JP4222892B2

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Publication number: JP4222892B2
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Inventors: 正吾百瀬
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Publication date: 2009-02-12
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、可動被検出物の移動量、位置、角度などの変位量の検出を行うエンコーダに関するものであって、特に、検出された実際の信号と理想的な信号とのズレを補正し、変位量の検出精度を向上させることが可能な誤差補正機能付エンコーダに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、可動被検出物の変位量を検出する装置として、磁気式又は光学式のエンコーダが知られている。例えば、磁気式エンコーダの一態様としては、可動被検出物に一定のピッチで着磁された多極着磁層を形成し、この多極着磁層に対向して磁気センサを配設し、この磁気センサに多極着磁のピッチよりも狭いピッチで４個の磁気抵抗素子を配置し、可動被検出物の回転に起因して変化する磁気抵抗素子の抵抗値を検知することによって変位量を検出するものが挙げられる。また、光学式エンコーダの一態様としては、一定のピッチで配設されたメインスケールとインデックススケールとを挟むようにＬＥＤ等の光源やフォトセンサ等の光検出装置を配置し、スラスト方向にある上述の２枚のスケールに起因して変化する光の干渉を検知することによって変位量を検出するものが挙げられる。
【０００３】
ところで、このような従来のエンコーダにおいて、可動被検出物の変位量を検出するに際し、可動被検出物の変位に対応して設けられたＡ相センサとＢ相センサから出力される正弦波状のＡ相信号とＢ相信号を取得して、両信号の逆正接信号を計算し、その逆正接信号を利用することによって変位量を検出する方法がある。
【０００４】
より具体的には、図１０（ａ）〜（ｃ）を用いて以下に説明する。図１０（ａ）は、可動被検出物の１周期の変位を５として２周期分の変位量に対する理想的な正弦波状のＡ相センサ出力信号と、理想的な正弦波状のＢ相センサ出力信号と、を示している。そして、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示すＡ相センサ出力信号（ｓｉｎθ）及びＢ相センサ出力信号（ｃｏｓθ）の逆正接信号を次式によって計算し、その逆正接信号の波形を示している。
【０００５】
【数１】

【０００６】
図１０（ｂ）によれば、理想的な正弦波状のＡ相センサ出力信号と、理想的な正弦波状のＢ相センサ出力信号と、からリニアかつ鋸刃形状の信号が得られることがわかる。さらに、図１０（ｂ）に示す逆正接信号の信号値（位相）をパラメータとし、Ａ相センサ出力をＹ値（縦軸）、Ｂ相センサ出力をＸ値（横軸）としてプロットすると、図１０（ｃ）に示すような図形（いわゆるリサージュ波形）が得られる。
【０００７】
このようにして得られた図１０（ｃ）に示すリサージュ波形は、図１０（ｂ）に示すＡ相とＢ相のセンサ出力を理想的なものと考えているため扁平や歪みのない円形となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、実際に得られるリサージュ波形は、Ａ相センサとＢ相センサの感度差に起因して円形とはならない場合がある。
【０００９】
すなわち、ＭＲセンサにおいては、例えば磁気抵抗素子の線幅・膜厚・ヒステリシス・磁歪・取付け位置の相違，組立てズレ，回路ゲイン差などにより、光センサにおいては、例えばフォトダイオードの取付け位置の相違，組立てズレ，明暗ピッチズレ，回路ゲイン差などにより、巻線型磁気センサにおいては、例えばコイルの巻数・位置の相違，磁気ヨークの透磁率の相違，組立て誤差などにより、Ａ相センサとＢ相センサの感度差が異なる場合がある。
【００１０】
このようなＡ相センサとＢ相センサの感度差に起因する状況説明図を図１１に示す。図１１においては、理想的なＡ相センサの出力波形をＡ'で、実際のＡ相センサ及びＢ相センサの出力波形を、それぞれＡ、Ｂで示しており、図１１（ａ−２），（ｂ−２），（ｃ−２），（ｄ−２）においては、実際に得られるリサージュ波形を実線で、理想的なリサージュ波形を破線で示している。図１１によれば、Ａ相センサ出力とＢ相センサ出力の振幅が異なることによって（図１１（ａ−１））、リサージュ波形がＸ軸方向に沿って扁平した円形になったり（図１１（ａ−２））、また、Ａ相センサ出力とＢ相センサ出力の振幅の中心が異なることによって（図１１（ｂ−１））、理想的なリサージュ波形の中心と実際に得られるリサージュ波形の中心との間にズレが生じたり（図１１（ｂ−２））、また、Ａ相センサ出力とＢ相センサ出力の位相が異なることによって（図１１（ｃ−１））、リサージュ波形が斜めに扁平した円形になったり（図１１（ｃ−２））、さらに、Ａ相センサ出力又はＢ相センサ出力のいずれか一方の波形が歪むことによって（図１１（ｄ−１））、リサージュ波形に歪みが生じることがある（図１１（ｄ−２））。
【００１１】
このように、実際に得られるリサージュ波形は円形にならない場合があり、かかる場合には、可動被検出物の変位量の検出精度低下を招来することとなる。
【００１２】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、その目的は、可動被検出物の変位信号から作成されるリサージュ波形を形成する半径と角度から得られる情報を活用し、変位量の検出誤差の補償を精度良く行うことが可能な誤差補正機能付エンコーダを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
以上のような課題を解決するために、本発明は、可動被検出物の変位信号から作成されるリサージュ波形の半径の変動を示す半径変動値を求め、その半径変動値を変位で微分することによって求めた微分値に基づく誤差補正値を用いて誤差補正を行うことを特徴とする。
【００１４】
より具体的には、本発明は、以下のものを提供する。
【００１５】
（１）可動被検出物の変位に対応してＡ相センサから出力される正弦波状のＡ相信号と、この可動被検出物の変位に対応してＢ相センサから出力される正弦波状のＢ相信号と、を解析することによって可動被検出物の変位信号を出力するエンコーダにおいて、可動被検出物の一の変位位置において、前記Ａ相信号の出力をＸ値、前記Ｂ相信号の出力をＹ値とし、この可動被検出物の変位範囲における当該Ｘ値と当該Ｙ値とから作成されるＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θとを算出するＲθ演算処理手段と、前記Ｒθ演算処理手段によって算出された前記角度θの変位に対する前記半径Ｒの半径変動値を求め、この半径変動値を変位で微分することによって微分値を算出する機能を有する微分演算処理手段と、を備え、前記微分演算処理手段によって算出された微分値に基づく誤差補正値を用いて誤差補正をすることを特徴とする誤差補正機能付エンコーダ。
【００１６】
本発明によれば、可動被検出物の変位信号を出力するエンコーダにおいて、Ｒθ演算処理手段によって、可動被検出物の変位に対応してＡ相センサとＢ相センサから出力されるＡ相信号とＢ相信号をそれぞれＸ値、Ｙ値とし、可動被検出物の変位範囲における当該Ｘ値及び当該Ｙ値から作成されるＸＹ波形（リサージュ波形）を形成することが可能な半径Ｒと角度θとを算出し、微分演算処理手段によって、この角度θの変位に対するこの半径Ｒの半径変動値を求めるとともに、この半径変動値を変位で微分することによって微分値を算出し、その微分値に基づく誤差補正値を用いて誤差補正をすることにしたから、リサージュ波形の半径の変動値をそのまま誤差補正に直接反映させることができる。
【００１７】
従って、Ａ相センサ出力とＢ相センサ出力の振幅，振幅中心，位相が相違した場合、或いはＡ相センサ出力又はＢ相センサ出力のいずれか一方又は双方の波形に歪みが生じた場合であっても、またそれらが同時に複合した場合であっても、適切かつ正確に誤差補償を行うことができ、ひいては検出精度の良好な誤差補正機能付エンコーダを提供することができる。
【００１８】
（２）前記微分演算処理手段は、フーリエ級数を用いて前記微分値を算出することを特徴とする誤差補正機能付エンコーダ。
【００１９】
本発明によれば、微分演算処理手段は、フーリエ級数を用いることによって微分値を算出することとしたので、誤差補正処理負担の軽減を図ることができる。
【００２０】
すなわち、半径変動値自体は一般的に周期関数であり、急激な変動がある関数ではないため、フーリエ級数を用いることによって微分値を算出する処理が簡素化され、ひいては誤差補正処理の負担軽減を図ることができる。
【００２１】
また、フーリエ級数を用いることによって各周波数成分を求めることができるため、各周波数成分の寄与率を変更して最適な微分値を得るなど、微分値を加工することが容易となり、ひいては誤差補正処理の精度を向上させることができる。
【００２２】
（３）前記Ｒθ演算処理手段は、前記Ａ相信号の出力及び前記Ｂ相信号の出力に基づいて前記角度θを算出することを特徴とする誤差補正機能付エンコーダ。
【００２３】
本発明によれば、Ｒθ演算処理手段によって、可動被検出物の変位に対応したＡ相信号及びＢ相信号の出力自身から角度θが算出できるため、角度θを算出するための別途の構成、例えば基準スケール等を必要とせず、エンコーダの構成を簡素化して誤差補正をすることができる。
【００２４】
（４）前記Ｒθ演算処理手段は、基準スケールに基づいて前記角度θを算出することを特徴とする誤差補正機能付エンコーダ。
【００２５】
本発明によれば、誤差補正の基準となる基準スケールに基づいて角度θを算出しているため、基準スケールによって測定される可動被検出物の絶対変位に対する半径変動値の算出が可能となり、精度の高い微分値が得られることとなり、誤差補正の精度を上げることができる。また、例えばエンコーダの出荷時において、基準スケールをもとに誤差補正に用いる微分値を予め算出しておき、エンコーダの使用時に同一の微分値に基づく誤差補正値を使用することで、エンコーダ使用時における誤差補正処理の手間が省け、ひいては適切かつ迅速に誤差補正を行うことができる。
【００２６】
（５）可動被検出物の変位検出中において、前記Ｒθ演算処理手段によってＲθ演算処理を行い、前記微分演算処理手段によって微分演算処理を行うことによって、前記誤差補正値が更新されることを特徴とする誤差補正機能付エンコーダ。
【００２７】
本発明によれば、可動被検出物の変位を検出している最中において、Ｒθ演算処理手段が、Ａ相信号とＢ相信号とから得られた逆正接信号の信号値（位相）をパラメータとするＸ値及びＹ値とから作成されるＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θとを算出するというＲθ演算処理を行い、微分演算処理手段が、角度θの変位に対する半径Ｒの半径変動値を求め、この半径変動値を変位で微分することによって微分値を算出するという微分演算処理を行い、その結果、その微分値に基づく誤差補正値が随時更新されることとしたから、例えば、本発明に係る誤差補正機能付エンコーダを備えた装置の出荷時、或いは運転開始時といった初期設定として誤差補正を行うときのみならず、当該装置の運転中においても常時誤差補正を行うことが可能となり、ひいては信頼性の高い位置検出を行うことが可能となる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面に基づいて説明する。
【００２９】
［概略構造］
図１は、本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダの検出部の概略構造を示す図である。
【００３０】
図１において、磁性体または金属から形成された細長状の可動被検出物１は、被検出体としてその長手方向の両方向（図１の左右方向）に往復変位可能に設けられている。なお、図１においては、誤差補正機能付エンコーダの検出部として巻線型磁気センサを採用しているが、その他ＭＲセンサや光センサを採用するものであってもよい。
【００３１】
可動被検出物１の外周側部分には、この可動被検出物１の変位方向に沿って、円環状に巻回された一対の検出コイル２ａと３ａとから構成されるコイル組５ａと、円環状に巻回された一対の検出コイル２ｂと３ｂとからら構成されるコイル組５ｂと、の２組のコイル組が配置されている。
【００３２】
なお、本発明の実施の形態では、円環状に検出コイルが巻回されているが必ずしも円環状に巻回されている必要はない。また、上記検出コイル２ａ，３ａ，２ｂ，３ｂはそれぞれ長手方向にほぼ同じ長さで形成されている。また、後述するドライバ７（励磁電源）から励磁電流がコイル組５ａの検出コイル２ａ，３ａに供給されることによって、コイル組５ａの周囲に検出磁界Φが形成される。すなわち、可動被検出物１は、コイル組５ａ，５ｂに励磁電流が供給されることによって形成される検出磁界Φの中を変位するように配置されている。
【００３３】
可動被検出物１は、材質が異なる可動被検出部１ａと１ｂとが一対になって変位方向（長手方向）に向かって交互に組み合わされて構成されている。可動被検出部１ａと１ｂは、ほぼ同じ長さで形成されるとともに、検出コイル２ａ，３ａ，２ｂ，３ｂも、ほぼ同じ長さで形成されている。すなわち、可動被検出物１は、一対の検出コイル２ａ又は３ａ（２ｂ又は３ｂ）の端面と、可動被検出部１ａと１ｂの境界とが一致したとき、一対の検出コイル２ａと３ａ（２ｂと３ｂ）の各々に対応して材質が異なる一対の可動被検出部１ａと１ｂが変位方向に向かって複数連なって構成されている。この一対の可動被検出部１ａ，１ｂにより、コイル組５ａ又は５ｂに対する一周期分の変位に相当する移動距離（波長）λが構成されている。
【００３４】
また、可動被検出物１は、変位方向（図１の左右方向）に向かって円形断面を有する細長状の棒形状に形成されるとともに、変位方向でその円形断面の半径が同一のストレート形状すなわち円柱形状に形成されている。可動被検出物１は、円形断面を有する細長状の棒形状に形成されているため、円環状に巻回されたコイル組５（５ａ，５ｂ）の内周側でこのコイル組５に対して回転可能になっている。
【００３５】
可動被検出物１の変位方向に沿って配置されたコイル組５ａ，５ｂからは、後述するように、いわゆるＡ相，Ｂ相のコイル組検出信号Ｓ１（Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ）が得られるようになっている。具体的には、コイル組５ａと５ｂは、一対の可動被検出部１ａ，１ｂにより構成される一周期分に相当する後述の移動距離（波長）λに対して、λ＋（１／４）λだけ位置ズレした状態、すなわちλ＋（１／４）λピッチで配置されている。従って、コイル組５ａから出力されるコイル組検出信号Ｓ１ａと、コイル組５ｂから出力されるコイル組検出信号Ｓ１ｂと、は位相が（１／４）λだけ位置ズレした状態となっている。すなわち、例えば、Ａ相のコイル組検出信号Ｓ１ａの波形がｓｉｎθで表される場合には、Ｂ相のコイル組検出信号Ｓ１ｂの波形はｓｉｎ（θ＋π／２）で表されるようになり、Ａ相信号と９０°の位相差を有するＢ相信号が得られることとなる。
【００３６】
［電気的構成］
図２は、本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダの電気的構成を示す電気回路図である。
【００３７】
図２において、可動被検出物１の変位を検出する検出コイル２ａと検出コイル３ａの接続点には、この検出コイル２ａ，３ａに励磁電流を供給する励磁電源であるドライバ７ａが接続されている。同様に、可動被検出物１の変位を検出する検出コイル２ｂと検出コイル３ｂの接続点には、この検出コイル２ｂ，３ｂに励磁電流を供給する励磁電源であるドライバ７ｂが接続されている。そして、これらのドライバ７ａ，７ｂには、励磁信号を与える発振器６が接続されている。
【００３８】
一方、可動被検出物１の変位を検出する検出コイル２ａ，３ａ，２ｂ，３ｂには、それぞれプリアンプ８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ、整流回路９ａ，９ｂ，９ｃ，９ｄ、及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄが接続されている。そして、ＬＰＦ１０ａ及びＬＰＦ１０ｂは差動増幅アンプ１１ａに接続され、ＬＰＦ１０ｃ及び１０ｄは差動アンプ１１ｂに接続されている。また、差動増幅アンプ１１ａ及び差動増幅アンプ１１ｂは、誤差補正機能を有する誤差補正処理ユニット１２を介し、ＣＰＵをはじめ４逓倍回路やアップダウンカウンタ等の位置検出回路を多数備えた位置検出手段１３に接続されている。
【００３９】
なお、図２においては、説明の便宜のため、位置検出手段１３から独立した誤差補正処理ユニット１２に誤差補正機能をもたせているが、本発明はこれに限定されることなく、例えば、誤差補正処理ユニット１２が位置検出手段１３の内部に組み込まれたものであっても構わない。
【００４０】
以下、差動増幅アンプ１１ａの出力であって、誤差補正の対象となるコイル組検出信号Ｓ１ａが生成される過程を説明する。なお、差動増幅アンプ１１ｂの出力であって、誤差補正の対象となるコイル組検出信号Ｓ１ｂが生成される過程については、コイル組検出信号Ｓ１ａの場合と同様であるのでその説明を省略する。
【００４１】
まず、発振器６からは、一対の検出コイル２ａ，３ａに励磁電流を供給するドライバ７ａに励磁信号が与えられる。この励磁信号により、ドライバ７ａから検出コイル２ａ，３ａに励磁電流が供給され、一対の検出コイル２ａ，３ａから構成されるコイル組５ａの周囲には検出磁界Φが形成される。検出磁界Φの中を可動被検出物１が変位する際の検出コイル２ａ，３ａのインダクタンスの変化がそれぞれ検出コイル出力信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂとして出力される。出力された検出コイル出力信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂは、それぞれプリアンプ８ａ，８ｂ、整流回路９ａ，９ｂ、ＬＰＦ１０ａ，１０ｂを介して差動増幅アンプ１１ａに入力される。作動増幅アンプ１１ａでは、入力された検出コイル出力信号Ｓ２ａと検出コイル出力信号Ｓ２ｂとの差動出力信号がＡ相のコイル組検出信号Ｓ１ａとして出力される。
【００４２】
ここで、検出コイル出力信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ，Ｓ２ｃ，Ｓ２ｄ、コイル組検出信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂの信号波形について、図３を用いて概略的に説明する。図３（ａ）及び図３（ｂ）は、可動被検出物１の変位量に対する検出コイル出力信号の信号波形を示す概略図である。また、図３（ｃ）は、可動被検出物１の変位量に対するコイル組検出信号の信号波形を示す概略図である。
【００４３】
まず、検出コイル２ａから出力される検出コイル出力信号Ｓ２ａは、図３（ａ）に示すように、所定の振幅値を有する波長λの正弦波の波形をしている。この波長λは、一対の可動被検出部１ａ，１ｂ分の移動距離に相当する。また、可動被検出物１は、一対の検出コイル２ａと３ａの各々に対応して材質が異なる一対の可動被検出部１ａと１ｂとが複数連なって構成されているため、検出コイル２ａと一対をなす検出コイル３ａからは、検出コイル出力信号Ｓ２ａとは逆位相の検出コイル出力信号Ｓ２ｂが出力される（図３（ｂ）参照）。なお、検出コイル２ｂ，３ｂから出力される検出コイル出力信号Ｓ２ｃ，Ｓ２ｄの信号波形は、上述のとおりコイル組５ａと５ｂとがλ＋（１／４）λだけ位置ズレした状態で配置されていることから、検出コイル出力信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂと比べて位相がπ／２遅れた信号波形となっている（図３（ａ）及び（ｂ）参照）。
【００４４】
そして、Ａ相のコイル組検出信号Ｓ１ａは、検出コイル出力信号Ｓ２ａとＳ２ｂとは逆位相であることから、図３（ｃ）に示されるような正弦波状で出力される。また、Ｂ相のコイル組検出信号Ｓ１ｂは、検出コイル出力信号Ｓ２ｃとＳ２ｄとが逆位相であり、かつ、コイル組５ａと５ｂとがλ＋（１／４）λだけ位置ズレした状態で配置されていることから、Ａ相のコイル組検出信号Ｓ１Ａと位相が（１／４）λだけ遅れた信号波形となっている。
【００４５】
このように、図２の電気的構成において、誤差補正処理ユニット１２の入力として差動増幅アンプ１１ａ，１１ｂの出力たる差動出力信号を用いることとしたのは、ノイズ等の外乱の影響で検出コイル出力信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの双方に変動が生じた場合であってもその悪影響を軽減するためである。また、逆位相である検出コイル出力信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂの差動を出力信号とすることで、エンコーダの温度特性の改善を図るためである。
【００４６】
［誤差補正処理］
図４は、本発明の実施の形態に係る誤差補正付エンコーダの誤差補正処理を行う誤差補正処理ユニット１２の電気的構成を示すブロック図である。
【００４７】
図４において、誤差補正処理ユニット１２は、誤差補正制御に関して総合的な制御を司るＣＰＵ１２１と、コイル組検出信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂをＡ／Ｄ変換し、この離散化されたコイル組検出信号をＣＰＵ１２１に入力する入力手段１２２と、誤差補正後のコイル組検出信号を位置検出手段１３（図２参照）に対して出力する出力手段１２３と、コイル組検出信号Ｓ１ａとコイル組検出信号Ｓ１ｂの逆正接信号の信号値（位相）をパラメータとして作成されたＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θとを算出するＲθ演算処理手段１２４と、角度θの変位に対する半径Ｒの半径変動値を求め、この半径変動値を変位で微分することによって微分値を算出する機能を有する微分演算処理手段１２５と、逆正接信号を求める際に用いる参照テーブルや誤差補正値を記憶したり、ＣＰＵ１２１のワーキングエリアとして機能する記憶手段１２６と、主要信号経路となるシステムバス１２７と、から構成されている。
【００４８】
なお、図４においては、説明の便宜のため、Ｒθ演算処理手段１２４と微分演算処理手段１２５とをＣＰＵ１２１から独立した手段として記載しているが、本発明はこれに限定されることなく、例えば、これらの手段がＣＰＵ１２１の一機能として実現されるものであっても構わない。
【００４９】
Ｒθ演算処理手段１２４は、コイル組検出信号Ｓ１ａをＹ値、コイル組検出信号Ｓ１ｂをＸ値に設定し、ＸＹ波形を作成する。また、このＸＹ波形は、ＣＰＵ１２１の指令に基づき算出されたコイル組検出信号Ｓ１ａとコイル組検出信号Ｓ１ｂの逆正接信号の信号値（位相）をパラメータとして描かれる。なお、実際には、磁気センサの取付け位置の相違、磁気ヨークの透磁率の相違等の要因によってＡ相センサとＢ相センサの感度が異なることから、Ｘ軸方向、Ｙ軸方向、或いは斜め方向に扁平した波形となったり、歪みが生じた波形となる。また、Ｒθ演算処理手段１２４は、コイル組検出信号Ｓ１ａをＸ値、コイル組検出信号Ｓ１ｂをＹ値に設定し、ＸＹ波形を作成してもよい。なお、Ｒθ演算処理手段１２４は、上述のとおり、ＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θを算出する手段であるが、ＸＹ波形（リサージュ波形）が何らかの表示手段により表示されることを必ずしも必要とするものではない。
【００５０】
図５（ａ）は、差動増幅アンプ１１ａと差動増幅アンプ１１ｂとから出力されるコイル組検出信号Ｓ１ａとコイル組検出信号Ｓ１ｂの信号波形の一例を示している。図５（ａ）において、Ａ相センサとＢ相センサの感度が異なることに起因して、コイル組検出信号Ｓ１ａの振幅がコイル組検出信号Ｓ１ｂの振幅の約０．６倍になっている。すなわち、可動被検出物１の原点位置（図示せず）からの変位をｘとし、変位ｘにおけるコイル組検出信号Ｓ１ａの出力をＡ（ｘ）、変位ｘにおけるコイル組検出信号Ｓ１ｂの出力をＢ（ｘ）とすると、Ａ（ｘ）及びＢ（ｘ）はそれぞれ次式で表すことができる。なお、θはｘの関数であり、０＜ｘ＜λの範囲で連続的に変化するものとする。
【００５１】
【数２】

【００５２】
そして、Ａ（ｘ）をＸ値（横軸）、Ｂ（ｘ）をＹ値（縦軸）に設定し、ＸＹ波形を作成すると、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）が得られる。このＸＹ波形Ｃ（ｘ）は、可動被検出物１の変位ｘによって、Ａ（ｘ）は−１から１の範囲で変動し、Ｂ（ｘ）は−０．６から０．６までの範囲で変動することから、Ｘ軸方向に扁平した円の波形となる（図５（Ｂ）参照）。なお、説明の便宜のため、Ａ相センサとＢ相センサの感度が全く同一であると仮定し、そのときの理想的なＸＹ波形（真円）を破線で示している（図５（ｂ）参照）。
【００５３】
ここで、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）から、可動被検出物１の絶対位置の検出に用いられるインクリメンタル出力が得られる。より具体的には、インクリメンタル出力をＤ（ｘ）とすると、Ｄ（ｘ）は次式で算出される。
【００５４】
【数３】

【００５５】
この式より得られたインクリメンタル出力Ｄ（ｘ）を図５（ｃ）の実線で示す。また、説明の便宜のため、Ａ相センサとＢ相センサの感度が全く同一であると仮定し、そのときの理想的なインクリメンタル出力を図５（ｃ）の破線で示す。
【００５６】
図５（ｃ）において、実線の波形は、破線のリニアな波形と比べて波打つような波形となっている。これは、図５（ｂ）のＸＹ波形Ｃ（ｘ）が真円ではなく、Ｘ軸方向に扁平していることに起因している。すなわち、図５（ｃ）で示す領域Ｑ_１における実線の波形の変動は、破線の波形の変動に比べて緩やかとなっているが、これは、可動被検出物１が、図５（ｃ）に示す領域Ｑ_１に対応する変位だけ変動した場合であっても、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）の位相が領域Ｐ_１に対応する位相しか変化しないためである。また、図５（ｃ）で示す領域Ｑ_２における実線の波形の変動は、破線の波形の変動に比べて急になっているが、これは、可動被検出物１が、図５（ｃ）に示す領域Ｑ_２に対応する変位だけ変動した場合には、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）の位相が領域Ｐ_２に対応する位相（＞領域Ｐ_１に対応する位相）だけ変化するためである。さらに、図５（ｃ）で示す領域Ｑ_３における実線の波形の変動は、破線の波形の変動に比べて再び緩やかとなっているが、これは、可動被検出物１が、図５（ｃ）に示す領域Ｑ_３に対応する変位だけ変動した場合であっても、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）の位相が領域Ｐ_３に対応する位相（＜領域Ｐ_２に対応する位相）しか変化しないためである。
【００５７】
このように、図５（ｃ）に実線で示す実際のインクリメンタル出力Ｄ（ｘ）は、図５（ｃ）に破線で示す理想的なインクリメンタル出力と比べて波打つような波形となるが、かかる現象に起因して検出誤差が生じる。すなわち、例えばインクリメンタル出力Ｄ（ｘ）＝Ｄ_１の場合における可動被検出物１の変位を求めようとしたとき、検出誤差が全く生じていなければ、破線上のＤ（ｘ）＝Ｄ_１となる変位ｘ_１が解となるはずである。ところが、実際は、インクリメンタル出力Ｄ（ｘ）は誤差を含んで実線の波形となることから、インクリメンタル出力Ｄ（ｘ）＝Ｄ_１の場合における可動被検出物１の変位は、変位ｘ_２がその解となる。従って、かかる場合には、可動被検出物の真の変位ｘ_１と、実際に誤差を含んで算出された可動被検出物の偽の変位ｘ_２と、の差であるｘ_２−ｘ_１が検出誤差となる。
【００５８】
同様に、例えばインクリメンタル出力Ｄ（ｘ）＝Ｄ_２の場合における可動被検出物１の変位を求めようとしたとき、検出誤差が全く生じていなければ、破線上のＤ（ｘ）＝Ｄ_２となる変位ｘ_４が解となるはずである。ところが、実際は、インクリメンタル出力Ｄ（ｘ）は誤差を含んで実線の波形となることから、インクリメンタル出力Ｄ（ｘ）＝Ｄ_２の場合における可動被検出物１の変位は、変位ｘ_３がその解となる。従って、かかる場合には、可動被検出物の真の変位ｘ_４と、実際に誤差を含んで算出された可動被検出物の偽の変位ｘ_３、の差であるｘ_４−ｘ_３が検出誤差となる。
【００５９】
以上より、補正によって検出誤差をなくすためには、図５（ｃ）における実線の波形が破線の波形のように直線（リニア）となればよいことがわかる。すなわち、図５（ｃ）において、実線の波形の各波形値から破線の波形の各波形値を減算すると図６（ａ）に示すような誤差波形が得られるが、この誤差波形を打ち消すことができる波形（この誤差波形と酷似した波形）をソフト的に生成し、その波形を用いて図５（ｃ）における実線の波形をリニア化することによって、誤差補正を実現することが可能となる。
【００６０】
ここで、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）の変位ｘにおける半径Ｒ（ｘ）と、検出誤差の関連性について詳述する。ＸＹ波形Ｃ（ｘ）の変位ｘにおける半径Ｒ（ｘ）は、次式に基づき、微分演算処理手段１２５によって算出される。
【００６１】
【数４】

【００６２】
図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）は、上述のとおりＸ軸方向に扁平した円の波形となっていることから、その半径Ｒ（ｘ）は、図５（ｂ）に示す理想的なＸＹ波形に対して変動することとなる。図６（ｂ）は、図５（ｂ）に示す理想的なＸＹ波形に対して、図５（ｂ）に示す実際のＸＹ波形Ｃ（ｘ）の半径Ｒ（ｘ）の変動分（半径変動値）を示す図である。なお、図６（ｂ）では、一周期λにおける半径変動値ΔＲ（ｘ）を示している。
【００６３】
図６（ｂ）によれば、半径変動値ΔＲ（ｘ）の波形は、可動被検出物１が１周期λ変位する間に３つの極値をもつ波形となる。これは、図５（ｂ）の第一象限においては、破線で示す理想的なＸＹ波形と実線で示す実際のＸＹ波形Ｃ（ｘ）との差（半径Ｒ（ｘ）の変動分）は次第に大きくなり、図５（ｂ）の第二象限においては、破線で示す理想的なＸＹ波形と実線で示す実際のＸＹ波形Ｃ（ｘ）との差（半径Ｒ（ｘ）の変動分）は次第に小さくなり、図５（ｂ）の第三象限においては、破線で示す理想的なＸＹ波形と実線で示す実際のＸＹ波形Ｃ（ｘ）との差（半径Ｒ（ｘ）の変動分）は次第に大きくなり、図５（ｂ）の第四象限においては、破線で示す理想的なＸＹ波形と実線で示す実際のＸＹ波形Ｃ（ｘ）との差（半径Ｒ（ｘ）の変動分）は次第に小さくなることによるものである。従って、この半径変動値ΔＲ（ｘ）を変位で微分すると、図６（ｃ）に示すような微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘが得られる。
【００６４】
図６（ｃ）によれば、この微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘが示す波形は、図６（ａ）に示す誤差波形と酷似した波形となっているのがわかる。従って、図６（ｃ）に示す微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘが示す波形は、上述した図６（ａ）に示す誤差波形を打ち消すことができる波形となる。
【００６５】
このような微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘをソフト的に生成することが可能な微分演算処理手段１２５について、以下に説明する。
【００６６】
微分演算処理手段１２５は、Ｒθ演算処理手段１２４によって作成されたＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θよりの半径変動値ΔＲ（ｘ）を求め、当該半径変動値ΔＲ（ｘ）を変位で微分するものである。より具体的には、まず、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）の変位ｘにおける半径Ｒ（ｘ）の変動値から半径変動値ΔＲ（ｘ）を求めるが、この半径変動値ΔＲ（ｘ）については上述のとおりである（図６（ｂ）参照）。図６（ｂ）に示す半径変動値ΔＲ（ｘ）をソフト的に微分する手法について、本発明においてはその種類の如何を問わない。例えば、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いた微分手法が挙げられる。半径変動値Ｒ（ｘ）のフーリエ変換は、次式で定義される。なお、フーリエ級数には、複素形フーリエ級数と実数形フーリエ級数の両方が含まれる。
【００６７】
【数５】

【００６８】
ここで、このフーリエ変換によって遷移するｋ空間における情報量と、フーリエ変換する前のｘ空間における情報量とは全く同じであるため、上式示すフーリエ変換と、次式に示す逆フーリエ変換とによって、ｘ空間とｋ空間とを相互に行き来することが可能となる（フーリエ変換の双対性）。
【００６９】
【数６】

【００７０】
また、フーリエ変換には、次式に示すように、ｘ空間におけるΔＲ（ｘ）の微分演算が、ｋ空間においてＦ（ｋ）に（ｉｋ）を乗じることと等価になる、という性質がある。
【００７１】
【数７】

【００７２】
微分演算処理手段１２５は、まず半径変動値ΔＲ（ｘ）に離散的なフーリエ変換（複素形フーリエ級数展開）を施し、得られた離散データ（複素数）のデータ列に対してｉｋを乗じてフーリエ係数の入れ替え・シフトを行い、その後、離散的な逆フーリエ変換を施すことによって微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘを計算する。なお、ここでは離散的なフーリエ変換（複素形フーリエ級数展開）の双対性及び性質を利用したが、基本的には、上述した連続的なデータに対するフーリエ変換の双対性（数式６）及び性質（数式７）と同様であるのでその説明を省略する。
【００７３】
なお、上記説明においては複素形フーリエ級数展開を用いて微分値を算出することとしたが、実数形フーリエ級数を用いて微分値を算出することもできる。半径変動値ΔＲ（ｘ）のフーリエ級数は、次式で表される。
【００７４】
【数８】

【００７５】
ここで、ａ_ｎ及びｂ_ｎはフーリエ係数を示す。数式８に基づき、半径変動値ΔＲ（ｘ）の微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘは次式で表すことができる。
【００７６】
【数９】

【００７７】
従って、半径変動値Ｒ（ｘ）の微分値は、フーリエ級数を用いて迅速に算出することができる。なお、各周波数成分の寄与率（フーリエ係数ａ_ｎ又はｂ_ｎ）を変更することで実質的に微分値を加工し、その加工された微分値を誤差補正値としてもよい。
【００７８】
最後に、微分演算処理手段１２５によって計算された微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘの各値は、記憶手段１２６の一部であるＲＯＭに記憶され、本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダを使用するたびにＣＰＵ１２１の指令によって適宜読み出され、誤差補正処理が実行される。
【００７９】
以上説明したように、Ｒθ演算処理手段１２４と微分演算処理手段１２５とが、ＣＰＵ１２１の指令に基づき有機的に機能することによって誤差補正処理を実現することができる。すなわち、まず、Ｒθ演算処理手段１２４は、図５（ａ）に示すコイル組検出信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂの信号波形Ａ（ｘ），Ｂ（ｘ）から作成された図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）を形成する半径と角度を計算する。そして、微分演算処理手段１２５は、図５（ｂ）に示すＸＹ波形Ｃ（ｘ）を形成する半径と角度から図６（ｂ）に示す半径変動値ΔＲ（ｘ）を求めるとともに、この半径変動値ΔＲ（ｘ）を変位で微分した図６（ｃ）に示す微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘを算出する。また、この微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘの各値は、ＣＰＵ１２１の指令によって記憶手段１２６に記憶される。
【００８０】
このようにすることで、本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダを使用する際、ＣＰＵ１２１は、記憶手段１２６から微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘの各値を読み出し、図６（ａ）に示す誤差波形から、この微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘそのものを誤差補正値として減算することによって、或いはこの微分値ｄΔＲ（ｘ）／ｄｘに加工を施した値を誤差補正値として減算することによって、図５（ｃ）に実線で示すインクリメンタル出力Ｄ（ｘ）を線形（リニア）な波形にすることができ、ひいては可動被検出物１の変位量の検出誤差の補償を精度良く行う誤差補正処理を実現することができる。
【００８１】
また、上記説明においては、誤差補正機能付エンコーダの出荷時などにおいて一旦誤差補正処理を行い、その誤差補正値を記憶手段１２６のＲＯＭに記憶し、使用時に毎回同じ誤差補正値を使用することとしたが、本発明はこれに限られず、例えば、運転を開始するたびに誤差補正処理を行い、使用時に毎回変わる誤差補正値を使用するものであってもよい。これより、使用時の温度環境が変化した場合や磁気抵抗素子が経時変化した場合であっても、その環境やスペックに適した誤差補正値を使用することができ、ひいては可動被検出物１の変位量の検出誤差の補償精度を更に高めることができる。
【００８２】
なお、上述の実施の形態では、コイル組検出信号Ｓ１ａの出力Ａ（ｘ）およびコイル組検出信号Ｓ１ｂの出力Ｂ（ｘ）に基づいて角度θを算出しているが、例えば、出荷検査時等において可動被検出物１の絶対位置の検出が可能な基準スケールが準備できる場合には基準スケールに基づいて角度θを算出してもよい。この場合は、基準スケールから求められる可動被検出物１の変位を角度に換算することで、角度θを算出することができる。上述の実施の形態では、例えば、λの変位は角度θに換算すると２πとなる。
【００８３】
このように基準スケールに基づいて角度θを算出する場合には、基準スケールによって測定される可動被検出物の絶対変位に対する半径変動値の算出が可能となり、ひいては精度の高い微分値が得られることとなる。従って、精度の高い誤差補正処理を実現することができる。また、例えばエンコーダの出荷時において、基準スケールをもとに誤差補正に用いる微分値を予め算出しておき、エンコーダの使用時に同一の微分値に基づく誤差補正値を使用することで、エンコーダ使用時における誤差補正処理の手間が省け、ひいては適切かつ迅速に誤差補償を行うことができる。
【００８４】
［動作フロー］
図７は、本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダによる誤差補正処理の処理動作を示すフロー図である。なお、ここでは複素形フーリエ級数展開を用いて微分値を算出する。
【００８５】
図７において、まず、コイル組検出信号の入力処理が行われる（ステップＳ７１）。より具体的には、差動増幅アンプ１１ａ，１１ｂから出力されたコイル組検出信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂが誤差補正処理ユニット１２に入力される。
【００８６】
次いで、入力信号の離散化処理が行われる（ステップＳ７２）。より具体的には、誤差補正処理ユニット１２内の入力手段１２２は、Ａ／Ｄ変換を行いコイル組検出信号のデジタル波形を生成する。
【００８７】
次いで、Ｒθ演算処理が行われる（ステップＳ７３）。より具体的には、誤差補正処理ユニット１２内のＲθ演算処理手段１２４は、コイル組検出信号Ｓ１ａをＹ値、コイル組検出信号Ｓ１ｂをＸ値に設定した上で作成されたＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θとを計算する。
【００８８】
次いで、半径変動値が求められる（ステップＳ７４）。より具体的には、誤差補正処理ユニット１２内の微分演算処理手段１２５は、ステップＳ７３によって得られたＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θから半径変動値を求める。
【００８９】
次いで、データ点数の変換処理が行われる（ステップＳ７５）。より具体的には、ＣＰＵ１２１は、ステップＳ７４で得られたＸＹ波形の半径変動値を内挿計算等によって等間隔のデータ列に近似する。それと共に、次の処理ステップで行われるＦＦＴを適切に行うべくデータ点数を２のｎ乗に変換する。
【００９０】
次いで、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）が行われる（ステップＳ７６）。より具体的には、微分演算処理手段１２５は、ステップＳ７５で得られた２のｎ乗の等間隔離散データ列に対し、離散的な高速フーリエ変換を施す。なお、この離散的な高速フーリエ変換は、離散的なフーリエ変換（複素形フーリエ級数展開）の対称性に着目し、その演算量を大幅に減らして高速に変換するものである。
【００９１】
次いで、フーリエ係数操作が行われる（ステップＳ７７）。より具体的には、微分演算処理手段１２５は、ステップＳ７６によって得られた複素形フーリエ級数の離散データのデータ列に対しフーリエ係数の入れ替えやシフトを行う。
【００９２】
次いで、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）が行われる（ステップＳ７８）。より具体的には、微分演算処理手段１２５は、ステップＳ７７のフーリエ係数操作を行った後のデータ列に対し、離散的な逆高速フーリエ変換を施す。これにより、ステップＳ７４で得られたＸＹ波形の半径変動値の微分値を得ることができる。
【００９３】
最後に、誤差補正処理が行われる（ステップＳ７９）。Ａ相センサとＢ相センサの感度差・位相ズレ・振幅中心ズレ・歪み等が異なることに起因してインクリメンタル出力を計算した場合に生じる誤差波形を、上述のステップＳ７８によって得られた誤差補正値としての微分値を用いて打ち消すことによって誤差補正を実現する。
【００９４】
なお、ここでは誤差波形から微分値を単純に減算することによって誤差補正を実現することとしたが、上述のとおり、微分値に一定の加工を施した微分値に基づく誤差補正値を用いて誤差補正を行ってもよい。
【００９５】
また、上記説明においては、誤差補正機能付エンコーダの出荷時・運転開始時に誤差補正を行うこととしたが、本発明はこれに限られることなく、例えば、使用途中において継続的に補正を行うこととしてもよい。すなわち、ＣＰＵ１２１，Ｒθ演算処理手段１２４，微分演算処理手段１２５による上述の誤差補正処理が行われる度に、計算された誤差補正値を記憶手段１２６の一部であるＲＡＭ等のメモリを上書きし、この誤差補正値を更新しながら継続的に補正を行ってもよい。これより、実際の使用時において、可動被検出物の微小変位が測定できる場合には常時補正が可能となり、運転期間中に環境温度変化や磁気抵抗素子の経時変化があったとしても補正が可能であることから、可動被検出物１の変位量の検出誤差の補償精度を更に高め、誤差補正機能に対する信頼性を向上させることができる。
【００９６】
さらに、常時補正する場合には、絶対位置が分からないので測定位置（変位検出開始位置）を基準とし、その微分値を得ることで十分に無視できる程度まで補償値を得ることができる。さらに精度を上げるために、１回目で得られた補償値で誤差を含む１回目測定値を補償し、その値で再度補償値を算出することで高精度の補償値を得ることができる。かかる処理を補償値が収束するまで数回繰り返すことによって、より高精度の補償値を得ることができる。
【００９７】
例えば、図８の概略フロー図に示すような処理動作が行われることによってより高精度な補償値を得ることができる。すなわち、図８において、まず、コイル組検出信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂが誤差補正処理ユニット１２内に取り込まれる。（ステップＳ８１）。そして、Ｒθ演算処理手段１２４によってＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θとを算出した後に、微分演算処理手段１２５は、ＸＹ波形の半径変動値を求め（ステップＳ８２）、その半径変動値に対して微分処理を施す（ステップＳ８３）。最後に、ＣＰＵ１２１は、ステップＳ８３より得られた微分値を用いて誤差補正処理を行った後に（ステップＳ８４）、収束判定処理を行う（ステップＳ８５）。このステップＳ８５における収束判定処理について、より具体的には、ＣＰＵ１２１は、ステップＳ８４の誤差補正処理を行った後の補償値を用いて測定値を補償し、その補償値が一定の値に収束したか否かを判断する。一定の値に収束していないと判定した場合には、処理をステップＳ８２に戻し、上述の処理（ステップＳ８２〜ステップＳ８４）を行った後に再び収束判定処理を行う。一方で、一定の値に収束したと判定した場合には、誤差補正が完了し、より高精度な補償値が得られることとなる。
【００９８】
図９は、本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダによって得られた誤差波形と微分波形を示す図である。
【００９９】
図９において、波形１は、補正前の誤差波形を示しており、波形２は、微分演算処理手段１２５によって得られた微分波形を示している。そして、この微分波形の各値を微分値として、波形１から減算することにより補正後の誤差波形３が得られる。図９によれば、補正前は最大約１１．８μｍあった検出誤差が、補正後は最大約３．１５μｍと、大幅に改善されていることが分かる。
【０１００】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、微分演算処理手段が、Ｒθ演算処理手段によって算出されるＸＹ波形の半径と角度に基づき、その半径の変動を示す半径変動値を求め、この半径変動値を微分した微分値に基づく誤差補正値を使用することによって、可動被検出物の変位量の検出誤差の補償を精度良く行うことが可能な誤差補正機能付エンコーダを提供することができる。
【０１０１】
また、本発明によれば、誤差補正機能付エンコーダの運転期間中における常時補正も可能となり、可動被検出物の変位量の検出誤差の補償精度を更に高め、誤差補正機能に対する信頼性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダの検出部の概略構造を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダの電気的構成を示す電気回路図である。
【図３】検出コイル出力信号とコイル組検出信号の信号波形について説明するための概略図である。
【図４】本発明の実施の形態に係る誤差補正付エンコーダの誤差補正処理を行う誤差補正処理ユニットの電気的構成を示すブロック図である。
【図５】Ａ相センサとＢ相センサの出力を説明するための図である。
【図６】本発明の実施例に係る誤差補正機能付エンコーダによって得られた誤差波形と微分波形を説明するための図である。
【図７】本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダによる誤差補正処理の処理動作を示すフロー図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る誤差補正機能付エンコーダにおいて、収束判定を含めた誤差補正を行う際の処理動作の概略を示す概略フロー図である。
【図９】本発明の実施例に係る誤差補正機能付エンコーダによって得られた誤差波形と微分波形を示す図である。
【図１０】理想的な正弦波状のＡ相センサ出力信号とＢ相センサ出力信号を説明するための図である。
【図１１】Ａ相センサ出力とＢ相センサ出力の違い、それに伴うリサージュ波形を示す図である。
【符号の説明】
１２誤差補正処理ユニット
１２１ＣＰＵ
１２２入力手段
１２３出力手段
１２４Ｒθ演算処理手段
１２５微分演算処理手段
１２６記憶手段
１２７システムバス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an encoder that detects a displacement amount such as a moving amount, a position, and an angle of a movable object to be detected, and particularly corrects a deviation between a detected actual signal and an ideal signal, The present invention relates to an encoder with an error correction function capable of improving the detection accuracy of a displacement amount.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, magnetic or optical encoders are known as devices for detecting the amount of displacement of a movable object. For example, as one aspect of the magnetic encoder, a multipolar magnetic layer magnetized at a constant pitch is formed on a movable object to be detected, and a magnetic sensor is disposed opposite to the multipolar magnetic layer, Displacement amount is obtained by arranging four magnetoresistive elements at a pitch narrower than the pitch of multipolar magnetization in this magnetic sensor and detecting the resistance value of the magnetoresistive element that changes due to the rotation of the movable object to be detected. Can be used. Further, as one aspect of the optical encoder, a light source such as an LED or a photodetection device such as a photosensor is disposed so as to sandwich the main scale and the index scale arranged at a constant pitch, and the above-described one in the thrust direction. The amount of displacement is detected by detecting the interference of light that changes due to the two scales.
[0003]
By the way, in such a conventional encoder, when detecting the displacement amount of the movable detection object, a sine wave A output from the A-phase sensor and the B-phase sensor provided corresponding to the displacement of the movable detection object. There is a method of obtaining a phase signal and a B phase signal, calculating an arctangent signal of both signals, and detecting the amount of displacement by using the arctangent signal.
[0004]
More specifically, it demonstrates below using FIG. 10 (a)-(c). FIG. 10A shows an ideal sinusoidal A-phase sensor output signal and an ideal sinusoidal B-phase sensor output signal with respect to the displacement amount of two cycles, where the displacement of one cycle of the movable object to be detected is 5. And. 10B calculates the arc tangent signal of the phase A sensor output signal (sin θ) and the phase B sensor output signal (cos θ) shown in FIG. 10A by the following equation, and the waveform of the arc tangent signal is calculated. Is shown.
[0005]
[Expression 1]

[0006]
FIG. 10B shows that a linear and saw-tooth shaped signal can be obtained from an ideal sine wave A-phase sensor output signal and an ideal sine wave B-phase sensor output signal. Further, when the signal value (phase) of the arctangent signal shown in FIG. 10B is used as a parameter, the A-phase sensor output is plotted as a Y value (vertical axis), and the B-phase sensor output is plotted as an X value (horizontal axis), A figure (so-called Lissajous waveform) as shown in FIG. 10C is obtained.
[0007]
The Lissajous waveform shown in FIG. 10C obtained in this way is considered to be ideal for the A-phase and B-phase sensor outputs shown in FIG. Become.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the Lissajous waveform actually obtained may not be circular due to the difference in sensitivity between the A phase sensor and the B phase sensor.
[0009]
That is, in the MR sensor, for example, due to differences in line width, film thickness, hysteresis, magnetostriction, mounting position of the magnetoresistive element, assembly displacement, circuit gain difference, etc., in the optical sensor, for example, a difference in mounting position of the photodiode, Due to assembly deviation, light / dark pitch deviation, circuit gain difference, etc., the sensitivity of A-phase sensor and B-phase sensor is different in winding type magnetic sensor due to, for example, difference in the number and position of coils, magnetic permeability of magnetic yoke, assembly error, etc. The difference may be different.
[0010]
FIG. 11 shows a situation explanatory diagram due to such a sensitivity difference between the A phase sensor and the B phase sensor. In FIG. 11, the ideal output waveform of the A phase sensor is indicated by A ′, and the actual output waveforms of the A phase sensor and the B phase sensor are indicated by A and B, respectively. In (b-2), (c-2), and (d-2), the Lissajous waveform actually obtained is indicated by a solid line, and the ideal Lissajous waveform is indicated by a broken line. According to FIG. 11, the amplitude of the A-phase sensor output and the B-phase sensor output is different (FIG. 11 (a-1)), so that the Lissajous waveform is flattened along the X-axis direction (FIG. 11 ( a-2)) and the center of the amplitude of the A-phase sensor output and the B-phase sensor output are different (FIG. 11 (b-1)), the center of the ideal Lissajous waveform and the actually obtained Lissajous waveform The Lissajous waveform is slanted due to a deviation from the center (FIG. 11 (b-2)) or because the phases of the A-phase sensor output and the B-phase sensor output are different (FIG. 11 (c-1)). Or a Lissajous waveform (FIG. 11 (c-2)), and the waveform of either the phase A sensor output or the phase B sensor output is distorted (FIG. 11 (d-1)). May be distorted (FIG. 11 ( -2)).
[0011]
Thus, the Lissajous waveform actually obtained may not be circular, and in such a case, the detection accuracy of the displacement amount of the movable object to be detected is reduced.
[0012]
The present invention has been made in view of such points, and its purpose is to utilize information obtained from a radius and an angle forming a Lissajous waveform created from a displacement signal of a movable object to be detected. It is an object of the present invention to provide an encoder with an error correction function capable of accurately compensating for the detection error.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the problems as described above, the present invention obtains a radius fluctuation value indicating a radius fluctuation of a Lissajous waveform created from a displacement signal of a movable object, and differentiates the radius fluctuation value by a displacement. The error correction is performed using the error correction value based on the differential value obtained by the above.
[0014]
More specifically, the present invention provides the following.
[0015]
(1) A sinusoidal A-phase signal output from the A-phase sensor corresponding to the displacement of the movable object to be detected, and a sinusoidal B output from the B-phase sensor corresponding to the displacement of the movable object to be detected. In the encoder that outputs the displacement signal of the movable detection object by analyzing the phase signal, the output of the A phase signal is the X value and the output of the B phase signal at one displacement position of the movement detection object. Rθ calculation processing means for calculating a radius R and an angle θ forming an XY waveform created from the X value and the Y value in the displacement range of the movable object, and the Rθ calculation processing means Differential operation processing means having a function of calculating a differential value by obtaining a radius fluctuation value of the radius R with respect to the displacement of the angle θ calculated by the above-mentioned, and differentiating the radius fluctuation value by the displacement. For arithmetic processing means Error correcting function encoder, characterized in that the error correction using the error correction value based on the differential value calculated I.
[0016]
According to the present invention, in the encoder that outputs the displacement signal of the movable object to be detected, the Rθ calculation processing means outputs the A phase signal output from the A phase sensor and the B phase sensor in response to the displacement of the movable object to be detected. Assuming that the B-phase signal is an X value and a Y value, respectively, a radius R and an angle θ that can form an XY waveform (Lissajous waveform) created from the X value and the Y value in the displacement range of the movable object. And calculating a differential value of the radius R with respect to the displacement of the angle θ by the differential operation processing means, and calculating a differential value by differentiating the radial change value with the displacement, and an error based on the differential value Since the error correction is performed using the correction value, the variation value of the radius of the Lissajous waveform can be directly reflected in the error correction as it is.
[0017]
Therefore, when the amplitude, amplitude center, and phase of the A-phase sensor output and the B-phase sensor output are different, or when the waveform of one or both of the A-phase sensor output and the B-phase sensor output is distorted. In addition, even when they are combined at the same time, it is possible to provide an error correction function-enhancing encoder that can perform error compensation appropriately and accurately, and thus has good detection accuracy.
[0018]
(2) The differential correction processing means calculates the differential value using a Fourier series, an encoder with an error correction function.
[0019]
According to the present invention, since the differential calculation processing means calculates the differential value by using the Fourier series, it is possible to reduce the error correction processing load.
[0020]
In other words, the radius fluctuation value itself is generally a periodic function and not a function with abrupt fluctuation, so that the process of calculating the differential value is simplified by using the Fourier series, and thus the burden of the error correction process is reduced. Can be planned.
[0021]
In addition, since each frequency component can be obtained by using a Fourier series, it is easy to process the differential value, such as obtaining an optimal differential value by changing the contribution ratio of each frequency component, and thus error correction processing. Accuracy can be improved.
[0022]
(3) The encoder with error correction function, wherein the Rθ calculation processing means calculates the angle θ based on the output of the A-phase signal and the output of the B-phase signal.
[0023]
According to the present invention, the angle θ can be calculated from the output of the A-phase signal and the B-phase signal corresponding to the displacement of the movable detection object by the Rθ arithmetic processing means, so that a separate configuration for calculating the angle θ, For example, an error correction can be performed by simplifying the configuration of the encoder without requiring a reference scale or the like.
[0024]
(4) The encoder with an error correction function, wherein the Rθ calculation processing means calculates the angle θ based on a reference scale.
[0025]
According to the present invention, since the angle θ is calculated based on the reference scale that is the reference for error correction, it is possible to calculate the radius variation value with respect to the absolute displacement of the movable object measured by the reference scale. A high differential value can be obtained, and the accuracy of error correction can be increased. For example, when the encoder is shipped, the differential value used for error correction is calculated in advance based on the reference scale, and the error correction value based on the same differential value is used when the encoder is used. Therefore, it is possible to save the time and effort of error correction processing and to perform error correction appropriately and quickly.
[0026]
(5) During the detection of the displacement of the movable object, the error correction value is updated by performing Rθ calculation processing by the Rθ calculation processing means and performing differential calculation processing by the differential calculation processing means. Encoder with error correction function.
[0027]
According to the present invention, during the detection of the displacement of the movable object, the Rθ calculation processing means sets the signal value (phase) of the arctangent signal obtained from the A phase signal and the B phase signal as a parameter. Rθ calculation processing is performed to calculate a radius R and an angle θ that form an XY waveform created from the X value and the Y value, and the differential calculation processing means has a radius variation value of the radius R with respect to the displacement of the angle θ. For example, the differential correction process of calculating the differential value by differentiating the radius variation value with the displacement is performed, and as a result, the error correction value based on the differential value is updated as needed. It is possible to always perform error correction not only when performing error correction as an initial setting such as when an apparatus having an encoder with an error correction function according to the invention is shipped or when starting operation, but also during operation of the apparatus. , It is possible to perform thus reliable position detection.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0029]
[Schematic structure]
FIG. 1 is a diagram showing a schematic structure of a detection unit of an encoder with an error correction function according to an embodiment of the present invention.
[0030]
In FIG. 1, an elongated movable object to be detected 1 formed of a magnetic material or metal is provided as a detected object so as to be capable of reciprocating in both directions in the longitudinal direction (left and right direction in FIG. 1). In FIG. 1, a wire-wound magnetic sensor is employed as the detection unit of the encoder with error correction function, but other MR sensors or optical sensors may be employed.
[0031]
A coil set 5a composed of a pair of detection coils 2a and 3a wound in an annular shape along the displacement direction of the movable object 1 is provided on the outer peripheral side portion of the movable object 1 and a circle. Two sets of coils, that is, a coil set 5b composed of a pair of detection coils 2b and 3b wound in an annular shape, are arranged.
[0032]
In the embodiment of the present invention, the detection coil is wound in an annular shape, but it is not necessarily required to be wound in an annular shape. The detection coils 2a, 3a, 2b, and 3b are formed with substantially the same length in the longitudinal direction. In addition, a detection magnetic field Φ is formed around the coil set 5a by supplying an excitation current from the driver 7 (excitation power source) described later to the detection coils 2a and 3a of the coil set 5a. That is, the movable object 1 is disposed so as to be displaced in the detection magnetic field Φ formed by supplying the exciting current to the coil sets 5a and 5b.
[0033]
The movable detection object 1 is configured by a pair of movable detection parts 1a and 1b made of different materials and alternately combined in the displacement direction (longitudinal direction). The movable detection parts 1a and 1b are formed with substantially the same length, and the detection coils 2a, 3a, 2b, and 3b are also formed with substantially the same length. That is, the movable detection object 1 has a pair of detection coils 2a and 3a (2b and 2b) when the end faces of the pair of detection coils 2a or 3a (2b or 3b) and the boundary of the movable detection parts 1a and 1b coincide. A plurality of pairs of movable detection parts 1a and 1b made of different materials corresponding to each of 3b) are configured in series in the displacement direction. The pair of movable detection parts 1a and 1b constitute a moving distance (wavelength) λ corresponding to one cycle of displacement with respect to the coil set 5a or 5b.
[0034]
In addition, the movable object 1 is formed in an elongated rod shape having a circular cross section in the displacement direction (left-right direction in FIG. 1), and the straight shape in which the radius of the circular cross section is the same in the displacement direction, that is, It is formed in a cylindrical shape. Since the movable detection object 1 is formed in an elongated rod shape having a circular cross section, the movable detection object 1 is located on the inner peripheral side of the coil set 5 (5a, 5b) wound in an annular shape with respect to the coil set 5. It can be rotated.
[0035]
As will be described later, so-called A-phase and B-phase coil group detection signals S1 (S1a, S1b) are obtained from the coil groups 5a, 5b arranged along the displacement direction of the movable object 1 to be detected. ing. Specifically, the coil sets 5a and 5b are λ + (1/4) λ with respect to a movement distance (wavelength) λ described later corresponding to one cycle constituted by the pair of movable detection parts 1a and 1b. Are arranged at a position shifted by λ + (1/4) λ. Therefore, the phase of the coil set detection signal S1a output from the coil set 5a and the position of the coil set detection signal S1b output from the coil set 5b are shifted by (1/4) λ. That is, for example, when the waveform of the A-phase coil set detection signal S1a is expressed by sin θ, the waveform of the B-phase coil set detection signal S1b is expressed by sin (θ + π / 2), and A A B-phase signal having a phase difference of 90 ° with respect to the phase signal is obtained.
[0036]
[Electrical configuration]
FIG. 2 is an electric circuit diagram showing an electrical configuration of the encoder with an error correction function according to the embodiment of the present invention.
[0037]
In FIG. 2, a driver 7a which is an excitation power source for supplying an excitation current to the detection coils 2a and 3a is connected to a connection point between the detection coil 2a and the detection coil 3a for detecting the displacement of the movable object 1 to be detected. . Similarly, a driver 7b, which is an excitation power source for supplying an excitation current to the detection coils 2b and 3b, is connected to a connection point between the detection coil 2b and the detection coil 3b for detecting the displacement of the movable object 1 to be detected. These drivers 7a and 7b are connected to an oscillator 6 that provides an excitation signal.
[0038]
On the other hand, pre-amplifiers 8a, 8b, 8c, and 8d, rectifier circuits 9a, 9b, 9c, and 9d, and a low-pass filter (LPF) are respectively provided in the detection coils 2a, 3a, 2b, and 3b that detect the displacement of the movable object 1. 10a, 10b, 10c, 10d are connected. The LPF 10a and LPF 10b are connected to the differential amplifier 11a, and the LPFs 10c and 10d are connected to the differential amplifier 11b. The differential amplification amplifier 11a and the differential amplification amplifier 11b are provided with a position detection means having a number of position detection circuits such as a CPU, a quadruple circuit and an up / down counter via an error correction processing unit 12 having an error correction function. 13 is connected.
[0039]
In FIG. 2, for convenience of explanation, the error correction processing unit 12 independent of the position detection unit 13 is provided with an error correction function. However, the present invention is not limited to this, for example, error correction. The processing unit 12 may be incorporated in the position detection means 13.
[0040]
Hereinafter, a process of generating the coil set detection signal S1a that is an output of the differential amplifier 11a and is an error correction target will be described. Note that the process of generating the coil set detection signal S1b, which is an output of the differential amplifier 11b and is subject to error correction, is the same as the case of the coil set detection signal S1a, and will not be described.
[0041]
First, an excitation signal is given from the oscillator 6 to a driver 7a that supplies an excitation current to the pair of detection coils 2a and 3a. With this excitation signal, an excitation current is supplied from the driver 7a to the detection coils 2a and 3a, and a detection magnetic field Φ is formed around the coil set 5a including the pair of detection coils 2a and 3a. Changes in the inductances of the detection coils 2a and 3a when the movable object 1 is displaced in the detection magnetic field Φ are output as detection coil output signals S2a and S2b, respectively. The output detection coil output signals S2a and S2b are input to the differential amplifier 11a via preamplifiers 8a and 8b, rectifier circuits 9a and 9b, and LPFs 10a and 10b, respectively. In the operational amplifier 11a, a differential output signal between the input detection coil output signal S2a and the detection coil output signal S2b is output as the A-phase coil set detection signal S1a.
[0042]
Here, signal waveforms of the detection coil output signals S2a, S2b, S2c, S2d and the coil set detection signals S1a, S1b will be schematically described with reference to FIG. FIG. 3A and FIG. 3B are schematic diagrams illustrating signal waveforms of the detection coil output signal with respect to the displacement amount of the movable object 1. FIG. 3C is a schematic diagram showing a signal waveform of a coil set detection signal with respect to the displacement amount of the movable detection object 1.
[0043]
First, as shown in FIG. 3A, the detection coil output signal S2a output from the detection coil 2a has a sine waveform of a wavelength λ having a predetermined amplitude value. This wavelength λ corresponds to the moving distance of the pair of movable detection parts 1a and 1b. In addition, the movable detection object 1 is composed of a plurality of pairs of movable detection parts 1a and 1b made of different materials corresponding to the pair of detection coils 2a and 3a. A detection coil output signal S2b having a phase opposite to that of the detection coil output signal S2a is output from the detection coil 3a (see FIG. 3B). The signal waveforms of the detection coil output signals S2c and S2d output from the detection coils 2b and 3b are arranged in a state where the coil sets 5a and 5b are displaced by λ + (1/4) λ as described above. Therefore, the signal waveform has a phase delayed by π / 2 compared to the detection coil output signals S2a and S2b (see FIGS. 3A and 3B).
[0044]
The A-phase coil set detection signal S1a is output in the form of a sine wave as shown in FIG. 3C because the detection coil output signals S2a and S2b are in opposite phases. The B-phase coil set detection signal S1b is arranged in a state where the detection coil output signals S2c and S2d are in opposite phases and the coil sets 5a and 5b are displaced by λ + (1/4) λ. Therefore, the signal waveform is delayed from the phase A coil set detection signal S1A by (1/4) λ.
[0045]
As described above, in the electrical configuration of FIG. 2, the differential output signals output from the differential amplifiers 11a and 11b are used as the input of the error correction processing unit 12 because of the influence of disturbance such as noise. This is to reduce the adverse effects even when fluctuations occur in both the coil output signals S2a and S2b. Another reason is to improve the temperature characteristics of the encoder by using the differential of the detection coil output signals S2a and S2b having opposite phases as output signals.
[0046]
[Error correction processing]
FIG. 4 is a block diagram showing an electrical configuration of the error correction processing unit 12 that performs error correction processing of the encoder with error correction according to the embodiment of the present invention.
[0047]
In FIG. 4, the error correction processing unit 12 performs A / D conversion on the coil group detection signals S1a and S1b and the CPU 121 that performs overall control regarding error correction control, and sends the discretized coil group detection signals to the CPU 121. Input means 122 for inputting, output means 123 for outputting the coil set detection signal after error correction to the position detecting means 13 (see FIG. 2), an arctangent signal of the coil set detection signal S1a and the coil set detection signal S1b The Rθ calculation processing means 124 for calculating the radius R and the angle θ forming the XY waveform created using the signal value (phase) of the above as a parameter, the radius fluctuation value of the radius R with respect to the displacement of the angle θ is obtained, and this radius fluctuation Differential operation processing means 125 having a function of calculating a differential value by differentiating the value by displacement, and a reference table and an error used when obtaining an arctangent signal And stores the positive value, a storage unit 126 that functions as a working area of the CPU 121, a system bus 127 serving as a main signal path, and a.
[0048]
In FIG. 4, for convenience of explanation, the Rθ arithmetic processing means 124 and the differential arithmetic processing means 125 are described as means independent of the CPU 121, but the present invention is not limited to this, for example, These means may be realized as a function of the CPU 121.
[0049]
The Rθ calculation processing unit 124 sets the coil group detection signal S1a to the Y value and the coil group detection signal S1b to the X value, and creates an XY waveform. Further, the XY waveform is drawn using the signal value (phase) of the arc tangent signal of the coil set detection signal S1a and the coil set detection signal S1b calculated based on the command of the CPU 121 as a parameter. Actually, the sensitivity of the A-phase sensor and the B-phase sensor differs depending on factors such as the difference in the magnetic sensor mounting position and the magnetic permeability of the magnetic yoke, so the X-axis direction, Y-axis direction, or diagonal direction The waveform becomes flat or distorted. Further, the Rθ arithmetic processing means 124 may set the coil set detection signal S1a to the X value and the coil set detection signal S1b to the Y value to create an XY waveform. As described above, the Rθ calculation processing means 124 is a means for calculating the radius R and the angle θ forming the XY waveform, but it is not necessarily required that the XY waveform (Lissajous waveform) is displayed by any display means. Not what you want.
[0050]
FIG. 5A shows an example of signal waveforms of the coil set detection signal S1a and the coil set detection signal S1b output from the differential amplifier 11a and the differential amplifier 11b. In FIG. 5A, the amplitude of the coil set detection signal S1a is about 0.6 times the amplitude of the coil set detection signal S1b due to the difference in sensitivity between the A phase sensor and the B phase sensor. That is, the displacement from the origin position (not shown) of the movable object 1 is x, the output of the coil set detection signal S1a at the displacement x is A (x), and the output of the coil set detection signal S1b at the displacement x is B. Assuming (x), A (x) and B (x) can be expressed by the following equations, respectively. Note that θ is a function of x and changes continuously in the range of 0 <x <λ.
[0051]
[Expression 2]

[0052]
When A (x) is set to the X value (horizontal axis) and B (x) is set to the Y value (vertical axis) to create the XY waveform, an XY waveform C (x) shown in FIG. 5B is obtained. It is done. In this XY waveform C (x), A (x) varies in the range of −1 to 1 and B (x) in the range of −0.6 to 0.6 depending on the displacement x of the movable object 1 to be detected. Therefore, it becomes a circular waveform flattened in the X-axis direction (see FIG. 5B). For convenience of explanation, it is assumed that the sensitivities of the A phase sensor and the B phase sensor are exactly the same, and an ideal XY waveform (perfect circle) at that time is indicated by a broken line (FIG. 5B). reference).
[0053]
Here, an incremental output used for detecting the absolute position of the movable object 1 is obtained from the XY waveform C (x) shown in FIG. More specifically, if the incremental output is D (x), D (x) is calculated by the following equation.
[0054]
[Equation 3]

[0055]
The incremental output D (x) obtained from this equation is shown by the solid line in FIG. For convenience of explanation, it is assumed that the sensitivity of the phase A sensor and the phase B sensor are exactly the same, and an ideal incremental output at that time is indicated by a broken line in FIG.
[0056]
In FIG.5 (c), the waveform of a continuous line is a waveform which undulates compared with the linear waveform of a broken line. This is because the XY waveform C (x) in FIG. 5B is not a perfect circle but is flat in the X-axis direction. That is, the region Q shown in FIG. ₁ The fluctuation of the solid line waveform in FIG. 5 is more gradual than the fluctuation of the broken line waveform. This is because the movable object to be detected 1 is in the region Q shown in FIG. ₁ Even when the displacement corresponding to the distance f is changed, the phase of the XY waveform C (x) shown in FIG. ₁ This is because only the phase corresponding to is changed. Further, the region Q shown in FIG. ₂ In FIG. 5C, the fluctuation of the solid line waveform is steeper than the fluctuation of the broken line waveform. ₂ When the displacement corresponding to is changed, the phase of the XY waveform C (x) shown in FIG. ₂ Corresponding to (> region P ₁ This is because the phase changes by (a phase corresponding to). Further, the region Q shown in FIG. ₃ In FIG. 5C, the fluctuation in the waveform of the solid line is gentle again compared to the fluctuation in the waveform of the broken line. This is because the movable object 1 is in the region Q shown in FIG. ₃ Even when the displacement corresponding to the distance f is changed, the phase of the XY waveform C (x) shown in FIG. ₃ Corresponding to the phase (<region P ₂ This is because only the phase corresponding to) changes.
[0057]
As described above, the actual incremental output D (x) indicated by the solid line in FIG. 5C has a wave-like waveform as compared with the ideal incremental output indicated by the broken line in FIG. Due to this, a detection error occurs. That is, for example, incremental output D (x) = D ₁ If the detection error does not occur at all when the displacement of the movable object 1 is to be obtained in this case, D (x) = D on the broken line ₁ Displacement x ₁ Should be the solution. However, since the incremental output D (x) is actually a solid line waveform including an error, the incremental output D (x) = D ₁ The displacement of the movable object 1 in the case of ₂ Is the solution. Therefore, in such a case, the true displacement x of the movable object to be detected ₁ And the false displacement x of the movable object actually calculated with error ₂ Is the difference between ₂ -X ₁ Becomes a detection error.
[0058]
Similarly, for example, incremental output D (x) = D ₂ If the detection error does not occur at all when the displacement of the movable object 1 is to be obtained in this case, D (x) = D on the broken line ₂ Displacement x ₄ Should be the solution. However, since the incremental output D (x) is actually a solid line waveform including an error, the incremental output D (x) = D ₂ The displacement of the movable object 1 in the case of ₃ Is the solution. Therefore, in such a case, the true displacement x of the movable object to be detected ₄ And the false displacement x of the movable object actually calculated with error ₃ , The difference between ₄ -X ₃ Becomes a detection error.
[0059]
From the above, it can be seen that in order to eliminate the detection error by correction, it is sufficient that the solid line waveform in FIG. That is, in FIG. 5C, when each waveform value of the broken line waveform is subtracted from each waveform value of the solid line waveform, an error waveform as shown in FIG. 6A is obtained, but this error waveform can be canceled out. An error correction can be realized by generating a generated waveform (a waveform very similar to this error waveform) in software and linearizing the solid line waveform in FIG. 5C using the waveform.
[0060]
Here, the relationship between the radius R (x) at the displacement x of the XY waveform C (x) shown in FIG. 5B and the detection error will be described in detail. The radius R (x) at the displacement x of the XY waveform C (x) is calculated by the differential operation processing means 125 based on the following equation.
[0061]
[Expression 4]

[0062]
Since the XY waveform C (x) shown in FIG. 5B is a circular waveform flattened in the X-axis direction as described above, the radius R (x) is the ideal shown in FIG. 5B. Will vary with respect to the typical XY waveform. FIG. 6B shows a variation (radius variation) of the radius R (x) of the actual XY waveform C (x) shown in FIG. 5B with respect to the ideal XY waveform shown in FIG. Value). In FIG. 6B, the radius variation value ΔR (x) in one cycle λ is shown.
[0063]
According to FIG. 6B, the waveform of the radius variation value ΔR (x) is a waveform having three extreme values while the movable detection object 1 is displaced by one period λ. In the first quadrant of FIG. 5B, the difference between the ideal XY waveform indicated by the broken line and the actual XY waveform C (x) indicated by the solid line (the variation of the radius R (x)) gradually increases. In the second quadrant of FIG. 5B, the difference between the ideal XY waveform indicated by the broken line and the actual XY waveform C (x) indicated by the solid line (the variation of the radius R (x)) gradually increases. In the third quadrant of FIG. 5B, the difference between the ideal XY waveform indicated by the broken line and the actual XY waveform C (x) indicated by the solid line (the variation of the radius R (x)) gradually increases. In the fourth quadrant of FIG. 5B, the difference between the ideal XY waveform indicated by the broken line and the actual XY waveform C (x) indicated by the solid line (the variation of the radius R (x)) gradually increases. This is because it becomes smaller. Therefore, when the radius variation value ΔR (x) is differentiated by displacement, a differential value dΔR (x) / dx as shown in FIG. 6C is obtained.
[0064]
According to FIG. 6C, it can be seen that the waveform indicated by the differential value dΔR (x) / dx is very similar to the error waveform shown in FIG. Therefore, the waveform indicated by the differential value dΔR (x) / dx shown in FIG. 6C is a waveform that can cancel the error waveform shown in FIG.
[0065]
The differential calculation processing means 125 capable of generating such a differential value dΔR (x) / dx in software will be described below.
[0066]
The differential calculation processing means 125 obtains a radius fluctuation value ΔR (x) from the radius R and the angle θ forming the XY waveform created by the Rθ calculation processing means 124, and differentiates the radius fluctuation value ΔR (x) by displacement. To do. More specifically, first, the radius variation value ΔR (x) is obtained from the variation value of the radius R (x) at the displacement x of the XY waveform C (x) shown in FIG. (X) is as described above (see FIG. 6B). The method for differentiating the radius variation value ΔR (x) shown in FIG. 6B in a software manner is not limited in the present invention. For example, a differential method using FFT (Fast Fourier Transform) can be mentioned. The Fourier transform of the radius variation value R (x) is defined by the following equation. The Fourier series includes both complex Fourier series and real Fourier series.
[0067]
[Equation 5]

[0068]
Here, since the information amount in the k space that is changed by the Fourier transform and the information amount in the x space before the Fourier transform are exactly the same, the Fourier transform represented by the above equation and the inverse Fourier transform represented by the following equation are used. , X space and k space can be moved back and forth (Fourier transform duality).
[0069]
[Formula 6]

[0070]
Further, as shown in the following equation, the Fourier transform has a property that the differential operation of ΔR (x) in the x space is equivalent to multiplying F (k) by (ik) in the k space.
[0071]
[Expression 7]

[0072]
The differential operation processing means 125 first performs a discrete Fourier transform (complex Fourier series expansion) on the radius variation value ΔR (x), and multiplies the obtained discrete data (complex number) data string by ik to obtain a Fourier. The differential value dΔR (x) / dx is calculated by performing coefficient replacement / shifting and then performing discrete inverse Fourier transform. Although the duality and property of discrete Fourier transform (complex Fourier series expansion) are used here, the duality (equation 6) and property of Fourier transform for the continuous data described above are basically used. Since it is the same as Equation 7), its description is omitted.
[0073]
In the above description, the differential value is calculated using a complex Fourier series expansion, but the differential value can also be calculated using a real Fourier series. The Fourier series of the radius variation value ΔR (x) is expressed by the following equation.
[0074]
[Equation 8]

[0075]
Where a _n And b _n Indicates a Fourier coefficient. Based on Equation 8, the differential value dΔR (x) / dx of the radius variation value ΔR (x) can be expressed by the following equation.
[0076]
[Equation 9]

[0077]
Therefore, the differential value of the radius variation value R (x) can be quickly calculated using the Fourier series. Note that the contribution rate of each frequency component (Fourier coefficient a _n Or b _n ) May be substantially modified to process the differential value, and the processed differential value may be used as the error correction value.
[0078]
Finally, each value of the differential value dΔR (x) / dx calculated by the differential operation processing means 125 is stored in a ROM which is a part of the storage means 126, and has an error correction function according to the embodiment of the present invention. Each time the encoder is used, it is appropriately read according to a command from the CPU 121, and an error correction process is executed.
[0079]
As described above, the error correction processing can be realized by the Rθ arithmetic processing unit 124 and the differential arithmetic processing unit 125 functioning organically based on a command from the CPU 121. That is, first, the Rθ arithmetic processing means 124 generates the XY waveform shown in FIG. 5B created from the signal waveforms A (x) and B (x) of the coil set detection signals S1a and S1b shown in FIG. Calculate the radius and angle forming C (x). Then, the differential operation processing means 125 obtains the radius variation value ΔR (x) shown in FIG. 6B from the radius and angle forming the XY waveform C (x) shown in FIG. A differential value dΔR (x) / dx shown in FIG. 6C obtained by differentiating the value ΔR (x) by displacement is calculated. Further, each value of the differential value dΔR (x) / dx is stored in the storage means 126 according to a command from the CPU 121.
[0080]
In this way, when using the encoder with an error correction function according to the embodiment of the present invention, the CPU 121 reads each value of the differential value dΔR (x) / dx from the storage unit 126, and FIG. ) By subtracting the differential value dΔR (x) / dx itself as an error correction value or subtracting a value obtained by processing the differential value dΔR (x) / dx as an error correction value. As a result, the incremental output D (x) indicated by the solid line in FIG. 5C can be made into a linear waveform, and as a result, the error for accurately compensating the detection error of the displacement amount of the movable object 1 is detected. Correction processing can be realized.
[0081]
In the above description, error correction processing is performed once at the time of shipment of the encoder with an error correction function, the error correction value is stored in the ROM of the storage means 126, and the same error correction value is used every time it is used. However, the present invention is not limited to this. For example, an error correction process may be performed every time the operation is started, and an error correction value that changes each time during use may be used. Thus, even when the temperature environment at the time of use changes or when the magnetoresistive element changes with time, an error correction value suitable for the environment and specifications can be used. As a result, the movable object 1 can be detected. The compensation accuracy of the displacement detection error can be further increased.
[0082]
In the above-described embodiment, the angle θ is calculated based on the output A (x) of the coil set detection signal S1a and the output B (x) of the coil set detection signal S1b. When a reference scale capable of detecting the absolute position of the movable object 1 is prepared, the angle θ may be calculated based on the reference scale. In this case, the angle θ can be calculated by converting the displacement of the movable object 1 obtained from the reference scale into an angle. In the above-described embodiment, for example, the displacement of λ is 2π when converted to the angle θ.
[0083]
When the angle θ is calculated based on the reference scale as described above, it is possible to calculate a radius variation value with respect to the absolute displacement of the movable object measured by the reference scale, and thus obtain a highly accurate differential value. It becomes. Therefore, highly accurate error correction processing can be realized. For example, when the encoder is shipped, the differential value used for error correction is calculated in advance based on the reference scale, and the error correction value based on the same differential value is used when the encoder is used. Therefore, it is possible to save the time and effort of error correction processing and to perform error compensation appropriately and quickly.
[0084]
[Operation flow]
FIG. 7 is a flowchart showing the processing operation of error correction processing by the encoder with error correction function according to the embodiment of the present invention. Here, the differential value is calculated using complex Fourier series expansion.
[0085]
In FIG. 7, first, input processing of a coil set detection signal is performed (step S71). More specifically, the coil set detection signals S1a and S1b output from the differential amplifiers 11a and 11b are input to the error correction processing unit 12.
[0086]
Next, the input signal is discretized (step S72). More specifically, the input unit 122 in the error correction processing unit 12 performs A / D conversion and generates a digital waveform of the coil set detection signal.
[0087]
Next, Rθ calculation processing is performed (step S73). More specifically, the Rθ calculation processing means 124 in the error correction processing unit 12 forms an XY waveform created after setting the coil set detection signal S1a to the Y value and the coil set detection signal S1b to the X value. Calculate radius R and angle θ.
[0088]
Next, a radius variation value is obtained (step S74). More specifically, the differential calculation processing means 125 in the error correction processing unit 12 obtains a radius variation value from the radius R and the angle θ that form the XY waveform obtained in step S73.
[0089]
Next, data point conversion processing is performed (step S75). More specifically, the CPU 121 approximates the radius variation value of the XY waveform obtained in step S74 to an equally spaced data string by interpolation or the like. At the same time, the number of data points is converted to 2 to the nth power in order to appropriately perform the FFT performed in the next processing step.
[0090]
Next, FFT (Fast Fourier Transform) is performed (step S76). More specifically, the differential calculation processing means 125 performs a discrete fast Fourier transform on the 2 n power equidistant discrete data sequence obtained in step S75. Note that this discrete fast Fourier transform pays attention to the symmetry of the discrete Fourier transform (complex Fourier series expansion), and transforms it at high speed by greatly reducing the amount of computation.
[0091]
Next, a Fourier coefficient operation is performed (step S77). More specifically, the differential calculation processing means 125 performs replacement and shift of Fourier coefficients on the data string of the discrete data of the complex Fourier series obtained at step S76.
[0092]
Next, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) is performed (step S78). More specifically, the differential operation processing means 125 performs discrete inverse fast Fourier transform on the data string after the Fourier coefficient operation in step S77. Thereby, the differential value of the radius fluctuation value of the XY waveform obtained in step S74 can be obtained.
[0093]
Finally, error correction processing is performed (step S79). The error correction value obtained in step S78 described above is the error waveform generated when the incremental output is calculated due to the difference in sensitivity, phase shift, amplitude center shift, distortion, etc. between the A phase sensor and the B phase sensor. The error correction is realized by canceling using the differential value.
[0094]
In this example, the error correction is realized by simply subtracting the differential value from the error waveform. However, as described above, the error correction value based on the differential value obtained by subjecting the differential value to certain processing is used to determine the error. Correction may be performed.
[0095]
In the above description, the error correction is performed at the time of shipment of the encoder with the error correction function or at the start of operation. However, the present invention is not limited to this. For example, the correction is performed continuously during use. It is good. That is, each time the above-described error correction processing is performed by the CPU 121, the Rθ arithmetic processing means 124, and the differential arithmetic processing means 125, the calculated error correction value is overwritten in a memory such as a RAM that is a part of the storage means 126, Correction may be performed continuously while updating the error correction value. As a result, during actual use, if a minute displacement of the movable object can be measured, it can be corrected at all times, and even if there is a change in environmental temperature or a change in the magnetoresistive element over time during the operation period Therefore, it is possible to further improve the compensation accuracy of the detection error of the displacement amount of the movable object 1 and improve the reliability of the error correction function.
[0096]
Further, in the case of constant correction, since the absolute position is not known, the compensation value can be obtained to the extent that it can be sufficiently ignored by obtaining the differential value with reference to the measurement position (displacement detection start position). In order to further improve the accuracy, the first measurement value including an error is compensated with the compensation value obtained at the first time, and the compensation value is calculated again with the value, whereby a highly accurate compensation value can be obtained. By repeating this process several times until the compensation value converges, a more accurate compensation value can be obtained.
[0097]
For example, a more accurate compensation value can be obtained by performing the processing operation shown in the schematic flowchart of FIG. That is, in FIG. 8, first, the coil set detection signals S1a and S1b are taken into the error correction processing unit 12. (Step S81). Then, after calculating the radius R and the angle θ forming the XY waveform by the Rθ calculation processing means 124, the differential calculation processing means 125 obtains the radius fluctuation value of the XY waveform (step S82), and with respect to the radius fluctuation value Then, a differential process is performed (step S83). Finally, after performing error correction processing using the differential value obtained in step S83 (step S84), the CPU 121 performs convergence determination processing (step S85). More specifically, regarding the convergence determination process in step S85, the CPU 121 compensates the measurement value using the compensation value after performing the error correction process in step S84, and the compensation value converges to a constant value. Determine whether or not. If it is determined that it has not converged to a certain value, the process returns to step S82, and the convergence determination process is performed again after performing the above-described processes (steps S82 to S84). On the other hand, if it is determined that the value has converged to a certain value, the error correction is completed, and a more accurate compensation value can be obtained.
[0098]
FIG. 9 is a diagram showing an error waveform and a differential waveform obtained by the encoder with an error correction function according to the embodiment of the present invention.
[0099]
In FIG. 9, a waveform 1 indicates an error waveform before correction, and a waveform 2 indicates a differential waveform obtained by the differential calculation processing means 125. Then, the corrected error waveform 3 is obtained by subtracting from the waveform 1 using each value of the differential waveform as a differential value. According to FIG. 9, it can be seen that the detection error, which was about 11.8 μm at the maximum before correction, was greatly improved to about 3.15 μm at the maximum after correction.
[0100]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the differential calculation processing means obtains a radius fluctuation value indicating the fluctuation of the radius based on the radius and angle of the XY waveform calculated by the Rθ calculation processing means, and this radius fluctuation. By using an error correction value based on a differential value obtained by differentiating the value, it is possible to provide an encoder with an error correction function capable of accurately compensating for the detection error of the displacement amount of the movable detection object.
[0101]
In addition, according to the present invention, it is possible to always perform correction during the operation period of the encoder with an error correction function, further improving the accuracy of detecting the displacement detection error of the movable detection object, and improving the reliability of the error correction function. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a schematic structure of a detection unit of an encoder with an error correction function according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an electric circuit diagram showing an electrical configuration of an encoder with an error correction function according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a schematic diagram for explaining signal waveforms of a detection coil output signal and a coil set detection signal.
FIG. 4 is a block diagram showing an electrical configuration of an error correction processing unit that performs error correction processing of the encoder with error correction according to the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining outputs of an A phase sensor and a B phase sensor.
FIG. 6 is a diagram for explaining an error waveform and a differential waveform obtained by an encoder with an error correction function according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a flowchart showing a processing operation of error correction processing by the encoder with an error correction function according to the embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a schematic flowchart showing an outline of a processing operation when performing error correction including convergence determination in the encoder with error correction function according to the embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing an error waveform and a differential waveform obtained by the encoder with an error correction function according to the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram for explaining ideal sine wave A-phase sensor output signals and B-phase sensor output signals.
FIG. 11 is a diagram showing a difference between an A-phase sensor output and a B-phase sensor output and a Lissajous waveform associated therewith.
[Explanation of symbols]
12 Error correction processing unit
121 CPU
122 Input means
123 Output means
124 Rθ arithmetic processing means
125 Differential processing means
126 Storage means
127 System bus

Claims

可動被検出物の変位に対応してＡ相センサから出力される正弦波状のＡ相信号と、この可動被検出物の変位に対応してＢ相センサから出力される正弦波状のＢ相信号と、を解析することによって可動被検出物の変位信号を出力するエンコーダにおいて、
可動被検出物の一の変位位置において、前記Ａ相信号の出力をＸ値、前記Ｂ相信号の出力をＹ値とし、この可動被検出物の変位範囲における当該Ｘ値と当該Ｙ値とから作成されるＸＹ波形を形成する半径Ｒと角度θとを算出するＲθ演算処理手段と、
前記Ｒθ演算処理手段によって算出された前記角度θの変位に対する前記半径Ｒの半径変動値を求め、この半径変動値を変位で微分することによって微分値を算出する機能を有する微分演算処理手段と、を備え、
前記微分演算処理手段によって算出された微分値に基づく誤差補正値を用いて誤差補正をすることを特徴とする誤差補正機能付エンコーダ。A sinusoidal A-phase signal output from the A-phase sensor in response to the displacement of the movable detection object, and a sine-wave B-phase signal output from the B-phase sensor in response to the displacement of the movable detection object In an encoder that outputs a displacement signal of a movable object by analyzing
At one displacement position of the movable object to be detected, the output of the A phase signal is an X value and the output of the B phase signal is a Y value. From the X value and the Y value in the displacement range of the movable object to be detected. Rθ calculation processing means for calculating a radius R and an angle θ forming the XY waveform to be created;
Differential calculation processing means having a function of calculating a differential value by obtaining a radius fluctuation value of the radius R with respect to the displacement of the angle θ calculated by the Rθ calculation processing means, and differentiating the radius fluctuation value by the displacement; With
An encoder with an error correction function, wherein error correction is performed using an error correction value based on a differential value calculated by the differential operation processing means.

前記微分演算処理手段は、フーリエ級数を用いて前記微分値を算出することを特徴とする請求項１記載の誤差補正機能付エンコーダ。The encoder with an error correction function according to claim 1, wherein the differential operation processing means calculates the differential value using a Fourier series.

前記Ｒθ演算処理手段は、前記Ａ相信号の出力及び前記Ｂ相信号の出力に基づいて前記角度θを算出することを特徴とする請求項１記載の誤差補正機能付エンコーダ。The encoder with an error correction function according to claim 1, wherein the Rθ calculation processing means calculates the angle θ based on the output of the A-phase signal and the output of the B-phase signal.

前記Ｒθ演算処理手段は、基準スケールに基づいて前記角度θを算出することを特徴とする請求項１記載の誤差補正機能付エンコーダ。2. The encoder with an error correction function according to claim 1, wherein the Rθ calculation processing means calculates the angle θ based on a reference scale.

可動被検出物の変位検出中において、前記Ｒθ演算処理手段によってＲθ演算処理を行い、前記微分演算処理手段によって微分演算処理を行うことによって、前記誤差補正値が更新されることを特徴とする請求項１記載の誤差補正機能付エンコーダ。The error correction value is updated by performing Rθ calculation processing by the Rθ calculation processing means and performing differential calculation processing by the differential calculation processing means during detection of displacement of the movable object. Item 1. An encoder with an error correction function according to item 1.