JP4168941B2 - 半導体集積回路装置用負荷駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、負荷をＰＷＭ駆動する半導体集積回路装置用負荷駆動回路に関する。

この種の負荷駆動回路の関連する文献として、特許文献１に開示されている電動パワーステアリング装置に適用した電子制御装置がある。この電子制御装置は、チャージポンプ式電源回路およびブートストラップ回路を用いて所定の昇圧電圧を駆動回路に供給し、負荷としてのモータをＰＷＭ駆動するようになっている。この特許文献１に開示されている回路を適用し、半導体集積回路装置Ａ内に形成するためには、例えば図３に示すように構成する必要がある。尚、図３には、本発明の課題を説明するに主要な部分のみを記載し、その他の部分については省略している。

この図３に示す回路では、チャージポンプ式電源回路１により電源を昇圧し、この昇圧電圧をブートストラップコンデンサＣＢに与えることにより瞬時に充電し、このブートストラップコンデンサの作用を付加して負荷駆動用トランジスタＴｒ６を駆動するようになっている。
特開２００２−３７０９９号公報

図３に示した回路の場合、外付けのブートストラップコンデンサＣＢを瞬時に充電するため、チャージポンプ電源回路１で十分昇圧する電流能力を確保するためのコンデンサ２が必要とされる。しかし、半導体集積回路装置Ａ内にチャージポンプ電源回路１と共に形成することができず、別途半導体集積回路装置Ａの外部に大容量コンデンサ２（例えば０．１μＦ×６個）が必要とされる。この場合、外付けのコンデンサ２に大容量のものを用いるとコスト高となると共に、チャージポンプ電源回路１および大容量コンデンサ２を接続するためのコンデンサ外付け用端子Ａ１およびＡ２が必要となり好ましくない。しかも、チャージポンプ方式の電源回路１を用いると、昇圧動作に関わる高調波ノイズが発生し負荷駆動回路３から外部回路に対して引き起こされる悪影響が大きい。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、半導体集積回路装置内にチャージポンプ方式の電源回路を用いることなく形成することで高調波ノイズの発生を極力抑制できると共に、チャージポンプ回路用の外付け大容量コンデンサを形成する必要なく構成でき、さらに外付け用端子を多くすることなく構成することができる半導体集積回路装置用負荷駆動回路を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、次のように作用する。すなわち、負荷をＰＷＭ駆動制御するときに、スイッチング素子が内部電源供給ノードと第２ＮＭＯＳトランジスタのゲートとの間の通電をオフからオンに起動すると、内部電源供給ノードからスイッチング素子を通じて第２ＮＭＯＳトランジスタのゲートに電荷が供給されることにより第２ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧が上昇し第２ＮＭＯＳトランジスタの閾値電圧以上になる。すると、第２ＮＭＯＳトランジスタのソース電圧が上昇し始め、これと同時に第２のブートストラップコンデンサの充電電圧により第２ＮＭＯＳトランジスタのゲート電圧が急速に上昇する。すると、第２ＮＭＯＳトランジスタがフルオンすると第２ＮＭＯＳトランジスタのソースが上昇し、第１ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧が上昇する。第２ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧が上昇すると第１のブートストラップコンデンサの充電電圧により第２ＮＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間を通じて第１ＮＭＯＳトランジスタのゲート電圧を上昇させ第１ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧を急速に上昇させるため、半導体集積回路装置内にチャージポンプ方式の電源回路を用いることなく構成でき、チャージポンプ方式の電源回路による高調波ノイズを発生させることがない。特に負荷をＰＷＭ駆動する場合にはＰＷＭ周波数を超える高調波ノイズを抑制できる。さらに、チャージポンプ回路用の外付け大容量コンデンサを形成する必要なく構成することができる。しかも、外付け用端子を多くすることなく構成できる。さらに、半導体集積回路装置内外でブートストラップ機能を分担しているため、半導体集積回路装置外のみから電源供給する構成に比較して低電圧動作を可能にすることができる。

請求項２記載の発明によれば、半導体集積回路装置は、トレンチ絶縁分離構造により個々の回路素子が絶縁された状態で形成されているため、交流的なリーク電流に基づく電力損失が極力抑えられ、ジャンクション分離構造で形成される構成に比較して各回路素子間の相互作用を極力引き起こすことなく構成することができ、ブートストラップコンデンサを構成する場合には特に有効に作用する。

また、請求項３記載の発明のように、電動パワーステアリング装置の負荷駆動回路に適用しても良い。

（第１の実施形態）
以下、本発明を、車両内における電動パワーステアリング装置用の負荷駆動回路に適用した一実施形態について、図１および図２を参照しながら説明する。尚、背景技術欄に記載した構成と同一機能を有する同一構成については同一符号を付して説明を行う。
図１は、負荷駆動回路の電気的構成を概略的に示している。

この電動パワーステアリング装置に使用される負荷駆動回路１１は、半導体集積回路装置Ａ内に内部回路１２が形成されており、半導体集積回路装置Ａ外に設けられた外部回路１３を接続して構成されている。内部回路１２は、その内部構成がトレンチ絶縁分離構造により個々の回路素子が電気的に絶縁された状態で形成されている。このため、ジャンクション分離構造（工程）で形成された半導体集積回路装置に比較して、交流的なリーク電流に基づく損失が極力抑えられ、後述説明するブートストラップコンデンサＣｓを形成するのに都合が良い。内部回路１２には、図示しないバッテリから供給される電源電圧ＶＢ２（例えば＋Ｂ＝＋２４Ｖ）に基づいて図示しない電源回路により電源電圧ＶＢ２よりも低く生成された電源電圧ＶＢが与えられるようになっている。この電源電圧ＶＢは、例えば＋９Ｖから＋２０Ｖのうちのある一定の所定電圧（例えば＋１４Ｖ）である。

内部回路１２には制御回路１４および内部駆動回路１５が設けられており、制御回路１４はＰＷＭ駆動信号を生成し内部駆動回路１５に与えるようになっている。このＰＷＭ駆動信号は、制御回路１４が負荷Ｌの駆動状態（負荷電流等）に応じて生成し、例えば約２０ｋＨｚ（周期Ｔ＝５０μｓｅｃ），デューティ比２％〜９８％で生成される。このＰＷＭ駆動信号は、内部駆動回路１５を構成するＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴｒ１およびＴｒ２のゲートに与えられるようになっている。

＜内部駆動回路１５の構成について＞
以下、内部駆動回路１５の構成について詳細説明する。電源電圧ＶＢが与えられるノードＮ１とグランドＧＮＤとの間には、電流制限用の抵抗素子Ｒ１，ダイオードＤ１のアノード−カソード間，抵抗素子Ｒ２，トランジスタＴｒ１のドレイン−ソース間が直列接続されている。ここで抵抗素子Ｒ１の抵抗値は、抵抗素子Ｒ２の抵抗値よりも大幅に（例えば２桁程度）小さい抵抗値のものが用いられ、例えば抵抗素子Ｒ２の抵抗値１０ｋオームに対して抵抗素子Ｒ１の抵抗値１００オームが使用される。

ダイオードＤ１のカソードと抵抗素子Ｒ２との間をノードＮ２とすると、ノードＮ２とグランドＧＮＤとの間には、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタＴｒ３のコレクタ−エミッタ間およびトランジスタＴｒ２のドレイン−ソース間が直列接続されている。トランジスタＴｒ３のベースは、抵抗素子Ｒ２とトランジスタＴｒ１との共通接続点に接続されている。また、抵抗素子Ｒ２とトランジスタＴｒ１のドレインとの共通接続点は、ＮＯＴゲートＩ（反転回路）を介してＮチャネル型のＭＯＳトランジスタＴｒ４のゲートに接続されている。また、トランジスタＴｒ３のエミッタとトランジスタＴｒ２のドレインとの共通接続点は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタＴｒ５（本発明の第２のトランジスタに相当）のゲートに接続されている。

これらトランジスタＴｒ４のドレインとトランジスタＴｒ５のソースとは共通に接続されており、この共通接続点とノードＮ２との間には補助用のブートストラップ回路Ｋ１（本発明の内部ブートストラップ回路に相当）を構成するコンデンサＣｓ（本発明の第２のブートストラップコンデンサに相当）が接続されている。すなわち、コンデンサＣｓは、トランジスタＴｒ５の制御端子となるゲート，および出力端子となるソース間に介在するように、トランジスタＴｒ３を通じて接続されている。このコンデンサＣｓは、例えば６０ｐＦ〜１００ｐＦ程度（数十ｐＦ）の容量値で構成することができるので、従来構成のように大きな容量値のコンデンサを必要とせず、半導体集積回路装置Ａ内に十分に形成でき、半導体集積回路装置Ａの外部に別途コンデンサを外付けする必要がない。

また、トランジスタＴｒ４のドレインとトランジスタＴｒ５のソースとの共通接続点は、半導体集積回路装置Ａの内部回路１２によりＰＷＭ駆動信号を内部ブースト処理し、外部の駆動用トランジスタＴｒ６に与えるための制御端子Ｔ１に接続されている。
さらにトランジスタＴｒ５のドレインは、外部ブートストラップ回路Ｋ２（本発明の一のブートストラップ回路に相当）を接続するためのブースト端子ＢＳに接続されている。またトランジスタＴｒ４のソースは、外部負荷Ｌの接続用出力端子Ｔ２に接続されている。

＜外部回路１３について＞
以下、半導体集積回路装置Ａの外部回路１３について説明する。外部回路１３は、電源電圧ＶＢ２が供給されることにより動作するようになっており、ブースト端子ＢＳ，制御端子Ｔ１，外部負荷Ｌの接続用出力端子Ｔ２を通じて内部回路１５と接続されている。電源電圧ＶＢ２が供給されるノードＮ３とグランドＧＮＤとの間には、負荷Ｌの駆動用のトランジスタＴｒ６のドレイン−ソース間および負荷Ｌが直列接続されている。尚、トランジスタＴｒ６は、本発明の第１のトランジスタに相当している。トランジスタＴｒ６のソースがトランジスタＴｒ６の出力端子に相当し、トランジスタＴｒ６のゲートがトランジスタＴｒ６の制御端子に相当している。このトランジスタＴｒ６のソースおよび負荷Ｌ間をノードＮ４とすると、ノードＮ３およびノードＮ４間には、抵抗素子Ｒ３、ダイオードＤ２のアノード−カソード間、一のブートストラップ回路Ｋ２を構成するブートストラップコンデンサＣＢ（第１のブートストラップコンデンサに相当）が直列接続されている。ダイオードＤ２のカソードはブースト端子ＢＳに接続されている。また、トランジスタＴｒ６のゲートは、制御端子Ｔ１に接続されている。またトランジスタＴｒ６のソースは、出力端子Ｔ２に接続されている。

本実施形態では、本発明を簡略的に説明するため１つの駆動用のハイサイドトランジスタＴｒ６を用いた実施形態を示すが、実際には負荷Ｌを構成するパワーステアリング装置用の電動モータ（図示せず）に応じて６個（複数）の駆動用のＭＯＳトランジスタを使用している。
上記構成の作用について説明する。

制御回路１４からＰＷＭ駆動信号が各トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のゲートに与えられると、当該トランジスタＴｒ１およびＴｒ２は、ＰＷＭ駆動信号の周波数およびデューティ比に応じて同時にオンオフ動作する。以下、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のオンオフ動作時の作用説明を行う。
＜トランジスタＴｒ１およびＴｒ２がオン＞
ＰＷＭ駆動信号が「Ｈ」レベルとなり、トランジスタＴｒ１がオンすると、電源電圧ＶＢに基づく電流が抵抗Ｒ１，ダイオードＤ１および抵抗Ｒ２およびトランジスタＴｒ１を通じて流れ、トランジスタＴｒ３のベース電圧は略グランド電圧に一致する。同時に、トランジスタＴｒ２がオンすると、トランジスタＴｒ３のエミッタ電圧もグランドレベルに一致する。したがって、トランジスタＴｒ３はオフ状態となる。このとき、トランジスタＴｒ３のベースが「Ｌ」レベルになるため、ＮＯＴゲートＩの作用によりトランジスタＴｒ４のゲートは「Ｈ」レベルとなり、トランジスタＴｒ４がオン状態となる。また、トランジスタＴｒ５のゲート−ソース間電圧は略０Ｖとなり、トランジスタＴｒ５がオフ状態となる。

トランジスタＴｒ６のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ２は、トランジスタＴｒ４のドレイン−ソース間電圧に一致するが、トランジスタＴｒ４がオン状態になると、トランジスタＴｒ６はオフ状態となる。負荷Ｌがモータ等のインダクタンス性を有する負荷であるため、電圧ＶＢに基づく電流が、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣｓ、トランジスタＴｒ４、負荷Ｌを通じて流れ、コンデンサＣｓには電圧（ＶＢ−ＶＦ）［Ｖ］まで充電される。また、電源電圧ＶＢ２に基づく電流は、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ２、コンデンサＣＢ、負荷Ｌを通じて流れ、コンデンサＣＢには両端電圧（ＶＢ２−ＶＦ）まで充電される。ここで、ＶＦは、ダイオードＤ１やＤ２の順方向電圧を示している。

＜トランジスタＴｒ１およびＴｒ２がオフ＞
ここで、ＰＷＭ駆動信号が「Ｌ」レベルとなり、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２がオフするに伴い、トランジスタＴｒ３のベース電圧が徐々に上昇する。トランジスタＴｒ３のベース電圧が上昇することでトランジスタＴｒ３がオフ状態からオン状態に徐々に起動すると、この過程において電圧ＶＢおよびコンデンサＣｓにチャージされた電圧に基づく電荷がトランジスタＴｒ５のゲートに供給されゲート寄生入力容量が迅速に充電される。この電荷に基づいてトランジスタＴｒ５のゲート−ソース間に生じる電圧Ｖｇｓ１が、トランジスタＴｒ５のスレッショルド電圧Ｖｔ１を超えると、トランジスタＴｒ５がオフ状態からオン状態に徐々に起動することでトランジスタＴｒ５のソース電圧が上昇する。

コンデンサＣｓのブートストラップ作用によりノードＮ２の電圧が急速に上昇することにより、トランジスタＴｒ３は急速にオン状態に起動すると共に、さらにトランジスタＴｒ５のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ１が急速に上昇しオン状態に起動する。他方では、トランジスタＴｒ３のベース電圧が上昇し、この電圧がある所定電圧を超えるとＮＯＴゲートＩの作用によりトランジスタＴｒ４が急速にオフ状態に移行する。

この作用に伴い、トランジスタＴｒ５のソース電圧（トランジスタＴｒ６のゲート電圧）が上昇し、トランジスタＴｒ６のスレッショルド電圧Ｖｔ２よりもトランジスタＴｒ６のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ２が上昇すると、トランジスタＴｒ６は、オフ状態からオン状態に徐々に起動する。すると、コンデンサＣＢのブートストラップ作用によりブースト端子ＢＳの電圧が急峻に上昇し、トランジスタＴｒ５を通じてトランジスタＴｒ６のゲート電圧（ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ２）も急峻に上昇し、トランジスタＴｒ６が急峻にオン状態に起動するようになり、駆動用トランジスタＴｒ６を通じて負荷Ｌに急速に通電するようになる。

尚、トランジスタＴｒ２がオフのとき、コンデンサＣｓが供給する電流（電荷）の経路は、トランジスタＴｒ５のゲート以外に存在しないため、トランジスタＴｒ５のソース電圧が十分に上昇することによりトランジスタＴｒ５はフルにオンするようになる。そして、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２がオンオフ動作が繰り返されることにより、負荷Ｌを駆動することができる。

尚、例えば、仮に図２に示すように、図１の回路構成に比較してコンデンサＣｓを設けることなくブースト端子ＢＳをノードＮ２に接続するように構成した回路構成の場合、半導体集積回路装置Ａの内部にブートストラップ回路Ｋ１を設けることなく構成しているため、起動時に必要とされる電源電圧ＶＢ２は、（トランジスタＴｒ５のスレッショルド電圧Ｖｔ１＋トランジスタＴｒ６のスレッショルド電圧Ｖｔ２＋２×ＶＦ）で表すことができる。尚、トランジスタＴｒ３のベース−エミッタ間電圧をＶＦとしている。例えば、トランジスタＴｒ５のスレッショルド電圧Ｖｔ１を＋２［Ｖ］、トランジスタＴｒ６のスレッショルド電圧Ｖｔ２を＋３．５［Ｖ］、ダイオードの順方向電圧を１［Ｖ］とした場合、この起動時に必要とされる電源電圧ＶＢ２は最低でも７．５［Ｖ］程度必要である。

しかし、本実施形態に係る図１に示す回路構成の場合、半導体集積回路装置Ａの内部に供給された電源電圧ＶＢにより補助的，予備的なブートストラップ作用により起動した後、半導体集積回路装置Ａの外部の電源電圧ＶＢ２によるブートストラップ作用により起動されるようになっているため、起動時に必要とされる半導体集積回路装置Ａの内部電源電圧ＶＢは、（トランジスタＴｒ５のスレッショルド電圧Ｖｔ１＋ＶＦ）＝４．０［Ｖ］程度、また、半導体集積回路装置Ａの外部電源電圧ＶＢ２は、（スレッショルド電圧Ｖｔ２＋ＶＦ）＝４．２［Ｖ］程度の最低電圧でも起動することができる。すなわち、ブートストラップ機能を半導体集積回路装置Ａの内外で分担するように形成しているため、仮に電源電圧ＶＢおよびＶＢ２が低い電圧であったとしても正常に動作させることができ、低電圧動作が可能になる。

従来、発明が解決しようとする課題欄に説明したようにチャージポンプ方式の電源回路を採用し外付けコンデンサを使用すると、チャージポンプ方式の電源回路に高調波ノイズが発生すると共に０．１μＦ×６程度の比較的大きなコンデンサ容量が必要とされ、また外付け用端子が多くなってしまうが、本実施形態の回路構成によれば、高調波ノイズを発生することなく構成することができコンデンサＣｓを６０ｐＦ〜１００ｐＦ（×６）程度の容量で形成することができコンデンサＣｓの容量値を大幅に低減でき、さらにコンデンサ接続用外付け用端子を設けることなく半導体集積回路装置Ａを構成できる。これにより、コスト低減を図ることができると共に、半導体集積回路装置Ａ内でも構成できるようになる。

このコンデンサＣｓの容量値は、本実施形態に係るトレンチ絶縁分離構造で構成した場合、トランジスタＴｒ５のオン抵抗１オーム時のゲート寄生入力容量（主に半導体基板の基材との間に働く寄生容量）が約２０ｐＦになるのに対して比較的大きな容量値（６０ｐＦ〜１００ｐＦ）であるため、ゲート寄生入力容量を無視する程度の容量値で作成することができ、半導体集積回路装置Ａの内部で容易に作成できるような比較的小さな容量で回路を実現できるようになる。

本実施形態によれば、半導体集積回路装置Ａ内部に設けられたトランジスタＴｒ５が、コンデンサＣｓのブートストラップ作用によりオフ状態からオン状態に起動するに伴い、半導体集積回路装置Ａ外部に設けられたトランジスタＴｒ６が、コンデンサＣＢによるブートストラップ作用によりオフ状態からオン状態に起動するように構成されているため、半導体集積回路装置Ａの内外でブートストラップ機能を分担して各トランジスタＴｒ５およびＴｒ６を起動することができる。これにより、半導体集積回路装置内にチャージポンプ方式の電源回路を用いることなく形成でき、チャージポンプ回路用の外付け大容量コンデンサを形成する必要なく構成でき、さらに外付け用端子を多くすることなく構成することができ、さらに、低電圧動作が可能になる。

（他の実施形態）
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示すような変形もしくは拡張が可能である。
トランジスタＴｒ３には、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタＴｒ３を用いた実施形態を示したが、これに代えてＭＯＳトランジスタ等のスイッチング素子であっても良い。また、トランジスタＴｒ５およびＴｒ６は、ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いた実施形態を示したが、それぞれ、これに代えて他種のトランジスタ（例えばバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ）で構成しても良い。

本発明の一実施形態に係る負荷駆動回路の電気的構成図 半導体集積回路装置内部にブートストラップ回路無で構成した電気的構成図 従来例を示す図１相当図

符号の説明

図面中、１１は負荷駆動回路、１２は内部回路、１３は外部回路、１４は制御回路、１５は内部駆動回路、Ｋ１は内部ブートストラップ回路、Ｋ２は外部ブートストラップ回路（一のブートストラップ回路）、ＣＢはコンデンサ（第１のブートストラップコンデンサ）、Ｃｓはコンデンサ（第２のブートストラップコンデンサ）、Ｔｒ５はＭＯＳトランジスタ（第２のトランジスタ）、Ｔｒ６はＭＯＳトランジスタ（第１のトランジスタ）、Ａは半導体集積回路装置を示す。

Claims (3)

1. 負荷をＰＷＭ駆動制御する負荷駆動回路であって、
   半導体集積回路装置外部に設けられ、ドレインが半導体集積回路装置外部に設けられる外部電源の供給ノードに接続されると共にソースが半導体集積回路装置外部に設けられる負荷に接続されゲートに印加される電位に応じて負荷を駆動する第１ＮＭＯＳトランジスタと、
   前記第１ＮＭＯＳトランジスタのソースと前記外部電源供給ノードとの間に接続され、半導体集積回路装置外部から前記外部電源供給ノードを通じて電源供給されることにより充電される第１のブートストラップコンデンサと、
   半導体集積回路装置内部に設けられ、ドレインが半導体集積回路装置内部に設けられる内部電源の供給ノードに接続されると共にソースが前記第１ＮＭＯＳトランジスタのゲートに接続された第２ＮＭＯＳトランジスタと、
   前記第２ＮＭＯＳトランジスタのソースと前記内部電源供給ノードとの間に接続され、半導体集積回路装置内部から前記内部電源供給ノードを通じて電源供給されることにより充電される第２のブートストラップコンデンサと、
   前記負荷をＰＷＭ駆動制御するときに前記内部電源供給ノードと前記第２ＮＭＯＳトランジスタのゲートとの間の通電をスイッチングするスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態に起動するときには、
   前記内部電源供給ノードから前記スイッチング素子を通じて第２ＮＭＯＳトランジスタのゲートに電荷が供給されることにより前記第２ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧が上昇し当該ゲート−ソース間電圧が前記第２ＮＭＯＳトランジスタの閾値電圧以上になるに伴い前記第２のブートストラップコンデンサの充電電圧によって前記第２ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧を急速に上昇させながら前記第２ＮＭＯＳトランジスタのソース電圧を上昇させ前記第１ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧が上昇すると前記第１のブートストラップコンデンサの充電電圧により前記第２ＮＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間を通じて前記第１ＮＭＯＳトランジスタのゲート電圧を上昇させ当該第１ＮＭＯＳトランジスタのゲート−ソース間電圧を急速に上昇させるように構成されていることを特徴とする半導体集積回路装置用負荷駆動回路。
2. 前記半導体集積回路装置は、トレンチ絶縁分離構造により個々の回路素子が分離された状態で形成されていることを特徴とする請求項１記載の半導体集積回路装置用負荷駆動回路。
3. 電動パワーステアリング装置の負荷駆動回路に適用したことを特徴とする請求項１または２記載の半導体集積回路装置用負荷駆動回路。

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