JP4193150B2 - Induction heating cooker - Google Patents
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Description
この発明は、鉄やステンレス等の被加熱体を誘導加熱する調理器、更にはアルミニウムや銅等の低抵抗率で非磁性材質の被加熱体を誘導加熱する調理器に於いて、インバータの進相動作を回避し且つ、所望電力を投入できる技術に関するものである。 The present invention relates to a cooking device that induction-heats a heated object such as iron or stainless steel, and a cooking device that induction-heats a heated non-magnetic material such as aluminum or copper. The present invention relates to a technique capable of avoiding phase operation and supplying desired power.
従来の誘導加熱調理器では、例えば「電力演算回路１からの電力検出値Ｗと電力設定器７からの電力設定値ＷＡとを入力して動作する電力制御用差動増幅器４、位相差検出回路２からの位相差信号γと位相差設定器８からの位相差下限設定値γＡとを入力して動作する位相差制御用差動増幅器５、両差動増幅器４、５にそれぞれダイオードＤ１、Ｄ２を介して接続されたＶ／ｆコンバータ６、およびＶ／ｆコンバータ６からの周波数指令信号に応じてインバータのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を駆動する駆動回路３を備え、位相差を遅れ位相の範囲内に保持するようインバータの出力周波数を制御する。」というものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
被加熱体を誘導加熱する際、被加熱体の状態（材質、大きさ、位置等）やインバータ出力周波数により加熱コイルに流れる電流の位相がインバータ出力電圧の位相より進むと（進相状態）、スイッチング素子に進相電流が流れて素子損失が増大してしまう。また、この進相を回避する制御を行うことで所望電力を投入できなくなるという課題があった。 When the object to be heated is induction-heated, when the phase of the current to flow through the heating coil advances from the phase of the inverter output voltage (phase advance state) due to the state of the object to be heated (material, size, position, etc.) and the inverter output frequency, The phase loss current flows through the switching element, and the element loss increases. In addition, there is a problem that it is impossible to input desired power by performing control to avoid this phase advance.
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、被加熱体の状態やインバータ出力周波数に因らず、進相状態を回避することができ、且つ所望電力を投入することができる誘導加熱調理器を得るものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is capable of avoiding the phase-advanced state regardless of the state of the heated object and the inverter output frequency, and applying desired power. The induction heating cooker which can do is obtained.
この発明に係る誘導加熱調理器は、帰還ダイオードを備えたスイッチング素子を２個直列に接続してなる回路を２回路備えたインバータと、共振回路を形成する加熱コイル及び共振コンデンサと、所望電力を設定するための電力設定手段と、前記インバータへの入力電力を検出する入力電力検出手段と、前記インバータの動作を制御する制御手段と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する素子電流検出手段と、を備え、前記共振回路の一端は前記インバータが備える一方の回路を構成するスイッチング素子間に、もう一端はもう一方の回路を構成するスイッチング素子間に接続され、前記制御手段は、前記インバータの出力電流が前記インバータの出力電圧の位相に対し遅れ位相で流れる状態で前記インバータの運転を開始し、スイッチング素子ターンオン時における前記素子電流検出手段の出力が、予め設定したターンオン電流しきい値以上に達している時に、前記素子電流検出手段の出力に基づき前記スイッチング素子のターンオンタイミングを早めることにより、前記スイッチング素子がターンオンしてから前記インバータの出力電流または素子電流がピークを迎えるまでの時間を、前記インバータの出力電流が前記インバータの出力電圧の位相に対し遅れ位相で流れる場合における同時間に近づけるように変化させるものである。 An induction heating cooker according to the present invention includes an inverter including two circuits formed by connecting two switching elements each including a feedback diode in series, a heating coil and a resonance capacitor forming a resonance circuit, and a desired power. a power setting means for setting an input power detection means for detecting an input power to the inverter, and a control means for controlling the operation of the inverter, the element current detecting means for detecting a current flowing through the switching element, One end of the resonance circuit is connected between switching elements constituting one circuit of the inverter, and the other end is connected between switching elements constituting the other circuit, and the control means outputs the output of the inverter The operation of the inverter is started in a state where the current flows with a lagging phase with respect to the phase of the output voltage of the inverter. When the output of the element current detecting means at the time of turning on the chucking element reaches a preset turn-on current threshold value or more, the turn-on timing of the switching element is advanced based on the output of the element current detecting means, The time from when the switching element is turned on until the output current or the element current of the inverter reaches a peak is made close to the time when the output current of the inverter flows in a phase that is delayed with respect to the phase of the output voltage of the inverter. To change .
この発明の誘導加熱調理器は、被加熱体の状態（材質、大きさ、位置等）によりインバータ電流の位相が進相状態となった際、インバータ電流の位相に対するスイッチング素子ターンオンタイミングを素子電流検出手段の出力に応じて変化させることで進相状態を回避しているので、進相電流が流れるのを防止でき、素子損失の増大を確実に防止できるという効果がある。
また、スイッチング素子ターンオフタイミングを変化させることによりオンデューティ調整も併せて行っているので、被加熱体の状態によらず所望電力を投入することができる。
The induction heating cooker according to the present invention detects the switching element turn-on timing with respect to the phase of the inverter current when the phase of the inverter current is advanced due to the state (material, size, position, etc.) of the object to be heated. Since the phase advance state is avoided by changing according to the output of the means, it is possible to prevent the phase advance current from flowing and to reliably prevent an increase in element loss.
In addition, since the on-duty adjustment is also performed by changing the switching element turn-off timing, the desired power can be supplied regardless of the state of the heated object.
実施の形態１．
図１は、本実施の形態１における誘導加熱調理器の回路構成図を示すものである。
図１において、商用電源１からの電圧は、整流回路２および平滑回路３により直流電圧となり、インバータ４に供給される。
制御手段５は、インバータ４を構成するスイッチング素子４ａ〜４ｄのオンオフタイミングを制御する。
使用者により設定される電力設定手段６と、商用電源１の出力段に設けられた入力電力検出手段７が制御手段５に出力され、またインバータ４を構成するスイッチング素子４ａと直列に素子電流検出手段８が取り付けられ、同様に制御手段５に出力される。なお、本実施の形態１では素子電流検出手段８を４ａと直列に接続したが、４ａ〜４ｄいずれかに直列に接続されていればよい。
加熱コイル９と共振コンデンサ１０は直列に接続され、被加熱体１１と一体となってインバータ４の負荷を形成し、一端はインバータ４のスイッチング素子４ａと４ｂの間に、もう一端はスイッチング素子４ｃと４ｄの間に接続される。
インバータ電流１５はインバータ４の出力電流である。また素子電流１６はスイッチング素子４ａに流れる電流で、素子電流検出手段８により検出される。
FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of the induction heating cooker according to the first embodiment.
In FIG. 1, the voltage from the
The control means 5 controls the on / off timing of the
The power setting means 6 set by the user and the input power detection means 7 provided at the output stage of the
The
The
図２は、制御手段５の具体的構成図を示すものである。同図中の制御手段５は、図１の制御手段５に該当する。
図２において、制御手段５内に設けられた駆動源信号生成回路５ａからの信号がオンタイミング調整回路５ｃとオフタイミング調整回路５ｂに出力され、信号のオンオフタイミング調整後に、駆動信号生成回路５ｄによりインバータ回路１４内のインバータ４に駆動信号が出力される。
ここで同図中のインバータ回路１４は商用電源１、整流回路２、平滑回路３、インバータ４、入力電力検出手段７、素子電流検出手段８から成る回路の総称を意味している。
FIG. 2 shows a specific configuration diagram of the control means 5. The control means 5 in the figure corresponds to the control means 5 in FIG.
In FIG. 2, the signal from the drive source
Here, the
図３は、本実施の形態１における誘導加熱調理器の動作フローチャートを示すものである。
使用者が加熱コイル９の上に被加熱体を載置し（図３のＳ１）、使用者が加熱調理器の加熱開始スイッチ（図示せず）により加熱開始を指示すると加熱動作が開始し（図３のＳ２）、平滑回路３で出力される直流電圧がスイッチング素子（ＩＧＢＴ等）で構成されるインバータ４により高周波電圧に変換され、加熱コイル９と共振コンデンサ１０の共振回路に出力される。
次に、インバータ４のスイッチング素子のターンオンタイミングとターンオフタイミングが制御手段５により調整され（図３のＳＳ：後の図４で詳細を説明）、インバータ駆動は継続される（図３のＳ１０）。
FIG. 3 shows an operation flowchart of the induction heating cooker according to the first embodiment.
When the user places the object to be heated on the heating coil 9 (S1 in FIG. 3) and the user instructs the start of heating by the heating start switch (not shown) of the heating cooker, the heating operation starts ( 3, the DC voltage output from the
Next, the turn-on timing and turn-off timing of the switching element of the
図４は、図３のＳＳ内における処理を示し、駆動源信号のオンオフタイミング調整における動作フローチャートを説明するものである。
素子電流検出手段８はスイッチング素子４ａに流れる電流を逐一モニタしており（図４のＳ３ａ）、進相状態における素子電流検出手段８の出力が設定しきい値Ｖlmt1以上に達すると（図４のＳ５）、制御手段５内のオンタイミング調整回路５ｃにより設定しきい値Ｖlmt1以下となるように、ターンオンタイミングが調整される（図４のＳ４）。
また素子電流検出手段８は、ターンオンタイミングを制御した後のスイッチング素子４ａに流れる電流を逐一モニタしている（図４のＳ３ｂ）。もし、ターンオンタイミングの調整により使用者が電力設定手段６で設定した出力が得られなくなっている場合は（図４のＳ７）、制御手段５内のオフタイミング調整回路５ｂにより使用者の設定値と一致するように、ターンオフタイミングが調整される（図４のＳ６）。
FIG. 4 shows processing in the SS of FIG. 3 and explains an operation flowchart in the on / off timing adjustment of the drive source signal.
The element current detection means 8 monitors the current flowing through the switching
The element current detecting means 8 monitors the current flowing through the switching
ここで、本実施の形態１の制御方法を説明する前に、本実施の形態１の動作を理解しやすくする為、インバータの遅れ位相動作と進み位相動作について簡単に説明する。
図１９は、ハーフブリッジ回路に遅れ位相で電流が流れる様子を示したものである。
図２０は、このときの図１９における負荷電圧、負荷電流、スイッチング素子４ａおよび４ｂに流れる電流の様子を示したものである。
Here, before explaining the control method of the first embodiment, in order to facilitate understanding of the operation of the first embodiment, the delayed phase operation and the advanced phase operation of the inverter will be briefly described.
FIG. 19 shows a state in which a current flows through the half-bridge circuit with a delayed phase.
FIG. 20 shows the state of the load voltage, load current, and current flowing through the
インバータの正常動作時は、インバータ出力電圧の位相（即ちスイッチング素子制御信号の位相）に対し、インバータ電流が遅れ位相で流れる（図２０の負荷電流グラフを参照）。
まず、スイッチング素子４ａがオン状態で導通している時は、負荷に流れる電流は４ａと負荷を流れる（図１９の（１））。その後、スイッチング素子４ａをオフにし、スイッチング素子４ｂをオンにすると、負荷電流は４ｂを流れようとするのであるが、負荷が誘導性負荷である場合は、負荷電流はリアクタンスのために応答が遅れる。
During normal operation of the inverter, the inverter current flows with a lagging phase with respect to the phase of the inverter output voltage (that is, the phase of the switching element control signal) (see the load current graph in FIG. 20).
First, when the switching
このため、遅れ位相の期間では、電圧がプラス方向に転じているにも関わらず、電流がマイナス方向に流れようとするため、電流の流れる経路がなくなる。そこで、スイッチの順方向とは逆向きに接続された、スイッチング素子に内蔵の帰還ダイオードＤｂを経由して、この逆方向の電流を電源に帰還させる（図１９の（２））。その後は、スイッチング素子４ｂを経由して、負荷電流が流れる（図１９の（３））。
このように、遅れ位相動作時は、帰還ダイオードＤｂに順方向へ電流が流れている状態から、同じ素子４ｂの順方向へと電流が流れることになり、同じスイッチング素子内で極性がマイナスからプラスに転じるように素子電流が変化する。
これは図２０においては、同図中のグラフに示した部分に該当する。帰還ダイオードを帰還電流が流れている時は、スイッチング素子にとってはマイナス極性になっている状態であり、その後トランジスタ部分を電流が流れるプラス極性状態に移行する。
For this reason, in the period of the lag phase, the current tends to flow in the minus direction even though the voltage has turned in the plus direction, so there is no current flow path. Therefore, the current in the reverse direction is fed back to the power supply via the feedback diode Db built in the switching element, which is connected in the direction opposite to the forward direction of the switch ((2) in FIG. 19). Thereafter, a load current flows through the
In this way, during the delayed phase operation, the current flows from the state in which the current flows in the feedback diode Db in the forward direction to the forward direction in the
This corresponds to the portion shown in the graph of FIG. When a feedback current is flowing through the feedback diode, the switching element is in a negative polarity state, and thereafter, the transistor portion is shifted to a positive polarity state in which a current flows.
次に、被加熱体の状態、例えば材質、大きさ、位置などによって加熱コイル等を含む負荷状態が変化し、インバータ出力電圧の位相に対してインバータ電流が進相で流れる異常時の様子を説明する。
図２１は、ハーフブリッジ回路に進相状態で電流が流れる様子を示したものである。
図２２は、このときの図２１における負荷電圧、負荷電流、スイッチング素子４ａおよび４ｂに流れる電流の様子を示したものである。
Next, the state of the load to be heated including the heating coil changes depending on the state of the object to be heated, such as material, size, position, etc. To do.
FIG. 21 shows a state in which a current flows through the half-bridge circuit in a phase advance state.
FIG. 22 shows the state of the load voltage, load current, and current flowing through the
ここでは、スイッチング素子４ａの帰還ダイオードＤａに帰還電流が流れている状態から順を追って説明する（図２１の（１））。この後、スイッチング素子４ａはオフ状態となり、その後４ｂをオン状態にし、４ｂ経由で負荷電流を流そうとする（図２１の（２））。
しかし、帰還ダイオード４ａは、順方向の帰還電流が流れている状態で、急激に逆方向の圧力がかかることになる。そのため、Ｄａには瞬間的に逆漏れ電流が流れることになる（図２１の（３））。この状態は帰還ダイオードＤａの逆漏れ電流がなくなるまでの時間、すなわち逆回復時間の間は継続することになる。これが、遅れ位相で負荷電流が流れる正常時と、進み位相で流れる異常時とで異なる点である。
次いで、電流はスイッチング素子４ｂに流れ込むことになるが、これによりスイッチング素子４ａから４ｂに電流が流れることになり、上下のアームが短絡状態となる。これがアーム短絡電流、すなわち進相電流となり、この電流は負荷を経由しないため大きな値となり、素子損失増大の原因となる。
Here, description will be made in order from a state in which a feedback current flows through the feedback diode Da of the switching
However, the
Next, the current flows into the switching
遅れ位相動作時は、同じスイッチング素子内で極性がマイナスからプラスに転じるが、進相状態で運転している時は、一方のスイッチング素子の帰還ダイオードに電流が流れている状態から、もう一方のスイッチング素子の順方向に電流が移るように転じる。これは、図２２においてグラフ４ｂに部分的に略示したものに該当する。
このような急激な圧力の変化により、帰還ダイオードに逆漏れ電流が発生し、この逆漏れ電流が消えるまでのいわゆる逆回復時間の間、瞬間的に大きな電流、すなわち進相電流が流れることになる。
逆回復時間はダイオードの特性により異なるが、一般に短い時間であり、この短い時間に電流が大きく変化するため、電流変化率が大きく、サージ電圧が発生することになる。
以上が、インバータの遅れ位相動作と進み位相動作、および進み位相動作に伴い発生する問題の概略である。
During delayed phase operation, the polarity changes from negative to positive in the same switching element, but when operating in the advanced phase state, the current flows through the feedback diode of one switching element, and the other It turns so that an electric current may move to the forward direction of a switching element. This corresponds to what is partially shown schematically in the
Due to such a sudden pressure change, a reverse leakage current is generated in the feedback diode, and a large current, that is, a phase advance current flows instantaneously during the so-called reverse recovery time until the reverse leakage current disappears. .
Although the reverse recovery time varies depending on the characteristics of the diode, it is generally a short time, and the current greatly changes during this short time, so that the current change rate is large and a surge voltage is generated.
The above is an outline of the problems that occur with the delayed phase operation, the advanced phase operation, and the advanced phase operation of the inverter.
次に、本実施の形態１における上述のようなインバータの進相状態を回避するための制御方法を説明する。 Next, a control method for avoiding the phase advance state of the inverter as described above in the first embodiment will be described.
インバータ４の出力周波数は、加熱コイル９のインダクタンス値と共振コンデンサ１０のキャパシタンス値により決定する共振周波数とは無関係に、被加熱体１１に応じて駆動源信号生成回路５ａで任意に設定されるが、進相状態とならないように共振周波数よりも十分高くし、且つ電波法により２０ｋＨｚ以上となるように設定される。
これにより、被加熱体１１の状態（材質、大きさ、位置等）が変化することによって被加熱体１１や加熱コイル９等で形成される共振回路の共振周波数が高くなっても、予め共振周波数よりも高く動作周波数を設定しているために、余裕を持って進相状態を回避することができる。
ただし、共振周波数よりも十分高くインバータ出力周波数を設定して動作開始したとしても、被加熱体１１の状態（材質、大きさ、位置等）が極端な場合には、なお進相状態になる可能性がある。
The output frequency of the
As a result, even if the resonance frequency of the resonance circuit formed by the object to be heated 11, the
However, even if the inverter output frequency is set sufficiently higher than the resonance frequency and the operation is started, if the state (material, size, position, etc.) of the
このように、インバータ４の運転開始後に進相状態で動作することを回避するために、進相状態での運転となった場合には、これを遅れ位相状態の運転となるように制御する必要がある。
そのため、まずはインバータ４が進相運転状態となったことを、何らかの値を監視することにより検知し、その後この値が遅れ位相状態のものと等しくなるまで制御を継続することが、有効な措置となる。
本実施の形態１では、インバータ４のスイッチング素子に流れる電流に着目し、これに流れる電流を監視するために直列に接続された素子電流検出手段８を設け、その出力値即ち素子電流により進相状態を検知し、これを回避する制御を行うものである。
そこで、まずは遅れ位相状態（正常時）と進相状態（異常時）における素子電流の波形について説明し、次に素子電流の波形に基づき本実施の形態１の制御方法を説明する。
Thus, in order to avoid operating in the phase advance state after the operation of the
Therefore, it is an effective measure to first detect that the
In the first embodiment, attention is paid to the current flowing through the switching element of the
Therefore, the waveform of the element current in the delayed phase state (normal state) and the advanced phase state (abnormal state) will be described first, and then the control method of the first embodiment will be described based on the waveform of the element current.
図５は、インバータ４が遅れ位相状態で動作する正常時における、スイッチング素子４ａ、４ｂのオンオフタイミング、インバータ電流１５、素子電流１６（即ち素子４ａの電流）の関係を図示したものである。
図６は、インバータ４が進み位相状態で動作する異常時における、スイッチング素子４ａ、４ｂのオンオフタイミング、インバータ電流１５、素子電流１６（即ち素子４ａの電流）の関係を図示したものである。
図６に示すように、進相動作時はアーム短絡電流即ち進相電流が流れる場合がある。
FIG. 5 illustrates the relationship between the on / off timing of the
FIG. 6 illustrates the relationship between the on / off timing of the
As shown in FIG. 6, an arm short circuit current, that is, a phase advance current may flow during the phase advance operation.
次に、図５から図６を用いて、本実施の形態１におけるスイッチング素子ターンオンタイミング制御方法を説明する。
スイッチング素子４ａがターンオンしてからインバータ電流１５または素子電流１６がピークを迎えるまでの時間をＴ1としたとき、図５（遅れ位相）でのＴ11、図６（進相）でのＴ12の関係はＴ12＜Ｔ11となることから、スイッチング素子４ａのターンオンタイミングを調整することにより進相状態を回避するため、Ｔ12≒Ｔ11となるようにスイッチング素子４ａのターンオンタイミングを調整する必要がある。
このスイッチング素子４ａのターンオンタイミング調整により、進相状態での運転から遅れ位相状態での運転へと近づくように制御がなされることになり、結果として進相状態での運転が回避されることとなる。
Next, the switching element turn-on timing control method according to the first embodiment will be described with reference to FIGS.
When the time from the switching
By adjusting the turn-on timing of the
図７は、スイッチング素子４ａのターンオンタイミングを調整した後の素子電流波形の一例を示すものである。図７に示すように、Ｔ12の値がＴ11に近づくように調整した後は、スイッチング素子４ａに流れる素子電流１６の波形が、遅れ位相状態での運転時の波形に近づくことになり、結果として進相電流の発生を回避することができ、素子損失の防止を図ることが可能となる。
FIG. 7 shows an example of the element current waveform after adjusting the turn-on timing of the
図８は、図６に加えて、スイッチング素子ターンオンタイミングの調整に用いるしきい値Ｖlmt1、インバータ電流１５のゼロクロス点からの時間ｔ1を図示したものである。図８を用いてスイッチング素子ターンオンタイミングの具体的な調整方法を説明する。
素子電流検出手段８はスイッチング素子４ａに流れる電流を逐一モニタしている（図４のＳ３ａ）。素子電流検出手段８出力が設定しきい値Ｖlmt1以上に達すると、インバータ４が進相状態になったと判断し（図４のＳ５）、Ｔ12の値を長くして設定しきい値Ｖlmt1以下となるように、制御手段５内のオンタイミング調整回路５ｃによりターンオンタイミングが調整される（図４のＳ４）。
Ｔ12は素子電流検出手段８出力に応じてアナログ回路（図示せず）で連続的に、或いはマイコン等で段階的に変化させればよく、例えばインバータ電流１５のゼロクロス点からの時間（図８のｔ1）を制御することで可能となる。
即ち、ｔ1を長くすればＴ12は短くなり、ｔ1を短くすればＴ12は長くなるため、ｔ1の調整により実質的にＴ12を調整することができる。
FIG. 8 illustrates, in addition to FIG. 6, the threshold value V lmt1 used for adjusting the switching element turn-on timing and the time t 1 from the zero cross point of the inverter current 15. A specific method for adjusting the switching element turn-on timing will be described with reference to FIG.
The element current detection means 8 monitors the current flowing through the switching
T 12 may be changed continuously by an analog circuit (not shown) or stepwise by a microcomputer or the like according to the output of the element current detection means 8, for example, the time from the zero cross point of the inverter current 15 (FIG. 8). This is possible by controlling t 1 ).
That is, if t 1 is lengthened, T 12 is shortened, and if t 1 is shortened, T 12 is lengthened. Therefore, T 12 can be substantially adjusted by adjusting t 1 .
また本実施の形態１では、上記のターンオンタイミング調整による進相動作の回避に加えて、被加熱体１１の状態によらず所望電力を投入できる制御を行う。即ち、使用者が設定した電力設定手段６の設定値と、実際のインバータへの入力電力が一致するような制御を行う。
インバータへの入力電力制御は、スイッチング素子のオンデューティを制御することにより可能となる。これは、オンデューティの制御により多くの電流を負荷に流すことができ、全体としての力率改善などの効果が発生するからである。
In the first embodiment, in addition to avoiding the phase advance operation by adjusting the turn-on timing, control is performed so that desired power can be input regardless of the state of the
Input power control to the inverter can be performed by controlling the on-duty of the switching element. This is because a large amount of current can be caused to flow through the load by controlling the on-duty, resulting in an effect such as improvement of the power factor as a whole.
図９は、スイッチング素子ターンオンタイミングを調整した後における、スイッチング素子４ａ、４ｂのオンオフタイミング、インバータ電流１５、素子電流１６の関係を図示したものである。図９を用いて本実施の形態１における入力電力制御方法を説明する。
スイッチング素子のオンデューティ制御は、ターンオンオフタイミングを制御することにより可能となるが、ターンオンタイミングは進相状態の回避を行うために既に決定されている。そのため、オンデューティ制御を行うには、スイッチング素子のターンオフタイミングを制御することになる。
インバータ電流１５または素子電流１６のピークからスイッチング素子４ａターンオフまでの時間をＴ2としたとき、このオンデューティ制御は上述のようにスイッチング素子のターンオフタイミングを調整することにより行うものであり、図９におけるＴ23を制御することに他ならない。
FIG. 9 illustrates the relationship between the on / off timing of the
The on-duty control of the switching element can be performed by controlling the turn-on / off timing, but the turn-on timing has already been determined in order to avoid the phase advance state. Therefore, to perform on-duty control, the turn-off timing of the switching element is controlled.
When the time from the peak of the inverter current 15 or the device current 16 to the
このように、スイッチング素子ターンオンタイミング調整により進相動作の回避が行われた結果、使用者が設定した電力設定手段６の設定値と、実際のインバータへの入力電力が一致しない場合には（図４のＳ７）、制御手段５内のオフタイミング調整回路５ｂによりターンオフタイミングが調整され（図４のＳ６）、設定どおりの所望電力値をインバータ４に投入できるようにすることができる。
As described above, when the phase advance operation is avoided by adjusting the switching element turn-on timing, the set value of the power setting means 6 set by the user and the input power to the actual inverter do not match (see FIG. 4 (S7), the turn-off timing is adjusted by the off-
以上のように、本実施の形態１によれば、スイッチング素子がターンオンしてからインバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えるまでの時間を、インバータ４の出力電圧の位相に対しインバータ４の出力電流が遅れ位相で流れる場合と進相で流れる場合とで同じ値に近づくように変化させているので、被加熱体１１の状態（材質、大きさ、位置等）によって進相電流が流れることを防止することができる。
As described above, according to the first embodiment, the time from when the switching element is turned on until the output current or the element current of the
また、スイッチング素子ターンオン時における素子電流検出手段８の出力が、予め設定したしきい値Ｖlmt1以上に達している時に、スイッチング素子がターンオンしてからインバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えるまでの時間を、素子電流検出手段８の出力がＶlmt1以下になるまで長くするようにしているので、進相電流が流れることによる素子損失の増大を確実に防止することができる。
Further, when the output of the element current detecting
また、インバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えてからスイッチング素子がターンオフするまでの時間を、入力電力検出手段７の出力と電力設定手段６の設定値が等しくなるように変化させているので、被加熱体１１の状態によらず所望電力を投入することができる。
Further, the time from when the output current or element current of the
実施の形態２．
実施の形態１においては、インバータ４の進相状態を回避するために、スイッチング素子のターンオンタイミングを制御する処理を実施した。また、それにより使用者の設定した電力が得られなくなった場合には、スイッチング素子のターンオフタイミングを調整することにより、所望電力が投入できるようにした。
本実施の形態２は、被加熱体１１の状態が極端の場合（位置が大きくずれている等）、電力設定手段６の出力どおりの所望電力を得るためのＴ23が大きくなり過ぎてしまい、素子逆電流がスイッチング素子ターンオフ後に流れる場合にも対応できるものである。
図１０は、素子逆電流が流れるときのスイッチング素子４ａ、４ｂのオンオフタイミング、インバータ電流１５、素子電流１６の関係を図示したものである。本実施の形態２は、図１０のような素子逆電流に対応できるようにしたものである。
In the first embodiment, the process of controlling the turn-on timing of the switching element is performed in order to avoid the phase advance state of the
In the second embodiment, when the state of the
FIG. 10 illustrates the relationship between the on / off timing of the
ここで、本実施の形態２の制御方法を説明する前に、本実施の形態２の動作を理解しやすくする為、素子逆電流について簡単に説明する。
図２３は、ハーフブリッジ回路において素子逆電流が流れる様子を示したものである。
図２４は、このときの図２３における負荷電圧、負荷電流、スイッチング素子４ａおよび４ｂに流れる電流の様子を示したものである。
まず、スイッチング素子４ａに順方向で電流が流れている（図２３の（１））。その後、次第に電流の向きが反転し、逆方向の電流が負荷を流れるようになる（図２３の（２））。ここで図１９の場合と異なるのは、図１９では電流の向きが反転する前にスイッチング素子４ａをターンオフしているのに対し、図２３の場合では、所望電力を得るためにターンオフタイミングを調整し、図７におけるＴ23を長くとっているため、電流の向きが反転してもスイッチング素子４ａがオン状態にあることにある。そのため、スイッチング素子４ａには、逆向きの電流が流れることになる（図２３の（３））。
このように素子逆電流が流れると、スイッチング素子に内蔵している帰還ダイオードの損失が増大することから、素子逆電流は回避することが望ましい。そのためには、スイッチング素子のターンオフタイミングを再度調整し、なるべく素子電流のゼロクロス点に近いところでターンオフすることが有効な措置となる。
Here, before describing the control method of the second embodiment, the element reverse current will be briefly described in order to facilitate understanding of the operation of the second embodiment.
FIG. 23 shows how the element reverse current flows in the half-bridge circuit.
FIG. 24 shows the state of the load voltage, load current, and current flowing through the
First, a current flows through the switching
When the element reverse current flows in this way, the loss of the feedback diode built in the switching element increases, so it is desirable to avoid the element reverse current. For this purpose, it is effective to adjust the turn-off timing of the switching element again and turn it off as close to the zero cross point of the element current as possible.
次に、本実施の形態２における素子逆電流を回避する方法を説明する。
本実施の形態２における誘導加熱調理器の回路構成図は実施の形態１の図１と、および制御手段の具体的構成図は実施の形態１の図２と、それぞれ同様である。
本実施の形態２における誘導加熱調理器の動作フローチャートは、実施の形態１の図３と同様であるため、説明を省略する。
Next, a method for avoiding element reverse current in the second embodiment will be described.
The circuit configuration diagram of the induction heating cooker in the second embodiment is the same as that in FIG. 1 of the first embodiment, and the specific configuration diagram of the control means is the same as that in FIG. 2 of the first embodiment.
Since the operation flowchart of the induction heating cooker in the second embodiment is the same as that in FIG. 3 of the first embodiment, description thereof is omitted.
図１１は、本実施の形態２における駆動源信号のオンオフタイミング調整における動作フローチャートを説明するものであり、図３のＳＳ内における処理に該当する。
図１２は、本実施の形態２におけるスイッチング素子制御信号と電流波形のタイミング関係図を示すものである。
図１１のＳ３ａからＳ７までの処理は、実施の形態１における図４と同様であるため、説明を省略する。
FIG. 11 illustrates an operation flowchart in the on / off timing adjustment of the drive source signal in the second embodiment, and corresponds to the processing in the SS of FIG.
FIG. 12 shows a timing relationship diagram between the switching element control signal and the current waveform in the second embodiment.
The processing from S3a to S7 in FIG. 11 is the same as that in FIG.
素子電流検出手段８は、スイッチング素子４ａのターンオンおよびターンオフタイミングを制御した後のスイッチング素子４ａに流れる電流を逐一モニタしている（図１１のＳ３ｃ）。
図１２におけるＴ23が大きくなり過ぎたことで発生する素子逆電流は、インバータ電流の正から負に変化する側のゼロクロス点を利用して検出する。このときの素子電流検出手段８出力が設定しきい値Ｖlmt2以上に達すると（図１１のＳ９）、制御手段５内のオフタイミング調整回路５ｂ（図１１のＳ８）により設定しきい値Ｖlmt2以下となるようにＴ23が短く調整される。
The element current detecting
Element reverse current generated by T 23 is too large in FIG. 12 detects by using a zero-cross point of the side that changes from the positive inverter current negative. At this time, when the output of the element current detection means 8 reaches the set threshold value V lmt2 or more (S9 in FIG. 11), the off-
Ｔ23は素子電流検出手段８出力に応じてアナログ回路（図示せず）で連続的に、或いはマイコンで段階的に変化させればよく、例えばインバータ電流のゼロクロス点からの時間（図１２のｔ2）を制御することで可能となる。
即ち、ｔ2を短くすることによりスイッチング素子のターンオフタイミングをゼロクロス点近辺に近づけることになり、素子逆電流が少ないタイミングでのターンオフが可能となる。
T 23 may be changed continuously by an analog circuit (not shown) or stepwise by a microcomputer in accordance with the output of the element current detecting
That is, by shortening t 2 , the turn-off timing of the switching element is brought close to the zero-cross point, and turn-off can be performed at a timing when the element reverse current is small.
このように素子逆電流回避の制御を採ることにより、インバータへの入力電力が電力設定手段６の設定値と一致することに優先して、ターンオフタイミングが調整され、インバータ駆動は継続される（図３のＳ１０）。
すなわち、所望の電力を得るためにスイッチング素子のターンオフタイミングを制御手段５内のオフタイミング調整回路５ｂにより調整し（図１１のＳ６）、そのターンオフタイミングを素子逆電流防止のために再度制御手段５内のオフタイミング調整回路５ｂにより調整して上書きするため（図１１のＳ８）、最終的な制御結果は、インバータ４が所望電力を得ることに優先して、スイッチング素子のターンオンタイミング調整により進相状態を回避し、かつ素子逆電流を防止していることになるのである。
なお、図１においてはフルブリッジインバータ構成としているが、他のインバータ構成としても同様の動作が行われることを記しておく。
By taking control of element reverse current avoidance in this way, the turn-off timing is adjusted in preference to the input power to the inverter matching the set value of the power setting means 6, and the inverter drive is continued (see FIG. 3 S10).
That is, in order to obtain a desired power, the turn-off timing of the switching element is adjusted by the off-
Although a full bridge inverter configuration is shown in FIG. 1, it should be noted that the same operation is performed with other inverter configurations.
以上のように、本実施の形態２によれば、スイッチング素子がターンオンしてからインバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えるまでの時間を、インバータ４の出力電圧の位相に対しインバータ４の出力電流が遅れ位相で流れる場合と進相で流れる場合とで同じ値に近づくように変化させているので、被加熱体１１の状態（材質、大きさ、位置等）によって進相電流が流れることを防止することができる。
As described above, according to the second embodiment, the time from when the switching element is turned on until the output current of the
また、スイッチング素子ターンオン時における素子電流検出手段８の出力が、予め設定したしきい値Ｖlmt1以上に達している時に、スイッチング素子がターンオンしてからインバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えるまでの時間を、素子電流検出手段８の出力がＶlmt1以下になるまで長くするようにしているので、進相電流が流れることによる素子損失の増大を確実に防止することができる。
Further, when the output of the element current detecting
また、インバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えてからスイッチング素子がターンオフするまでの時間を、入力電力検出手段７の出力と電力設定手段６の設定値が等しくなるように変化させているので、被加熱体１１の状態によらず所望電力を投入することができる。
Further, the time from when the output current or element current of the
また、スイッチング素子ターンオフ時における素子電流検出手段８の出力が、予め設定したしきい値Ｖlmt2以上に達している時に、インバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えてからスイッチング素子がターンオフするまでの時間を、素子電流検出手段８の出力がＶlmt2以下になるまで短くするようにしているので、素子逆電流が流れることによる素子損失の増大を防止することができる。
Further, when the output of the element current detecting
また、スイッチング素子ターンオンタイミングとターンオフタイミングを変化させて進相状態の回避と電力調整を行った後に、素子電流検出手段８の出力がしきい値Ｖlmt2以上に達している時には再度ターンオフタイミングを調整するようにしているので、被加熱体１１の状態が極端の場合等にも、素子逆電流が流れることを確実に防止でき、素子損失の増大を確実に防止することができる。
Further, after the switching element turn-on timing and turn-off timing are changed to avoid the phase advance state and adjust the power, when the output of the element current detection means 8 reaches the threshold value Vlmt2 or more, the turn-off timing is adjusted again. Therefore, even when the state of the
また上記の電力制限により、被加熱体１１の状態に起因する漏れ磁束を低減することができ、周囲金属部の加熱を防止できるなどの効果がある。
In addition, the above power limitation can reduce the leakage magnetic flux due to the state of the
実施の形態３．
以上の実施の形態２は、インバータ出力周波数を一定としたオンデューティ制御手段を備え、インバータ電流の位相に対するスイッチング素子ターンオンタイミングとターンオフタイミングを素子電流検出手段の出力に応じて変化させるようにしたものである。
本実施の形態３は、アルミニウムや銅等の低抵抗率で非磁性材質の被加熱体１１を誘導加熱するに際し、インバータ４の出力周波数を可変するような場合において、出力周波数を可変しつつ、素子損失の増大を防止するものである。
The above-described second embodiment includes on-duty control means in which the inverter output frequency is constant, and the switching element turn-on timing and turn-off timing with respect to the phase of the inverter current are changed according to the output of the element current detection means. It is.
In the third embodiment, in the case where the output frequency of the
図１３は、本実施の形態３における誘導加熱調理器の回路構成図を示すものである。
図１３において、共振コンデンサ１０ａと１０ｂが並列に接続され、その内の１つ（図中では１０ｂ）と直列に切替え手段１３が接続され、制御手段５が切替え手段１３に切替え信号を出力する。
また、加熱コイル９と共振コンデンサ１０から成る直列回路と直列に被加熱体浮き検知手段１２を設け、被加熱体浮き検知手段１２の出力が制御手段５に接続される。
その他の構成は実施の形態１における図１と同様のため、説明を省略する。
FIG. 13 shows a circuit configuration diagram of the induction heating cooker according to the third embodiment.
In FIG. 13,
A heated object floating detection means 12 is provided in series with a series circuit including the
Other configurations are the same as those of the first embodiment shown in FIG.
図１４は、本実施の形態３における制御手段の具体的構成図を示すものである。
図１４において、被加熱体浮き検知手段１２の出力（インバータ電流）が制御手段５内の共振周波数検知回路５ｆに接続されると共に、同期駆動源信号生成回路５ｅにも接続され、同期駆動源信号生成回路５ｅからの信号がオンタイミング調整回路５ｃとオフタイミング調整回路５ｂに出力される。
共振周波数で流れるインバータ電流の周波数情報は、例えばカレントトランスで構成された被加熱体浮き検知手段１２により制御手段５に出力され、共振周波数検知回路５ｆにより共振周波数が検知される。
そして、制御手段５内の同期駆動源信号生成回路５ｅがインバータ電流の共振周波数に同期した駆動源信号をオンタイミング調整回路５ｃとオフタイミング調整回路５ｂに出力することで、インバータ４は共振回路の共振周波数と略一致した出力周波数で動作を行う。
FIG. 14 shows a specific configuration diagram of the control means in the third embodiment.
In FIG. 14, the output (inverter current) of the heated object floating detection means 12 is connected to the resonance
The frequency information of the inverter current flowing at the resonance frequency is output to the control means 5 by the heated object floating detection means 12 constituted by, for example, a current transformer, and the resonance frequency is detected by the resonance
The synchronous drive source
図１５は、本実施の形態３におけるインバータ出力周波数に対する誘導加熱調理器の加熱効率と発生浮力のデータ例を示すものである。 FIG. 15 shows a data example of the heating efficiency and generated buoyancy of the induction heating cooker with respect to the inverter output frequency in the third embodiment.
ここで、本実施の形態３の説明に入る前に、被加熱体１１が受ける浮力の問題について簡単に説明する。
本実施の形態３の誘導加熱調理器は、加熱コイル９上に載置された被加熱体１１に渦電流を誘導させて加熱調理を行うものである。ここで、加熱コイル９と被加熱体１１の間には電磁反発力が生じ、被加熱体１１は浮力の影響を受ける。
しかし、被加熱体１１が鉄などの磁性材質である場合には、同時に被加熱体１１が磁気吸引力をも同時に受けるため、これと浮力とが相殺されることにより、浮力の影響については特に問題とならない。
一方で、被加熱体１１がアルミニウムや銅等の低抵抗率で非磁性材質である場合には、磁気吸引力がほとんど作用せず、さらには低抵抗率のこれら材質の被加熱体で加熱調理を行うためには、より大きな電流を被加熱体に誘導させる必要があることから、被加熱体１１が受ける電磁反発力は一層大きなものとなる。
被加熱体１１と調理対象物とを合わせた総重量よりも被加熱体１１に発生する電磁反発力（即ち浮力）が大きいと、被加熱体は浮き上がり、天板上を横滑りする現象（以下、横移動と称す）が生じ、安全上から問題となる。
そのため、アルミニウムや銅等の低抵抗率で非磁性材質の被加熱体１１を誘導加熱するに際しては、被加熱体が受ける浮力の低減が課題となる。
Here, before starting the description of the third embodiment, the problem of buoyancy experienced by the
The induction heating cooker according to the third embodiment performs cooking by inducing eddy currents in the
However, when the
On the other hand, when the
When the electromagnetic repulsive force (that is, buoyancy) generated in the
Therefore, when induction heating the
被加熱体が受ける浮力を低減させる手段として、インバータ４の出力周波数を高くすることが考えられる。なぜなら図１５に示すように、被加熱体１１が受ける浮力は出力周波数を高くするに従って減少するからである。これは、被加熱体が受ける電磁反発力が周波数の増加に伴い減少するからである。
且つ被加熱体１１がアルミニウムや銅等の場合、加熱コイル９と共振コンデンサ１０から成る共振回路の共振の鋭さＱ（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ）は非常に大きくなり、最大電力が得られる周波数の帯域幅が狭いことから、所望の電力を投入できるようにする為、インバータ４の出力周波数は共振回路の共振周波数と略一致するように制御手段５により制御される。
Increasing the output frequency of the
When the object to be heated 11 is aluminum, copper, or the like, the resonance sharpness Q (Quality Factor) of the resonance circuit composed of the
従って、被加熱体１１の浮きを防止するようにインバータ出力周波数を高く設定するためには、共振回路の共振周波数を高く設定すればよい。なぜなら、本実施の形態３においては、共振周波数を高く設定した後、インバータ４の出力周波数が共振回路の共振周波数と略一致するように制御されるからである。
加熱コイル上に載置される被加熱体１１がアルミニウムや銅等の低抵抗率で非磁性材質の場合、被加熱体１１が鉄やステンレス等の場合と比較してより高く（７０ｋＨｚ程度）設定される。
ただし、図１５に示すように出力周波数を高くすると加熱効率が低下することから、単に常時高い出力周波数でインバータを動作させればよいというものではなく、被加熱体１１の重量等に応じて出力周波数を決定することが望ましいと言える。即ち、被加熱体１１の状態に応じて共振回路の共振周波数、即ち出力周波数を可変制御することが望ましいと言える。
Therefore, in order to set the inverter output frequency high so as to prevent the
When the
However, since the heating efficiency decreases when the output frequency is increased as shown in FIG. 15, it is not just that the inverter is always operated at a high output frequency, and the output is performed according to the weight of the
次に、本実施の形態３におけるインバータ出力周波数の可変制御方法を説明する。
図１６は、本実施の形態３における誘導加熱調理器の動作フローチャートを示すものである。
使用者が加熱コイル９の上に被加熱体を載置すると（図１６のＳ１）、加熱動作が開始する（図１６のＳ１１）。加熱動作は、図１４における制御手段５内の駆動信号生成回路５ｄがインバータ回路１４内のインバータ４に起動用擬似駆動信号を出力することで、インバータ回路１４には加熱コイル９と共振コンデンサ１０ａおよび１０ｂで形成される共振周波数のインバータ電流が流れることで開始される。
なお、ここでは起動時、切替え手段１３がオン状態で維持されている。そのため、共振コンデンサ１０ａおよび１０ｂから形成される総コンデンサ容量が大きく、共振回路の共振周波数はコンデンサ１０ａまたは１０ｂ単独の場合よりも低い状態で維持されていることになる。
Next, a variable control method for the inverter output frequency in the third embodiment will be described.
FIG. 16 shows an operation flowchart of the induction heating cooker according to the third embodiment.
When the user places an object to be heated on the heating coil 9 (S1 in FIG. 16), the heating operation starts (S11 in FIG. 16). In the heating operation, the drive
Here, at the time of startup, the switching means 13 is maintained in the on state. Therefore, the total capacitor capacity formed from the
加熱開始直後、例えばカレントトランスで構成された被加熱体浮き検知手段１２はインバータ電流から共振周波数を検知し制御手段５に検知信号を出力することで、制御手段５内の共振周波数検知回路５ｆが初期共振周波数ｆ1(REF)として記憶する（図１６のＳ１２）。
さらには同期駆動源信号生成回路５ｅにも検知信号を出力することで、同期駆動源信号生成回路５ｅはインバータ電流の共振周波数に同期した駆動源信号を生成し、インバータ４への出力周波数と共振周波数を略一致させる。
Immediately after the start of heating, for example, the heated object floating detection means 12 composed of a current transformer detects the resonance frequency from the inverter current and outputs a detection signal to the control means 5, so that the resonance
Furthermore, by outputting a detection signal also to the synchronous drive source
次に共振周波数検知回路５ｆは、ｆ1(REF)と現在の共振周波数ｆ1との差分値Δｆ（＝｜ｆ1−ｆ1(REF)｜）を監視し（図１６のＳ１３）、Δｆが所定値以上であれば、被加熱体が軽く横移動が生じたと判断して、切替え手段１３により共振コンデンサ１０のトータル容量が小さくなるように切替えられる（図１６のＳ１４）。
共振コンデンサ１０のトータル容量が小さくなると、被加熱体１１や加熱コイル９等で形成される共振回路の共振周波数は高くなる。インバータ出力周波数は共振周波数と略一致させるように制御されることから、結果としてインバータ出力周波数は共振コンデンサの切換え（図１６のＳ１４）により初期状態より高く設定されることになる。
Next, the resonance
When the total capacity of the
その後、インバータ４の進相状態回避などを行うために、スイッチング素子のターンオンオフタイミングを調整する工程を実施する（図１６のＳＳ）。
該工程の内容は、図１１に示す動作フローチャートに示す処理であり、上述のようにスイッチング素子のターンオンオフタイミングを素子電流の具体的な波形に基づき制御し、進相状態の回避、電力調整、素子逆電流の防止が実施される。
スイッチング素子のターンオンオフタイミング調整後、インバータ駆動は高い出力周波数モード（ｆ2モードと称す）で継続される（図１６のＳ１５）。ｆ2モード（約９０ｋＨｚ）では図１５に示すように、磁気反発力（浮力）低減を主目的とした動作が行われることになる。
Thereafter, in order to avoid the phase advance state of the
The content of the process is the process shown in the operation flowchart shown in FIG. 11, and as described above, the turn-on / off timing of the switching element is controlled based on the specific waveform of the element current to avoid the phase advance state, power adjustment, The element reverse current is prevented.
After adjusting the turn-on / off timing of the switching element, the inverter drive is continued in the high output frequency mode (referred to as f 2 mode) (S15 in FIG. 16). In the f 2 mode (about 90 kHz), as shown in FIG. 15, an operation mainly intended to reduce the magnetic repulsive force (buoyancy) is performed.
一方、Δｆが所定値以下であれば、被加熱体が重く横移動は生じていないと判断して、スイッチング素子のターンオンオフタイミングを調整する工程、即ち図１１に示す動作フローチャートの処理を実施する（図１６のＳＳ）。
スイッチング素子のターンオンオフタイミング調整後、インバータ駆動は低い出力周波数モード（ｆ1モードと称す）で継続される（図１６のＳ１６）。ここでｆ1モード（約７５ｋＨｚ）では図１５に示すように加熱効率向上を主目的とした動作が行われることになる。
On the other hand, if Δf is equal to or smaller than a predetermined value, it is determined that the object to be heated is heavy and no lateral movement has occurred, and the process of adjusting the turn-on / off timing of the switching element, that is, the process of the operation flowchart shown in FIG. (SS in FIG. 16).
After adjusting the turn-on / off timing of the switching element, the inverter drive is continued in the low output frequency mode (referred to as f 1 mode) (S16 in FIG. 16). Here, in the f 1 mode (about 75 kHz), as shown in FIG. 15, an operation mainly intended to improve the heating efficiency is performed.
なお、本実施の形態３では共振周波数検知と駆動信号同期を被加熱体浮き検知手段１２が共用しているがこの限りではなく、被加熱体の重量を検知するなどして被加熱体浮きを検知して共振コンデンサ容量を切替えるようにし、被加熱体浮き検知手段とは別にカレントトランス出力等を用いて駆動信号同期を行っても効果は同様であることを記しておく。 In the third embodiment, the heated object floating detection means 12 shares resonance frequency detection and drive signal synchronization. However, the present invention is not limited to this, and the heated object floating is detected by detecting the weight of the heated object. It should be noted that the effect is the same even when the detection signal is switched by switching the resonance capacitor capacity and the drive signal is synchronized using a current transformer output or the like separately from the heated object floating detection means.
以上のように、本実施の形態３によれば、被加熱体の浮きや横滑りを検知する被加熱体浮き検知手段１２と、共振コンデンサの容量を切換える切換え手段１３とを備え、被加熱体浮き検知手段１２の出力に応じて共振コンデンサの容量を切換えるように切換え手段１３を制御し、かつインバータの出力周波数が共振回路の共振周波数と略一致するように前記インバータを制御しているので、アルミニウムや銅等の低抵抗率で非磁性材質の被加熱体１１を誘導加熱するに際し、被加熱体１１の重量が軽い場合には発生する浮力を低減させ、また重量が思い場合には加熱効率を向上させることができる。
As described above, according to the third embodiment, the heated object floating detection means 12 for detecting the floating or skidding of the heated object and the switching means 13 for switching the capacity of the resonance capacitor are provided, and the heated object floating is provided. Since the switching means 13 is controlled so as to switch the capacity of the resonance capacitor according to the output of the detection means 12, and the inverter is controlled so that the output frequency of the inverter substantially matches the resonance frequency of the resonance circuit, aluminum When inductively heating the non-magnetic material to be heated 11 such as copper or copper, the generated buoyancy is reduced when the weight of the
また、加熱コイル９による加熱開始直後の初期共振周波数と現在の共振周波数との差分値Δｆを求め、Δｆが所定値より大きくなった場合には、共振コンデンサの総容量が小さくなるように切換え手段１３による切換えを実施させているので、共振周波数の変化により被加熱体１１の浮きを検知して浮力低減のための制御を実施することができる。
Also, a difference value Δf between the initial resonance frequency immediately after the
また、インバータ出力周波数を可変する制御を実施した後にインバータ電流の位相が進相状態となったときは素子電流検出手段８の出力に応じてスイッチング素子のターンオンタイミングを変化させるようにしているので、進相電流が流れるのを防止でき、素子損失の増大を確実に防止することができる。 In addition, when the phase of the inverter current is advanced after the control for varying the inverter output frequency is performed, the turn-on timing of the switching element is changed according to the output of the element current detection means 8, It is possible to prevent a phase advance current from flowing, and to reliably prevent an increase in element loss.
また、インバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えてからスイッチング素子がターンオフするまでの時間を、入力電力検出手段７の出力と電力設定手段６の設定値が等しくなるように変化させているので、被加熱体１１の状態によらず所望電力を投入することができる。
Further, the time from when the output current or element current of the
また、スイッチング素子ターンオフ時における素子電流検出手段８の出力が、予め設定したしきい値以上に達している時に、インバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えてからスイッチング素子がターンオフするまでの時間を、素子電流検出手段８の出力がしきい値以下になるまで短くするようにしているので、素子逆電流が流れることによる素子損失の増大を防止することができる。
In addition, when the output of the element current detecting
実施の形態４．
以上の実施の形態１から３は、加熱コイルに流れる電流の位相に対するスイッチング素子ターンオンタイミングとターンオフタイミングを素子電流検出手段の出力に応じてそれぞれ変化させるものである。
本実施の形態４は、制御手段が設定電力ごとの入力電力下限値を設け、入力電力検出手段の出力が下限値を得た場合にはインバータの出力を低下、若しくは停止させるものである。
In the first to third embodiments, the switching element turn-on timing and the turn-off timing with respect to the phase of the current flowing through the heating coil are respectively changed according to the output of the element current detection means.
In the fourth embodiment, the control means provides an input power lower limit value for each set power, and when the output of the input power detection means obtains the lower limit value, the output of the inverter is reduced or stopped.
ここで、本実施の形態４の説明に入る前に、インバータの出力を低下、若しくは停止させる必要性について簡単に説明する。
加熱調理の対象として適切ではないもの、例えばスプーンなどを被加熱体１１としてトッププレートに載置し加熱動作を開始したような場合は、加熱動作を継続することは危険であるため、スイッチング素子のターンオンオフタイミング調整などの制御を行うまでもなく、調理器の動作停止もしくは出力低下を行うことが望ましい。
このような小物負荷を被加熱体１１として加熱動作を開始した場合、通常加熱調理に用いる被加熱体の場合と比較して、入力電力は小さいものとなるため、入力電力を監視することにより前述のような危険な加熱動作を回避することができる。
Here, before starting the description of the fourth embodiment, the necessity of reducing or stopping the output of the inverter will be briefly described.
When a heating operation is started by placing a spoon or the like on the top plate as a
When the heating operation is started with such a small object load as the
また、例えば被加熱体が取り除かれるなどにより急に無負荷状態となった場合、調理器に負荷がない状態で電流を流しつづけることは素子損失等にもつながるため、素子損失回避の観点からも、入力電力を監視することによる不要な加熱動作の回避は有効な措置となる。 In addition, for example, when the object to be heated suddenly becomes unloaded due to removal of the object to be heated, continuing the current flow without load on the cooker also leads to element loss, etc. Avoiding unnecessary heating operation by monitoring the input power is an effective measure.
使用者は、所望する加熱強度を設定するに際し、電力設定手段６を用いて所望電力を設定することによりこれを行う。この時、被加熱体１１が加熱コイル上に置かれ、かつ通常加熱調理に用いられるものであれば（小物負荷等でなければ）、所望電力設定に伴い一定値以上の入力電力があるものと想定されるため、そのときの所望電力に伴った一定の値を入力電力の下限値と設定し、入力電力がこの下限値を下回る場合には、上述のように被加熱体１１が適切でないものと判断することができる。
したがって本実施の形態４では、使用者の設定する所望電力毎に入力電力の下限値をそれぞれ設定し、入力電力がこの下限値を下回る場合には、インバータ出力低下、あるいは停止の指示を行うものである。
The user does this by setting the desired power using the power setting means 6 when setting the desired heating intensity. At this time, if the
Therefore, in the fourth embodiment, the lower limit value of the input power is set for each desired power set by the user, and when the input power falls below the lower limit value, the inverter output is reduced or stopped is instructed. It is.
図１７は、本実施の形態４における制御手段の具体的構成図を示すものである。
図１７において、入力電力検出手段７の出力が制御手段５内の下限値比較回路５ｇに接続され、下限値比較回路５ｇの出力はオフタイミング調整回路５ｂと共に、駆動信号生成回路５ｄにも接続される。その他の構成は実施の形態２と同様であり、説明を省略する。
なお、本実施の形態４における誘導加熱調理器の回路構成図は、図１と同様である。
FIG. 17 shows a specific configuration diagram of the control means in the fourth embodiment.
In FIG. 17, the output of the input power detection means 7 is connected to the lower limit
In addition, the circuit block diagram of the induction heating cooking appliance in this
図１８は、本実施の形態４における誘導加熱調理器の動作フローチャートを示すものである。図１８のＳＳは、実施の形態２における図１１と同様であるため、説明を省略する。
使用者が加熱コイル９の上に被加熱体を載置すると（図１８のＳ１）、加熱動作が開始する（図１８のＳ２）。
下限値比較回路５ｇは、使用者の設定する所望電力に応じて入力電力下限値を設定する。入力電力検出手段７の出力が設定された入力電力下限値以上の場合（Ｓ１７）は、被加熱体１１や加熱コイル等からなる負荷状態が正常と判断する。
FIG. 18 shows an operation flowchart of the induction heating cooker according to the fourth embodiment. The SS in FIG. 18 is the same as that in FIG. 11 in the second embodiment, and a description thereof will be omitted.
When the user places an object to be heated on the heating coil 9 (S1 in FIG. 18), the heating operation starts (S2 in FIG. 18).
The lower
その後、インバータ４の進相状態回避などを行うために、スイッチング素子のターンオンオフタイミングを調整する工程を実施する（図１８のＳＳ）。該工程（図１８のＳＳ）の内容は、図１１に示す動作フローチャートに示す処理であり、スイッチング素子のターンオンオフタイミングを素子電流の具体的な波形に基づき制御し、進相状態の回避、電力調整、素子逆電流の防止が実施される。
該工程（図１８のＳＳ）の処理により、駆動源信号がオンオフタイミング調整される結果、インバータは進相状態等を回避した上で所望電力にて駆動継続される（Ｓ１０）。
Thereafter, in order to avoid the phase advance state of the
As a result of adjusting the on / off timing of the drive source signal by the process of the step (SS in FIG. 18), the inverter is continuously driven at the desired power while avoiding the phase advance state or the like (S10).
一方、入力電力検出手段７の出力が設定された入力電力下限値以下の場合（Ｓ１７）は、被加熱体１１が異常である（スプーンなどの小物負荷等の場合である）と判断する。そのため、駆動源信号のオンオフタイミング調整に優先して、下限値比較回路５ｇが駆動信号生成回路５ｄにインバータ出力低下、若しくは停止の信号を出力する（Ｓ１８）。
この動作により、駆動源信号のオンオフタイミング調整を行うまでもなく、調理器の出力低下、若しくは動作停止をすることができる。
On the other hand, when the output of the input power detection means 7 is equal to or less than the set input power lower limit value (S17), it is determined that the
With this operation, it is possible to reduce the output of the cooking device or stop the operation without adjusting the on / off timing of the drive source signal.
以上のように、本実施の形態４によれば、制御手段５に設定電力ごとの入力電力下限値を有し、入力電力検出手段７の出力が下限値以下となった場合には駆動源信号のオンオフタイミング調整を行わずにインバータの出力を低下、若しくは停止させるようにしているので、被加熱体１１の状態が極端の場合などの異常時には、素子損失の増大を確実に防止するためのオンオフタイミング調整の前に電力調整（インバータの出力低下、若しくは停止）にて損失の増大等を回避でき、容易な制御で危険な動作や損失増大を確実に防止することができる。
As described above, according to the fourth embodiment, when the control means 5 has the input power lower limit value for each set power and the output of the input power detection means 7 is less than or equal to the lower limit value, the drive source signal Since the output of the inverter is reduced or stopped without adjusting the on / off timing, on / off for reliably preventing an increase in element loss when the state of the
また、インバータ電流の位相が進相状態となったときは素子電流検出手段８の出力に応じてスイッチング素子のターンオンタイミングを変化させるようにしているので、進相電流が流れるのを防止でき、素子損失の増大を確実に防止することができる。
Further, since the turn-on timing of the switching element is changed in accordance with the output of the element current detecting
また、インバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えてからスイッチング素子がターンオフするまでの時間を、入力電力検出手段７の出力と電力設定手段６の設定値が等しくなるように変化させているので、被加熱体１１の状態によらず所望電力を投入することができる。
Further, the time from when the output current or element current of the
また、スイッチング素子ターンオフ時における素子電流検出手段８の出力が、予め設定したしきい値以上に達している時に、インバータ４の出力電流または素子電流がピークを迎えてからスイッチング素子がターンオフするまでの時間を、素子電流検出手段８の出力がしきい値以下になるまで短くするようにしているので、素子逆電流が流れることによる素子損失の増大を防止することができる。
In addition, when the output of the element current detecting
１ 商用電源、２ 整流回路、３ 平滑回路、４ インバータ、４ａ〜４ｄ スイッチング素子、５ 制御手段、５ａ 駆動源信号生成回路、５ｂ オフタイミング調整回路、５ｃ オンタイミング調整回路、５ｄ 駆動信号生成回路、６ 電力設定手段、７ 入力電力検出手段、８ 素子電流検出手段、９ 加熱コイル、１０ 共振コンデンサ、１１ 被加熱体、１２ 被加熱体浮き検知手段、１３ 切替え手段、１４ インバータ回路、１５ インバータ電流、１６ 素子電流、Ｄａ〜Ｄｂ スイッチング素子に内蔵されたダイオード。
1 commercial power supply, 2 rectifier circuit, 3 smoothing circuit, 4 inverter, 4a to 4d switching element, 5 control means, 5a drive source signal generation circuit, 5b off timing adjustment circuit, 5c on timing adjustment circuit, 5d drive signal generation circuit, 6 power setting means, 7 input power detection means, 8 element current detection means, 9 heating coil, 10 resonance capacitor, 11 heated body, 12 heated body floating detection means, 13 switching means, 14 inverter circuit, 15 inverter current, 16 Element current, Da to Db A diode built in the switching element.
Claims (9)
共振回路を形成する加熱コイル及び共振コンデンサと、
所望電力を設定するための電力設定手段と、
前記インバータへの入力電力を検出する入力電力検出手段と、
前記インバータの動作を制御する制御手段と、
前記スイッチング素子に流れる電流を検出する素子電流検出手段と、
を備え、
前記共振回路の一端は前記インバータが備える一方の回路を構成するスイッチング素子間に、もう一端はもう一方の回路を構成するスイッチング素子間に接続され、
前記制御手段は、
前記インバータの出力電流が前記インバータの出力電圧の位相に対し遅れ位相で流れる状態で前記インバータの運転を開始し、
スイッチング素子ターンオン時における前記素子電流検出手段の出力が、予め設定したターンオン電流しきい値以上に達している時に、
前記素子電流検出手段の出力に基づき前記スイッチング素子のターンオンタイミングを早めることにより、
前記スイッチング素子がターンオンしてから前記インバータの出力電流または素子電流がピークを迎えるまでの時間を、
前記インバータの出力電流が前記インバータの出力電圧の位相に対し遅れ位相で流れる場合における同時間に近づけるように変化させる
ことを特徴とする誘導加熱調理器。 An inverter provided with two circuits formed by connecting two switching elements each provided with a feedback diode in series;
A heating coil and a resonant capacitor forming a resonant circuit;
Power setting means for setting desired power;
Input power detection means for detecting input power to the inverter;
Control means for controlling the operation of the inverter ;
Element current detection means for detecting a current flowing through the switching element ;
With
One end of the resonance circuit is connected between switching elements constituting one circuit of the inverter, and the other end is connected between switching elements constituting the other circuit,
The control means includes
The operation of the inverter is started in a state where the output current of the inverter flows in a phase lag with respect to the phase of the output voltage of the inverter,
When the output of the element current detection means at the time of switching element turn-on has reached a preset turn-on current threshold value or more,
By advancing the turn-on timing of the switching element based on the output of the element current detection means,
The time from when the switching element is turned on until the output current or element current of the inverter reaches a peak,
An induction heating cooker, wherein the output current of the inverter is changed so as to approach at the same time when the output current of the inverter flows in a delayed phase with respect to the phase of the output voltage of the inverter .
スイッチング素子ターンオン時における前記素子電流検出手段の出力が、予め設定したターンオン電流しきい値以上に達している時に、
前記スイッチング素子がターンオンしてから前記インバータの出力電流または素子電流がピークを迎えるまでの時間を長くする制御を実行し、
前記素子電流検出手段の出力が前記ターンオン電流しきい値以下になるまで同制御を繰り返す
ことを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱調理器。 The control means includes
When the output of the element current detection means at the time of switching element turn-on has reached a preset turn-on current threshold value or more,
Performing a control to increase the time from when the switching element is turned on until the output current or element current of the inverter reaches a peak,
The induction heating cooker according to claim 1, wherein the control is repeated until the output of the element current detection means becomes equal to or less than the turn-on current threshold value .
前記インバータへの入力電力が前記電力設定手段の設定値と一致するように前記スイッチング素子のオンデューティを制御する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の誘導加熱調理器。 The control means includes
The induction heating cooker according to claim 1 or 2 , wherein an on-duty of the switching element is controlled so that input power to the inverter matches a set value of the power setting means .
前記インバータの出力電流または素子電流がピークを迎えてから前記スイッチング素子がターンオフするまでの時間を、前記入力電力検出手段の出力と前記電力設定手段の設定値が等しくなるように変化させる
ことを特徴とする請求項３に記載の誘導加熱調理器。 Wherein,
The time from when the output current or the element current of the inverter reaches a peak until the switching element is turned off is changed so that the output of the input power detection means and the set value of the power setting means become equal. The induction heating cooker according to claim 3 .
スイッチング素子ターンオフ時における前記素子電流検出手段の出力が、予め設定したターンオフ電流しきい値以上に達している時に、
前記入力電力検出手段の出力と前記電力設定手段の設定値が等しくなるように前記スイッチング素子のオンデューティを制御することに優先して、
前記インバータの出力電流または素子電流がピークを迎えてから前記スイッチング素子がターンオフするまでの時間を短くする制御を実行し、
前記素子電流検出手段の出力が前記ターンオフ電流しきい値以下になるまで同制御を繰り返す
ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の誘導加熱調理器。 Wherein,
When the output of the element current detection means at the time of switching element turn-off has reached or exceeded a preset turn-off current threshold,
Prioritizing on-duty control of the switching element so that the output of the input power detection means and the set value of the power setting means are equal,
Executing a control to shorten the time from when the output current or element current of the inverter reaches a peak until the switching element is turned off,
Induction heating cooker according to claim 3 or claim 4 output of the device current detection means and repeating the same control until the following the turn-off current threshold.
前記スイッチング素子ターンオンタイミングを変化させ、
前記入力電力検出手段の出力と前記電力設定手段の設定値が等しくなるように前記スイッチング素子ターンオフタイミングを変化させた後に、
前記インバータの出力電流または素子電流がピークを迎えてから前記スイッチング素子がターンオフするまでの時間を短くする制御を実行し、
前記素子電流検出手段の出力が前記ターンオフ電流しきい値以下になるまで同制御を繰り返す
ことを特徴とする請求項３または請求項４に記載の誘導加熱調理器。 Wherein,
Changing the switching element turn-on timing;
After changing the switching element turn-off timing so that the output of the input power detection means and the set value of the power setting means are equal,
Executing a control to shorten the time from when the output current or element current of the inverter reaches a peak until the switching element is turned off,
The induction heating cooker according to claim 3 or 4 , wherein the same control is repeated until the output of the element current detection means becomes equal to or less than the turn-off current threshold value .
前記共振コンデンサの容量を切換える切換え手段とを備え、
前記制御手段は、前記被加熱体浮き検知手段の出力に応じて共振コンデンサの容量を切換えるように前記切換え手段を制御し、
かつインバータの出力周波数が共振回路の共振周波数と略一致するように前記インバータを制御する請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の誘導加熱調理器。 A heated object floating detection means for detecting floating or skidding of the heated object that is placed on the heating coil and is induction-heated,
Switching means for switching the capacity of the resonant capacitor;
The control means controls the switching means to switch the capacity of the resonant capacitor according to the output of the heated object floating detection means,
The induction heating cooker according to any one of claims 1 to 6, wherein the inverter is controlled so that an output frequency of the inverter substantially matches a resonance frequency of the resonance circuit.
前記制御手段は、該差分値が所定値より大きくなった場合には、前記共振コンデンサの総容量が小さくなるように前記切換え手段による切換えを実施させる請求項７記載の誘導加熱調理器。 The heated object floating detection means includes a resonance frequency detection circuit of the resonance circuit, and obtains a difference value between an initial resonance frequency immediately after the start of heating by the heating coil and a current resonance frequency,
The induction heating cooker according to claim 7, wherein when the difference value is greater than a predetermined value, the control means causes the switching means to perform switching so that the total capacity of the resonance capacitor is reduced.
前記入力電力検出手段の出力が下限値を得た場合には前記インバータの出力を低下、若しくは停止させる請求項１ないし請求項８のいずれかに記載の誘導加熱調理器。 The control means has an input power lower limit value for each set power,
The induction heating cooker according to any one of claims 1 to 8, wherein when the output of the input power detection means has obtained a lower limit value, the output of the inverter is reduced or stopped.
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