JP4226806B2

JP4226806B2 - Signal receiving circuit and signal receiving apparatus

Info

Publication number: JP4226806B2
Application number: JP2001198331A
Authority: JP
Inventors: 昌已大澤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-06-29
Filing date: 2001-06-29
Publication date: 2009-02-18
Anticipated expiration: 2021-06-29
Also published as: JP2003018037A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上波放送、ＣＡＴＶ放送、衛星放送などにおける主にデジタル変調された信号（ＯＦＤＭ、８ＶＳＢ、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫなど）を受信するのに用いられる信号受信回路及び信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、衛星波、地上波、ケーブルなどによるデジタル放送が実施されつつある。図8は、従来のデジタル変調された高周波信号を選局して復調する受信回路のブロック図である。
【０００３】
図8において、デジタル変調された高周波信号（以下、ＲＦ信号）は、チューナ部２０の入力端子１に入力される。入力端子１に入力されたＲＦ信号は、利得制御回路２、増幅器３、及びバンドパスフィルタ４を介してミキサー５に供給され、このミキサー５で局部発振器６からの局部発振信号と混合され、中間周波信号に変換される。
【０００４】
ミキサー５からの中間周波信号（ＩＦ信号）は、バンドパスフィルタ７及び増幅器８を介して復調部３０に供給される。復調部３０は、アナログ・デジタル変換回路９（Ａ/Ｄコンバータ９）とデジタル復調回路１０を有し、Ａ／Ｄコンバータ９でＩＦ信号をデジタル信号に変換し、復調回路１０でデジタル復調した後、誤り訂正回路（図示せず）で誤り訂正し、出力端子１１にトランスポートストリーム（ＴＳ）として出力する。
【０００５】
また、Ａ／Ｄコンバータ９からのデジタル信号はレベル検出回路１２に入力される。レベル検出回路１２は入力ＲＦ信号を利得制御するため、入力レベルに応じたレベル減衰量を設定する制御電圧データを出力する。この制御電圧データはデジタル・アナログ変換回路１３（Ｄ／Ａコンバータ１3）によってアナログ信号に変換されＡＧＣ電圧発生回路１４に出力する。ＡＧＣ電圧発生回路１４は、上記アナログ信号に変換された制御電圧データをもとに前記利得制御回路２を制御するＡＧＣ電圧Ｖ_AGCを発生する。
【０００６】
このような従来の信号受信回路において、前記バンドパスフィルタ７として一般的にＳＡＷフィルタ（表面弾性波フィルタ）が用いられ、不要周波数帯域の信号を除去するようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の信号受信回路において、前記バンドパスフィルタ７を構成するＳＡＷフィルタは、不要帯域の周波数信号を除去するために有効であるが、そのフィルタ特性は図9に示すような特性を有しており、所望の帯域付近の抑圧比は大きいが、広帯域に亘って抑圧比を大きくすることはできない。
【０００８】
このため、ＳＡＷフィルタの通過帯域よりも低い周波数のノイズ、スプリアス等がＳＡＷフィルタの後段に混入した場合、復調部３０で復調エラーを起こしてしまう。またバンドパスフィルタ７とＡ／Ｄコンバータ９間の増幅器８等でノイズを発生する場合があり、復調エラーの要因となっていた。
【０００９】
また特開平１０−２８５０６７号には、チューナ部でＩＦ信号に変換した信号をＳＡＷフィルタ及び低域通過フィルタを介して検波回路に入力する回路が示されており、低域通過フィルタのカットオフ周波数をＩＦ周波数の２倍以下に設定し、ＳＡＷフィルタを通過した高次周波数成分が検波回路に漏洩するのを防止することでビットエラーレートの劣化を改善するようにしている。
【００１０】
しかしながら、このようにＳＡＷフィルタの後段に低域通過フィルタを挿入しても、低域通過フィルタの遮断周波数やＳＡＷフィルタの通過帯域よりも低い周波数のノイズやスプリアスが、ＳＡＷフィルタの後段に混入した場合、復調エラーを起こすことがあつた。
【００１１】
本発明は、このような問題点に鑑み、復調エラーを起こす要因を除去し、ビットエラーレートの少ない受信回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された高域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信回路である。
【００１３】
また請求項５に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信回路である。
【００１４】
さらに請求項８に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、平衡出力型の第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された平衡増幅器と該平衡増幅器の後ろに配置された、平衡出力型の第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信回路である。
【００１５】
このような信号受信回路によれば、ノイズやスプリアスによる影響をフィルタ回路部によって抑圧することができる。
【００１６】
また請求項１０に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された高域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、前記フィルタ回路部は、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信装置である。
【００１７】
また請求項１４に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された第２の帯域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、前記フィルタ回路部は、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信装置である。
【００１８】
以上のような信号受信装置においても、ノイズやスプリアスによる影響をフィルタ回路部によって抑圧することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。図１は本発明の信号受信回路の一実施形態を示すブロック図であり、図１においてＩＦ信号の出力端とＡ／Ｄコンバータ９との間のフィルタ回路部４０に特徴を有している。以下図８と同一部分には同一符号を記して説明する。
【００２０】
図１において、デジタル変調された高周波信号（以下、ＲＦ信号）は、チューナ部２０の入力端子１に入力される。入力端子１に入力されたＲＦ信号は、利得制御回路２、増幅器３、及びバンドパスフィルタ４を介してミキサー５に供給され、このミキサー５で局部発振器６からの局部発振信号と混合され、中間周波信号に変換される。
【００２１】
ミキサー５からの中間周波信号（ＩＦ信号）は、フィルタ回路部４０に供給される。このフィルタ回路部４０は、帯域通過フィルタ４１（ＢＰＦ４１）、増幅器４２、及び高域通過フィルタ４２（ＨＰＦ４２）から成り、この高域通過フィルタ４２の出力が復調部３０に供給されるようになっている。
【００２２】
復調部３０は、アナログ・デジタル変換回路９（Ａ/Ｄコンバータ９）とデジタル復調回路１０を有し、Ａ／Ｄコンバータ９でＩＦ信号をデジタル信号に変換し、復調回路１０でデジタル復調した後、誤り訂正回路（図示せず）で誤り訂正し、出力端子１１にトランスポートストリーム（ＴＳ）として出力する。
【００２３】
また、Ａ／Ｄコンバータ９からのデジタル信号はレベル検出回路１２に入力される。レベル検出回路１２は入力ＲＦ信号を利得制御するため、入力レベルに応じたレベル減衰量を設定する制御電圧データを出力する。この制御電圧データはデジタル・アナログ変換回路１３（Ｄ／Ａコンバータ１３）によってアナログ信号に変換されＡＧＣ電圧発生回路１４に出力する。ＡＧＣ電圧発生回路１４は、上記アナログ信号に変換された制御電圧データをもとに前記利得制御回路２を制御するＡＧＣ電圧Ｖ_AGCを発生する。
【００２４】
このような本発明の信号受信回路において、前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１及びＨＰＦ４３の周波数特性は図２のようになっている。図２において、ＡはＢＰＦ４１の通過特性を示し、ＢはＨＰＦ４３の通過特性を示している。
【００２５】
この図２において、周波数ｆｃはＨＰＦ４３の遮断周波数、ｆsLはＢＰＦ４１の低域側遮断周波数、ｆsHはＢＰＦ４１の高域側遮断周波数、ｆsbwはＢＰＦ４１の通過帯域幅（＝ｆsH−ｆsL）をそれぞれ示しており、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcは図２のｆbからｆsLの間（Ｘ）に設定している。
【００２６】
上記周波数ｆbは、伝送信号の占有帯域周波数幅をｆbwとし、ＢＰＦ４１の通過周波数帯域幅をｆsbwとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆbw／２又はｆsbw／２）の高い方をｆbとしている。例えば伝送されてくる或るチャンネル信号の占有帯域周波数幅ｆbwが６ＭＨｚであり、ＢＰＦ４１の通過帯域幅ｆsbwが６．５ＭＨｚであった場合、ｆbは（６．５／２）ＭＨｚとなる。
【００２７】
前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１及びＨＰＦ４３の周波数特性を図２のような特性にすることで、仮に増幅器４２からノイズが発生したり、増幅器４２に復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによるスプリアスが重畳されても、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆc以下においてこれを抑圧することができる。
【００２８】
この結果、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジタル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣化の少ない受信処理を行なうことができる。
【００２９】
なお、上記ｆbを伝送信号の占有帯域周波数幅ｆbwの１／２、或いはＢＰＦ４１の通過周波数帯域幅ｆsbwの１／２の周波数に設定したのは、デジタル復調回路１０の復調出力の帯域幅が上記帯域幅ｆbw又はｆsbwの約１／２になるためであり、復調出力成分が増幅器４２に漏洩したときにそれをＨＰＦ４３で抑圧すことができる。
【００３０】
また、データ放送のように１つの周波数帯域幅内に複数チャンネルのデータが周波数分割により多重化されて伝送される信号を受信する場合は、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcを図３のように設定すればよい。即ち、図３において、ｆtbwは、周波数分割方式の１チャンネルあたりの周波数帯域幅を示しており、ＢＰＦ４１の特性はこの帯域幅ｆtbwをカバーする通過特性を有し、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcは図２のｆbからｆsLの間（Ｘ）に設定している。
【００３１】
上記周波数ｆbは、各チャンネルの周波数帯域幅をそれぞれｆcbw1〜ｆcbwnとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆcbw1／２、ｆcbw2／２…ｆcbwn／２）のうち最も高い周波数をｆbとしている。即ち、データ放送のように各チャンネルにより１チャンネルあたりの周波数帯域幅が異なる場合は、最も広い帯域幅の１／２の周波数をｆbとしている。
【００３２】
次に本発明の第２の実施形態について、図５を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回路部４０を、帯域通過フィルタ４１１（ＢＰＦ４１１）と増幅器４２１と高域通過フィルタ４３１（ＨＰＦ４１３）で構成しており、これらＢＰＦ４１１、増幅器４２１、ＨＰＦ４３１を平衡型回路で構成した点に特徴がある。
【００３３】
即ち、図１のミキサー５からのＩＦ周波数信号は、ＢＰＦ４１１で所要の帯域幅に制限された後、平衡出力される。この平衡出力信号は平衡増幅器４２１で所望の電圧又は電力に増幅され、平衡ＨＰＦ４３１に入力される。そしてこの平衡ＨＰＦ４３１で不要なノイズ、スプリアスが除去された信号はＡ／Ｄコンバータに９に平衡入力されデジタル信号に符合化されるものである。
【００３４】
なお、ＢＰＦ４１１とＨＰＦ４３１の通過特性は、図２又は図３で説明したものと同様である。また平衡型の帯域通過フィルタ４１１としては、ＳＡＷフィルタが適しており、平衡型増幅器４２１としては差動増幅器が適している。
【００３５】
このように、フィルタ回路部４０を平衡型として構成することにより、平衡増幅器４２１で同位相ノイズが発生したり、又は復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによる同位相スプリアスが重畳されても、平衡２端子回路の特性として同位相成分は相殺することができるため、Ａ／Ｄコンバータ９により符号化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができる。
【００３６】
さらに本発明の第３の実施形態について、図６を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回路部４０を、帯域通過フィルタ４１２（ＢＰＦ４１２）と増幅器４２２と帯域通過フィルタ４３２（ＢＰＦ４３２）で構成しており、ＢＰＦ４１２をＳＡＷフィルタで構成した点に特徴がある。
【００３７】
図６において、前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１２及びＢＰＦ４３２の周波数特性は図４のようになっている。図４において、Ａ１はＢＰＦ４１２の通過特性を示し、Ｂ１はＢＰＦ４３２の通過特性を示している。
【００３８】
この図４において、ｆsLはＢＰＦ４１２の低域側遮断周波数、ｆsHはＢＰＦ４１２の高域側遮断周波数、ｆsbwはＢＰＦ４１２の通過帯域幅（＝ｆsH−ｆsL）をそれぞれ示している。また周波数ｆcLはＢＰＦ４３２の低域遮断周波数、周波数ｆcHはＢＰＦ４３２の高域遮断周波数である。
【００３９】
また、ｆbは図２と同様に、伝送信号の占有帯域周波数幅をｆbwとし、ＢＰＦ４１２の通過周波数帯域幅をｆsbwとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆbw／２又はｆsbw／２）の高い方をｆbとしており、ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcLは図４のｆbからｆsLの間（Ｘ1）に設定している。
【００４０】
またデータ放送のように１つの周波数帯域幅内に複数チャンネルのデータが周波数分割により多重化されて伝送される信号を受信する場合は、ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcLを図３と同様に設定すればよい。即ち、各チャンネルの周波数帯域幅をそれぞれｆcbw1〜ｆcbwnとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆcbw1／２、ｆcbw2／２…ｆcbwn／２）のうち最も高い周波数をｆbとし、このｆbと前記ｆsLの間にＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcLを設定すればよい。
【００４１】
前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１２及びＢＰＦ４３２の周波数特性を図４のような特性にすることで、仮に増幅器４２２からノイズが発生したり、増幅器４２２に復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによるスプリアスが重畳されても、ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcL以下、及び高域遮断周波数ｆcH以上においてこれを抑圧することができる。
【００４２】
この結果、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジタル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣化の少ない受信処理を行なうことができる。
【００４３】
次に本発明の第４の実施形態について、図７を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回路部４０を、帯域通過フィルタ４１３（ＢＰＦ４１３）と増幅器４２３と帯域通過フィルタ４３３（ＢＰＦ４３３）で構成しており、これらＢＰＦ４１３、増幅器４２３、ＢＰＦ４３３を平衡型回路で構成し、ＢＰＦ４１３をＳＡＷフィルタで構成した点に特徴がある。
【００４４】
即ち、図７の構成は、ミキサー５からのＩＦ周波数信号が、ＳＡＷフィルタで成るＢＰＦ４１３で所要の帯域幅に制限されて平衡出力され、次段の平衡増幅器４２３で所望の電圧又は電力に増幅された後、平衡ＢＰＦ４３３に入力されるものである。そしてこの平衡ＢＰＦ４３３で不要なノイズ、スプリアスが除去された信号はＡ／Ｄコンバータに９に平衡入力されデジタル信号に符合化されるものである。
【００４５】
なお、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４３３の通過特性は、図６で説明したものと同様である。このように、フィルタ回路部４０を平衡型として構成することにより、平衡増幅器４２３で同位相ノイズが発生したり、又は復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによる同位相スプリアスが重畳されても、平衡２端子回路の特性として同位相成分は相殺することができるため、Ａ／Ｄコンバータ９により符号化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができる。
【００４６】
なお、以上の説明では入力された高周波信号を周波数変換して中間周波信号を得るシングルコンバージョンチューナ２０を用いた例について述べたが、高周波信号をアップ・ダウンコンバータ回路により周波数変換するダブルコンバージョン式のチューナを用いた方式にも適用できることは言うまでもない。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、Ａ／Ｄコンバータ９の前段において高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタを配置したことにより、増幅器からノイズが発生したり、増幅器に復調部からのスプリアスが重畳されても、高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタり抑圧することができ。したがって、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジタル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣化の少ない受信処理を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図２】図１のフィルタ回路部４０の特性を説明する周波数特性図。
【図３】図１のフィルタ回路部４０の別の特性を説明する周波数特性図。
【図４】図５のフィルタ回路部４０の特性を説明する周波数特性図。
【図５】本発明の第２の実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図６】本発明の第３の実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図８】従来の信号受信回路を示すブロック図。
【図９】従来のＢＰＦ７の特性を説明する周波数特性図。
【符号の説明】
９…Ａ／Ｄコンバータ
２０…チューナ部
３０…復調部
４０…フィルタ回路部
４１、４１１、４１２、４１３…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
４２、４２１、４２２、４２３…増幅器
４３、４３１…高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
４３２、４３３…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a signal receiving circuit and a signal receiving apparatus used to receive mainly digitally modulated signals (OFDM, 8VSB, 64QAM, QPSK, etc.) in terrestrial broadcasting, CATV broadcasting, satellite broadcasting and the like.
[0002]
[Prior art]
In recent years, digital broadcasting using satellite waves, terrestrial waves, cables, and the like is being implemented. FIG. 8 is a block diagram of a conventional receiving circuit that selects and demodulates a digitally modulated high-frequency signal.
[0003]
In FIG. 8, a digitally modulated high frequency signal (hereinafter referred to as an RF signal) is input to the input terminal 1 of the tuner unit 20. The RF signal input to the input terminal 1 is supplied to the mixer 5 through the gain control circuit 2, the amplifier 3, and the band pass filter 4, and is mixed with the local oscillation signal from the local oscillator 6 by the mixer 5. Converted to a frequency signal.
[0004]
The intermediate frequency signal (IF signal) from the mixer 5 is supplied to the demodulator 30 via the bandpass filter 7 and the amplifier 8. The demodulator 30 includes an analog / digital converter circuit 9 (A / D converter 9) and a digital demodulator circuit 10. The A / D converter 9 converts the IF signal into a digital signal, and the demodulator circuit 10 performs digital demodulation. Then, an error correction circuit (not shown) corrects the error and outputs it to the output terminal 11 as a transport stream (TS).
[0005]
The digital signal from the A / D converter 9 is input to the level detection circuit 12. In order to control the gain of the input RF signal, the level detection circuit 12 outputs control voltage data for setting a level attenuation amount corresponding to the input level. The control voltage data is converted into an analog signal by the digital / analog conversion circuit 13 (D / A converter 13) and output to the AGC voltage generation circuit 14. The AGC voltage generation circuit 14 generates an AGC voltage V _AGC for controlling the gain control circuit 2 based on the control voltage data converted into the analog signal.
[0006]
In such a conventional signal receiving circuit, a SAW filter (surface acoustic wave filter) is generally used as the bandpass filter 7 so as to remove signals in unnecessary frequency bands.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In such a conventional signal receiving circuit, the SAW filter constituting the band-pass filter 7 is effective for removing frequency signals in unnecessary bands, but the filter characteristics have the characteristics shown in FIG. The suppression ratio in the vicinity of the desired band is large, but the suppression ratio cannot be increased over a wide band.
[0008]
For this reason, when noise, spurious, or the like having a frequency lower than the pass band of the SAW filter is mixed in the subsequent stage of the SAW filter, a demodulation error occurs in the demodulator 30. In addition, noise may be generated in the amplifier 8 between the band pass filter 7 and the A / D converter 9 or the like, causing a demodulation error.
[0009]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-285067 discloses a circuit for inputting a signal converted into an IF signal by a tuner unit to a detection circuit via a SAW filter and a low-pass filter, and a cutoff frequency of the low-pass filter. Is set to be twice or less of the IF frequency to prevent the high-order frequency component that has passed through the SAW filter from leaking to the detection circuit, thereby improving the degradation of the bit error rate.
[0010]
However, even if the low-pass filter is inserted after the SAW filter in this way, noise and spurious frequencies that are lower than the cutoff frequency of the low-pass filter and the pass band of the SAW filter are mixed in the latter stage of the SAW filter. In some cases, a demodulation error may occur.
[0011]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a receiving circuit with a low bit error rate by eliminating a factor causing a demodulation error.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The invention of claim 1, wherein, in the signal receiving circuit that performs digital conversion and demodulating processing by an analog-digital converter transmission signal containing data of a plurality of channels are frequency multiplexed, the band pass filter and the band-pass filter A filter circuit unit including a series circuit of a high-pass filter disposed behind is connected between the input terminal to which the transmission signal is supplied and the analog-digital conversion circuit, and the high-pass filter is connected to the analog-digital It is arranged so as to be located in front of the conversion circuit , and the cut-off frequency of the high-pass filter is equal to or lower than the low-pass cut-off frequency of the band-pass filter, and includes the frequency-multiplexed data of the plurality of channels characterized in that set above the highest frequency among the 1/2 of the occupied bandwidth of each channel of said transmission signal A signal receiving circuit for.
[0013]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a signal receiving circuit for performing a demodulation process by digitally converting a transmission signal including frequency-multiplexed data of a plurality of channels by an analog / digital conversion circuit. A filter circuit unit including a series circuit of a second band-pass filter disposed behind the first band-pass filter , between the input terminal to which the transmission signal is supplied and the analog-digital conversion circuit, The second band-pass filter is disposed in front of the analog-digital conversion circuit , and a low-frequency cutoff frequency of the second band-pass filter is set to a low-frequency side of the first band-pass filter. a less cutoff frequency, said frequency multiplexed plurality occupied bandwidth of each channel of the channel said transmission signal including data of the 1 / The highest set above the frequency, the high-side cutoff frequency of the second band-pass filter, signal reception, characterized in that set in the above high-side cutoff frequency of the first band-pass filter of the Circuit.
[0014]
Furthermore, the invention according to claim 8 is a signal receiving circuit for performing a demodulation process by digitally converting a transmission signal including data of a plurality of frequency-multiplexed channels by an analog / digital conversion circuit. It disposed behind the balanced amplifier and said balanced amplifier which is arranged behind the band pass filter of the band-pass filter and the first filter circuit portion including a series circuit of the second band-pass filter of the balanced output Between the input terminal to which the transmission signal is supplied and the analog / digital conversion circuit, so that the second bandpass filter is located in front of the analog / digital conversion circuit , and the second the low-side cutoff frequency of the band-pass filter, the first equal to or lower than the low-side cutoff frequency of the band pass filter, said frequency multiplexed plurality Chang And highest set above the frequency of the respective half of the occupied bandwidth of each channel of said transmission signal including Le of data, the high-side cutoff frequency of the second band-pass filter, the first The signal receiving circuit is characterized in that it is set to be equal to or higher than the high-frequency cutoff frequency of the bandpass filter.
[0015]
According to such a signal receiving circuit, the influence of noise and spurious can be suppressed by the filter circuit unit.
[0016]
The invention described in claim 10, a tuner unit for converting a mixture of a transmission signal and the local oscillation signal of a high frequency into an intermediate frequency signal and the band pass filter and the band-pass containing the data of a plurality of channels that are frequency multiplexed A filter circuit comprising a series circuit including an amplifier disposed behind a filter and a high-pass filter disposed behind the amplifier, and extracting a signal in a required band by filtering an intermediate frequency signal from the tuner unit And a demodulation unit that digitally converts and demodulates the signal from the filter circuit unit by analog / digital conversion, and the filter circuit unit includes the high-pass filter in front of the analog / digital conversion circuit . while arranged to be located, the cut-off frequency of the high pass filter, the following low-side cutoff frequency of the bandpass filter I, the signal receiving apparatus is characterized in that set above the highest frequency among the half of the occupied bandwidth of each channel of said transmission signal including data of the plural channels said is frequency multiplexed It is.
[0017]
According to a fourteenth aspect of the present invention, there is provided a tuner unit that mixes a high-frequency transmission signal including frequency-multiplexed data of a plurality of channels and a local transmission signal and converts the mixed signal into an intermediate frequency signal, a first band-pass filter, A series circuit including an amplifier disposed behind the first band-pass filter and a second band-pass filter disposed behind the amplifier. The intermediate frequency signal from the tuner section is filtered to obtain a required value. A filter circuit unit that extracts a signal in a band; and a demodulator unit that digitally converts and demodulates a signal from the filter circuit unit by an analog / digital conversion circuit, and the filter circuit unit includes the second band-pass signal. with the filter is arranged to be positioned in front of the analog-digital converter, the low-side cutoff frequency of the second band-pass filter, the A less lower cutoff frequency of the first band-pass filter, the highest out of the half of the occupied bandwidth of each channel of said transmission signal including data of the plurality of channels, wherein the frequency-multiplexed The signal receiving apparatus is characterized in that the frequency is set to be equal to or higher than the frequency, and the high-frequency cutoff frequency of the second bandpass filter is set to be equal to or higher than the high-frequency cutoff frequency of the first bandpass filter.
[0018]
Also in the signal receiving apparatus as described above, the influence of noise and spurious can be suppressed by the filter circuit unit.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a signal receiving circuit according to the present invention. The filter circuit section 40 between the output end of the IF signal and the A / D converter 9 in FIG. In the following description, the same parts as those in FIG.
[0020]
In FIG. 1, a digitally modulated high frequency signal (hereinafter referred to as an RF signal) is input to the input terminal 1 of the tuner unit 20. The RF signal input to the input terminal 1 is supplied to the mixer 5 through the gain control circuit 2, the amplifier 3, and the band pass filter 4, and is mixed with the local oscillation signal from the local oscillator 6 by the mixer 5. Converted to a frequency signal.
[0021]
The intermediate frequency signal (IF signal) from the mixer 5 is supplied to the filter circuit unit 40. The filter circuit unit 40 includes a band-pass filter 41 (BPF 41), an amplifier 42, and a high-pass filter 42 (HPF 42). The output of the high-pass filter 42 is supplied to the demodulator 30. Yes.
[0022]
The demodulator 30 includes an analog / digital converter circuit 9 (A / D converter 9) and a digital demodulator circuit 10. The A / D converter 9 converts the IF signal into a digital signal, and the demodulator circuit 10 performs digital demodulation. Then, an error correction circuit (not shown) corrects the error and outputs it to the output terminal 11 as a transport stream (TS).
[0023]
The digital signal from the A / D converter 9 is input to the level detection circuit 12. In order to control the gain of the input RF signal, the level detection circuit 12 outputs control voltage data for setting a level attenuation amount corresponding to the input level. The control voltage data is converted into an analog signal by the digital / analog conversion circuit 13 (D / A converter 13) and output to the AGC voltage generation circuit 14. The AGC voltage generation circuit 14 generates an AGC voltage V _AGC for controlling the gain control circuit 2 based on the control voltage data converted into the analog signal.
[0024]
In such a signal receiving circuit of the present invention, the frequency characteristics of the BPF 41 and the HPF 43 of the filter circuit section 40 are as shown in FIG. In FIG. 2, A indicates the pass characteristic of the BPF 41, and B indicates the pass characteristic of the HPF 43.
[0025]
In FIG. 2, the frequency fc is the cutoff frequency of the HPF 43, fsL is the low-frequency cutoff frequency of the BPF 41, fsH is the high-frequency cutoff frequency of the BPF 41, and fsbw is the pass bandwidth (= fsH−fsL) of the BPF 41. The cutoff frequency fc of the HPF 43 is set to (X) between fb and fsL in FIG.
[0026]
For the frequency fb, when the occupied bandwidth frequency width of the transmission signal is fbw and the pass frequency bandwidth of the BPF 41 is fsbw, the higher of the half frequency (fbw / 2 or fsbw / 2) is defined as fb. Yes. For example, when the occupied band frequency width fbw of a certain channel signal transmitted is 6 MHz and the passband width fsbw of the BPF 41 is 6.5 MHz, fb is (6.5 / 2) MHz.
[0027]
By setting the frequency characteristics of the BPF 41 and the HPF 43 of the filter circuit section 40 to the characteristics shown in FIG. 2, a sampling signal is generated when noise is generated from the amplifier 42 or digitally demodulated in the amplifier 42 by the demodulation section 30. Even if the spurious due to the jumping or sneaking in is superimposed, it can be suppressed below the cutoff frequency fc of the HPF 43.
[0028]
As a result, when digital encoding is performed by the A / D converter 9, noise addition during sampling can be reduced, and reception processing with a small bit error rate and little deterioration can be performed.
[0029]
The reason why the frequency fb is set to 1/2 of the occupied bandwidth frequency width fbw of the transmission signal or 1/2 of the pass frequency bandwidth fsbw of the BPF 41 is that the bandwidth of the demodulated output of the digital demodulation circuit 10 is This is because the bandwidth fbw or about fsbw is about ½, and when the demodulated output component leaks to the amplifier 42, it can be suppressed by the HPF 43.
[0030]
Further, when receiving a signal transmitted by multiplexing data of a plurality of channels within one frequency bandwidth by frequency division as in data broadcasting, the cutoff frequency fc of the HPF 43 is set as shown in FIG. Good. That is, in FIG. 3, ftbw indicates the frequency bandwidth per channel of the frequency division method, and the characteristic of the BPF 41 has a pass characteristic that covers this bandwidth ftbw, and the cutoff frequency fc of the HPF 43 is as shown in FIG. (X) between fb and fsL.
[0031]
For the frequency fb, when the frequency bandwidth of each channel is fcbw1 to fcbwn, the highest frequency among the half frequencies (fcbw1 / 2, fcbw2 / 2... Fcbwn / 2) is defined as fb. In other words, if the frequency bandwidth per channel Ri by the each channel as data broadcasting is different, it is set to fb 1/2 of the frequency of the most wide bandwidth.
[0032]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In this embodiment, the filter circuit unit 40 is composed of a band-pass filter 411 (BPF 411), an amplifier 421, and a high-pass filter 431 (HPF 413), and these BPF 411, amplifier 421, and HPF 431 are composed of a balanced circuit. There is a feature in the point.
[0033]
That is, the IF frequency signal from the mixer 5 shown in FIG. 1 is limited to a required bandwidth by the BPF 411 and then output in a balanced manner. This balanced output signal is amplified to a desired voltage or power by the balanced amplifier 421 and input to the balanced HPF 431. The signal from which unnecessary noise and spurious are removed by this balanced HPF 431 is balancedly input to the A / D converter 9 and encoded with a digital signal.
[0034]
The pass characteristics of the BPF 411 and the HPF 431 are the same as those described in FIG. 2 or FIG. A SAW filter is suitable as the balanced band-pass filter 411, and a differential amplifier is suitable as the balanced amplifier 421.
[0035]
In this way, by configuring the filter circuit unit 40 as a balanced type, in-phase noise is generated in the balanced amplifier 421, or in-phase due to jumping or wraparound of a sampling signal generated when digital demodulation is performed in the demodulating unit 30. Even if the spurious is superimposed, the in-phase component can be canceled out as a characteristic of the balanced two-terminal circuit. Therefore, when encoding is performed by the A / D converter 9, noise addition during sampling can be reduced.
[0036]
Furthermore a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment is characterized in that the filter circuit unit 40 is configured by a band-pass filter 412 (BPF 412), an amplifier 422, and a band-pass filter 432 (BPF 432), and the BPF 412 is configured by a SAW filter.
[0037]
6, the frequency characteristic of BPF412 and BPF432 of the filter circuit 40 is as shown in FIG. In FIG. 4 , A <b> 1 indicates the pass characteristic of the BPF 412, and B <b> 1 indicates the pass characteristic of the BPF 432.
[0038]
In FIG. 4 , fsL indicates the low-frequency cutoff frequency of the BPF 412, fsH indicates the high-frequency cutoff frequency of the BPF 412, and fsbw indicates the pass bandwidth (= fsH−fsL) of the BPF 412. The frequency fcL is the low-frequency cutoff frequency of the BPF 432, and the frequency fcH is the high-frequency cutoff frequency of the BPF 432.
[0039]
Similarly to FIG. 2, fb has a frequency (fbw / 2 or fsbw / 2) of ½ of that when the occupied bandwidth frequency width of the transmission signal is fbw and the pass frequency bandwidth of the BPF 412 is fsbw. has higher and the fb, the low cutoff frequency fcL of BPF432 is set between (X1) of fsL from fb in Fig.
[0040]
In addition, when receiving a signal in which data of a plurality of channels are multiplexed and transmitted by frequency division within one frequency bandwidth as in data broadcasting, the low cut-off frequency fcL of the BPF 432 is set in the same manner as in FIG. That's fine. That is, when the frequency bandwidth of each channel is fcbw1 to fcbwn, the highest frequency among the half of the frequencies (fcbw1 / 2, fcbw2 / 2... Fcbwn / 2) is defined as fb, The low-frequency cutoff frequency fcL of the BPF 432 may be set during fsL.
[0041]
By making the frequency characteristics of the BPF 412 and BPF 432 of the filter circuit section 40 the characteristics as shown in FIG. 4 , a sampling signal is generated when noise is generated from the amplifier 422 or digitally demodulated by the demodulator 30 in the amplifier 422. Even if spurious due to the jumping or wraparound is superimposed, this can be suppressed below the low-frequency cutoff frequency fcL and above the high-frequency cutoff frequency fcH of the BPF 432.
[0042]
As a result, when digital encoding is performed by the A / D converter 9, noise addition during sampling can be reduced, and reception processing with a small bit error rate and little deterioration can be performed.
[0043]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In this embodiment, the filter circuit unit 40 is configured by a band pass filter 413 (BPF 413), an amplifier 423, and a band pass filter 433 (BPF 433). These BPF 413, amplifier 423, and BPF 433 are configured by a balanced circuit, It is characterized in that the BPF 413 is configured with a SAW filter.
[0044]
That is, in the configuration of FIG. 7, the IF frequency signal from the mixer 5 is balanced and output to the required bandwidth by the BPF 413 composed of a SAW filter, and amplified to a desired voltage or power by the balanced amplifier 423 in the next stage. After that, it is input to the balanced BPF 433. The signal from which unnecessary noise and spurious are removed by this balanced BPF 433 is input to the A / D converter 9 in a balanced manner and is encoded into a digital signal.
[0045]
The pass characteristics of BPF 413 and BPF 433 are the same as those described with reference to FIG. In this way, by configuring the filter circuit unit 40 as a balanced type, in-phase noise is generated in the balanced amplifier 423, or in-phase due to jumping or wraparound of a sampling signal generated when digital demodulation is performed in the demodulating unit 30. Even if the spurious is superimposed, the in-phase component can be canceled out as a characteristic of the balanced two-terminal circuit. Therefore, when encoding is performed by the A / D converter 9, noise addition during sampling can be reduced.
[0046]
In the above description, an example using the single conversion tuner 20 that obtains an intermediate frequency signal by frequency-converting an input high-frequency signal has been described. However, a double conversion type in which a high-frequency signal is frequency-converted by an up / down converter circuit. Needless to say, the present invention can also be applied to a method using a tuner.
[0047]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, since the high-pass filter or the band-pass filter is arranged in the previous stage of the A / D converter 9, noise is generated from the amplifier or spurious from the demodulator is superimposed on the amplifier. Even a high-pass filter or a band-pass filter can be suppressed. Therefore, when digital encoding is performed by the A / D converter 9, noise addition at the time of sampling can be reduced, and reception processing with a small bit error rate and little deterioration can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a signal receiving circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a frequency characteristic diagram illustrating characteristics of the filter circuit section 40 of FIG.
FIG. 3 is a frequency characteristic diagram illustrating another characteristic of the filter circuit unit 40 of FIG.
4 is a frequency characteristic diagram illustrating characteristics of the filter circuit section 40 of FIG .
FIG. 5 is a block diagram showing a signal receiving circuit according to a second embodiment of the present invention .
FIG. 6 is a block diagram showing a signal receiving circuit according to a third embodiment of the present invention .
FIG. 7 is a block diagram showing a signal receiving circuit according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a conventional signal receiving circuit.
FIG. 9 is a frequency characteristic diagram illustrating characteristics of a conventional BPF 7;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 ... A / D converter 20 ... Tuner part 30 ... Demodulator 40 ... Filter circuit part 41, 411, 412, 413 ... Band pass filter (BPF)
42, 421, 422, 423 ... amplifier 43, 431 ... high-pass filter (HPF)
432, 433 ... Band pass filter (BPF)

Claims

周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、
帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された高域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、
前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信回路。 In a signal receiving circuit for performing a demodulation process by digitally converting a transmission signal including data of a plurality of frequency-multiplexed channels by an analog / digital conversion circuit,
A filter circuit unit including a series circuit of a band-pass filter and a high-pass filter disposed behind the band-pass filter, between the input terminal to which the transmission signal is supplied and the analog-digital conversion circuit, Arranged so that the high-pass filter is located in front of the analog-digital conversion circuit,
The cutoff frequency of the high-pass filter is equal to or lower than the low-frequency cutoff frequency of the band-pass filter, and the occupied frequency bandwidth of each channel of the transmission signal including the frequency-multiplexed data of the plurality of channels A signal receiving circuit characterized by being set to be higher than the highest frequency of each 1/2 .

前記帯域通過フィルタと高域通過フィルタの間に増幅器を配置したことを特徴とする請求項１記載の信号受信回路。 2. The signal receiving circuit according to claim 1, wherein an amplifier is disposed between the band-pass filter and the high-pass filter.

前記フィルタ回路部の少なくとも前記高域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする請求項１記載の信号受信回路。 Signal receiving circuitry according to claim 1, characterized in that at least the high-pass filter of the filter circuit portion and a balanced output type.

前記帯域通過フィルタと増幅器と高域通過フィルタを、平衡型回路で構成したことを特徴とする請求項２記載の信号受信回路。 3. The signal receiving circuit according to claim 2, wherein the band-pass filter, the amplifier, and the high-pass filter are configured by a balanced circuit.

周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、
第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、
前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信回路。 In a signal receiving circuit for performing a demodulation process by digitally converting a transmission signal including data of a plurality of frequency-multiplexed channels by an analog / digital conversion circuit,
A filter circuit unit including a series circuit of a first band-pass filter and a second band-pass filter disposed behind the first band-pass filter, an input terminal to which the transmission signal is supplied, and the analog / digital Between the conversion circuit, the second band-pass filter is disposed in front of the analog-digital conversion circuit,
The low-frequency cutoff frequency of the second band-pass filter is equal to or lower than the low-frequency cutoff frequency of the first band-pass filter, and the frequency-multiplexed transmission signal includes the data of the plurality of channels. Set higher than the highest frequency of each half of the occupied frequency bandwidth of each channel, and set the high-frequency cutoff frequency of the second band-pass filter to the high-frequency cutoff of the first band-pass filter A signal receiving circuit characterized by being set to a frequency or higher.

前記フィルタ回路部の前記第１の帯域通過フィルタと前記第２の帯域通過フィルタの間に増幅器を配置したことを特徴とする請求項５記載の信号受信回路。6. The signal receiving circuit according to claim 5 , wherein an amplifier is disposed between the first band-pass filter and the second band-pass filter of the filter circuit unit.

前記第１の帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項５記載の信号受信回路。6. The signal receiving circuit according to claim 5, wherein the first band-pass filter is a surface acoustic wave filter.

周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、
平衡出力型の第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された平衡増幅器と該平衡増幅器の後ろに配置された、平衡出力型の第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、
前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信回路。 In a signal receiving circuit for performing a demodulation process by digitally converting a transmission signal including data of a plurality of frequency-multiplexed channels by an analog / digital conversion circuit,
Disposed behind the balanced output of the first bandpass filter and the balanced amplifier and said balanced amplifier which is arranged behind the band pass filter of the first, the balanced output of the second band-pass filter A filter circuit unit including a series circuit is disposed between the input terminal to which the transmission signal is supplied and the analog / digital conversion circuit, and the second bandpass filter is positioned in front of the analog / digital conversion circuit. Placed in
The low-frequency cutoff frequency of the second band-pass filter is equal to or lower than the low-frequency cutoff frequency of the first band-pass filter, and the frequency-multiplexed transmission signal includes the data of the plurality of channels. Set higher than the highest frequency of each half of the occupied frequency bandwidth of each channel, and set the high-frequency cutoff frequency of the second band-pass filter to the high-frequency cutoff of the first band-pass filter A signal receiving circuit characterized by being set to a frequency or higher.

前記第１の帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項８記載の信号受信回路。9. The signal receiving circuit according to claim 8, wherein the first band-pass filter is a surface acoustic wave filter.

周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、
帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された高域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、
前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、
前記フィルタ回路部は、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信装置。A tuner unit that mixes a high-frequency transmission signal including a plurality of frequency-multiplexed data and a local transmission signal and converts the mixed signal into an intermediate frequency signal;
A series circuit including a band-pass filter, an amplifier disposed behind the band-pass filter, and a high-pass filter disposed behind the amplifier. The intermediate frequency signal from the tuner unit is filtered to obtain a required band. A filter circuit section for extracting the signal of
A demodulator that digitally converts and demodulates the signal from the filter circuit by analog-digital conversion;
The filter circuit unit is arranged so that the high-pass filter is positioned in front of the analog-digital conversion circuit , and the cutoff frequency of the high-pass filter is equal to or lower than the low- frequency cutoff frequency of the band-pass filter. The signal reception is characterized in that it is set to be equal to or higher than the highest frequency of each ½ of the occupied frequency bandwidth of each channel of the transmission signal including the frequency multiplexed data of the plurality of channels. apparatus.

前記帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項１０記載の信号受信装置。The signal receiving apparatus according to claim 10, wherein the band-pass filter is a surface acoustic wave filter.

前記フィルタ回路部の少なくとも前記高域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする請求項１０記載の信号受信装置。The signal receiving apparatus according to claim 10, wherein at least the high-pass filter of the filter circuit unit is a balanced output type.

前記フィルタ回路部の帯域通過フィルタと増幅器と高域通過フィルタを、平衡型回路にて構成したことを特徴とする請求項１０記載の信号受信装置。11. The signal receiving apparatus according to claim 10, wherein the band-pass filter, the amplifier, and the high-pass filter of the filter circuit unit are configured by a balanced circuit.

周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、
第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された第２の帯域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、
前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、
前記フィルタ回路部は、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信装置。A tuner unit that mixes a high-frequency transmission signal including a plurality of frequency-multiplexed data and a local transmission signal and converts the mixed signal into an intermediate frequency signal;
A series circuit including a first band-pass filter, an amplifier arranged behind the first band-pass filter, and a second band-pass filter arranged behind the amplifier, and an intermediate frequency from the tuner unit A filter circuit that filters the signal and extracts a signal in the required band; and
A demodulator that digitally converts and demodulates the signal from the filter circuit unit by an analog / digital converter circuit;
The filter circuit unit is arranged so that the second band-pass filter is positioned in front of the analog-digital conversion circuit , and the low-frequency cutoff frequency of the second band-pass filter is set to the first band-pass filter. Less than the lower cutoff frequency of the band-pass filter and not less than the highest frequency of each ½ of the occupied frequency bandwidth of each channel of the transmission signal including the frequency multiplexed data of the plurality of channels And a high-frequency cutoff frequency of the second band-pass filter is set to be equal to or higher than a high-frequency cutoff frequency of the first band-pass filter.

前記第１の帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項１４記載の信号受信装置。15. The signal receiving apparatus according to claim 14, wherein the first band pass filter is a surface acoustic wave filter.

前記フィルタ回路部の少なくとも前記第２の帯域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする請求項１４記載の信号受信装置。15. The signal receiving apparatus according to claim 14, wherein at least the second bandpass filter of the filter circuit unit is a balanced output type.

前記フィルタ回路部の前記第１の帯域通過フィルタと前記増幅器と前記第２の帯域通過フィルタを、平衡型回路にて構成したことを特徴とする請求項１４記載の信号受信装置。15. The signal receiving apparatus according to claim 14 , wherein the first band pass filter, the amplifier, and the second band pass filter of the filter circuit unit are configured by a balanced circuit.