block diagram which shows Embodiment 7, (b) is a principal part circuit diagram same as the above. 実施形態８を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating an eighth embodiment. （ａ）は実施形態９を示す動作説明図、（ｂ）は比較例の動作説明図である。(A) is operation | movement explanatory drawing which shows Embodiment 9, (b) is operation | movement explanatory drawing of a comparative example. 実施形態１０の要部回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram of a principal part of the tenth embodiment. 実施形態１１を示すブロック図である。FIG. 20 is a block diagram illustrating an eleventh embodiment. 実施形態１２を示すブロック図である。FIG. 20 is a block diagram illustrating a twelfth embodiment. 実施形態１３を示すブロック図である。FIG. 20 is a block diagram illustrating a thirteenth embodiment. 実施形態１４を示すブロック図である。FIG. 20 is a block diagram illustrating a fourteenth embodiment. 同上に用いる定電圧電源回路を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the constant voltage power supply circuit used for the same as the above. 実施形態１５を示すブロック図である。FIG. 20 is a block diagram showing Embodiment 15. 同上に用いる定電圧電源回路を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the constant voltage power supply circuit used for the same as the above. 従来例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a prior art example.

符号の説明Explanation of symbols

１ 物理量センサ
２ 温度センサ
３ ＡＤコンバータ
４ 演算回路
４ａ〜４ｃ 演算回路
５ セレクタ
６ デジタル回路
１０ パッケージ
１１ 信号処理部
１２ ＥＥＰＲＯＭ
１５ａ〜１５ｃ サンプルホールド回路
２１ 増幅器
２２ａ〜２２ｃ 増幅器
２３ ローパスフィルタ
２４ａ 加減算回路
２４ｂ ＤＡコンバータ２４ｂ
２５ サンプルホールド回路
２６ 定電圧電源回路
２６ｂ 電圧増幅器
２６ｃ ローパスフィルタ
２６ｄ 電圧増幅器
２６ｅ ローパスフィルタ
３１ ΣΔ変調器
３２ａ （第１の）デジタルフィルタ
３２ｂ （第２の）デジタルフィルタ
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｒｓ 抵抗
Ｒｔ 抵抗
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ素子
Ｓ１１〜Ｓ１４ スイッチ素子
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ素子
ＳＷ３ スイッチ素子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Physical quantity sensor 2 Temperature sensor 3 AD converter 4 Arithmetic circuit 4a-4c Arithmetic circuit 5 Selector 6 Digital circuit 10 Package 11 Signal processing part 12 EEPROM
15a to 15c Sample hold circuit 21 Amplifier 22a to 22c Amplifier 23 Low pass filter 24a Addition / subtraction circuit 24b DA converter 24b
25 Sample hold circuit 26 Constant voltage power supply circuit 26b Voltage amplifier 26c Low pass filter 26d Voltage amplifier 26e Low pass filter 31 ΣΔ modulator 32a (first) digital filter 32b (second) digital filter C1, C2 capacitor Rs resistor Rt resistor S1 ~ S4 switch element S11 ~ S14 switch element SW1, SW2 switch element SW3 switch element

Claims (19)

物理量を電気抵抗に変換する物理量センサと、前記物理量センサの周囲温度を検出する温度センサと、前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値をデジタル値に変換するＡＤコンバータと、前記物理量センサの出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力するセレクタと、前記物理量センサと前記温度センサとの各出力値に対応して前記ＡＤコンバータから出力されたデジタル値を用いて前記物理量センサの出力値に温度補正を行う演算回路とから成り、前記ＡＤコンバータは、ΣΔ変調器と、ΣΔ変調器の出力のうち量子化誤差に相当する高周波領域を除去する第１のデジタルフィルタと、第１のデジタルフィルタの出力値の移動平均を求める第２のデジタルフィルタとを備え、前記演算回路は、前記物理量センサの出力値に対応するデジタル値として前記第２のデジタルフィルタの出力値を用いるとともに、前記温度センサの出力値に対応するデジタル値として前記第１のデジタルフィルタの出力値を用いるように前記ＡＤコンバータの出力を前記セレクタと同期して選択することを特徴とする物理量センサ装置。 A physical quantity sensor that converts a physical quantity into an electrical resistance; a temperature sensor that detects an ambient temperature of the physical quantity sensor; an AD converter that converts the physical quantity sensor and an output value of the temperature sensor into a digital value; and an output value of the physical quantity sensor And a selector that selectively inputs the output value of the temperature sensor to the AD converter, and a digital value output from the AD converter corresponding to each output value of the physical quantity sensor and the temperature sensor An arithmetic circuit that performs temperature correction on an output value of the physical quantity sensor, and the AD converter includes a ΣΔ modulator and a first digital filter that removes a high-frequency region corresponding to a quantization error from the output of the ΣΔ modulator. And a second digital filter for obtaining a moving average of output values of the first digital filter, and the arithmetic circuit includes the physical circuit The output value of the second digital filter is used as a digital value corresponding to the output value of the sensor, and the output value of the first digital filter is used as a digital value corresponding to the output value of the temperature sensor. A physical quantity sensor device that selects an output of a converter in synchronization with the selector . 前記物理量センサは複数方向の加速度について各方向別の出力値が得られる多軸の加速度センサであって、前記セレクタでは前記物理量センサの各方向別の出力値と前記温度センサの出力値とを前記ＡＤコンバータに択一的に入力することを特徴とする請求項１記載の物理量センサ装置。 The physical quantity sensor is a multi-axis acceleration sensor that obtains an output value for each direction with respect to acceleration in a plurality of directions, and the selector outputs the output value for each direction of the physical quantity sensor and the output value of the temperature sensor for the direction. The physical quantity sensor device according to claim 1, wherein the physical quantity sensor device inputs alternatively to an AD converter. 前記セレクタは、前記物理量センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力する前に当該出力値に対応付ける前記温度センサの出力値を前記ＡＤコンバータに入力することを特徴とする請求項１または請求項２記載の物理量センサ装置。 3. The selector according to claim 1, wherein the selector inputs an output value of the temperature sensor associated with the output value before inputting the output value of the physical quantity sensor to the AD converter. Physical quantity sensor device. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとは１つの集積回路に内蔵され、前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間を接続する接続線を前記集積回路の外部に引き出す端子が設けられるとともに、前記端子にバイパス用のコンデンサが接続されることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 The selector and the AD converter are built in one integrated circuit, and a terminal for connecting a connection line connecting the selector and the AD converter to the outside of the integrated circuit is provided. The physical quantity sensor device according to any one of claims 1 to 3, wherein a capacitor is connected . 前記セレクタを構成するスイッチ素子と前記ＡＤコンバータの入力部に設けたサンプリング用のスイッチ素子とが兼用されることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 5. The physical quantity sensor device according to claim 1 , wherein a switch element constituting the selector is combined with a sampling switch element provided in an input unit of the AD converter. 6. . 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に増幅器を挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 6. The physical quantity sensor device according to claim 1 , wherein an amplifier is inserted between the selector and the AD converter . 前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサと前記セレクタとの間には各出力値別に増幅器が挿入されることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 The physical quantity sensor plurality of types of output values is obtained, either one of claims 5 to the claims 1, characterized in that each output value separately amplifier is inserted between the physical quantity sensor and the selector The physical quantity sensor device according to 1. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去するローパスフィルタを挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 Physical quantity sensor according to the any one of claims 1 to claim 7, characterized in that the insertion of the low-pass filter for removing AD converter sampling frequency or higher frequency components between the AD converter and the selector apparatus. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記ＡＤコンバータのサンプリング周波数以上の周波数成分を除去する増幅機能付きのローパスフィルタを挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 To any one of claims 1 to claim 5, wherein the inserting the low-pass filter with the amplification function of removing the AD converter sampling frequency or higher frequency components between the AD converter and the selector The physical quantity sensor device described. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記物理量センサのオフセットを補正するオフセット補正手段を挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 Physical sensor device according to any one of claims 1 to claim 5, characterized in that the insertion of the offset correcting means for correcting an offset of the physical quantity sensor between the AD converter and the selector. 前記セレクタと前記ＡＤコンバータとの間に前記セレクタが選択した前記物理量センサと前記温度センサとの出力値を次の選択まで保持するサンプルホールド回路を挿入したことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 Claims 1 to claim the output value of the selector and the physical quantity sensor is selected with the temperature sensor, characterized in that the insertion of the sample and hold circuit for holding up the next selection between the AD converter and the selector The physical quantity sensor device according to any one of 5 . 前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記物理量センサの出力値別に得られる前記演算回路の複数の出力値を各別に保持する複数個の出力値保持手段が設けられて成ることを特徴とする請求項１ないし請求項１１のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 The physical quantity sensor is provided with a plurality of output values, and is provided with a plurality of output value holding means for individually holding a plurality of output values of the arithmetic circuit obtained for each output value of the physical quantity sensor. The physical quantity sensor device according to any one of claims 1 to 11 . 周囲温度に対する前記温度センサの出力値の変化特性と前記物理量センサの変化特性とが相似であることを特徴とする請求項１ないし請求項１２のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 13. The physical quantity sensor device according to claim 1 , wherein a change characteristic of an output value of the temperature sensor with respect to an ambient temperature is similar to a change characteristic of the physical quantity sensor. 前記セレクタに前記物理量センサおよび前記温度センサの出力値を入力する状態と前記セレクタの入力を無入力とする状態とを選択する自己診断手段が付加されていることを特徴とする請求項１ないし請求項１３のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 The self-diagnosis means for selecting a state in which output values of the physical quantity sensor and the temperature sensor are input to the selector and a state in which the input of the selector is not input is added to the selector. Item 14. The physical quantity sensor device according to any one of Item 13. 前記物理量センサを間欠駆動する間欠駆動手段を備えることを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 The physical quantity sensor device according to claim 1, further comprising intermittent drive means for intermittently driving the physical quantity sensor. 前記物理量センサは複数種類の出力値が得られ、前記演算回路は各物理量センサの出力値別に複数個設けられていることを特徴とする請求項１ないし請求項１５のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 16. The physical quantity sensor according to claim 1 , wherein a plurality of types of output values are obtained, and a plurality of arithmetic circuits are provided for each output value of each physical quantity sensor . Physical quantity sensor device. 前記物理量センサと前記温度センサを含む残りの回路部とが電源として１つの定電圧電源回路を共用していることを特徴とする請求項１ないし請求項１６のいずれか１項に記載の物理量センサ装置。 The physical quantity sensor according to any one of claims 1 to 16, wherein the physical quantity sensor and the remaining circuit unit including the temperature sensor share one constant voltage power supply circuit as a power source. apparatus. 前記物理量センサは周囲温度が変化すると前記定電圧電源回路からの供給電流が変化する構成であって、前記定電圧電源回路は、前記物理量センサに供給する電流を監視する電流検知手段を有し、前記電流検知手段による検出値を前記温度センサの出力値に代えて前記セレクタに入力することを特徴とする請求項１７記載の物理量センサ装置。 The physical quantity sensor has a configuration in which a supply current from the constant voltage power supply circuit changes when an ambient temperature changes, and the constant voltage power supply circuit includes a current detection unit that monitors a current supplied to the physical quantity sensor, The physical quantity sensor device according to claim 17, wherein a value detected by the current detection unit is input to the selector instead of an output value of the temperature sensor . 前記定電圧電源回路は、前記物理量センサを除く回路部に供給する電流値に基づいて回路部の異常の有無を監視する異常検知手段を備えることを特徴とする請求項１７または請求項１８記載の物理量センサ。 The said constant voltage power supply circuit is provided with the abnormality detection means which monitors the presence or absence of abnormality of a circuit part based on the electric current value supplied to the circuit part except the said physical quantity sensor, The Claim 17 or Claim 18 characterized by the above-mentioned. the physical quantity sensor.
JP2003281257A 2002-08-08 2003-07-28 Physical quantity sensor device Expired - Fee Related JP4228825B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003281257A JP4228825B2 (en) 2002-08-08 2003-07-28 Physical quantity sensor device

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2002231984 2002-08-08
JP2003281257A JP4228825B2 (en) 2002-08-08 2003-07-28 Physical quantity sensor device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2004085562A JP2004085562A (en) 2004-03-18
JP4228825B2 true JP4228825B2 (en) 2009-02-25

Family

ID=32072340

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2003281257A Expired - Fee Related JP4228825B2 (en) 2002-08-08 2003-07-28 Physical quantity sensor device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4228825B2 (en)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007010530A (en) 2005-06-30 2007-01-18 Toshiba Corp Electronic device and offset value correction method of acceleration sensor
JP2007040766A (en) * 2005-08-01 2007-02-15 Toyota Motor Corp Sensor unit
WO2007020702A1 (en) * 2005-08-18 2007-02-22 C & N Inc Sensor device
JP4814209B2 (en) * 2007-12-21 2011-11-16 オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド AD converter
EP2101180A1 (en) * 2008-03-10 2009-09-16 EM Microelectronic-Marin SA Multi-axial accelerometer
US7650253B2 (en) * 2008-05-08 2010-01-19 L-3 Communications Corporation Accelerometer and method for error compensation
JP5257897B2 (en) * 2009-06-01 2013-08-07 フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド Output circuit
JP5768822B2 (en) 2013-01-31 2015-08-26 株式会社デンソー Sensor signal processing device and sensor device
JP6112351B2 (en) * 2013-05-27 2017-04-12 株式会社リコー Inclination angle correction apparatus, inclination angle correction program, inclination angle correction method, and imaging apparatus
JP2019060333A (en) * 2017-09-27 2019-04-18 株式会社ミクニ Valve control device, valve control method and program

Also Published As

Publication number Publication date
JP2004085562A (en) 2004-03-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4228825B2 (en) Physical quantity sensor device
KR101127891B1 (en) Output amplifier circuit and sensor device using the same
WO2012002496A1 (en) Target object detection device
CN107257915B (en) Measuring bridge assembly and method with improved fault detection
US10330736B2 (en) Semiconductor device, battery monitoring system, and diagnostic method for semiconductor device
JP6291979B2 (en) Input circuit with self-diagnosis function
US9739822B2 (en) Input circuit
KR20170091678A (en) Oversampling noise-shaping successive approximation adc
JP2002311045A (en) Acceleration sensor
JP4597204B2 (en) Sensor module and method for correcting detection output signal of sensor module
EP3093635A1 (en) Output-current detection chip for diode sensors, and diode sensor device
US7031863B2 (en) Variable condition responsive sense system and method
JP2007285747A (en) Angular velocity sensor
WO2022038019A1 (en) Battery soh determination circuit
JP2003214893A (en) Sensor apparatus
JP3978728B2 (en) Multi-axis sensor device
US8456337B1 (en) System to interface analog-to-digital converters to inputs with arbitrary common-modes
JP4516264B2 (en) Physical quantity sensor device
CN111123106B (en) Sensor and method for checking a sensor
JP2016095268A (en) Signal processor
JP2002107256A (en) Pressure sensor circuit
WO2009122739A1 (en) Sensor device
JP2007285746A (en) Angular velocity sensor
JP3584803B2 (en) Pressure sensor circuit
JP6389161B2 (en) Sensor interface calibration device

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20060316

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20080415

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20080819

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20081020

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20081111

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20081124

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 4228825

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111212

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121212

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121212

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131212

Year of fee payment: 5

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees