JP4176090B2 - Voltage conversion circuit and power supply device - Google Patents
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Description
本発明は、電圧変換回路、及び、この電圧変換回路を含んでなる電源装置に関する。 The present invention relates to a voltage conversion circuit and a power supply device including the voltage conversion circuit.
直流電圧を変換する電圧変換回路(DC−DCコンバータ)は、スイッチング電源回路等に広く利用されている(例えば、非特許文献1参照。)。 A voltage conversion circuit (DC-DC converter) that converts a DC voltage is widely used in a switching power supply circuit and the like (for example, see Non-Patent Document 1).
図4は、非特許文献1に記載されたスイッチング電源回路のうち、「シングルエンディッドフライバック方式」と呼ばれる回路の典型例であり、スイッチング電源回路10は、直流電源1からトランスTの一次側のコイルPに対する直流電圧の供給を、例えばFET(Field Effect Transistor)等のトランジスタQによりオン/オフする。
FIG. 4 is a typical example of a circuit called “single-end flyback system” among the switching power supply circuits described in Non-Patent
トランジスタQのゲートGにパルス電圧が印加され、トランジスタQがオンになって一次側のコイルPに直流電圧が供給されると、トランスTの二次側のコイルSに生じる誘導起電力により、ダイオードDのアノード側が負となるので電流が流れない。トランジスタQがオンからオフに切り換えられると、一次側のコイルPに生じる逆起電力(フライバック電圧)により、ダイオードDのアノード側が正となるので、ダイオードDを通して出力端子3,4へ直流電圧が出力される。
When a pulse voltage is applied to the gate G of the transistor Q and the transistor Q is turned on and a DC voltage is supplied to the primary side coil P, a diode is generated by an induced electromotive force generated in the secondary side coil S of the transformer T. Since the anode side of D is negative, no current flows. When the transistor Q is switched from on to off, the anode side of the diode D becomes positive due to the back electromotive force (flyback voltage) generated in the primary side coil P, so that a DC voltage is applied to the
図4に示した従来の電圧変換回路は、トランジスタQをオンからオフに切り換えたときに一次側コイルに発生する逆起電力(フライバック電圧)を利用するものである。しかしながら、このときに発生する逆起電力は過渡的にみて極めて大きい電圧値を示し、この電圧と供給される直流電圧との和がトランジスタQに一時的に加わるため、かかる電圧よりも耐電圧が十分大きいトランジスタを使用する必要があった。このため、少ない部品数で構成できるにもかかわらず回路が比較的高価なものとなっていた。 The conventional voltage conversion circuit shown in FIG. 4 uses a back electromotive force (flyback voltage) generated in the primary coil when the transistor Q is switched from on to off. However, the back electromotive force generated at this time shows a very large voltage value in a transient manner, and the sum of this voltage and the supplied DC voltage is temporarily added to the transistor Q, so that the withstand voltage is higher than this voltage. It was necessary to use a sufficiently large transistor. For this reason, the circuit is relatively expensive although it can be configured with a small number of parts.
そこで、本発明は、トランスの一次側に配設されるスイッチング手段に高耐電圧性が要求されない電圧変換回路を提供することを目的とする。 Accordingly, an object of the present invention is to provide a voltage conversion circuit in which high withstand voltage characteristics are not required for the switching means disposed on the primary side of the transformer.
上記の目的を達成するため、本発明の一つの局面にかかる電圧変換回路は、一次側の第1のコイルと、該第1のコイルと磁気結合された二次側の第2のコイルを有する第1のトランスと、前記第1のコイルに直列に接続された一次側の第3のコイルと、該第3のコイルと磁気結合された一次側の第4のコイルを有する第2のトランスと、前記第3のコイルおよび第4のコイルに接続され、前記第1のコイルに対する直流電圧供給のオン/オフを切り換えるスイッチング手段と、前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第4のコイルの両端を短絡状態にさせる第1の短絡手段と、前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第2の短絡手段とを備え、前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第2のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力することを特徴とする。 In order to achieve the above object, a voltage conversion circuit according to one aspect of the present invention includes a primary side first coil and a secondary side second coil magnetically coupled to the first coil. A first transformer, a third coil on the primary side connected in series to the first coil, and a second transformer having a fourth coil on the primary side magnetically coupled to the third coil; Switching means connected to the third coil and the fourth coil for switching on / off of the DC voltage supply to the first coil, and when the voltage supply to the first coil is turned on by the switching means A first short-circuit means for short-circuiting both ends of the fourth coil; and when the voltage supply to the first coil by the switching means is off, the first coil and the third coil And a second short-circuit means for short-circuiting the series circuit of the first and second direct currents based on the electromotive force generated in the second coil in a state where the voltage supply to the first coil is turned off by the switching means. A voltage is output.
上記した発明の電圧変換回路にあっては、前記第1のコイルの一端は前記第2の短絡手段に接続され、他端は前記第3のコイルの一端に接続され、前記第4のコイルの一端は前記第3のコイルの他端に接続され、他端は前記第1の短絡手段に接続され、前記スイッチング手段は、前記第4のコイルおよび前記第1の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続され、前記第2の短絡手段は、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続されている構成とすることができる。 In the voltage conversion circuit of the above invention, one end of the first coil is connected to the second short-circuit means, the other end is connected to one end of the third coil, One end is connected to the other end of the third coil, the other end is connected to the first short-circuit means, and the switching means is in parallel with the series circuit of the fourth coil and the first short-circuit means. Connected to a connection point between the other end of the third coil and the one end of the fourth coil so as to be connected, and the second short-circuit means includes the first coil and the third coil It can be set as the structure connected to the connection point of the said other end of the said 3rd coil, and the said one end of the said 4th coil so that it may be connected in parallel with the series circuit of a coil.
ここで、上記した発明の電圧変換回路では、前記第1の短絡手段および前記第2の短絡手段として整流素子、例えばダイオードを使用することが好ましい。 Here, in the voltage conversion circuit of the above-described invention, it is preferable to use a rectifying element, for example, a diode, as the first short-circuit means and the second short-circuit means.
本発明の別の局面にかかる電圧変換回路は、一次側の第1のコイルと、該第1のコイルと磁気結合された二次側の第2のコイルを有する第1のトランスと、前記第1のコイルに直列に接続された一次側の第3のコイルと、該第3のコイルと磁気結合された一次側の第4のコイルと、前記第3のコイルと磁気結合された二次側の第5のコイルとを有する第2のトランスと、前記第3のコイルおよび第4のコイルに接続され、前記第1のコイルに対する直流電圧供給のオン/オフを切り換えるスイッチング手段と、前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第4のコイルの両端を短絡状態にさせる第1の短絡手段と、前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第2の短絡手段とを備え、前記第1のトランスの前記第2のコイルと前記第2のトランスの前記第5のコイルとは直列に接続されており、前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第2のコイルに生じる起電力および前記第5のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力することを特徴とする。 A voltage conversion circuit according to another aspect of the present invention includes a first transformer having a primary side first coil, a secondary side second coil magnetically coupled to the first coil, and the first transformer. A third coil on the primary side connected in series to the first coil, a fourth coil on the primary side magnetically coupled to the third coil, and a secondary side magnetically coupled to the third coil A second transformer having a fifth coil, a switching means connected to the third coil and the fourth coil, for switching on / off of a DC voltage supply to the first coil, and the switching means When the voltage supply to the first coil is on, the first short-circuit means for short-circuiting both ends of the fourth coil and the voltage supply to the first coil by the switching means are off The first The second coil of the first transformer and the fifth coil of the second transformer, the second coil of the first transformer and the second coil of the third transformer. DC connected based on the electromotive force generated in the second coil and the electromotive force generated in the fifth coil in the state where the voltage supply to the first coil is turned off by the switching means. A voltage is output.
上記した発明の電圧変換回路にあっては、前記第1のコイルの、一端は前記第2の短絡手段に接続され、他端は前記第3のコイルの一端に接続され、前記第4のコイルの、一端は前記第3のコイルの他端に接続され、他端は前記第1の短絡手段に接続され、前記スイッチング手段は、前記第4のコイルおよび前記第1の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続され、前記第2の短絡手段は、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続されている構成とすることができる。 In the voltage conversion circuit of the above invention, one end of the first coil is connected to the second short-circuit means, the other end is connected to one end of the third coil, and the fourth coil One end of which is connected to the other end of the third coil, the other end is connected to the first short-circuit means, and the switching means includes a series circuit of the fourth coil and the first short-circuit means. The second short-circuit means is connected to the connection point between the other end of the third coil and the one end of the fourth coil so as to be connected in parallel. It can be set as the structure connected to the connection point of the said other end of the said 3rd coil, and the said one end of the said 4th coil so that it may be connected in parallel with the series circuit of 3 coils.
ここで、上記した発明の電圧変換回路では、前記第1の短絡手段および前記第2の短絡手段として整流素子、例えばダイオードを使用することが好ましい。 Here, in the voltage conversion circuit of the above-described invention, it is preferable to use a rectifying element, for example, a diode, as the first short-circuit means and the second short-circuit means.
また、上記した発明の電圧変換回路においては、前記第3のコイルの巻数と前記第5のコイルの巻数との比によって出力電圧を調整可能とすることができる。 In the voltage conversion circuit of the above invention, the output voltage can be adjusted by the ratio of the number of turns of the third coil and the number of turns of the fifth coil.
本発明の更に別の局面にかかる電圧変換回路は、第1のトランスと、第2のトランスと、前記第1のトランスに存在する第1のコイルに対する直流電圧供給のオン/オフを切り換えるスイッチング手段とを備える電圧変換回路であって、少なくとも、前記第1のトランスに存在する前記第1のコイルと、前記第2のトランスに存在する第3のコイルと、前記スイッチング手段とを備える第1の電流路と、前記第1のトランスに存在する前記第1のコイルと、前記第2のトランスに存在する前記第3のコイルと、第2の短絡手段とを備える第2の電流路と、前記第2のトランスに存在する前記第3のコイルと磁気結合された前記第2のトランスに存在する第4のコイルと、前記スイッチング手段と、第1の短絡手段とを備える第3の電流路と、前記第1のトランスに存在する前記第1のコイルと磁気結合された前記第1のトランスに存在する第2のコイルと、該第2のコイルに接続された整流素子とを備える第4の電流路とを備え、前記スイッチング手段がオンして前記第1の電流路に流れる電流が前記第2のトランスに存在する前記第3のコイルを一端から他端に流れるときに前記第3のコイルに発生する磁束と、前記第3の電流路に流れる電流が前記第2のトランスに存在する前記第4のコイルを他端から一端に流れるときに前記第4のコイルに発生する磁束とが、互いに逆方向となるよう、前記第3のコイルの他端と前記第4のコイルの一端とが接続され、前記スイッチング手段がオフして前記第1の電流路に流れる電流が遮断されるとき、前記第1のコイルに発生する電圧に基づいて前記第4の電流路に電流を流し、前記スイッチング手段がオンして前記第1の電流路に電流が流れるとき、前記第3電流路に電流を流すとともに前記第4の電流路を遮断し、前記第3及び前記第4のコイルに発生する磁束を略相殺することを特徴とする。 According to still another aspect of the present invention, a voltage conversion circuit includes a first transformer, a second transformer, and switching means for switching on / off of a DC voltage supply to a first coil existing in the first transformer. A voltage conversion circuit comprising: at least the first coil present in the first transformer; the third coil present in the second transformer; and the switching means. A second current path comprising a current path, the first coil present in the first transformer, the third coil present in the second transformer, and a second short-circuit means; A third current path comprising: a fourth coil present in the second transformer magnetically coupled to the third coil present in the second transformer; the switching means; and a first short-circuit means. , A fourth current comprising: a second coil present in the first transformer magnetically coupled to the first coil present in the first transformer; and a rectifying element connected to the second coil. And when the switching means is turned on and the current flowing in the first current path flows from the one end to the other end of the third coil in the second transformer, The generated magnetic flux and the magnetic flux generated in the fourth coil when the current flowing in the third current path flows from the other end to the other end of the fourth coil in the second transformer are mutually When the other end of the third coil and one end of the fourth coil are connected so as to be in the opposite direction, and the switching means is turned off and the current flowing through the first current path is interrupted, The voltage generated in the first coil Therefore, when a current is passed through the fourth current path and the switching means is turned on and a current flows through the first current path, a current is passed through the third current path and the fourth current path is interrupted. The magnetic flux generated in the third and fourth coils is substantially canceled out.
上記した発明の電圧変換回路においては、前記第2のトランスに存在する前記第3のコイルに磁気結合された前記第2のトランスに存在する第5のコイルと、前記第2のコイルと前記第5のコイルが直列接続された直列回路とを更に備え、前記スイッチング手段がオフして前記第1の電流路に流れる電流が遮断されるときに前記直列回路の両端に発生する電圧が、前記第2のコイルに発生する電圧と前記第5のコイルに発生する電圧との和とすることができる。 In the voltage conversion circuit of the above invention, the fifth coil existing in the second transformer magnetically coupled to the third coil existing in the second transformer, the second coil, and the second coil A series circuit in which 5 coils are connected in series, and the voltage generated at both ends of the series circuit when the switching means is turned off and the current flowing through the first current path is cut off. It can be the sum of the voltage generated in the second coil and the voltage generated in the fifth coil.
さらに、本発明の電圧変換回路を搭載した電源装置を構成してもよい。 Furthermore, you may comprise the power supply device carrying the voltage conversion circuit of this invention.
本発明の一つの局面に係る電圧変換回路によれば、スイッチング手段により第1のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第1の短絡手段は、第4のコイルの両端を短絡状態にさせる。したがって、第2のトランスの第4のコイルと、それと磁気結合されている第3のコイルの両端間電圧は略0(ゼロ)ボルトとなり、第2のトランスの磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されないため、直流電源から供給される直流電圧がすべて第1のトランスの第1のコイルに印加され、第1のトランスの磁気コアにのみ磁気エネルギーが蓄積される。後述のように、第2のトランスの磁気回路に磁束がほとんど存在しないため、第2のトランスの第3のコイルは十分大きなリアクタンスを有している。
スイッチング手段により第1のコイルに対する電圧供給がオフとされると、第1のコイルに発生する逆起電力による大きなスパイク電圧が瞬間的にスイッチング手段に印加されようとするが、第1のコイルには、第3のコイル、および第2の短絡手段(例えばダイオード等の整流素子)の閉回路が設けられており、第2の短絡手段が第1のコイルおよび第3のコイルの直列回路を短絡状態にさせることで、このスパイク電圧が、スイッチング手段に直接印加されることを阻止する。例えば、第2の短絡手段がダイオード等の整流素子であるときは、このスパイク電圧は当該整流素子の順方向電圧であるため、スイッチング手段に印加される電圧は整流手段により略直流電源電圧にクランプされる。したがって、スイッチング手段は、略直流電源電圧程度の耐電圧特性を有するものであれば足りる。
また、第1のコイル→第3のコイル→第2の短絡手段→第1のコイルと閉回路が構成されているにも係わらず、第2のトランスに存在する第3のコイルの大きなリアクタンスにより、この閉回路にほとんど電流が流れることがないため、第1のトランスに存在する第1のコイルに発生する逆起電力の上昇を妨げられることがなく、第1のトランスに存在する第1のコイルに磁気結合された第2のコイルに効率良く電圧を発生させることができる。すなわち、第1のトランスの磁気コアに蓄積されたエネルギーを効率良く第2のコイルに放出できる。
According to the voltage conversion circuit according to one aspect of the present invention, when the voltage supply to the first coil is turned on by the switching means, the first short-circuit means causes both ends of the fourth coil to be short-circuited. Therefore, the voltage between both ends of the fourth coil of the second transformer and the third coil magnetically coupled to the fourth coil is substantially 0 (zero) volts, and magnetic energy is not accumulated in the magnetic core of the second transformer. All of the DC voltage supplied from the DC power source is applied to the first coil of the first transformer, and magnetic energy is accumulated only in the magnetic core of the first transformer. As will be described later, since there is almost no magnetic flux in the magnetic circuit of the second transformer, the third coil of the second transformer has a sufficiently large reactance.
When the voltage supply to the first coil is turned off by the switching means, a large spike voltage due to the counter electromotive force generated in the first coil is instantaneously applied to the switching means. Is provided with a closed circuit of a third coil and a second short-circuit means (for example, a rectifying element such as a diode), and the second short-circuit means short-circuits the series circuit of the first coil and the third coil. This spike voltage prevents the spike voltage from being applied directly to the switching means. For example, when the second short-circuit means is a rectifying element such as a diode, the spike voltage is the forward voltage of the rectifying element, so that the voltage applied to the switching means is clamped to a substantially DC power supply voltage by the rectifying means. Is done. Therefore, it is sufficient for the switching means to have a withstand voltage characteristic of approximately the DC power supply voltage.
In addition, although the first coil → the third coil → the second short circuit means → the first coil and the closed circuit are configured, the large reactance of the third coil existing in the second transformer Since almost no current flows through this closed circuit, the increase in counter electromotive force generated in the first coil existing in the first transformer is not hindered, and the first current existing in the first transformer A voltage can be efficiently generated in the second coil magnetically coupled to the coil. That is, it emits the energy stored in the first transformer magnetic core efficiently second coil.
また、本発明の他の局面に係る電圧変換回路によれば、スイッチング手段により第1のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第1の短絡手段は、第4のコイルの両端を短絡状態にさせる。したがって、第2のトランスの第4のコイルと、それと磁気結合されている第3のコイルの両端間電圧は略0(ゼロ)ボルトとなり、第2のトランスの磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されないため、直流電源から供給される直流電圧がすべて第1のトランスの第1のコイルに印加され、第1のトランスの磁気コアにのみ磁気エネルギーが蓄積される。
スイッチング手段により第1のコイルに対する電圧供給がオフとされると、第1のコイルに発生する逆起電力による大きなスパイク電圧が瞬間的にスイッチング手段に印加されようとするが、第1のコイルには、第3のコイル、および第2の短絡手段(例えばダイオード等の整流素子)の閉回路が設けられており、第2の短絡手段が第1のコイルおよび第3のコイルの直列回路を短絡状態にさせることで、このスパイク電圧が、スイッチング手段に直接印加されることを阻止する。例えば、第2の短絡手段がダイオード等の整流素子であるときは、このスパイク電圧は当該整流素子の順方向電圧であるため、スイッチング手段に印加される電圧は整流手段により略直流電源電圧にクランプされる。したがって、スイッチング手段は、略直流電源電圧程度の耐電圧特性を有するものであれば足りる。
また、第1のコイル→第3のコイル→第2の短絡手段→第1のコイルと閉回路が構成されているにも係わらず、第2のトランスに存在する第3のコイルの大きなリアクタンスにより、この閉回路にほとんど電流が流れることがないため、第1のトランスに存在する第1のコイルに発生する逆起電力の上昇を妨げられることがなく、第1のトランスに存在する第1のコイルに磁気結合された第2のコイルに効率良く電圧を発生させることができる。すなわち、第1のトランスの磁気コアに蓄積されたエネルギーを効率良く第2のコイルに放出できる。
Further, according to the voltage conversion circuit according to another aspect of the present invention, when the voltage supply to the first coil is turned on by the switching means, the first short-circuit means short-circuits both ends of the fourth coil. Let Therefore, the voltage between both ends of the fourth coil of the second transformer and the third coil magnetically coupled to the fourth coil is substantially 0 (zero) volts, and magnetic energy is not accumulated in the magnetic core of the second transformer. All of the DC voltage supplied from the DC power source is applied to the first coil of the first transformer, and magnetic energy is accumulated only in the magnetic core of the first transformer.
When the voltage supply to the first coil is turned off by the switching means, a large spike voltage due to the counter electromotive force generated in the first coil is instantaneously applied to the switching means. Is provided with a closed circuit of a third coil and a second short-circuit means (for example, a rectifying element such as a diode), and the second short-circuit means short-circuits the series circuit of the first coil and the third coil. This spike voltage prevents the spike voltage from being applied directly to the switching means. For example, when the second short-circuit means is a rectifying element such as a diode, the spike voltage is the forward voltage of the rectifying element, so that the voltage applied to the switching means is clamped to a substantially DC power supply voltage by the rectifying means. Is done. Therefore, it is sufficient for the switching means to have a withstand voltage characteristic of approximately the DC power supply voltage.
In addition, although the first coil → the third coil → the second short circuit means → the first coil and the closed circuit are configured, the large reactance of the third coil existing in the second transformer Since almost no current flows through this closed circuit, the increase in counter electromotive force generated in the first coil existing in the first transformer is not hindered, and the first current existing in the first transformer A voltage can be efficiently generated in the second coil magnetically coupled to the coil. That is, the energy stored in the magnetic core of the first transformer can be efficiently released to the second coil.
本発明の他の局面に係る電圧変換回路によれば、上記の効果に加えて、第2のトランスは第3のコイルと磁気結合された二次側の第5のコイルとを有し、第1のトランスの第2のコイルと第2のトランスの第5のコイルとは直列に接続されているので、スイッチング手段により第1のトランスに対する電圧供給がオフにされた状態で、第2のコイルに生じる起電力と第5のコイルに生じる起電力の和を直流電圧として出力させることができる。つまり、第1のトランスに対する電圧供給がオフのときに第5のコイルに誘導される起電力を有効利用できるので、第2のコイルの巻数を少なく設定することができ、また第5のコイルの巻数も多くする必要がない。このため、スイッチング手段により第1のトランスに対する電圧供給がオンされた場合に第2のコイルに発生する誘導起電力を小さくできるので、第2のコイルに接続される整流素子の耐電圧は小さなもので済む。
According to the voltage conversion circuit of another aspect of the present invention, in addition to the above effect, the second transformer includes the secondary coil and the fifth coil magnetically coupled to the third coil. Since the second coil of the first transformer and the fifth coil of the second transformer are connected in series, the voltage supply to the first transformer is turned off by the switching means. The sum of the electromotive force generated in
また、本発明の電源装置は、以上の電圧変換回路を搭載したことにより、少ない部品点数で安価な装置を実現できる。 Moreover, the power supply apparatus of the present invention can realize an inexpensive apparatus with a small number of parts by mounting the above voltage conversion circuit.
上記した本発明の目的および利点並び他の目的および利点は、以下の実施の形態の説明を通じてより明確に理解される。もっとも、以下に記述する実施の形態は例示であって、本発明はこれらに限定されるものではない。 The above objects and advantages of the present invention, as well as other objects and advantages, will be more clearly understood through the following description of embodiments. However, the embodiments described below are merely examples, and the present invention is not limited to these.
[第1の実施の形態]
図1は、本発明を適用した第1の実施の形態における変換回路100の基本的な構成を示す回路図である。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a basic configuration of a
図1に示す変換回路100は、所定電圧値の直流電圧に基づき電圧変換を行って、異なる電圧値の直流電圧を出力する回路であり、トランスT1とトランスT2とを備える。また、変換回路100は正の出力端子13と負の出力端子14とを備え、出力端子13と出力端子14との間に所定の負荷Lが接続される。
A
トランスT1は、一次側のコイルP1と、コイルP1と磁気結合された二次側のコイルS1とを備えて構成される。またトランスT2は、一次側の第1のコイルP21と、第1のコイルP21と磁気結合された一次側の第2のコイルP22とを備えて構成される。 The transformer T1 includes a primary coil P1 and a secondary coil S1 magnetically coupled to the coil P1. The transformer T2 includes a primary side first coil P21 and a primary side second coil P22 magnetically coupled to the first coil P21.
コイルP1の一端(巻き始め側)には直流電源11の正極が接続され、他端(巻終わり側)にはトランスT2の一次側の第1のコイルP21の一端(巻き始め側)が接続される。第2のコイルP22の一端(巻き始め側)は、この第1のコイルP21の他端と接続され、他端(巻終わり側)はダイオードD1のカソード側に接続される。
One end (winding start side) of the coil P1 is connected to the positive electrode of the
トランジスタ(本実施の態様ではFET)Q1のドレインは、トランスT2の一次側の第1のコイルP21の他端と第2のコイルP22の一端との接続点と接続され、ゲートG1にはパルス電圧が入力され、ソースはダイオードD1のアノード側および直流電源11の負極に接続される。変換回路100は、コイルP1とコイルP21の直列回路と並列に接続されるダイオードD2を備えており、ダイオードD2のアノード側はトランジスタQ1のドレインに接続され、カソード側には直流電源11の正極が接続される。
トランジスタQ1は、ゲートG1に入力されるパルス電圧に従ってオン/オフを切り換える動作を行い、トランジスタQ1がオンの状態ではコイルP1に対して直流電源11から直流電圧が供給されるが、トランジスタQ1がオフの状態では直流電圧の供給は遮断される。
The drain of the transistor (FET in this embodiment) Q1 is connected to a connection point between the other end of the first coil P21 on the primary side of the transformer T2 and one end of the second coil P22, and a pulse voltage is applied to the gate G1. And the source is connected to the anode side of the diode D1 and the negative electrode of the
The transistor Q1 performs an on / off switching operation in accordance with the pulse voltage input to the gate G1, and when the transistor Q1 is on, a DC voltage is supplied from the
また、トランスT1の二次側のコイルS1の一端(巻終わり側)にはダイオードD3のアノード側が接続され、ダイオードD3のカソード側は一方の出力端子13に接続される。また、コイルS1の他端(巻き始め側)は他方の出力端子14に接続される。
従って、トランスT1の二次側においては、ダイオードD3から出力端子13に向かう方向にのみ電流が流れる構成となっている。
Further, one end (winding end side) of the secondary coil S1 of the transformer T1 is connected to the anode side of the diode D3, and the cathode side of the diode D3 is connected to one
Therefore, on the secondary side of the transformer T1, the current flows only in the direction from the diode D3 toward the
そして、上記出力端子13と出力端子14との間には平滑用のコンデンサC1が接続されており、出力端子13,14からコンデンサC1により平滑された直流電圧が出力される。
A smoothing capacitor C1 is connected between the
以上のように構成される変換回路100は、直流電源11から供給される直流電圧に基づいて、出力端子13,14に接続された負荷Lに対して直流電圧を出力する。
The
次に、変換回路100の動作について説明する。
トランジスタQ1のゲートG1にパルス電圧が入力され、トランジスタQ1がオンに切り換えられると、トランスT1の一次側のコイルP1と、トランスT2の一次側のコイルP21に直流電圧が供給され、コイルP1、コイルP21およびトランジスタQ1に至る経路に電流が流れる。トランスT1の一次側のコイルP1に電流が流れることより、トランスT1の二次側のコイルS1には、コイルS1の巻き始め側(黒丸印)を正とする、コイルP1とコイルS1との巻数比に応じた誘導起電力が生じる。
Next, the operation of the
When a pulse voltage is input to the gate G1 of the transistor Q1 and the transistor Q1 is turned on, a DC voltage is supplied to the primary coil P1 of the transformer T1 and the primary coil P21 of the transformer T2, and the coil P1, the coil A current flows through the path reaching P21 and transistor Q1. Since the current flows through the primary coil P1 of the transformer T1, the number of turns of the coil P1 and the coil S1 is positive in the secondary coil S1 of the transformer T1, with the winding start side (black circle) of the coil S1 being positive. An induced electromotive force according to the ratio is generated.
また、トランスT2の一次側のコイルP21に電流が流れることにより、コイルP21と磁気結合されたコイルP22にも誘導起電力が生じる。この起電力は、コイルP22の巻き始め側(黒丸印)を正とする起電力である。ここでトランジスタQ1がオンされているため、コイルP22に生じる起電力はダイオードD1のアノード側を正とする順方向電圧として作用する。この結果、コイルP22の両端が、トランジスタQ1およびダイオードD1を通して短絡状態とされ、コイルP22からトランジスタQ1およびダイオードD1を通して再びコイルP22に至る閉回路に電流が流れる。こうして閉回路に電流が流れる結果、コイルP22の両端間電圧は略0(ゼロ)ボルトとなる。また、トランスT2のコイルP22の電圧が略0(ゼロ)ボルトであるため、それと磁気結合されているコイルP21の両端間電圧も略0(ゼロ)ボルトとなる。ここで、コイルP21とコイルP22にそれぞれ流れる電流の向きを考えると、コイルP21には巻き始め側(黒丸印)から巻終わり側に電流が流れるのに対し、コイルP22内部には巻終わり側から巻き始め側(黒丸印)に閉回路電流が流れている。コイルP21巻終わり側がコイルP22の巻き始め側(黒丸印)に接続されているため、コイルP21に流れる電流によって生じる磁束とコイルP22に流れる電流により生じる磁束とは互いに打ち消し合う。
つまり、トランジスタQ1がオンのとき、トランスT2の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されることはない。このことは、トランスT2を付加したことによるそこでのエネルギーの損失が生じないことも意味する。
なお、上記のとおり、トランスT2の磁気回路に磁束が蓄積されないことから、トランスT2は当然に磁気飽和状態ではない(コイルP21、コイルP22を通る磁束がほとんど無い状態である)。したがって、トランスT2のコイルP21(コイルP22も同様であるが)は十分大きなリアクタンスを有している。
Further, when a current flows through the primary side coil P21 of the transformer T2, an induced electromotive force is also generated in the coil P22 magnetically coupled to the coil P21. This electromotive force is an electromotive force in which the winding start side (black circle) of the coil P22 is positive. Here, since the transistor Q1 is turned on, the electromotive force generated in the coil P22 acts as a forward voltage with the anode side of the diode D1 being positive. As a result, both ends of the coil P22 are short-circuited through the transistor Q1 and the diode D1, and a current flows from the coil P22 through the transistor Q1 and the diode D1 to the coil P22 again. As a result of the current flowing in the closed circuit in this way, the voltage across the coil P22 becomes approximately 0 (zero) volts. Further, since the voltage of the coil P22 of the transformer T2 is approximately 0 (zero) volts, the voltage between both ends of the coil P21 magnetically coupled thereto is also approximately 0 (zero) volts. Here, considering the directions of the currents flowing through the coils P21 and P22, current flows from the winding start side (black circle mark) to the winding end side in the coil P21, while in the coil P22 from the winding end side. A closed circuit current is flowing on the winding start side (black circle). Since the winding end side of the coil P21 is connected to the winding start side (black circle) of the coil P22, the magnetic flux generated by the current flowing through the coil P21 and the magnetic flux generated by the current flowing through the coil P22 cancel each other.
That is, when the transistor Q1 is on, magnetic energy is not accumulated in the magnetic core of the transformer T2. This also means that there is no energy loss due to the addition of the transformer T2.
As described above, since magnetic flux is not accumulated in the magnetic circuit of the transformer T2, the transformer T2 is naturally not in a magnetic saturation state (the state where there is almost no magnetic flux passing through the coils P21 and P22). Therefore, the coil P21 of the transformer T2 (the same applies to the coil P22) has a sufficiently large reactance.
上記のとおりトランスT2の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されないため、トランジスタQ1がオンのとき、直流電源11から供給される直流電圧がすべてトランスT1のコイルP1に印加され、トランスT1の磁気コアにのみ磁気エネルギーが蓄積されることになる。
Since magnetic energy is not accumulated in the magnetic core of the transformer T2 as described above, when the transistor Q1 is on, all the DC voltage supplied from the
トランスT1の二次側にあるコイルS1には、上記のとおり、コイルS1の巻き始め側(黒丸印)を正とする誘導起電力が生じ、この起電力はコイルS1のダイオードD3側が負、出力端子13側が正となる。従ってダイオードD3には、そのカソード側を正とする逆方向電圧が印加されるので、ダイオードD3には電流が流れない。
つまり、トランジスタQ1がオンのときには、出力端子13,14からは、コイルS1に生じた誘導起電力に基づく直流電圧は出力されない。
As described above, an induced electromotive force is generated in the coil S1 on the secondary side of the transformer T1, and the electromotive force is positive on the diode D3 side of the coil S1. The terminal 13 side is positive. Therefore, since a reverse voltage with the cathode side being positive is applied to the diode D3, no current flows through the diode D3.
That is, when the transistor Q1 is on, a DC voltage based on the induced electromotive force generated in the coil S1 is not output from the
その後、トランジスタQ1がパルス電圧によりオフに切り換えられると、コイルP1への直流電圧の供給が遮断され、コイルP1の自己インダクタンスによる逆起電力(フライバック電圧)が生じる。既に述べたようにこのとき発生する逆起電力は大きいため、従来のスイッチング電源回路ではトランジスタのドレイン側の電位が大きく急上昇する。それゆえ従来は、高耐電圧のトランジスタを使用する必要があった。これに対し、本発明では、コイルP1にコイルP21を直列接続し、トランジスタQ1のドレインに接続すること、および、ダイオードD2をコイルP1とコイルP21の直列回路に並列に接続することによって、トランジスタQ1のドレイン電位の上昇を抑えている。 Thereafter, when the transistor Q1 is switched off by the pulse voltage, the supply of the DC voltage to the coil P1 is cut off, and a counter electromotive force (flyback voltage) due to the self-inductance of the coil P1 is generated. Since the back electromotive force generated at this time is large as already described, the potential on the drain side of the transistor greatly increases rapidly in the conventional switching power supply circuit. Therefore, conventionally, it has been necessary to use a transistor with a high withstand voltage. In contrast, in the present invention, the transistor P1 is connected in series to the coil P1, connected to the drain of the transistor Q1, and the diode D2 is connected in parallel to the series circuit of the coil P1 and the coil P21. The rise in drain potential is suppressed.
すなわち、図1において、トランジスタQ1がオフに切り換えられたときコイルP1の巻終わり側を正とする向きの逆起電力による大きなスパイク電圧が瞬間的にトランジスタQ1のドレインに印加されようとするが、コイルP1には、コイルP21およびダイオードD2の閉回路が設けられており、このスパイク電圧はダイオードD2のアノード側を正とする順方向電圧であるため、トランジスタQ1のドレイン電位はダイオードD2により略直流電源の正電位にクランプされる。したがって、トランジスタQ1は、略直流電源電圧程度の耐電圧特性を有するトランジスタであれば足りる。また、コイルP1→コイルP21→D2→コイルP1と閉回路が構成されているにも係わらず、トランスT2のコイルP21の大きなリアクタンスにより、この閉回路にほとんど電流が流れることがないため、トランスT1のコイルP1に発生する逆起電力の上昇を妨げられることがなく、トランスT1のコイルS1に効率良く電圧を発生させることができる。すなわち、トランスT1の磁気コアに蓄積されたエネルギーを効率良くコイルS1に放出できる。 That is, in FIG. 1, when the transistor Q1 is switched off, a large spike voltage due to the counter electromotive force in the direction in which the winding end side of the coil P1 is positive is instantaneously applied to the drain of the transistor Q1. The coil P1 is provided with a closed circuit of the coil P21 and the diode D2, and since this spike voltage is a forward voltage with the anode side of the diode D2 being positive, the drain potential of the transistor Q1 is substantially DC by the diode D2. Clamped to the positive potential of the power supply. Therefore, it is sufficient that the transistor Q1 has a withstand voltage characteristic of approximately the DC power supply voltage. In addition, even though the closed circuit is configured as the coil P1, the coil P21, the D2, and the coil P1, almost no current flows through the closed circuit due to the large reactance of the coil P21 of the transformer T2. Thus, it is possible to efficiently generate a voltage in the coil S1 of the transformer T1 without being hindered from increasing the back electromotive force generated in the coil P1. That is, the energy accumulated in the magnetic core of the transformer T1 can be efficiently released to the coil S1.
以上の状態で、コイルS1においてはトランスT1の磁気コアに蓄積されているエネルギーがコイルS1に伝達され、コイルS1の逆起電力となり、この逆起電力はコイルS1のダイオードD3側が正、出力端子14側が負となる。従ってダイオードD3には、そのアノード側を正とする順方向電圧が印加されるので、ダイオードD3から出力端子13に向かう電流が流れる。従って、出力端子13,14からは、コイルS1に生じた逆起電力に基づく直流電圧が、コンデンサC1により平滑されて出力される。
In the above state, in the coil S1, the energy accumulated in the magnetic core of the transformer T1 is transmitted to the coil S1 and becomes the counter electromotive force of the coil S1, and this counter electromotive force is positive on the diode D3 side of the coil S1, and the output terminal. The 14 side is negative. Therefore, since a forward voltage with the anode side being positive is applied to the diode D3, a current from the diode D3 toward the
上記のとおり、ダイオードD2は、トランジスタQ1がオンからオフに切り変わったときのトランジスタQ1のドレイン側の電位上昇を抑える役割を有するが、本発明は、ダイオードD2に加えて、トランスT2(コイルP21とコイルP22)およびダイオードD1を備えたことに大きな意義がある。このことは、変換回路100においてトランスT2(コイルP21、コイルP22)およびダイオードD1が無い場合の動作と比較すると、明確に理解されるものである。
As described above, the diode D2 has a role of suppressing a potential rise on the drain side of the transistor Q1 when the transistor Q1 is switched from on to off. However, the present invention adds a transformer T2 (coil P21) in addition to the diode D2. And the coil P22) and the diode D1 are significant. This is clearly understood when compared with the operation in the case where the transformer T2 (coil P21, coil P22) and the diode D1 are not provided in the
図1においてコイルP21、コイルP22、およびダイオードD1が無い場合(ここでコイルP21が無い場合とは、コイルP1の巻き終わりが直接ダイオードD2のアノードとトランジスタQ1のドレインに接続されている状態をいう)を考える。トランジスタQ1がオンからオフに切り換えられたとき、コイルP1に生じる逆起電力の向きはダイオードD2の順方向電圧に相当するため、コイルP1の両端がダイオードD2によって短絡状態とされる。したがって、コイルP21が無くても、トランジスタQ1のドレイン側の電位が略直流電源の正電位にクランプされる。ここで、コイルP21が無い状態でコイルP1の両端が短絡状態とされると、トランスT1の磁気コアに蓄積された磁気エネルギーは消耗されずにそのまま保存される。したがって、フライバック時、コイルP1に逆起電力が発生しても、ダイオードD2を通して電流が流れるため、コイルP1の両端は開放されたことにならず、コイルP1の両端の電圧が十分高まることができない。この作用によりトランスT1の磁気コアに蓄積された磁気エネルギーがコイルS1に放出されず、コイルP1とダイオードD2の閉回路電流により、トランスT1の磁気コアに保存される。 In FIG. 1, when the coil P21, the coil P22, and the diode D1 are not provided (the case where the coil P21 is not provided here) means that the winding end of the coil P1 is directly connected to the anode of the diode D2 and the drain of the transistor Q1. )think of. When the transistor Q1 is switched from on to off, the direction of the counter electromotive force generated in the coil P1 corresponds to the forward voltage of the diode D2, so that both ends of the coil P1 are short-circuited by the diode D2. Therefore, even if the coil P21 is not provided, the potential on the drain side of the transistor Q1 is clamped to the positive potential of the DC power supply. Here, when both ends of the coil P1 are short-circuited without the coil P21, the magnetic energy stored in the magnetic core of the transformer T1 is stored as it is without being consumed. Therefore, even if a counter electromotive force is generated in the coil P1 during flyback, the current flows through the diode D2, so that both ends of the coil P1 are not opened, and the voltage across the coil P1 is sufficiently increased. Can not. Due to this action, the magnetic energy accumulated in the magnetic core of the transformer T1 is not released to the coil S1, but is stored in the magnetic core of the transformer T1 by the closed circuit current of the coil P1 and the diode D2.
また、コイルP1とダイオードD2の閉回路電流により、トランスT1の磁気コアは磁気飽和状態にあり、このことはトランスT1のコイルP1のリアクタンスが略0(ゼロ)の状態(コイルの直流抵抗分のみの状態)にあることと等しい。 Further, due to the closed circuit current of the coil P1 and the diode D2, the magnetic core of the transformer T1 is in a magnetic saturation state, which means that the reactance of the coil P1 of the transformer T1 is substantially 0 (zero) (only the DC resistance of the coil) Is equivalent to
これに対し、本実施の形態にかかる変換回路100では、フライバック時、トランスT2のコイルP21の大きなリアクタンスにより、コイルP1にほとんど電流が流れないため、トランスT1の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されることなくコイルS1に該エネルギーが放出される。その理由は、その前にトランジスタQ1がオンであったときに、コイルP21と磁気結合されたコイルP22の両端がダイオードD1(およびオン状態のトランジスタQ1)を通して短絡状態とされていたために、コイルP21を電流が流れることによって生じる磁束とコイルP22に閉回路電流が流れることによって生じる磁束とが互いに打ち消し合って、トランスT2の磁気回路に磁束が蓄積されないためである。
On the other hand, in the
以上のとおり、変換回路100によれば、(1)トランジスタQ1がオンからオフに切り換えられたとき(フライバック動作時)に、トランジスタQ1のドレインに高電圧が印加されることを防止することができる、(2)トランスT2を付加してもトランスT2の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積されないため、直流電源から供給されるエネルギーを全てトランスT1に伝達することができ、エネルギー変換効率が損なわれることがない、(3)トランスT1において、磁気コアに蓄積された磁気エネルギーを効率良くコイルS1に放出できる、という利点がある。
As described above, according to the
なお、変換回路100によれば、トランスT1の二次側のコイルS1の巻数を調整することによって、所望の出力電圧を得ることができるのは勿論である。
Of course, according to the
ところで、変換回路100では、トランジスタQ1がオンおよび/またはオフのときに、トランスT2のコイルP21、コイルP22に電流が流れるが、その電流の向きは、コイルP21にあっては巻き始め側(黒丸印)から巻終わり側に、コイルP22にあっては巻終わり側から巻き始め側(黒丸印)である。したがって、トランスT2の磁気コアには互いに逆方向の磁束が通ることとなり磁束が相殺し蓄積されないこととなるが、少しは蓄積されることがある。かかる問題を解消するために、本実施の態様では、トランスT2の磁気コアとして、予め永久磁化された磁気コアを使用することが好ましい。このような磁気コア材料としては、フェライト磁石などが好適である。かかる磁気コア材料の選択は、トランスT1についても同様である。
By the way, in the
[第2の実施の形態]
図2は、本発明を適用した第2の実施の形態に係る変換回路110の基本的な構成を示す回路図である。図2に示す変換回路110は、上記第1の実施の形態に係る変換回路100において、トランスT2の二次側にコイルS21を付加したものである。従って、図1の変換回路100と同様に配設される回路素子等については、トランスT1の二次側のコイルにS11の符号を付した以外、同符号を付して説明を省略する。
[Second Embodiment]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a basic configuration of a
図2に示す変換回路110は、図1に示す変換回路100においてトランスT2の二次側のコイルS21を備え、コイルS21の一端(巻き始め点)はトランスT1の二次側のコイルS11の他端(巻き始め点)に接続され、一端(巻終わり点)は出力端子14に接続される。
従って、トランスT1の二次側およびトランスT2の二次側においては、コイルS21からコイルS11、ダイオードD3を通して出力端子13に向かう方向に電流が流れる構成となっている。
The
Therefore, on the secondary side of the transformer T1 and the secondary side of the transformer T2, a current flows in a direction from the coil S21 to the
以上のように構成される変換回路110は、直流電源11から供給される直流電圧に基づいて、出力端子13,14に接続された負荷Lに対して直流電圧を出力する。
The
次に、変換回路110の動作について説明する。
トランジスタQ1のゲートG1にパルス電圧が入力され、トランジスタQ1がオンに切り換えられると、トランスT1の一次側のコイルP1と、トランスT2のコイルP21に直流電圧が供給され、コイルP1、コイルP21およびトランジスタQ1に至る経路に電流が流れる。トランスT1の一次側のコイルP1に電流が流れることより、トランスT1の二次側のコイルS11には、コイルS11の巻き始め側(黒丸印)を正とする、コイルP1とコイルS11との巻数比に応じた誘導起電力が生じる。また、トランスT2の一次側のコイルP21に電流が流れることにより、コイルP21と磁気結合されたコイルP22にも誘導起電力(コイルP22の巻き始め側(黒丸印)を正とする起電力)が生じる。ここでトランジスタQ1がオンされているため、コイルP22に生じる起電力はダイオードD1のアノード側を正とする順方向電圧として作用する。この結果、コイルP22の両端が、トランジスタQ1およびダイオードD1を通して短絡状態とされ、コイルP22からトランジスタQ1およびダイオードD1を通して再びコイルP22に至る閉回路に電流が流れ、コイルP22の両端間電圧、コイルP21の両端間電圧は略0(ゼロ)ボルトとなる。この結果、トランジスタQ1がオンのとき、直流電源11から供給される直流電圧がすべてトランスT1のコイルP1に印加され、トランスT1の磁気コアに磁気エネルギーが蓄積される。一方、コイルP21、コイルP22の両端間電圧は略0(ゼロ)ボルトであり、トランスT2の磁気回路に磁束が蓄積されることはない。また、コイルP21、コイルP22の両端間電圧は略0(ゼロ)ボルトであるため、トランスT2の二次側のコイルS21に起電力がほとんど生じない。
Next, the operation of the
When a pulse voltage is input to the gate G1 of the transistor Q1 and the transistor Q1 is turned on, a DC voltage is supplied to the primary coil P1 of the transformer T1 and the coil P21 of the transformer T2, and the coil P1, the coil P21, and the transistor A current flows through the path leading to Q1. Since current flows through the primary coil P1 of the transformer T1, the number of turns of the coil P1 and the coil S11 is positive in the secondary coil S11 of the transformer T1, with the winding start side (black circle) of the coil S11 being positive. An induced electromotive force according to the ratio is generated. In addition, when a current flows through the coil P21 on the primary side of the transformer T2, an induced electromotive force (an electromotive force whose positive side is the winding start side (black circle)) of the coil P22 is also generated in the coil P22 magnetically coupled to the coil P21. Arise. Here, since the transistor Q1 is turned on, the electromotive force generated in the coil P22 acts as a forward voltage with the anode side of the diode D1 being positive. As a result, both ends of the coil P22 are short-circuited through the transistor Q1 and the diode D1, a current flows from the coil P22 to the coil P22 through the transistor Q1 and the diode D1, and the current across the coil P22. The voltage between both ends of is approximately 0 (zero) volts. As a result, when the transistor Q1 is on, all the DC voltage supplied from the
一方、コイルS11にコイルS11の巻き始め側(黒丸印)を正とする誘導起電力が生じ、この起電力はコイルS11のダイオードD3側が負、出力端子13側が正となるため、ダイオードD3には電流が流れない。つまり、トランジスタQ1がオンのときには、出力端子13,14からは、コイルS1に生じた誘導起電力に基づく直流電圧は出力されない。
On the other hand, an induced electromotive force is generated in the coil S11 with the winding start side (black circle) of the coil S11 being positive, and this electromotive force is negative on the diode D3 side of the coil S11 and positive on the
以上のとおり、トランジスタQ1がオンのときの動作は、第1の実施の形態に係る変換回路100における動作と基本的に同じである。本実施の態様に係る変換回路110は、トランスT2が二次側のコイルS21を備え、コイルS21がトランスT1の二次側のコイルS11と直列接続されることによって、トランジスタQ1がオフのときにコイルS21に誘導される起電力を有効利用できるようにしたことに特徴がある。
As described above, the operation when the transistor Q1 is on is basically the same as the operation in the
すなわち、その後、トランジスタQ1がパルス電圧によりオフに切り換えられると、コイルP1への直流電圧の供給が遮断され、コイルP1の自己インダクタンスによる逆起電力(フライバック電圧)が生じる。この逆起電力は、コイルP1の巻終わり側を正とする向きの起電力であり、コイルP1、コイルP21およびダイオードD2の閉回路において、ダイオードD2のアノード側を正とする順方向電圧に相当する。したがって、コイルP1およびコイルP21の直列回路がダイオードD2を通して短絡状態となる。こうして閉回路が存在する結果、トランジスタQ1のドレイン側の電位はダイオードD2によって、略直流電源の正電位にクランプされる。 That is, after that, when the transistor Q1 is switched off by the pulse voltage, the supply of the DC voltage to the coil P1 is cut off, and a counter electromotive force (flyback voltage) due to the self inductance of the coil P1 is generated. This counter electromotive force is an electromotive force in a direction in which the winding end side of the coil P1 is positive, and corresponds to a forward voltage in which the anode side of the diode D2 is positive in the closed circuit of the coil P1, the coil P21, and the diode D2. To do. Therefore, the series circuit of the coil P1 and the coil P21 is short-circuited through the diode D2. As a result of the presence of the closed circuit in this way, the potential on the drain side of the transistor Q1 is clamped to the positive potential of the substantially DC power supply by the diode D2.
コイルP1→コイルP21→ダイオードD2→コイルP1の閉回路が構成されることにより、トランスT2の一次側のコイルP21には、巻き始め側(黒丸印)を正とする電圧が印加される。このため、トランスT2の相互誘導作用によって、トランスT2の二次側のコイルS21に、巻き始め側(黒丸印)を正とする、コイルP21とコイルS21の巻数比に応じた誘導起電力が発生する。このとき、トランスT1のコイルP1に発生する逆起電力(フライバック電圧)によってコイルS11に生じる逆起電力の向き、およびトランスT2のコイルS21に発生する誘導起電力の向きは共に、コイルS11に接続されるダイオードD3のアノード側を正、出力端子14側を負とする向きとなる。従ってダイオードD3には、そのアノード側を正とする順方向電圧が印加されるので、ダイオードD3から出力端子13に向かう電流が流れる。従って、出力端子13,14からは、コイルS11に生じた逆起電力とコイルS21に生じた誘導起電力の両方に基づく直流電圧が、コンデンサC1により平滑されて出力される。
By configuring a closed circuit of the coil P1, the coil P21, the diode D2, and the coil P1, a voltage having a positive winding start side (black circle) is applied to the primary coil P21 of the transformer T2. For this reason, due to the mutual induction action of the transformer T2, an induced electromotive force is generated in the coil S21 on the secondary side of the transformer T2, with the winding start side (black circle) being positive, according to the turn ratio of the coil P21 and the coil S21. To do. At this time, the direction of the counter electromotive force generated in the coil S11 by the counter electromotive force (flyback voltage) generated in the coil P1 of the transformer T1 and the direction of the induced electromotive force generated in the coil S21 of the transformer T2 are both in the coil S11. The direction of the anode of the diode D3 to be connected is positive and the
すなわち、変換回路110は、フライバック動作時に、トランスT1の一次側のコイルP1に発生する逆起電力に基づいて二次側のコイルS11に発生する電圧(VS11)に加えて、トランスT2の二次側のコイルS21に発生する電圧(VS21)を、出力電圧として有効利用している。つまり、コイルS11に発生する電圧とコイルS21に発生する電圧の和(V=VS11+VS21)が、出力電圧として得られる。
That is, the
なお、本実施の形態に係る変換回路110によれば、トランジスタQ1がオフのときに出力される直流電圧は、トランスT1の一次側のコイルP1に発生する逆起電力に基づいてトランスT1の二次側のコイルS11に生じた電圧に、コイルS21に生じた誘導起電力に基づく電圧を加算したものとなるため、第1の実施の形態に係る変換回路100が、トランスT1の一次側のコイルP1に発生する逆起電力に基づいてトランスT1の二次側のコイルS1に生じた電圧のみを出力する場合と比べて、コイルS11の巻数を少なく設定することができ、またコイルS21の巻数も多くする必要がないことが明らかである。このことは、トランジスタQ1がオンのときにコイルS11に生じる誘導起電力を、第1の実施の形態に係る変換回路100との比較において小さくできること、換言すれば、トランジスタQ1がオンの時にダイオードD3に加わる逆方向電圧を小さくできることを意味する。したがって、変換回路110によれば、ダイオードD3としてより耐電圧の低いダイオードを使用することができるという更なる効果が得られる。
Note that, according to
なお、変換回路110によれば、トランスT1のコイルS11の巻数、ならびにトランスT2の一次側のコイルP21の巻数と二次側のコイルS21との巻数との比をそれぞれ調整することによって、所望の出力電圧を得ることができるのは勿論である。
In addition, according to the
また、変換回路110において、第1の実施の形態に係る変換回路100と同様に、トランスT2の磁気コアとして、予め永久磁化された磁気コアを使用すると、トランスT2の磁気コアに通る磁束が相殺されずに蓄積されることがある問題を解消することができる。
Further, in the
図3は、図2に示す本第2の実施の形態に係る変換回路110の動作を示す電圧波形である。
図3中の各電圧波形は、変換回路110を動作させた場合の各部(CH1〜CH5)における電圧値の変化を示す。なお、図3中の横軸は時間の経過を示し、縦軸は電圧値を示す。
FIG. 3 is a voltage waveform showing the operation of the
Each voltage waveform in FIG. 3 shows a change in voltage value in each part (CH1 to CH5) when the
図3において、チャンネルCH1は、図2中に「CH1」として示すように、トランジスタQ1のドレイン側における電圧値を示す。以下同様に、チャンネルCH2はダイオードD1のカソード側における電圧値、チャンネルCH3はコイルP1の他端(巻終わり側)とコイルP21の一端(巻き始め側)との接続点における電圧値、CH4は、コイルS21の一端(巻き始め側)の電圧値、チャンネルCH5は、コイルS11の一端(巻終わり側)の電圧値を示す。 In FIG. 3, the channel CH1 indicates a voltage value on the drain side of the transistor Q1, as indicated by “CH1” in FIG. Similarly, the channel CH2 is a voltage value on the cathode side of the diode D1, the channel CH3 is a voltage value at a connection point between the other end (winding end side) of the coil P1 and one end (winding start side) of the coil P21, and CH4 is The voltage value at one end (winding start side) of the coil S21 and the channel CH5 indicate the voltage value at one end (winding end side) of the coil S11.
図3中、時刻Z1においてはトランジスタQ1(図2)がオフからオンに切り換えられ、時刻Z2においてはトランジスタQ1がオンからオフに切り換えられる。また、時刻Z3は、コイルP1におけるフライバック電圧が所定のレベルまで低下した時点である。 In FIG. 3, the transistor Q1 (FIG. 2) is switched from OFF to ON at time Z1, and the transistor Q1 is switched from ON to OFF at time Z2. Time Z3 is a time point when the flyback voltage in the coil P1 drops to a predetermined level.
図3の時刻Z1において、変換回路110(図2)のトランジスタQ1がオンに切り換えられると、コイルP1の直流電源11側が正、コイルP21側が負となり、コイルP1には所定の電流が流れる。このとき、トランジスタQ1のドレイン側における電圧値は0(ゼロ)ボルトであり(チャンネルCH1)、ダイオードD1のカソード側の電圧は、波形上0(ゼロ)ボルトと区別ができないが、0.6ボルト(ダイオードの残留電圧)である(チャンネルCH2)。なお、コイルP1の他端(巻終わり側)とコイルP21の一端(巻き始め側)との接続点の電位は、時間の経過とともに緩やかに上昇する波形を示しているが、事実上ゼロとみなし得る程度の低い電圧値である(チャンネルCH3)。
ここで、コイルS11に生じる誘導起電力により、ダイオードD3のアノード側には、コイルP1とコイルS11の巻数比に応じた負の電圧が印加される(チャンネルCH5)。このため、ダイオードD3は逆バイアスされて電流が流れない。一方、コイルS21の巻き始め側の電位は0ボルト付近に保たれている(チャンネルCH4)。これは、コイルP22、トランジスタQ1およびダイオードD1で構成される閉回路に電流が流れ、コイルP22の両端電圧は略0(ゼロ)ボルトであり(チャンネルCH1)、コイルP22と磁気結合されたコイルP21の両端電圧も略0(ゼロ)ボルトとなって、コイルS21に誘導起電力が生じないからである。
When the transistor Q1 of the conversion circuit 110 (FIG. 2) is switched on at time Z1 in FIG. 3, the
Here, due to the induced electromotive force generated in the coil S11, a negative voltage corresponding to the turn ratio of the coil P1 and the coil S11 is applied to the anode side of the diode D3 (channel CH5). For this reason, the diode D3 is reverse-biased and no current flows. On the other hand, the potential on the winding start side of the coil S21 is kept near 0 volts (channel CH4). This is because a current flows through a closed circuit composed of the coil P22, the transistor Q1, and the diode D1, the voltage across the coil P22 is substantially 0 (zero) volts (channel CH1), and the coil P21 magnetically coupled to the coil P22. This is because the voltage between both ends of the coil is substantially 0 (zero) volts, and no induced electromotive force is generated in the coil S21.
次に、時刻Z2において、トランジスタQ1がオンからオフに切り換えられ、コイルP1への直流電圧の供給が遮断されると、コイルP1に大きな逆起電力(フライバック電圧)が生じる。このフライバック電圧は、コイルP1のコイルP21側を正とする大きな電圧であり、この例ではその値は電源電圧の2倍を超える(チャンネルCH3)。ところが、トランジスタQ1のドレイン側の電位は、直流電源の電圧値に抑えられている(チャンネルCH1)。だだし、実験回路では、配線等が有する浮遊容量により、若干トランジェントが発生するが、直流電源電位に落ち着く。これは、コイルP1、コイルP21およびダイオードD2で構成される閉回路が存在することによって、コイルP1とコイルP21との直列回路が短絡状態とされ、ダイオードD2によって、トランジスタQ1のドレイン側の電位が電源電圧の正電位にクランプされるためである。
このフライバック電圧により、コイルS11に巻き始め側(黒丸側)を負(巻終わり側を正)とする起電力(VS11)が生じる。また、コイルP1、コイルP21およびダイオードD2で構成される閉回路が存在し、コイルP21の巻き始めに正電位が印加されることにより、コイルS21に巻き始め側(黒丸印)を正とする相互誘導電圧(VS21)が生じる。したがって、これらの電圧の和(V=VS11+VS21)が、ダイオードD3のアノード側に印加される(チャンネルCH5)。この結果、ダイオードD3が順方向バイアスされて、ダイオードD3から出力端子13に向かう方向に電流が流れる。
Next, when the transistor Q1 is switched from on to off at time Z2 and the supply of the DC voltage to the coil P1 is cut off, a large back electromotive force (flyback voltage) is generated in the coil P1. This flyback voltage is a large voltage with the coil P1 side of the coil P1 being positive, and in this example, its value exceeds twice the power supply voltage (channel CH3). However, the potential on the drain side of the transistor Q1 is suppressed to the voltage value of the DC power supply (channel CH1). However, in the experimental circuit, a slight transient occurs due to the stray capacitance of the wiring or the like, but settles to the DC power supply potential. This is because the series circuit of the coil P1 and the coil P21 is short-circuited by the presence of the closed circuit composed of the coil P1, the coil P21, and the diode D2, and the potential on the drain side of the transistor Q1 is reduced by the diode D2. This is because it is clamped at the positive potential of the power supply voltage.
Due to this flyback voltage, an electromotive force (VS11) is generated in the coil S11 with the winding start side (black circle side) being negative (the winding end side being positive). Further, there is a closed circuit composed of the coil P1, the coil P21, and the diode D2, and a positive potential is applied at the start of winding of the coil P21, whereby the winding start side (black circle mark) is positive in the coil S21. An induced voltage (VS21) is generated. Therefore, the sum of these voltages (V = VS11 + VS21) is applied to the anode side of the diode D3 (channel CH5). As a result, the diode D3 is forward-biased, and a current flows in a direction from the diode D3 toward the
ここで、ダイオードD3に印加される電圧(チャンネルCH5)に着目すると、コイルP1への電圧供給がオンのとき(時刻Z1〜時刻Z2)にダイオードD3のアノード側に印加される逆電圧は、コイルP1とコイルS11の巻数比に応じた負の電圧であったが、フライバック動作時には、コイルS11に発生する電圧にコイルS21に発生する電圧を加算したもの(V=VS11+VS21)が出力電圧となることから、第1の実施の形態に係るコイルS1に比べてコイルS11の巻数を少なくすることができ、この結果として、コイルP1への電圧供給がオンのときにコイルS11に発生する相互誘導電圧が小さくできるからである。このことは、コイルP1への電圧供給がオンのときに、ダイオードD3に加わる逆方向電圧を低下させることを意味する。 Here, focusing on the voltage (channel CH5) applied to the diode D3, the reverse voltage applied to the anode side of the diode D3 when the voltage supply to the coil P1 is on (time Z1 to time Z2) Although it was a negative voltage corresponding to the turn ratio between P1 and coil S11, the output voltage is obtained by adding the voltage generated in coil S21 to the voltage generated in coil S11 during the flyback operation (V = VS11 + VS21). Therefore, the number of turns of the coil S11 can be reduced as compared with the coil S1 according to the first embodiment. As a result, the mutual induction voltage generated in the coil S11 when the voltage supply to the coil P1 is on. It is because can be made small. This means that the reverse voltage applied to the diode D3 is lowered when the voltage supply to the coil P1 is on.
その後コイルP1におけるフライバック電圧は時間の経過とともに低下し、時刻Z3においてほぼ消失する(チャンネルCH3)。コイルS11に発生する電圧、コイルS21に生じる相互誘導電圧も、このフライバック電圧の低下に合わせて低下し、フライバック電圧の消失に合わせて消失する(チャンネルCH4,CH5)。 Thereafter, the flyback voltage in the coil P1 decreases with time and almost disappears at time Z3 (channel CH3). The voltage generated in the coil S11 and the mutual induction voltage generated in the coil S21 also decrease with the decrease of the flyback voltage, and disappear with the disappearance of the flyback voltage (channels CH4 and CH5).
以上のとおり、変換回路110において、(1)コイルP1への電圧供給がオンからオフに切り換えられたとき(時刻Z2〜)、コイルP1での大きなフライバック電圧の発生にかかわらず、トランジスタQ1のドレイン側の電位を略電源電圧値に抑えることができること、(2)図1のようにトランスT1の二次側のコイルS1に生じた逆起電力に基づく電圧のみを出力する場合と比べて、コイルS11の巻数を少なく設定することができるため、コイルP1への電圧供給がオンのとき(時刻Z1〜時刻Z2)にダイオードD3に加わる逆方向電圧が小さいことが、図3の電圧波形により確認できる。
As described above, in the
なお、上記第1、第2の実施の形態において、変換回路100,110における直流電源11の具体的な形態は任意であって、バッテリやスイッチング電源装置を用いても良いし、或いは、交流電源を整流して直流電圧を供給する回路を直流電源11として用いることも可能であり、いずれの場合であっても同様の効果が得られる。
特に、直流電源11として、交流電源を整流して直流電圧を供給する回路(ダイオードブリッジ回路等)を用いた場合、変換回路100,110は、直流電源回路の一構成回路として利用することができる。直流電源回路は、家庭用交流電源に接続される電化製品、電子機器の多くに搭載されており、これら電化製品、電子機器に本発明の変換回路を適用すれば、極めて有用である。
In the first and second embodiments, a specific form of the
In particular, when a circuit (rectifier bridge circuit or the like) that rectifies an AC power supply and supplies a DC voltage is used as the
さらに、上記第1、第2の実施の形態において、変換回路100,110に配される各ダイオードを、極性を逆向きにして取り付けることも勿論可能であり、この場合、出力される直流電圧の極性が逆になるだけで、上記第1、第2の実施の形態と同様の効果が得られる。
Furthermore, in the first and second embodiments, it is of course possible to mount the diodes arranged in the
また、変換回路100,110の具体的構成についても特に限定はなく、変換回路100,110の一部または全部を等価回路により置換することも勿論可能である。例えば、変換回路100,110に含まれるダイオードを、整流機能を有する回路に置き換えること、及び/または変換回路100,110に含まれるトランジスタを、外部入力信号によりオン/オフ制御可能なスイッチング機能を有する回路に置き換えることも可能であり、その他の細部構成についても、適宜変更可能であることは勿論である。
Further, the specific configuration of the
本発明の電圧変換回路は、単に直流電圧を変換する機器に適用可能であるのみならず、例えば、本発明の電圧変換回路の入力段(図1、図2中の直流電源11)に、交流電圧を整流する整流回路を接続すれば、交流電圧から所望の直流電圧を出力する電源回路(例えば、スイッチング電源回路)として利用できる。このように、本発明の電圧変換回路は、直流電圧の電圧変換を要する全ての回路及び当該回路を搭載する機器に適用可能である。
The voltage conversion circuit of the present invention can be applied not only to a device that converts a DC voltage, but also, for example, an alternating current is connected to the input stage (
100,110 変換回路
11 直流電源
13,14 出力端子
Q1 トランジスタ
C1 コンデンサ
D1,D2,D3,D4 ダイオード
P1,P21,P22 一次側コイル
S1,S11,S21 二次側コイル
T1,T2 トランス
100, 110
Claims (8)
前記第1のコイルに直列に接続された一次側の第3のコイルと、該第3のコイルと磁気結合された一次側の第4のコイルを有する第2のトランスと、
前記第3のコイルおよび第4のコイルに接続され、前記第1のコイルに対する直流電圧供給のオン/オフを切り換えるスイッチング手段と、
前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第4のコイルの両端を短絡状態にさせる第1の短絡手段と、
前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第2の短絡手段とを備え、
前記第1のコイルの、一端は前記第2の短絡手段に接続され、他端は前記第3のコイルの一端に接続され、
前記第4のコイルの、一端は前記第3のコイルの他端に接続され、他端は前記第1の短絡手段に接続され、
前記スイッチング手段は、前記第4のコイルおよび前記第1の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続され、
前記第2の短絡手段は、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続されており、
前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第2のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力すること、
を特徴とする電圧変換回路。 A first transformer having a first coil on the primary side and a second coil on the secondary side magnetically coupled to the first coil;
A third transformer on the primary side connected in series to the first coil; a second transformer having a fourth coil on the primary side magnetically coupled to the third coil;
Switching means connected to the third coil and the fourth coil, for switching on / off of a DC voltage supply to the first coil;
First short-circuiting means for causing both ends of the fourth coil to be short-circuited when voltage supply to the first coil is turned on by the switching means;
A second short-circuit means for short-circuiting the series circuit of the first coil and the third coil when the voltage supply to the first coil is off by the switching means;
One end of the first coil is connected to the second short-circuit means, the other end is connected to one end of the third coil,
One end of the fourth coil is connected to the other end of the third coil, the other end is connected to the first short-circuit means,
The switching means is connected between the other end of the third coil and the one end of the fourth coil so as to be connected in parallel with a series circuit of the fourth coil and the first short-circuit means. Connected to the point
The second short-circuit means includes the other end of the third coil and the one end of the fourth coil so as to be connected in parallel with a series circuit of the first coil and the third coil. Connected to the connection point of
Outputting a DC voltage based on an electromotive force generated in the second coil in a state where the voltage supply to the first coil is turned off by the switching means;
A voltage conversion circuit characterized by the above.
前記第1のコイルに直列に接続された一次側の第3のコイルと、該第3のコイルと磁気結合された一次側の第4のコイルと、前記第3のコイルと磁気結合された二次側の第5のコイルとを有する第2のトランスと、
前記第3のコイルおよび第4のコイルに接続され、前記第1のコイルに対する直流電圧供給のオン/オフを切り換えるスイッチング手段と、
前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオンのときに、第4のコイルの両端を短絡状態にさせる第1の短絡手段と、
前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフのときに、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路を短絡状態にさせる第2の短絡手段とを備え、
前記第1のコイルの一端は前記第2の短絡手段に接続され、他端は前記第3のコイルの一端に接続され、
前記第4のコイルの一端は前記第3のコイルの他端に接続され、他端は前記第1の短絡手段に接続され、
前記スイッチング手段は、前記第4のコイルおよび前記第1の短絡手段の直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続され、
前記第2の短絡手段は、前記第1のコイルおよび前記第3のコイルの直列回路と並列に接続されるように、前記第3のコイルの前記他端と前記第4のコイルの前記一端との接続点に接続され、かつ
前記第1のトランスの前記第2のコイルと前記第2のトランスの前記第5のコイルとは直列に接続されており、前記スイッチング手段により前記第1のコイルに対する電圧供給がオフにされた状態で、前記第2のコイルに生じる起電力および前記第5のコイルに生じる起電力に基づいて直流電圧を出力すること、
を特徴とする電圧変換回路。 A first transformer having a first coil on the primary side and a second coil on the secondary side magnetically coupled to the first coil;
A primary third coil connected in series to the first coil; a primary fourth magnetic coil magnetically coupled to the third coil; and a second magnetically coupled to the third coil. A second transformer having a fifth coil on the secondary side;
Switching means connected to the third coil and the fourth coil, for switching on / off of a DC voltage supply to the first coil;
First short-circuiting means for causing both ends of the fourth coil to be short-circuited when voltage supply to the first coil is turned on by the switching means;
A second short-circuit means for short-circuiting the series circuit of the first coil and the third coil when the voltage supply to the first coil is off by the switching means;
One end of the first coil is connected to the second short-circuit means, the other end is connected to one end of the third coil,
One end of the fourth coil is connected to the other end of the third coil, the other end is connected to the first short-circuit means,
The switching means is connected between the other end of the third coil and the one end of the fourth coil so as to be connected in parallel with a series circuit of the fourth coil and the first short-circuit means. Connected to the point
The second short-circuit means includes the other end of the third coil and the one end of the fourth coil so as to be connected in parallel with a series circuit of the first coil and the third coil. And the second coil of the first transformer and the fifth coil of the second transformer are connected in series, and are connected to the first coil by the switching means. Outputting a DC voltage based on an electromotive force generated in the second coil and an electromotive force generated in the fifth coil in a state where the voltage supply is turned off;
A voltage conversion circuit characterized by the above.
前記第1のトランスに存在する前記第1のコイルと、前記第2のトランスに存在する第3のコイルと、前記スイッチング手段とを備える第1の電流路と、
前記第1のトランスに存在する前記第1のコイルと、前記第2のトランスに存在する前記第3のコイルと、第2の短絡手段とを備える第2の電流路と、
前記第2のトランスに存在する前記第3のコイルと磁気結合された前記第2のトランスに存在する第4のコイルと、前記スイッチング手段と、第1の短絡手段とを備える第3の電流路と、
前記第1のトランスに存在する前記第1のコイルと磁気結合された前記第1のトランスに存在する第2のコイルと、該第2のコイルに接続された整流素子とを備える第4の電流路とを備え、
前記スイッチング手段がオンして前記第1の電流路に流れる電流が前記第2のトランスに存在する前記第3のコイルを一端から他端に流れるときに前記第3のコイルに発生する磁束と、前記第3の電流路に流れる電流が前記第2のトランスに存在する前記第4のコイルを他端から一端に流れるときに前記第4のコイルに発生する磁束とが、互いに逆方向となるよう、前記第3のコイルの他端と前記第4のコイルの一端とが接続され、
前記スイッチング手段がオフして前記第1の電流路に流れる電流が遮断されるとき、前記第1のコイルに発生する電圧に基づいて前記第4の電流路に電流を流し、
前記スイッチング手段がオンして前記第1の電流路に電流が流れるとき、前記第3の電流路に電流を流すとともに前記第4の電流路を遮断し、前記第3及び前記第4のコイルに発生する磁束を略相殺すること、
を特徴とする電圧変換回路。 A voltage conversion circuit comprising a first transformer, a second transformer, and switching means for switching on / off of a DC voltage supply to a first coil existing in the first transformer, wherein at least
A first current path comprising the first coil present in the first transformer, a third coil present in the second transformer, and the switching means;
A second current path comprising the first coil present in the first transformer, the third coil present in the second transformer, and a second short-circuit means;
A third current path comprising: a fourth coil present in the second transformer magnetically coupled to the third coil present in the second transformer; the switching means; and a first short-circuit means. When,
A fourth current comprising: a second coil present in the first transformer magnetically coupled to the first coil present in the first transformer; and a rectifying element connected to the second coil. With roads,
Magnetic flux generated in the third coil when the switching means is turned on and current flowing in the first current path flows from one end to the other end of the third coil existing in the second transformer; Magnetic fluxes generated in the fourth coil when the current flowing in the third current path flows from the other end to the one end of the fourth coil existing in the second transformer are opposite to each other. , The other end of the third coil and one end of the fourth coil are connected,
When the switching means is turned off and the current flowing through the first current path is interrupted, a current is passed through the fourth current path based on the voltage generated in the first coil,
When the switching means is turned on and a current flows through the first current path, a current is passed through the third current path and the fourth current path is shut off, and the third and fourth coils are connected. Substantially canceling the generated magnetic flux,
A voltage conversion circuit characterized by the above.
前記第2のコイルと前記第5のコイルが直列接続された直列回路とを更に備え、
前記スイッチング手段がオフして前記第1の電流路に流れる電流が遮断されるときに前記直列回路の両端に発生する電圧が、前記第2のコイルに発生する電圧と前記第5のコイルに発生する電圧との和であること、
を特徴とする請求項6に記載の電圧変換回路。 A fifth coil present in the second transformer magnetically coupled to the third coil present in the second transformer;
A series circuit in which the second coil and the fifth coil are connected in series;
When the switching means is turned off and the current flowing through the first current path is cut off, the voltage generated at both ends of the series circuit is generated at the voltage generated at the second coil and the fifth coil. The sum of the voltage and
The voltage conversion circuit according to claim 6 .
A power supply apparatus comprising the voltage conversion circuit according to claim 1 .
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