JP4188239B2 - スマートアンテナシステムに利用されることができるチップレートでウェイティングするフィンガーとそれを利用した復調装置及び方法｛ＦｉｎｇｅｒｆｏｒＵｓｉｎｇＣｈｉｐ−ＲａｔｅＷｅｉｇｈｔｉｎｇｉｎＳｍａｒｔＡｎｔｅｎｎａＳｙｓｔｅｍ、ａｎｄＩｔｓＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｆｏｒＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＡｐｐａｒａｔｕｓａｎｄＭｅｔｈｏｄ｝ - Google Patents

Description

本発明はスマートアンテナシステムを利用する移動通信環境(例えば、符号分割多重接続方式などのような多様な移動通信環境を意味する)で信号の受信を担当する復調技術に関することで、特にスマートアンテナシステムに利用されることができるチップレートでウェイティングするフィンガーと、それを利用した受信モデムの復調装置及びその方法と、前記方法を実現させるためのプログラムを記録したコンピュータで読むことができる記録媒体に関するものである。

移動通信システムの容量を效果的に増大させるための方便としてスマートアンテナを利用しようとする試みが広がっていて、合わせてスマートアンテナ技術の重要性が広く認識されている。一般的に、スマートアンテナシステムを採用すれば信号を空間で選択的に受信することができるようにするために干渉信号の効率的な除去あるいは減少を通して無線通信の品質を向上させることができることとして知られている。

従来の場合は一般的に逆方向トラフィックチャネルでウェイティング情報を求めて使用する多様な方法らが提示された。ところがこの場合はトラフィックチャネルの特性上根本的に積分区間を大きく持つことができないとの技術的限界ゆえに干渉量が大きい場合には情報の純度が相対的に低くならざるをえなかった。

これを改善するために大韓民国特許第239177号(1997.8.30.出願;1999.10.19.登録)の"CDMA移動通信システムでパイロット信号を利用したスマートアンテナ受信装置及び方法"が提案になったことがある。前記大韓民国特許第239177号は各アンテナ素子での信号は適応ウェイトによりかけられて配列出力を生成するために結びつく。そして、前記配列出力信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけて逆拡散して、適当にフィルタリングされる。しかし基準信号を生成するためにフィルタリングされる信号はまた同じ擬似雑音符号(PN-code)とかける。前記大韓民国特許第239177号の技術は配列出力と基準信号(reference signal)の差から生成される誤謬信号に基づいた方法である。適応手順はLMS(Least Mean Square)アルゴリズムのような広く知られた技術により誤謬信号を最小化することによっていろいろなアンテナ素子に受信された信号とかけるウェイトを生成する。

しかし、この方法はLMSアルゴリズムを遂行する時必需的に各適応ステップで最小化ならなければならない差(difference)を生成する基準信号を必要とする。事実、擬似雑音符号(PN-code)を逆拡散になった受信信号にかける手順は但し基準信号を生成するために必要であり、受信または復調過程には必要でない。基準信号を生成する過程は追加的な遅延と誤謬だけでなく擬似雑音符号(PN-code)の掛け算による複雑度の増加を起こす。

一方、大韓民国特許出願第1999-28020号(1999.7.12.出願;2001.2.5.公開)で"CDMA適応配列アンテナシステムのための効率的構造の復調器”が提案になったことがある。この出願で適応スマートアンテナシステムのためのCDMA信号復調器は擬似雑音符号(PN-code)の初期同期のための探索器バンク、正確な時間情報を生成するフィンガーバンク、逆拡散になったデータを生成する相関器バンク、受信された信号とかけるウェイトを生成するビーム形成パラメーター計算機と時間領域で逆拡散になったデータを結合する多重経路結合器で成されている。

前記技術の問題は各々のブロックがどのようにお互いに相互動作と接続するかを提供できない。このような問題により引起こされる一つの実質的な問題は擬似雑音符号(PN-code)の初期同期をなすことができないことである。大韓民国特許第1999-28020号のスマートアンテナシステムが正しく動作するためには各ブロックで必要なあらゆる時間情報が外部から供給されなければならなくてこれは実際状況と一致しない。例えば、擬似雑音符号(PN-code)の初期同期と多重経路の探索は初期ステップで事前に遂行になるべきなのにこれは相関器バンクが正しく動作するための実際状況とは多小差がある。もう少し具体的には大韓民国特許第1999-28020号に公開された技術はどのように探索器バンクから相関器バンクとビーム形成パラメーター計算機まで時間情報が供給されるかが現れていないし、受信された信号の逆拡散のための相関と適切な時間でのウェイト計算の遂行は不可能する。また、擬似雑音符号(PN-code)の初期同期方法に関する具体的な説明無しでCDMA受信機で必須な多重経路結合は成すことができない。

したがって大韓民国特許出願第1999-28020号に見られたシステムは初期ステップに不正確な時間情報でスタートになり、これは信頼性の深刻な低下を招くようになる。その上、不正確な時間情報はウェイトが収斂しても極度にのろい速度で収斂するようになって大部分が全く収斂をしなくなる。

もう一つの技術として、大韓民国特許出願第1999-30463号(1999.7.26.出願;2001.2.15.公開)で、"多重経路信号のための適応等化結合器とビーム形成器を持つスマートアンテナシステム"が提案になったことがある。この出願の主要事項は探索器バンクを通した選択ダイバーシチの代わりに適応ビーム形成アルゴリズムを利用してビームを形成する方法である。

以前の技術だけでなく上記の技術はどのように時間情報が得られているかに対する説明がない。しかしここではビーム形成手段により初期(チップレベルウェイティングのための受信信号の逆拡散する前を意味する)になされる探索(searching)が漠然に完壁になされたことを前提としているだけ、それがどのように可能か実質的な技術を全く出来ずにいる。以前の大韓民国特許出願第1999-28020号のように具体的に記述されない探索技術からの不正確な時間情報はウェイトがたとえ発散しなくてもとてものろい速度で収斂し、このようなのろい収斂はスマートアンテナシステムの性能に深刻な低下を招くようになる。

また、この技術はビーム形成アルゴリズムが初期にどのように利用されているかに関して当該分野の通常の知識を持った者が理解できる程度で具体的な技術を提示しなければならないのにそういう技術に関する具体的な提示が全くなされなかった。

本発明は前記のような従来技術の問題点を改善するために提案になったこととして、逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にするスマートアンテナシステムに利用されることができるチップレートでウェイティングするフィンガーを提供することを目的とする。

また本発明は逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラキングと高速の広帯域通信を可能にするチップレートでウェイティングするフィンガーを利用したスマートアンテナの復調装置を提供することを他の目的とする。

また本発明は逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にするチップレートでウェイティングするフィンガーを利用するスマートアンテナの復調方法を提供することをもう一つの目的とする。

また本発明は前記逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にするチップレートでウェイティングするフィンガーを利用して復調する方法を実現させるためのプログラムを記録したコンピュータで読むことができる記録媒体を提供することをもう一つの目的とする。

本発明が属する技術分野で通常の知識を持った者は本明細書の図面、発明の詳細な説明及び特許請求範囲から本発明の他の目的及び長所を容易に認識できる。

前記目的を達成するために、本発明はチップレートでウェイティングするフィンガーにおいて、フレームタイミング情報を利用して入力されるベースバンド受信信号をディスクランブリングするディスクランブリング手段;ウェイトベクトルを計算するビーム形成係数算出手段の入力として利用されるパイロット信号を提供する第1パイロット提供手段;前記ディスクランブルリング手段及び前記第1パイロット提供手段の信号を利用してウェイトベクトル(Weight Vector、ビーム形成係数)を生成するビーム形成係数算出手段;前記ウェイトベクトルで前記ベースバンド受信信号の位相遅延を補償することによってゼネラルウェイト信号を生成するゼネラルウェイティング手段;前記ゼネラルウェイティング手段の出力及び疑似雑音符号(PN code)を利用して、経路遅延を補償するために利用されるパイロット信号を提供する第2パイロット提供手段;前記ゼネラルウェイティング手段の出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してディスクランブルされる信号を得て、その結果信号とウォルシュコード(Walsh Code)を利用してトラフィックチャネルの各々に対する受信信号を提供するウォルシュディスプレヂング手段;及び前記第2パイロット提供手段の出力を利用して、前記ウォルシュディスプレヂング手段の出力に対する経路遅延により引起こされた位相歪みを補償するチャネル補償手段を含むチップレートでウェイティングするフィンガを提供する。

また、本発明にともなう前記フィンガーは、前記経路遅延の微細変化を補償するために利用されるフレームトラッキング情報を生成するトラッキング手段をより含むことを特徴とする。

また、前記目的を達成するために、本発明はチップレートでウェイティングするフィンガーを利用する移動通信システムのための復調装置において、搬送波が除去になった受信信号をオーバーサンプリング(oversampling)してデジタル信号に変換するためのアナログデジタル変換手段(ADC:Analogue Digital Converter);前記ADC部から受信したデジタル信号にパイロット(Pilot)チャネルに該当する擬似雑音(PN:Pseudo Noise)コードをかけて積分した結果値である多数のエネルギー値(Searcher-Energy)中で予め定めた特定限界値以上の値をラックディテクター(Lock Detector)に送信するためのサーチャー(Searcher);前記サーチャーから提供された前記相関エネルギーを利用してフレームリセット情報(f-reset)、フレームタイミング情報(f-timing)及びフレームデス情報(f-death)を含んだ正確なフレーム同期のために必要とする信号を発生するラックディテクター;及び逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングするものの、チップレートでウェイティングする少なくとも一つのフィンガーを含む移動通信システムのための復調装置を提供する。

また、前記チップレートでウェイティングするフィンガーを利用して 復調する装置に備わるサーチャーは、各アンテナチャネルで得られる相関エネルギーのような受信されたデータの包絡線検波(envelope detection)を遂行する受信信号処理手段;前記受信信号処理手段で得られた各アンテナチャネルの相関エネルギーを足す合算手段;及び非同期(non-coherent)検出の最終出力として前記合算手段の結果を生成する出力手段を含む。

前記目的を達成するために、本発明はチップレートでウェイティングするフィンガーを利用する移動通信システムのための復調方法において、受信したフレームタイミング(f-timing)情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に疑似雑音符号(PN-code)をかけることによってディスクランブリングする第1ステップ;ウェイト計算に利用するために、ディスクランブリングされる信号を積分して得たパイロット信号を出力する第2ステップ;前記ディスクランブリングされるデータと前記パイロット信号を各々入力受けてウェイトベクトルを算出して提供する第3ステップ;エレメント間(inter-element)の位相差が補償されるように前記ウェイトベクトル及び前記受信信号間のかけた結果を合算して配列出力を生成する第4ステップ;前記配列出力と疑似雑音符号(PN code)間のかけた結果を積分してチャネル遅延により引起こされた位相歪みを補償するためのパイロット信号を生成する第5ステップ;ウォルシュディスプレヂング過程を通して前記配列出力から各チャネル信号を分離する第6ステップ;及びウォルシュディスプレヂング過程を通して獲得になった各チャネル信号に対する前記パイロット信号を適用することによってチャネル遅延により引起こされた位相歪みを補償する第7ステップを含む移動通信システムのための復調方法を提供する。

前記目的を達成するために、本発明はマイクロ・プロセッサを具備していて、チップレートでウェイティングするフィンガーを利用する移動通信システムに、受信したフレームタイミング情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に疑似雑音符号(PN-code)をかけることによってディスクランブリングする第1機能;ウェイトベクトル計算時入力信号に使用するためにディスクランブリングされる信号を積分してパイロット信号を生成する第２機能;前記ディスクランブリングされる信号と前記パイロット信号を利用してウェイトベクトルを計算する第3機能;前記ウェイトベクトルと受信信号をかけてその結果を合せて配列出力を生成する第4機能;前記配列出力と疑似雑音符号(PN code)間の乗を積分することによって経路遅延により引起こされた位相歪みを補償するためのパイロット信号を提供する第5機能;ウォルシュディスプレヂングを介して前記配列出力を各トラフィックチャネル信号別に区分する第6機能;及び前記第5機能を通し提供されているパイロット信号を利用して第6機能を通して逆拡散になった各トラフィックチャネルデータを補償する第7機能を実現させるためのプログラムが収録になったコンピュータが読むことができる記録媒体を提供する。

詳述した本発明の目的、特徴及び長所らは添付された図面と関連した次の詳細な説明を通してより明確になるはずである。本発明を説明するにあって、関連した公知技術に対する具体的な説明が本発明の要旨を不必要にぼかすことができると判断される場合その詳細な説明を省略する。以下、添付された図面を参照して本発明に係る好ましい実施例を詳細に説明する。

図1は本発明によってチップレートでウェイティングするフィンガーの好ましい一実施の形態構成を表したブロック図である。図面で110はディスクランブリング部、120は第1パイロット信号生成部、130はビーム形成係数(weight vector)算出部、140はゼネラルウェイティング部、150は第２パイロット信号生成部、160はウォルシュディスプレヂング部、170は位相歪み補償部、180はトラッキング部を夫々表したのである。

図面に示すように本発明にともなうフィンガーは、スマートアンテナシステムなどに適用されることとして、外部のフィンガー、すなわちラックディテクター(lock detector)から受信したフレームタイミング(f-timing)情報を利用して受信された信号に疑似雑音符号(PN code)をかけることによってディスクランブリングするディスクランブリング部(110)と、ウェイトベクトルを計算する時使用する入力信号を求めるために前記ディスクランブリング部(110)からディスクランブリングされる信号を入力受けるように連結していて前記ディスクランブリングされる信号を積分して得たパイロット信号を出力する第1パイロット信号生成部(120)を具備する。そして前記フィンガーは前記ディスクランブリングされる信号と前記パイロット信号を各々入力受けてウェイトベクトルを算出して出力するビーム形成係数算出部(130)と、前記ビーム形成係数算出部(130)からウェイトベクトル(Weight Vector)を入力受けて各アンテナ素子別に対応になるベースバンド受信信号にかける後その結果値を足して基準アンテナと他の各アンテナ間の位相遅延を補償した受信信号(以下簡単に”ゼネラルウェイティングされる信号”と称する)を出力する各アンテナ素子間の位相差を補償する方法のように、受信された信号にウェイトベクトルをかけて、そのかけた結果を足すことによって配列出力を出力するゼネラルウェイティング部(General Weighting part)(140)を具備する。また、前記フィンガーは前記ゼネラルウェイティングされる信号に疑似雑音符号(PN code)をかけて積分してから余りチャネルの位相遅延を補償するために位相補償信号を出力する経路遅延による位相歪みを補償するために使われるパイロット信号を生成するための第２パイロット信号生成部(150)を具備する。また、本発明にともなう前記フィンガーは、前記ゼネラルウェイティング部(140)から受けた配列出力に疑似雑音符号(PN code)コードをかけてディスクランブルされる配列出力を得た後各トラフィックチャネル別に配列出力を分離するウォルシュディスプレヂング部(Walsh Despreading)(160)と、第２パイロット信号生成部(150)の出力の経路遅延により発生になった前記ウォルシュディスプレヂング部(160)の各出力の位相歪みを補償するための位相歪み補償部(170)を具備する。

一方、本発明にともなうチップレートでウェイティングするフィンガーに、与えられたフィンガーでトラッキングの微細調整がなされるようにするの様に経路遅延の微細変化を補償するためのフレームトラッキング(f-trk)情報を生成するトラッキング部(180)を選択的により具備させて、細かいトラッキングがなされるようにすることができる。

前記ビーム形成係数算出部(130)は、予め決まった演算過程に沿って前記受信された信号の処理によりビーム形成パラメーター(parameter)、すなわちウェイトベクトルを提供する。この文書で前記ウェイトベクトルは実数と虚数の複素ベクトルを各々Weight_I、Weight_Qで表現した。フィンガーデス信号(f_death)は与えられたフィンガーで擬似雑音符号獲得(PN-code acquisition)をのがした時前記サーチャー(searcher)に対するラックディテクター(lock detector)で発生になる。フィンガーデス(finger death)信号(f_death)が発生した時擬似雑音符号獲得(PN-code acquisition)の再固定(re-locking)するために前記固定検出器(lock-detector)と前記ビーム形成係数算出部(130)で得られたf_resetは前記ウェイトベクトル算出部(130)が初期状態から始まったことのようにリセットされる。

前記パイロット信号に前記ウェイトベクトルをかけるにあっては位相遅延(基準アンテナと各アンテナ間の位相遅延を意味する)計算を介してパイロット信号を正確に算出した後になされるようにすることが好ましい。

前で言及したが、CDMAの正確な変調のためには正確なタイミング情報すなわち、受信信号と局部疑似雑音符号(local PN code)間に同期が提供されていることはとても重要である。したがって、前記トラッキング部(180)は受信信号と局部疑似雑音符号(local PN code)のアーリディスクランブリング(early descrambling)とレートディスクランブリング(late descrambling)間のエネルギー差を観察することによってフレームトラッキング情報(f_trk)を生成する。アーリ相関(early correlation)とレート相関(late correlation)の時間遅延の差は適当な値(proper amount)で予め決まる。今後この文書でアーリ時間情報(early time information)とレート時間情報(late time information)は各々第1同期時間情報(first sync time information)と第２同期時間情報(second sync time information)として表記になるはずである。数回のコンピュータシミュレーションを通して 前記トラッキング部(180)で、第1同期時間情報は前記フレームタイミング情報(f_timing)より実質的に0.2チップないし0.5チップ中でどの一値ぐらい先んじた同期時間情報を利用し、前記第２同期時間情報は前記フレームタイミング情報より実質的に0.2ないし0.5チップ中でどの一値ぐらい遅れをとった同期時間情報を利用するということが分かる。

そして前記トラッキング部(180)でタイミング情報は第1及び第２同期時間情報を利用してディスクランブリングした結果を各々積分して得られた２エネルギーの差から得られる。また、前記トラッキング部で、アーリディスクランブリングとレートディスクランブリングに関係になったエネルギーは各々アーリディスクランブリングとレートディスクランブリング過程を通して得られたウェイトベクトルとディスクランブルされる信号間のウェイトされる合計を積分して生成されることができる。その次に、フレームタイミング情報は２エネルギー間の差から得られることができる。トラッキング部でアーリディスクランブリングとレートディスクランブリングに相応するエネルギーを得る他の方法では各々アーリディスクランブリングとレートディスクランブリング過程を通して得られたウェイトベクトルとディスクランブリングされる信号間のウェイトされる合計等の積分を自乗して得る方法がある。

また、前記トラッキング部(180)で、上で例示したのような演算を通して各々のエネルギーレベルと各エネルギー値の差を求めて利用するようにするものの、前記エネルギー値の差を直接利用しなくて、別途の加工(例えば、“ローパスフィルタリング”などと同じ信号に対する加工を意味する)過程を経るようにした後に、その加工になった値を利用してフレームトラッキング(tracking)情報を生成するようにすることができる。

本発明の好ましい一実施の形態ではフィンガー別にDLL(Digital Lock Loop)トラッキング部を各々具備させて、通信する間経路時間の微細変化を補償してくれるようにした。そして、数回のコンピュータシミュレーションを通してフレームタイム情報(f_timing)が1/3チップないし1/8チップ間で先んじたり遅れたりしたことにより変わるということを分かる。

本発明のフィンガー技術に対する理解を助けるために、前記フィンガーが適用される例としてCDMA20001xの変調装置を介して説明する。図1に図示される本発明にともなう好ましい一実施の形態のフィンガー構成を参照すれば、前記ディスクランブリング部(110)は外部のラックディテクター(lock detector)(図2参照)などから提供されているフレームタイミング情報(f_timing)を利用してPNコードでスクランブル(scramble)されるデジタル状態の受信信号(I_rx、Q_rx)を各々コンプレックスディスクランブリングを遂行する。

前記第1パイロット信号生成部(120)はディスクランブリング部(110)の出力をビーム形成係数(weight vector)算出入力としてまた使用するために前記ディスクランブリング部でディスクランブリングされる信号を積分してパイロット信号を提供する。本発明で第1パイロット信号生成部(120)とディスクランブリング部(110)の出力を各々 y-ベクトルとx-ベクトルというはずである。前記ウェイトベクトル算出部で前記ウェイトベクトルを計算する演算過程によって、x-ベクトルとy-ベクトル中で一つだけがその二つを代わることができる。 一方、前記ディスクランブリング部(110)と前記第1パイロット信号生成部(120)を一つのブロックとして構成して前記したような各々の動作が一つのブロック内で同時になされるようにすることができる。

前記ビーム形成係数(weight vector)算出部(130)は各々ディスクランブリング部(110)と第1パイロット信号生成部(120)から得られたx-ベクトルとy-ベクトルを使用してウェイトベクトルを算出する。また、前記ビーム形成係数算出部(130)はウェイトベクトル初期化(weight vector initializing)部を含むことができる。そしてウェイトベクトルが初期値でセッティングになるようにラックディテクター(lock detector)などからフレームリセット(f_reset)信号を受ける部分が追加されることができる。前記ゼネラルウェイティング部(140)は、記受信されたデータと前記ウェイトベクトルをかけて、またアンテナ素子ら相互間の位相差を補償する方法のようにかけた結果を全部足すことによる前記チップレートされる配列出力を発生する。前記第２パイロット信号生成部(150)は前記ゼネラルウェイティング部(140)で出力されるウェイティングされる受信信号を疑似雑音符号(PN code)をかけて積分して、経路遅延による位相歪みを補償するためのパイロット信号を提供する。そして、パワーコントロールビット(Power Control bit)を検出して、フレームエネルギーの現在値が固定検出器に伝送された様にラックディテクターへフレームエネルギー信号(f_eng)を提供する。

また、本発明の一実施の形態で、前記ウォルシュディスプレヂング部(160)は、基本チャネル(Fundamental channel、今後簡単にFCHと表現されるはずである。)を区分し出すために前記出力信号に疑似雑音符号(PN code)をかけてディスクランブリングと基本チャネルに対するウォルシュコード(Walsh Code)との相関演算して基本チャネルに該当するコード長さである16チップ(chip)間を積分(ディスプレヂング)して(伝送速度が1/16に減ることによって一つのチップ(symbol)で構成されて76.8kspsの速度で信号が変換)基本チャネルに出力する基本チャネルディスプレヂング部(Fch Despreading)(161)と、専用制御チャネル(Dedicated Control Channel、今後簡単にDCCHと表現されるはずである。)を区分し出すために前記出力信号に疑似雑音符号(PN code)をかけてディスクランブリングと専用チャネルに対するウォルシュコード(Walsh Code)を相関演算して専用制御(Dedicated Control)チャネルに該当するコード長さである16チップ(chip)間積分(ディスプレヂング)して、(伝送速度が1/16に減って一つのチップとして構成されて76.8kspsの速度で信号が変換)専用制御チャネルで出力する専用制御チャネルディスプレヂング部(Dcch Despreading)(163)と、補充チャネル1(Supplemental Channel 1、今後簡単にSCH 1だと表現する。)を区分し出すために前記出力信号に疑似雑音符号(PN code)をかけてディスクランブリングと補充チャネル1に対するウォルシュコード(Walsh Code)を相関演算して補充チャネル1に該当するコード長さである16、8、4、2チップ(chip)間積分(ディスプレヂング)して、(伝送速度が1/16、1/8、1/4、1/2に減って一つのチップとして構成されて76.8kbps、153.6ksps、307.2ksps、614.4kspsの速度で信号が変換)補充チャネル1(Sch1)を通して出力する補充チャネル1ディスプレヂング部(Sch1 Despreading)(165)と、補充チャネル2(Supplemental Channel 2、今後簡単にSCH 2だと表現する。)を区分し出すために前記出力信号に疑似雑音符号(PN code)をかけてディスクランブリングと補充チャネル2に対するウォルシュコード(Walsh Code)を相関演算して補充チャネル2に該当するコード長さである16、8、4、2チップ(chip)間積分(ディスプレヂング)して、(伝送速度が1/16、1/8、1/4、1/2に減って一つのチップで構成されて76.8kbps、153.6ksps、307.2ksps、614.4kspsの速度に信号が変換)補充チャネル2(Sch2)を通して出力する補充チャネル2ディスプレヂング部(Sch2 Despreading)(167)を具備してなされることができる。前記各ウォルシュディスプレヂング部で ディスクランブルリングする過程と相応するウォルシュコードとの相関演算する過程はチップ単位でウォルシュコードと疑似雑音符号を掛け算することによって一つの過程で統合することができる。

前記チャネル補償部(Channel Compensation)(170)はチャネル補償部(170)は(171)、(173)、(175)、(177)の４個のチャネル補償部で構成されているCDMA20001xシステムの場合のように多数のチャネル補償部らで構成されて各トラフィックチャネル等と関連した経路遅延による位相歪みを補償する。疑似雑音符号獲得(PN code acquisition)の微細調整を通して正確なチップ同期を提供する前記トラッキング部(180)は次の通り構成されている。多重経路にともなう遅延時間を補償する為に正確なチップ(chip)の同期が必要なので前記フレームタイミング(f-timing)情報より1/2チップ先んじた同期時間情報(本発明ではこのディスクランブリング部をアーリディスクランブリング部というはずである。)を利用して疑似雑音符号(PN code)をかけることによってディスクランブルする第1ディスクランブリング部(181)、前記フレームタイミング(f-timing)情報より1/2チップ遅れをとった同期時間情報(本発明ではこのディスクランブリング部をレートディスクランブリング部というはずである。)を利用して疑似雑音符号をかけることによってディスクランブルする第２ディスクランブリング部(183)と、前記第1ディスクランブリング部と第２ディスクランブリング部(181、183)の各々の結果を積分することによって相関エネルギーを提供する相関エネルギー生成部(185、187)と、前記相関エネルギー生成部(185、187)の結果の大きさを比較してトラッキング情報(f_trk)を提供するトラッキング情報(f_trk)生成部(189)。このディスクランブリング部で前記同期時間情報は必ずフレームタイミング(f-timing)情報より1/2チップ先んじたり遅れたりする場合だけ可能になることでなく、前で説明した通り0.2ないし0.5チップ以内の範囲で適切にタイミング情報を変更設定することができる。

前記トラッキング(tracking)情報発生部(189)でトラッキング(tracking)情報(f_trk)は各々前記アーリディスクランブリング部(early descrambling part)とレートディスクランブリング部(late descrambling part)と関連した相関エネルギー発生部(correlation energy generating parts、energy estimation part)(185、187)から提供された積分値を比較することによって得られる。電圧制御発振器(VCO)はトラッキング(tracking)情報を発生させるために使われることができる。

前記した通り構成及び動作になる本発明で詳細に説明された、スマートアンテナシステムで最も大きい長所を持つCDMA受信機のフィンガーは逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適ウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることによりユーザー別トラッキング(tracking)が可能になるようにして高速の広帯域通信が可能になるようにする。
また、前記本発明のフィンガー技術はスマートアンテナを採用したCDMA移動通信システムで各ユーザー別チャネルカードごとに備わる復調装置に適用されるので、本実施例では便宜上ユーザー(user)当4個のフィンガーを割り当てる場合を例として説明した。だが、本発明で提示されるフィンガー技術が各ユーザーに割り当てられる個数を制限しなさは当該分野の通常の知識を持った者らにあって自明なことである。

図2は前記移動通信システムの復調装置に対する絵である図1で見られた本発明で説明しているフィンガーの適用例を表している。本発明で説明するフィンガーがある他の通信環境で動作する復調装置にも適用されることができるということは明白である。図2で見られた復調装置はアナログデジタル変換器(ADC)(210)、サーチャー(searcher)(220)、ラックディテクター(lock detector)(230)、フィンガー(240A〜240D)、受信処理回路部(250)で構成されている。

図２Aに示すように、本実施例にともなうチップレートでウェイティングするフィンガーを利用する復調装置は、搬送波が除去になった受信信号をオーバーサンプリング(over sampling)してデジタル信号に変換するためのアナログデジタル変換器(ADC: Analogue Digital Converter)(210)を具備していて、前記ADC部から受信したデジタル信号にパイロット(Pilot)チャネルに該当する擬似雑音符号(PN Code)コードをかけて積分した結果値である多数のエネルギー値(Searcher-Energy)中で予め定めた特定限界値以上の値を固定検出器(Lock detector)に送信するためのサーチャー(searcher)(220)を具備している。

そして、前記チップレートでウェイティングされるフィンガーが適用された復調装置は前記探索器部から探索器(220)で得た相関エネルギーを利用してフレームリセット(f-reset)、フレームタイミング(f-timing)、フレームデス(f-death)等のような正確なフレーム同期を合せるために必要な信号を生成する固定検出器(230)を具備していて、前で詳細に説明した通り、ディスクランブリング部(110)、第1パイロット信号生成部(120)、ビーム形成係数算出部(130)、ゼネラルウェイティング部(140)、第2パイロット信号生成部(150)、ウォルシュディスプレヂング部(160)、位相歪み補償部(170)、及びトラッキング部(180)(本発明で追跡器だと表記する。)を具備していて、少なくとも一つのフィンガー(240A-240D)と、 信号合成器(signal combiner)、デインターリーバ(de-interleave)、軟判政遂行器(soft decision performer)、ビータービデコーダー(viterbi decoder)、CRCチェッカー(checker)、ターボデコーダー(turbo decoder)、そして他の便利な信号受信(receiving)部、近似化(estimation)部、検出(detecting)部で構成された受信信号処理部(250)を具備している。

図2CはCDMA移動通信システムの一例で動作する図1に見られたフィンガーと関連した復調装置の一部分である受信信号処理部(250)のブロック図を表したのである。図2Aは図1で見られたフィンガー(240A-240D)が図2Cで見られた受信信号処理部(250)とどのように連結しているかを表したのである。

一方、前記受信信号処理部(250)はまた、前記各フィンガー(240aないし240d)から最終出力されたトラフィック信号をチャネル別に合成する信号合成(combiner)部、受信された信号の伝送順序を変えて元来通り再配列するデインターリーバ部、デインターリーバされる信号を合せて軟判政(soft decision)する軟判政部、コンボルションエンコーディングされる信号をデコーディングするビータービデコーダー、及び信号のフレームエラーを検出するCRCチェック部を含むことができるので、これらの構成及び作用は当該分野の通常の知識を持った者らには自明なことなのでここではその具体的な説明を省略する。

そして、前記探索器(searcher)(220)に適合するように適用されることができる技術が本発明の出願人により提示されたし、ウェイトベクトル計算無しで受信信号を検波する発明が本発明の出願人により2001年4月18日付に大韓民国特許出願第20971号で出願になったことがある。 前記の先出願発明がここに参照になる。

これから、図面を参照して前記探索器(searcher)(220)に関してより詳細に説明するようにする。

図3は前記図2の探索器(220)に利用されるフェーズダイバーシチ(Phase Diversity)概念を説明するための概略的なブロック図として、n番目アンテナ素子に対する受信データを復調する処理手順を例として説明するようにする。
本発明で説明されたフィンガーに適用されたフェーズダイバーシチは多様なコンピュータシミュレーションを通して得られた関連した絵を利用して詳細に説明される。他の入射角を持つスマートアンテナシステムにMケの信号が入ってくると仮定しよう。これは多重経路がないという仮定の下にM名のユーザーが信号を伝送する例のようである。しかし多重経路環境ではユーザーの数がMより少ない。この場合で、一個の経路、すなわち、ｌ番目経路を通じて電波される信号によるスマートアンテナシステムでの２アンテナ素子間の位相差はφ（θ_ｌ，ｄ）で表現されるのにこれは入射角θ_ｌと素子間の間隔ｄの関数で表現される。したがって、

ｌ番目の経路を介して望みの(desired)信号が伝えられて、最初アンテナ素子を基準アンテナとしよう。その次にn番目アンテナ素子のk番目枝(branch)で受信された信号のI-成分、Q-成分の望みの信号と願わない信号らは各々次の通り表現される。

前記数式で、Φ_ｍはｍ番目経路と関連した搬送波の位相遅延で、S_ｍ，ｋはｍ番目経路を通じて基準アンテナ素子のk番目枝(branch)に受信された信号の大きさ(amplitude)である。[数2、3]の最初の項は望みの信号であり、２番目項は望みの信号がｌ個の経路を介して伝播になるために生じる干渉等である。ノイズ項は式を単純にするために無視される。仮りに入射角{θ_ｍ}がユニホーム一な分布を持つお互いに独立的なランダム変数ならば、十分に大きいMに対し前記干渉項、すなわち、[数2、3]の２番目項はお互いに独立的なランダム変数である。したがって[数2、3]は次の通り表現される。

Ｇ［μ，σ^２］は平均がμであり、分散がσ^２のランダム変数である。ここで分散は受信側で前記干渉等の自乗の合計により決定される。そして、Θ_ｎ，ｌ＝Φ_ｌ＋（ｎ−１）φ（θ_ｌ，ｄ）である。

前記相関エネルギーは非同期包絡線検出(non-coherent envelope detection)のためにI-成分とQ-成分等の合の自乗から得られる。k番枝(branch)と関連した相関エネルギーをZ_ｋで表明するのに、これをフェーズダイバーシチ技術という。(2001年4月18日に大韓民国特許出願番号第20971号で出願になった)。このフェーズダイバーシチ技術では各々の相関エネルギーは各アンテナ素子らから得られたあらゆる一致するI-成分とQ-成分等の合計から得られなければならない。すなわち、

Z_ｋのpdfは次の[数7]及び[数8]と同じである。

ナンセントラリティーパラメーター(non-centrality parameter) ｂ_ｋ＝Ｎ（Ｓ_ｋ ^２／σ^２）とＩ_Ｎ−１（・）はＮ−１次である修正になった一種のベッセル関数(Bessel function)である。Ｓ_ｋ＝０でｂ_ｋが０に収斂する時であることを銘記しなければならない。これはｋ番目の枝(branch)で望みの信号の大きさが0である時という意味である。したがってｋ番目の枝(branch)で望みの信号がない時、相関エネルギーZ_ｋはセントラルカイ-スクエア(centralchi-squared)ランダム変数である。この場合に前記相関エネルギーZ_ｋのpdfは次の通りである。

ここでΓ（・）はガンマ関数である。

前記セントラルカイースクエア(centralchi-squared)ランダム変数の平均は２Ｎσ^２で分散は４Ｎσ^４である。ナンセントラルカイ-スクエア(noncentral chi-squared)ランダム変数に対して平均はＮ（２σ^２＋Ｓ^２）で分散は４Ｎσ²（σ^２＋Ｓ^２）である。前記相関エネルギーZ_ｋの平均と分散はアンテナ素子の数が増加するによって線形的に増加する。これは非同期検出(noncoherent detection)の性能がスマートアンテナシステムでアンテナ素子の数が増加するによって線形的に改善される。結果的に相関エネルギーZ_ｋを通してフェーズダイバーシチ技術はスマートアンテナシステムのアンテナ素子の数がNケである時信号対干渉比(SIR)がほとんどN倍増加する。フェーズダイバーシチの利得を得ることに影響を及ぼす前記ウェイト計算がないということは重要である。図4と図5はアンテナ素子の数が1から4に変わる時相関エネルギーZ_ｋの確率分布を示す。図4はＳ_ｋ＝５０，σ^２＝１０００の場合で望みの信号が存在するということを見せる。図5はＳ_ｋ＝０，σ^２＝１０００の場合に現在望みの信号がないということを見せる。図6はフェーズダイバーシチ技術を統合したCDMAシステムの例で適用されたサーチャー(searcher)のブロック図を表したのである。図6でＰ_Ｉ（ｔ−τ）とＰ_Ｑ（ｔ−τ）はｌ番めの経路を通じてスマートアンテナシステムに入ってくる望みの信号と一致する擬似雑音符号(PN-code)の各々I-成分とQ-成分を表したのである。擬似雑音符号(PN-code)獲得の目的はタイミング情報を探すものである。もう少し特別に話せば、相関で最高値を提供するＰ_Ｉ（ｔ−τ）とＰ_Ｑ（ｔ−τ）で時間遅延値τを探すものである。下添字kを消し、相関エネルギーZを表現すれば、

次の二つの仮設を考慮すれば
Ｈ_１:獲得(acquisition)はなされた。
Ｈ_０:獲得(acquisition)はなされなかった。
この仮設ら下に条件付確率は次の通りである。

[数10]で分散はσ^２＝２ＴＭであり、[数11]ではσ^２＝２Ｔ（Ｍ−１）である。そして相関エネルギーを計算する積分区間Ｔに対してｂ＝２ＴＭ／（Ｍ−０．５）である。[数10]と[数11]から単一同期テスト(single synchronization test)で検出(detection)確率と失敗警告(false alarm)確率は各々次の通りである。

前記[数12]及び[数13]をβ_Ｔに対して連立すれば、失敗警告確率Ｐ_Ｆと検出確率Ｐ_Ｄの理論的な値を得ることができる。図7は[数12]と[数13]から検出(detection)確率と失敗警告(false alarm)確率の理論的な値を見せる。そして図8はモンテカルロシミュレーション(Monte Carlo simulation)から得られた実際状況に対する一致する結果を見せてあげる。図7と図8で見るところと共に、前記積分区間でチップ数が64になるように積分区間Tが決まる。積分するチップ(chip)の個数すなわち、PG(processing gain)は64であり、ユーザー数は50人である時、図9と図10は前記ユーザー数の関数として単一アンテナシステムに対する検出(detection)確率と失敗警告(false alarm)確率を見せる。CDMA受信機で探索器の性能がフェーズダイバーシチ技術によりだいぶ改善されるということはとても意味あるものである。例えば、図8に見られたように伝統の単一アンテナシステムがただ20人のユーザーだけをそれに相応になる探索(searching)性能を維持できる反面に、4個のアンテナ素子で構成されたフェーズダイバーシチ技術が適用されたスマートアンテナシステムは前記50名のユーザを受け入れることができる。これは通信容量(capacity)が擬似雑音符号獲得(PN-code acquisition)に対してほとんど2.5倍増加になるということを意味する。4個のアンテナ素子で構成されたスマートアンテナシステムで前記フェーズダイバーシチ技術を通してSIRが4dBが改善される。

フェーズダイバーシチ技術の主要な長所は前記スマートアンテナシステムが初期ステップで最適のウェイトベクトル算出が可能でなくても普通の単一アンテナシステムより性能が良くなることができるということである。

前記した通り構成及び動作になる本発明の復調装置は、スマートアンテナを採用している移動通信システムに適用されて逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用してトラフィックチャネルをウェイティングすることでユーザー別トラッキング(tracking)と高速の広帯域通信を可能にする。

本発明の復調装置はスマートアンテナを採用したCDMA移動通信システムなどで各ユーザー別チャネルカードに備わるところ、本実施例では便宜上あるユーザー(user)当4個のフィンガーが割り当てられた場合を例として説明した。しかし、本発明で提示されるチップレートでウェイティングするフィンガーを利用した復調装置技術が各ユーザー当割り当てられるフィンガーの個数を制限しなさは当該分野の通常の知識を持った者らにあって自明なことである。

図11は前記受信された信号が本発明に描写されたように前記フィンガーを使用する変調方法のフローチャートを見せる。図12は前記チップレートでウェイティングされたフィンガーを採択した前記変調過程で処理遅延がどの位発生するかを見せる。前記図11を参照して本発明に係る復調方法を説明すれば、本発明にともなうフィンガーでは、受信された信号に擬似雑音符号(PN-code)をかけることによってディスクランブリングする(501)。そして、ウェイトベクトル計算する時入力信号として使用することができるようにするために、ディスクランブリングされる信号を入力受けて積分して得たパイロット信号を出力して(503)、前記ディスクランブリングされる信号と前記パイロット信号を各々入力受けてビーム形成パラメーターすなわち、ウェイトベクトルを算出して提供する(507)。この時ウェイト計算のために必要とする時間が本実施例では1スナップショットが必要とすることと例示になっているけれど、これはプロセッサとアルゴリズムによって変化できる。

そして、前記ウェイトベクトルを入力受けて前記パイロット信号にかけて余りチャネルの位相遅延を補償するための位相補償信号(パイロットウェイティング信号)を出力するのに(509)、この時前記ウェイトベクトルを前記パイロット信号にかけるにあっては位相遅延計算を通しパイロット信号が正確に算出になった後になされるようにすることが好ましい。

その次にトラフィックチャネルで各信号は各チャネルに該当するウォルシュコードの配列出力との相関演算により各々復元になる(505)。また、位相歪みを補償するための前記ウェイティングされたパイロット信号は各トラフィックチャネルで位相補償信号(513)を作るために適用される。前記図12を参照すれば、図面でx1、x2、…、x8で表示される部分は前記パイロット積分部(120)でディスクランブリングされた信号が与えられた積分期間の間積分になる区間を表したことであり、積分になった結果を各々y1、y2、….、y7で表明した。

前で構造と機能らが説明された復調装置はスマートアンテナシステムで各ユーザーが正確にトラッキングなって、高速の広帯域通信は逆方向リンクでパイロットチャネルから計算になったウェイトを利用してチップレートされるトラフィックチャネルを通して伝えられた受信信号をウェイティングすることで提供されている。前記復調装置は各ユーザーのチャネルカードのためのことである。例えば、各ユーザーのチャネルカードで4個のフィンガーを持つチャネルカードが本発明で紹介された。しかし、各ユーザーごとに割り当てられたフィンガーの数字は与えられた信号環境や便宜性に対してどんな適当な選択で設定されることができるということは明白である。

図11は本発明で説明されたチップレートでウェイトされる受信信号のフィンガーを使用する復調方法のフローチャートを描写する。図12は処理遅延がチップレートでウェイトされるフィンガーを採択した復調処理にどれだけ影響を与えるかを見せる。

図11によって、本発明で説明された復調方法は次の通り説明されることができる。受信信号は受信信号に疑似雑音符号(PN code)をかけることとフレームタイミング情報(f_timing)を利用するコンプレックスディスクランブローでディスクランブルされる。そのようにした次に、ディスクランブルされる信号を積分することによってパイロット信号が作られる。その次に、ビーム形成係数(weight vector)がディスクランブルされる受信信号及びパイロット信号により計算になる(505)。本発明で見られた例は単一スナップショット(snapshot)として表記になるものの、ウェイトベクトルを得るのに必要とする要求される計算時間はプロセッサとビーム形成係数計算部で用いられるアルゴリズムに対して依存的である。

その次に、受信信号にゼネラルウェイティング部でウェイトがかけた後その掛け算の結果らは配列出力(507)で作られるために過度になる。その次に、経路遅延により引起こされた位相歪みを補償するためのパイロット信号は配列出力に疑似雑音符号(PN code)をかけてその乗の結果を積分することによって作られる(509)。実際、配列出力を生成する過程(507)と位相歪みを補償するためのパイロット信号(509)は同時に履行できる。
その次に、トラフィックチャネルの各信号は相応する各チャネルに割り当てられた各ウォルシュコードを利用した配列出力の相関演算により別々に提供されている。そして、位相歪みを補償するためのパイロット信号は位相補償信号(513)を出力するために各トラフィックチャネル別に適用される。

前記図12を参照すれば、図面でx1、x2、......、x8で表示される部分は第1パイロット信号生成部(120)でディスクランブリングされる信号が与えられた積分器間の積分になる区間を表したことであって、積分になった結果を各々 y1、y2、...、y7で表明した。

ビーム形成モジュールの入力はx、yベクトルが必要なのに、yはxを積分した信号であるからx1に対した積分結果により図12でわかるようにy1に出てくることになる。その後x1らの中にひとつとy1をビーム形成モジュールに伝達して、x1、y1によった結果w1はもう一つの演算時間(容易に説明するために内スナップショット周期だと仮定になった)後に出力されて出てくる。チャネル補償のためにw1とx3をかけた信号を積分した結果が必要なので、またもう一つの演算時間後にp1を得ることができる。この結果w2は同じ時間に前記第２パイロット信号生成部(150)の出力であるp1と掛けられて、x41で表示されたチップ区間のチャネル補償(estimation)に使われる。

結果を分析すれば、x1区間のデータによるチャネル結果(p１)は３期間遅延されたx４に適用されるものである。この結果は各ブロック間にバッファが存在しない時の結果である。バッファリングをすれば結果が出てくる時間が遅延なるけれど(w1をx1区間に適用するならば２区間をバッファリングしなければならないのでチャネル補償される時間が遅れるようになる)、上の３区間遅延されるx４に適用されることに起因した性能下落は防止できるようになる。

詳述したような本発明にともなう処理方法らはソフトウェア的に具現されることができて、その具現されたソフトウェアはコンピュータで読むことができる記録媒体(CDローム、ラム、ロム、フロッピーディスク、ハードディスク、光磁気ディスク等)に保存されて保管及び流通になったり、特定コンピュータシステムなどでインストールなって実行されることができる。

また、本発明ではCDMA2000方式(IS2000方式またはIMT-2000方式などと称することもする)のシステムに適用した場合を例として説明したが、本発明で提示されるフィンガー設計技術などがこのような方式にだけ適用可能になることに制限出来なさが自明する。そして、本発明では技術説明の便宜上CDMA2000方式のデータ率を利用して説明しているがこれもまた単純に理解を助けるためのことであって決して本発明技術を同期方式の3世帯移動通信システムに限定させようとしたことではない。

3世帯移動通信環境では各端末器でトラフィック信号と一緒にパイロット信号を送信するので最適のウェイトベクトルはパイロット信号を利用して計算できる。ところが、パイロット信号を利用して計算した最適のウェイトベクトルをウォルシュディスプレヂング後各トラフィック信号に適用するようになるのでウェイト適用はチップレートで選択することが可能である。

いままで注意深くみた本発明の技術によれば、大きい積分区間を持つことができるパイロットチャネルでウェイティング情報を算出するために、相対的に干渉量を顕著に縮めることができて、情報の純度を大きく向上させる効果がある。また、フェーズダイバーシチ(phase diversity)を利用して探索器及び追跡器の性能を改善できる利点があり、配列アンテナを通して受信されたパイロット信号にビーム形成係数算出部を介して求めたウェイトかけて正確な位相補償を実現することによってシステムの性能を大きく改善する効果がある。

以上で説明した本発明は前述した実施例及び添付された図面により限定されるのでなくて、本発明の技術的思想を抜け出さない範囲内で色々な置換、変形及び変更が可能だということが本発明が属する技術分野で通常の知識を持った者にあって明白だするはずである。

本発明によってチップレートでウェイティングするフィンガーの好ましい一実施の形態のブロック図である。 前記図１で見られたフィンガーを利用して設計した復調装置に関する一実施の形態のブロック図である。 前記図１で見られたフィンガーを利用して設計した復調装置に関する一実施の形態のブロック図である。 前記図１で見られたフィンガーを利用して設計した復調装置に関する一実施の形態のブロック図である。 本発明によって前記図2のサーチャー(searcher)と追跡器(tracker)に利用されるフェーズダイバーシチ(Phase Diversity)と呼ばれる技術(Technology)の概念を説明する図である。 Ｓ_ｌ，ｋ＝５０、σ^２＝1000の時フェーズダイバーシチ(Phase Diversity)の性能を示す図であり、エネルギー(Ｚ_ｌ，ｋ)の分布がアンテナの個数が増えるによって集中されること(concentrated)を観察できる。 Ｓ_ｌ，ｋ=0(所望の信号がない場合である)、σ^２＝=1000の時フェーズダイバーシチ(Phase Diversity)の性能を示す図であり、エネルギー(Ｚ_ｌ，ｋ)の分布がアンテナの個数が増えるによって集中されること(concentrated)を観察できる。 CDMA移動通信システムの逆方向リンク(reverse link)サーチャー(searcher)で前記フェーズダイバーシチ(Phase Diversity)が適用された場合を説明するための図面である。 パイロットチャネルを積分するチップ(chip)の個数のPG(processing gain)が64で、ユーザー数は50人である時、検出確率(Detection probability)PDと失敗警告確率(false alarm probability)PFの理論的な性能を見せる図である。 積分するチップ(chip)の個数であるPG(processing gain)が64で、ユーザー数は50人である時、検出確率(Detection probability)PDと失敗警告確率(false alarm probability)PFのシミュレーション性能を見せる図である。 アンテナ素子の個数が1ケである時理論分で得たPF対PDのグラフ図である。 アンテナ素子の個数が1ケである時シミュレーションで得たPF対PDのグラフ図である。 本発明によってチップレートでウェイティングするフィンガーを利用して復調する方法の一実施の形態の遂行フローチャートである。 前記図11のチップシンボルレートウェイティング(Chip Rate Weighting)方式での遅延(Delay)計算過程を説明するためのブロック図である。

Claims (22)

1. チップレートでウェイティングするフィンガーにおいて、
   フレームタイミング情報を利用して入力されるベースバンド受信信号をディスクランブリングした結果をｘベクトルとして算出するディスクランブリング手段；
   ウェイトベクトルを計算するビーム形成係数算出手段の入力として利用されるパイロット信号として、前記ｘベクトルを積分して得られるｙベクトルを提供する第１パイロット提供手段；
   前記ディスクランブルリング手段からのｘベクトルと前記第１パイロット提供手段から提供されるｙベクトルとを利用してウェイトベクトル（Ｗｅｉｇｈｔ Ｖｅｃｔｏｒ、ビーム形成係数）を生成するビーム形成係数算出手段；
   前記ウェイトベクトルで前記ベースバンド受信信号の位相遅延を補償することによってゼネラルウェイト信号を生成するゼネラルウェイティング手段；
   前記ゼネラルウェイティング手段の出力に疑似雑音符号（ＰＮ ｃｏｄｅ）をかけてこれを合算することで経路遅延を補償するために利用されるパイロット信号を提供する第２パイロット提供手段；
   前記ゼネラルウェイティング手段の出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してディスクランブルされる信号を得て、その結果信号とウォルシュコード（Ｗａｌｓｈ Ｃｏｄｅ）を利用してトラフィックチャネルの各々に対する受信信号を提供するウォルシュディスプレヂング手段；及び
   前記第２パイロット提供手段の出力を利用して、前記ウォルシュディスプレヂング手段の出力に対する経路遅延により引起こされた位相歪みを補償するチャネル補償手段
   を含むチップレートでウェイティングするフィンガー。
2. 上記経路遅延の微細変化を補償するために利用されるフレームトラッキング情報を生成するトラッキング手段
   をより含む請求項１記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
3. 前記トラッキング手段は、各々第１同期時間情報と第２同期時間情報を利用してアーリディスクランブリング（ｅａｒｌｙ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）とレートディスクランブリング（ｌａｔｅ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）の結果を積分して獲得になった２エネルギーの差からフレームトラッキング情報を生成するのを特徴とする請求項２記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
4. 前記トラッキング手段は、各々第１同期時間情報と第２同期時間情報が使われてアーリディスクランブリング（ｅａｒｌｙ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）とレートディスクランブリング（ｌａｔｅ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）を通して提供されていたディスクランブルされる信号を各々積分してウェイトをかけた後自乗して獲得になった２エネルギーの差からフレームトラッキング情報を生成すること
   を特徴とする請求項２記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
5. 前記トラッキング手段は、各々第１同期時間情報と第２同期時間情報が使われてアーリディスクランブリング（ｅａｒｌｙ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）とレートディスクランブリング（ｌａｔｅ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）を通して提供されていたディスクランブルされる信号とウェイトベクトル間のウェイト合の積分結果の自乗により獲得された２エネルギー間の差からフレームトラッキング情報を生成すること
   を特徴とする請求項２記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
6. 前記トラッキング手段は、各々第１同期時間情報と第２同期時間情報を利用してアーリディスクランブリング（ｅａｒｌｙ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）とレートディスクランブリング（ｌａｔｅ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）の積分結果により得られた２エネルギーの差を求めるものの、そのエネルギー差値をフィルタリングする過程をより遂行した後フレームトラッキング情報生成に利用されるようにしたこと
   を特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
7. アーリディスクランブリング（ｅａｒｌｙ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）の第１同期時間情報は前記フレームタイミング情報より実質的に０．２チップないし０．５チップ中のどの一値ぐらい先んじて、レートディスクランブリング（ｌａｔｅ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）のため第２同期時間情報は前記フレームタイミング情報より実質的に０．２ないし０．５チップ中のどの一値ぐらい遅れたこと
   を特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
8. 前記ディスクランブリング手段は、外部から提供されるフィンガー時間情報（ｆ＿ｔｉｍｉｎｇ）を利用してＰＮコードでスクランブル（ｓｃｒａｍｂｌｅ）されたデジタル状態の受信信号（Ｉ＿ｒｘ、Ｑ＿ｒｘ）をディスクランブルすること
   を特徴とする請求項１又は２記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
9. 前記第１パイロット提供手段は、所定の時間周期に対して前記ディスクランブリング手段の出力（ｙベクトル信号）を積分することによってウェイトベクトル算出手段の入力に用いられるパイロット信号を復元すること
   を特徴とする請求項１又は２記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
10. 前記ビーム形成係数算出手段は、ＰＮコード獲得をなくした時フィンガーデス信号（ｆ＿ｄｅａｔｈ）により生成されたフレームリセット信号（ｆ＿ｒｅｓｅｔ）を入力受けて初期状態にリセットなって損失になった経路に対するＰＮコード獲得が初期状態で再スタートされるようにすること
    を特徴とする請求項９記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
11. 前記ゼネラルウェイティング手段は、前記ウェイトベクトルで前記ベースバンド受信信号の位相遅延を補償することによってゼネラルウェイト信号を生成すること
    を特徴とする請求項１又は２記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
12. 前記ウォルシュディスプレヂング手段は、
    基本チャネル（Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ ｃｈａｎｎｅｌ、ＦＣＨ）に対応するウォルシュコードとアレイ出力のディスクランブリング結果をかけることによってＦＣＨを通して伝送されたデータを復元するＦＣＨウォルシュディスプレヂング（ＦＣＨ Ｗａｌｓｈ Ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）手段；
    専用制御チャネル（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ、ＤＣＣＨ）に対応するウォルシュコードとアレイ出力のディスクランブリング結果をかけることによってＤＣＣＨを通して伝送されたデータを復元するＤＣＣＨウォルシュディスプレヂング（ＤＣＣＨ Ｗａｌｓｈ Ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）手段；
    補充チャネル１（Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ１、ＳＣＨ１）に対応するウォルシュコードとアレイ出力のディスクランブリング結果をかけることによってＳＣＨ１を通して伝送されたデータを復元するＳＣＨ１ウォルシュディスプレヂング（Ｓｃｈ１ Ｗａｌｓｈ Ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）手段；及び
    補充チャネル２（Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ２、ＳＣＨ２）に対応するウォルシュコードとアレイ出力のディスクランブリング結果をかけることによってＳＣＨ２を通して伝送されたデータを復元するＳＣＨ２ディスプレヂング（Ｓｃｈ２ Ｗａｌｓｈ Ｄｅｓｐｒｅａｄｉｎｇ）手段；
    を含むことを特徴とする請求項１又は２記載のチップルレートでウェイティングするフィンガー。
13. 前記チャネル補償手段は、前記ＦＣＨ、ＤＣＣＨ、ＳＣＨ１、ＳＣＨ２ 別に備わって各トラフィックチャネルと関連した位相遅延により発生になった位相歪みを補償するのを特徴とする請求項１２記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
14. 前記トラッキング手段は、疑似雑音符号獲得（ＰＮ ｃｏｄｅ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）の微細調整を通して正確なチップ同期を提供するために、
    前記フレームタイミング情報（ｆ−ｔｉｍｉｎｇ）より１／２チップぐらい先んじた擬似雑音符号（ＰＮ−ｃｏｄｅ）を受信された信号とかける第１コンプレックスディスクランブリング手段；
    前記フレームタイミング情報より１／２チップ遅れた擬似雑音符号（ＰＮ−ｃｏｄｅ）を受信された信号とかける第２コンプレックスディスク手段；
    前記アーリディスクランブロー（ｅａｒｌｙ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｅｒ）及びレートディスクランブロー（ｌａｔｅ ｄｅｓｃｒａｍｂｌｅｒ）の結果を積分することによって相関エネルギーを提供する第１及び第２エネルギー近似化（Ｅｎｅｒｇｙ Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）手段；及び
    前記第１及び第２エネルギー近似化手段から入力受けた各々のエネルギー近似値を比較して差を求め、それを利用してフレームトラッキング（ｆ−ｔｒｋ）情報を発生させるトラッキング部
    を具備してなることを特徴とする請求項１３記載のチップレートでウェイティングするフィンガー。
15. チップレートでウェイティングするフィンガーを利用する移動通信システムのための復調装置において、
    搬送波が除去された受信信号をオーバーサンプリング（ｏｖｅｒ ｓａｍｐｌｉｎｇ）してデジタル信号に変換するためのアナログデジタル変換手段（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇｕｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）；
    前記ＡＤＣ部から受信したデジタル信号にパイロット（Ｐｉｌｏｔ）チャネルに該当する擬似雑音（ＰＮ：Ｐｓｅｕｄｏ Ｎｏｉｓｅ）コードをかけて積分した結果値である多数のエネルギー値（Ｓｅａｒｃｈｅｒ−Ｅｎｅｒｇｙ）中で予め定めた特定限界値以上の値をラックディテクター（Ｌｏｃｋ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）に送信するためのサーチャー（Ｓｅａｒｃｈｅｒ）；
    前記サーチャーから提供された前記相関エネルギーを利用してフレームリセット情報（ｆ−ｒｅｓｅｔ）、フレームタイミング情報（ｆ−ｔｉｍｉｎｇ）及びフレームデス情報（ｆ−ｄｅａｔｈ）を含んだ正確なフレーム同期のために必要とする信号を発生するラックディテクター；及び
    逆方向パイロットチャネルの受信信号から求めた最適のウェイティング情報を利用し、ディスクランブリング手段からのｘベクトルと前記ｘベクトルを積分するパイロット積分手段からのｙベクトルを利用してトラフィックチャネルをウェイティングし、チップレートでウェイティングする少なくとも一つのフィンガー
    を含む移動通信システムのための復調装置。
16. 前記フィンガーは、
    フレームタイミング情報を利用して、前記ＡＤＣからベースバンドに与えられる受信信号を局部疑似雑音符号（ＰＮ−ｃｏｄｅ）でディスクランブリングするディスクランブリング手段；
    ウェイトベクトルを計算するビーム形成係数算出手段の入力として利用されるパイロット信号を提供する第１パイロット提供手段；
    前記ディスクランブリング手段からのｘベクトルと前記ｘベクトルを積分する前記第１パイロット提供手段からのｙベクトルを利用してウェイトベクトル（Ｗｅｉｇｈｔ Ｖｅｃｔｏｒ、ビーム形成係数）を生成するビーム形成係数算出手段；
    前記ウェイトベクトルで前記ベースバンド受信信号の位相遅延を補償することによってゼネラルウェイト信号を生成するゼネラルウェイティング手段；
    前記ゼネラルウェイティング手段の出力に疑似雑音符号（ＰＮ ｃｏｄｅ）をかけてからその結果を積分することで、経路遅延を補償するために利用されるパイロット信号を提供する第２パイロット提供手段；
    前記ゼネラルウェイティング手段の出力、疑似雑音符号及び対応ウォルシュコードを利用してディスクランブルされる信号を得て、その結果信号とウォルシュコード（Ｗａｌｓｈ Ｃｏｄｅ）を利用してトラフィックチャネル各々に対する受信信号を提供するウォルシュディスプレヂング手段；及び
    前記第２パイロット提供手段の出力を利用して、前記ウォルシュディスプレヂング手段の出力に対する経路遅延により引起こされた位相歪みを補償するチャネル補償手段
    を含む請求項１５記載の移動通信システムのための復調装置。
17. 前記フィンガーは、経路遅延で微細変化を補償するためのフレームトラキング情報を生成するトラキング手段をより含む請求項１６記載の移動通信システムのための復調装置。
18. 前記サーチャーは、
    各アンテナチャネルで得られる相関エネルギーのような受信されたデータの包絡線検波（ｅｎｖｅｌｏｐｅ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を遂行する受信信号処理手段；
    前記受信信号処理手段で得られた各アンテナチャネルの相関エネルギーを足す合算手段；及び
    非同期（ｎｏｎ−ｃｏｈｅｒｅｎｔ）検出の最終出力として前記合算手段の結果を生成する出力手段
    を含む請求項１７記載の移動通信システムのための復調装置。
19. 前記受信信号処理手段は、
    Ｉ−チャネルとＱ−チャネルによって処理結果を自乗してその結果値を足すことによって各アンテナチャネルでの相関エネルギーの大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）を計算する第１演算手段；及び
    前記各アンテナチャネル別に求めた絶対値を全部足す第２演算手段
    を含んでなることを特徴とする請求項１８記載の移動通信システムのための復調装置。
20. チップレートでウェイティングをするフィンガーを利用する移動通信システムのための復調方法において、
    受信したフレームタイミング（ｆ−ｔｉｍｉｎｇ）情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に擬似雑音符号（ＰＮ−ｃｏｄｅ）をかけることによってディスクランブリングする第１ステップ；
    ウェイト計算に利用するためにディスクランブリングされた信号（ｘベクトル）を積分して得たパイロット信号を出力する第２ステップ；
    前記ディスクランブリングされるｘベクトルと前記ｘベクトルを積分したｙベクトルを利用してウェイトベクトルを算出して提供する第３ステップ；
    エレメント間（ｉｎｔｅｒ−ｅｌｅｍｅｎｔ）位相の差が補償されるように前記ウェイトベクトル及び前記受信信号間のかけた結果を合算して配列出力を生成する第４ステップ；
    前記配列出力に疑似雑音符号（ＰＮ ｃｏｄｅ）をかけてからその結果を積分してチャネル遅延により引起こされた位相歪みを補償するためのパイロット信号を生成する第５ステップ；
    ウォルシュディスプレヂング過程を通して前記配列出力から各チャネル信号を分離する第６ステップ；及び
    ウォルシュディスプレヂング過程を通して獲得になった各チャネル信号に対する前記パイロット信号を適用することによってチャネル遅延により引起こされた位相歪みを補償する第７ステップ
    を含む移動通信システムのための復調方法。
21. 前記配列出力を生成する第４ステップ及び位相歪みを補償するためのパイロット信号を生成する第５ステップは実質的に同時に遂行になること
    を特徴とする請求項２０記載の復調方法。
22. マイクロ・プロセッサを具備していて、チップレートでウェイティングをするフィンガーを利用する移動通信システムに、
    受信したフレームタイミング情報を利用してデジタル信号状態で受信される信号に擬似雑音符号（ＰＮ−ｃｏｄｅ）をかけることによってディスクランブリングする第１機能；
    ウェイトベクトル計算の時入力信号として使用するためにディスクランブリングされる信号（ｘベクトル）を積分してパイロット信号を生成する第２機能；
    前記ディスクランブリングされるｘベクトルと前記ｘベクトルを積分したｙベクトルを利用してウェイトベクトルを計算する第３機能；
    前記ウェイトベクトルと受信信号をかけてその結果を合せて配列出力を生成する第４機能；
    前記配列出力に疑似雑音符号（ＰＮ ｃｏｄｅ）をかけてからその結果を積分することによって経路遅延で引起こされた位相歪みを補償するためのパイロット信号を提供する第５機能；
    ウォルシュディスプレヂングを介して前記配列出力を各トラフィックチャネル信号別に区分する第６機能；及び
    前記第５機能を通して提供されているパイロット信号を利用して第６機能を通して逆拡散になった各トラフィックチャネルデータを補償する第７機能
    をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。

Images