JP4168698B2 - 誘導機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は誘導機の制御装置に関し、特に誘導電動機とこれを駆動する電力変換器の高効率制御を可能にした制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は従来の誘導電動機の制御装置を示すブロック図である。まず、図５に示す主回路において、１は３相交流電源、２はインバータ、２ａはダイオード整流器部、２ｂは直流中間コンデンサ、２ｃは半導体スイッチング素子を有するインバータ部、２ｄは電流検出器、３は誘導機（誘導電動機）である。
【０００３】
一方、前記インバータ部２ｃを駆動するための制御部では、電流検出器２ｄにより検出した各相の電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３相／２相変換手段４により直交２軸の固定子座標系の２相電流ｉα，ｉβに変換し、これらの２相電流ｉα，ｉβ及び後述する２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊をトルク推定手段５に入力して出力トルクの推定値τ∧を得る。このトルク推定値τ∧を磁化電流指令発生手段６に入力して磁化電流指令ｉＭ ＊を生成し、トルク電流指令ｉＴ ＊と共にベクトル制御器７に入力して２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を得る。これらの電圧指令ｖα＊，ｖβ＊は前述したトルク推定手段５と共に２相／３相変換手段８に入力され、インバータ部２ｃに対する各相の出力電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊が生成される。
【０００４】
ベクトル制御は広く公知であるので、簡単に述べると、誘導機３の磁束ベクトルに平行な方向（磁束に関係する方向）をＭ軸、直交する方向（トルクに関係する方向）をＴ軸とした直交２軸の回転座標系を定義し、この回転座標上でＭ軸の電流成分（磁化電流ｉＭ）とＴ軸の電流成分（トルク電流ｉＴ）がそれぞれ所望の値になるように制御することにより、磁束及びトルクを制御するものである。図５のベクトル制御器７は、誘導機３の電流がトルク電流指令ｉＴ ＊及び磁化電流指令ｉＴ ＊，ｉＭ ＊に一致するように２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を出力する。そして、これらの電圧指令ｖα＊，ｖβ＊に基づき２相／３相変換手段８により生成した出力電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に従ってインバータ部２ｃの半導体スイッチング素子を駆動することにより誘導機３に交流電圧を印加し、誘導機３を制御している。
【０００５】
次に、誘導機に対する従来の高効率制御方法について説明する。
図６は、鉄損を考慮し、誘導機の二次側の漏れインダクタンスを一次側に換算した場合（換算値をＬσとする）の等価回路を示している。励磁インダクタンスＬｍに流れる電流を磁化電流ｉＭとし、二次抵抗Ｒ２に流れて出力トルクに比例する電流をトルク電流ｉＴとすれば、３相誘導機の全損失ＰＬＯＳＳは数式１によって表される。
【０００６】
【数１】
【０００７】
ただし、Ｒ１：一次抵抗、Ｒ２：二次抵抗、Ｒｃ：鉄損抵抗、Ｌｍ：励磁インダクタンス、ω１：電源角周波数である。
一方、出力トルクτとトルク電流ｉＴとの関係は、二次磁束をφ２とすれば、数式２となる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
ここで、数式１におけるω１ ２Ｌｍ ２／Ｒｃ＝Ｒｍとし、数式２を数式１に代入して数式３の如く全損失ＰＬＯＳＳを磁化電流ｉＭで微分し、全損失が最小になるときの磁化電流ｉＭｍｉｎを求めると、数式４となる。
【００１０】
【数３】
【００１１】
【数４】
【００１２】
すなわち、磁化電流ｉＭが数式４になるように制御すれば、誘導機の損失は最小になり、最大効率が得られることになる。
図５に示した制御装置では、上述した高効率制御を行うために、まず、３相／２相変換して得た２相電流ｉα，ｉβと２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊とからトルク推定手段５により出力トルクを推定する。そして、このトルク推定値τ∧を及び一次抵抗Ｒ１等の諸定数を用い、数式４に従って磁化電流指令発生手段６により最小損失を与える磁化電流指令ｉＭ ＊を求め、トルク電流指令ｉＴ ＊と共にベクトル制御器７に入力する。ベクトル制御器７は、磁化電流指令ｉＭ ＊と実際の磁化電流が一致するように制御を行ない、高効率制御を実現している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来技術によれば誘導機３の高効率制御が一応可能であるが、誘導機３を駆動するインバータ２内では、ダイオード整流器部２ａ及びインバータ部２ｃにより合計４つのスイッチング素子を電流が通過するため、損失が増加し、システム効率が悪いという問題がある。
また、従来の誘導機の高効率制御方法（磁化電流ｉＭを数式４に従って制御する方法）はベクトル制御を前提としているので、誘導機電流を磁化電流ｉＭとトルク電流ｉＴとに分離したうえで磁化電流ｉＭを制御する必要がある。誘導機電流を磁化電流ｉＭとトルク電流ｉＴとに分離するには固定子座標系に対する磁束ベクトルの角度を推定する必要があり、そのためには制御部における複雑かつ高速な演算が不可欠であるためソフトウェアを含めて制御装置のコストが上昇する。
更に、主回路として例えば三相Ｖ結線チョッパを用いる場合、三相Ｖ結線チョッパでは出力電圧の位相を制御できないため、Ｍ軸成分とＴ軸成分とに分けて出力電圧を制御ですることができず、結果的に高効率制御を行うことができないという問題もある。
【００１４】
そこで本発明は、簡単な電力変換方式により、誘導機のみならず電力変換器自身を高効率化し、全体として高効率制御を容易に実現可能とした低コストの制御装置を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、多相交流電源に接続されて多相誘導機を駆動する交流／交流直接変換器と、この交流／交流直接変換器を制御する制御部とを備えた誘導機の制御装置において、
前記交流／交流直接変換器は、
１相の交流入力端子と交流出力端子とが直接接続され、前記１相の交流入力端子と他相の交流入力端子との間に、電流を双方向に通流可能な２個の双方向スイッチの直列接続回路からなるレッグがそれぞれ接続され、かつ、各レッグ内の双方向スイッチ同士の接続点が他相の交流出力端子にそれぞれ接続されており、
前記制御部は、
誘導機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記交流／交流直接変換器の出力電圧指令補正量を演算する最大効率制御手段と、
前記出力電圧指令補正量を出力電圧指令に加算して得たデューティ比指令に従って前記双方向スイッチに与えるＰＷＭ指令を演算するＰＷＭ指令発生手段と、を有し、
前記最大効率制御手段は、
前記誘導機の一次電流の大きさを検出する検出手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクの平方根に比例する前記誘導機の最大効率時の逆起電力指令を、前記推定した出力トルクの平方根、電源角周波数及び前記誘導機の定数を用いて演算する逆起電力指令手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクに２乗値が比例する前記誘導機の最大効率時の一次電流の大きさ指令を、前記推定した出力トルク及び前記誘導機の定数を用いて演算する大きさ指令手段と、
前記検出手段により検出した前記誘導機の一次電流の大きさを前記大きさ指令に一致させる電流調節手段と、
この電流調節手段の出力を前記逆起電力指令に加算して前記出力電圧指令補正量を演算する手段と、を有するものである。
【００１６】
請求項２記載の発明は、請求項１のような交流／交流直接変換器を主回路に用いる場合だけでなく、主回路として従来のインバータ等の電力変換器を用いた誘導機の制御装置を考慮したものである。
すなわち、請求項２記載の発明は、少なくとも出力電圧の大きさを制御して誘導機を駆動可能な電力変換器と、この電力変換器を制御する制御部とを備えた誘導機の制御装置において、
前記制御部は、
誘導機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記電力変換器の出力電圧指令補正量を演算する最大効率制御手段と、
前記出力電圧指令補正量を出力電圧指令に加算して得たデューティ比指令に従って前記電力変換器の半導体スイッチング素子に与えるＰＷＭ指令を演算するＰＷＭ指令発生手段と、を有し、
前記最大効率制御手段は、
前記誘導機の一次電流の大きさを検出する検出手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクの平方根に比例する前記誘導機の最大効率時の逆起電力指令を、前記推定した出力トルクの平方根、電源角周波数及び前記誘導機の定数を用いて演算する逆起電力指令手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクに２乗値が比例する前記誘導機の最大効率時の一次電流の大きさ指令を、前記推定した出力トルク及び前記誘導機の定数を用いて演算する大きさ指令手段と、
前記検出手段により検出した前記誘導機の一次電流の大きさを前記大きさ指令に一致させる電流調節手段と、
この電流調節手段の出力を前記逆起電力指令に加算して前記出力電圧指令補正量を演算する手段と、を有するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１はこの実施形態の全体的な構成を示すブロック図であり、請求項１記載の発明に相当する。
この実施形態では、誘導機３を駆動する電力変換器として、図５に示したようなインバータ２ではなく、交流／交流直接変換器１０を用いている。
【００１９】
すなわち、主回路を構成する交流／交流直接変換器１０は、３相交流電源１に接続された交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間で、例えば交流入力端子Ｓと交流出力端子Ｖとが直接接続され、交流入力端子Ｓと他の相の交流入力端子Ｒ，Ｔとの間に、電流を双方向に通流可能な２個の双方向スイッチＳ１，Ｓ２の直列接続回路からなるレッグ１１と、同じく双方向スイッチＳ３，Ｓ４の直列接続回路からなるレッグ１２とがそれぞれ接続され、かつ、各レッグ１１，１２内の双方向スイッチ同士の接続点が、他の相の交流出力端子Ｕ，Ｗにそれぞれ接続されて構成される。
【００２０】
ここで、前記双方向スイッチＳ１〜Ｓ４は、例えば図２に示すようにＩＧＢＴ等の単方向半導体スイッチング素子Ｓａ，ＳｂとダイオードＤａ，Ｄｂとから構成されるが、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂに逆耐圧性能があれば（逆阻止形のＩＧＢＴ等を使用すれば）、図２のダイオードＤａ，Ｄｂは不要となり、誘導損失を大幅に低減することができる。これにより、交流／交流直接変換器１０の損失低減が可能である。
なお、図１において、１３は各相の出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出手段、１４は各相の入力電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴを検出する電圧検出手段である。
【００２１】
一方、交流／交流直接変換器１０の双方向スイッチＳ１〜Ｓ４を駆動するための制御部において、２１は電流検出手段１３により検出した各相の電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直交２軸の固定子座標上の２相電流ｉα，ｉβに変換する３相／２相変換手段、２２は電圧検出手段１４により検出した各相の入力電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴを２相電圧に変換する３相／２相変換手段、２３，２４は、後述するデューティ比指令Ｖ１ｑ ＊を３相／２相変換手段２２の出力に乗算して交流／交流直接変換器１０の出力電圧の２相成分ｖα，ｖβを求めるための乗算手段、２５は２相電流ｉα，ｉβ及び２相電圧ｖα，ｖβからトルク推定値τ∧を演算するトルク推定手段、２６は２相電流ｉα，ｉβ及びトルク推定値τ∧から誘導機３の効率が最大になるような出力電圧指令補正量Ｖｑｅ ＊を演算する最大効率制御手段、２７は交流／交流直接変換器１０の出力電圧指令Ｖ＊に補正量Ｖｑｅ ＊を加算して出力電圧のデューティ比指令Ｖ１ｑ ＊を求めるための加算手段である。
【００２２】
なお、前記デューティ比指令Ｖ１ｑ ＊は３相／２相変換手段２２の出力との乗算による２相電圧（出力電圧）ｖα，ｖβの演算に用いられるほか、ＰＷＭ指令発生手段２８に入力されて双方向スイッチＳ１〜Ｓ４に与えるＰＷＭ指令の演算に使用されており、デューティ比指令Ｖ１ｑ ＊の大小によって交流／交流直接変換器１０の出力電圧の大きさを制御するようになっている。
【００２３】
次に、図３は図１の最大効率制御手段２６の構成を示すブロック図である。
ここで、最大効率制御手段２６の構成を説明する前に、本発明の原理について説明する。まず、最大効率点での誘導機３の逆起電力ｅ２（＝ω１φ２＝ω１ＬｍｉＭ）は、前述した数式４に基づき数式５のように表すことができる。
【００２４】
【数５】
【００２５】
すなわち、最大効率時の逆起電力ｅ２は、トルクτの平方根（√τ）に比例する。従って、推定したトルクτに応じて逆起電力ｅ２が数式５になるように制御すれば、誘導機３の最大効率を得ることができる。
ここで、数式５は逆起電力を示しているため、この値を交流／交流直接変換器１０の出力電圧指令として与えると、誘導機３の一次抵抗や漏れインダクタンスによる電圧降下が発生して実際の逆起電力が数式５の値より小さくなってしまい、最大効率を得ることができない。そこで、本実施形態では誘導機３の一次電流制御を併用する。
誘導機３の一次電流ｉ１は、鉄損抵抗が十分大きく、鉄損抵抗に流れる電流≪磁化電流とすれば、数式６により得られる。
【００２６】
【数６】
【００２７】
数式４を数式６に代入して、損失が最小になる一次電流の２乗値を求めると、数式７となる。この数式７は、損失が最小になる時の一次電流の２乗値がトルクに比例することを表している。
【００２８】
【数７】
【００２９】
図３の構成では、図１のトルク推定手段２５により推定したトルクτ∧をフィードフォワード手段としての逆起電力指令手段２６１に入力して数式５から最大効率時の逆起電力指令を得ると共に、一次電流の大きさ指令手段２６２では、数式７に基づいて前記トルク推定値τ∧から最大効率時の一次電流の大きさの２乗値を演算する。
一次電流の大きさ検出手段２６３は、２相電流ｉα，ｉβの２乗和により一次電流の大きさの２乗値を演算し、前記指令手段２６２の出力と共に電流調節手段２６４に入力する。この電流調節手段２６４は、一次電流の大きさの２乗値（言い換えれば一次電流自体）の検出値を指令値に一致させるような調節動作を行う。
【００３０】
電流調節手段２６４の出力は、リミッタ２６５を介して加算手段２６６に入力され、加算手段２６６には前記逆起電力指令も入力されている。ここで、リミッタ２６５は電流調節手段２６４の出力が負にならないように制限動作するものであり、次の理由から設けられる。
【００３１】
一次電流をその２次関数である数式７に基づいて制御すると、一次電流の収束点は、ｉＭ＝ｉＭｍｉｎの他にｉＴ＝ｉＭｍｉｎの場合もあり得る。そこで、図３のように電流調節手段２６４の出力側にリミッタ２６５を設け、電流調節手段２６４の出力がゼロ以下にならないように（出力電圧を増加させるように）する。
そして、加算手段２６６から出力される補正量Ｖｑｅ ＊が逆起電力指令手段２６１からの逆起電力指令よりも常に大きくなるようにし、この補正量Ｖｑｅ ＊により出力電圧指令Ｖ＊を補正して出力電圧のデューティ比指令Ｖ１ｑ ＊を得るようにした。
【００３２】
一次電流がｉＴ＝ｉＭｍｉｎに収束した場合の磁化電流はｉＭｍｉｎより小さくなるので、逆起電力はｉＭ＝ｉＭｍｉｎの場合の方が大きくなる。よって、リミッタ２６５を設けることで、数式５による逆起電力より必ず大きな出力電圧を得ることができ、一次電流はｉＭ＝ｉＭｍｉｎに収束する。また、リミッタ２６５は急激な負荷トルク変化が発生したときに、電流調節手段２６４が出力電圧を減少させないように動作することで、ストールを防止する働きもある。
【００３３】
なお、本実施形態では、簡単化のために、電流制御を一次電流の大きさの２乗値を対象として行っているが、その平方根を求めて電流の大きさ自体で制御しても良い。
本実施形態によれば、一次電流の大きさのみを制御するので、従来のように一次電流を実際にＭ軸、Ｔ軸成分に分離する回転座標変換を行う必要がなく、極めて簡単に制御系を構成することができる。この結果、電源電圧位相を検出するＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路が不要となり、極めて簡単な構成で制御を行なうことができる。
【００３４】
また、主回路に図１に示したような交流／交流直接変換器を使用する場合には、入力フィルタを小さくするためにスイッチング周波数が高くなることに加え、転流時に必要な時間が従来のインバータに比べて長いことから、出力電圧誤差が大きくなるおそれがある。しかし、図３に示したような最大効率制御手段では電流制御系を有するため、転流に伴う電圧誤差をフィードフォワード的に補償する手段を持たなくても、この電圧誤差を平均的に補償することができる。
【００３５】
次に、図４は、最大効率制御手段２６として図２の構成を用いた場合の誘導機の効率測定結果（図４における○のプロット）であり、横軸が誘導機出力、縦軸が効率を示している。実験に使用した誘導機は、定格電圧２００Ｖ、同出力７５０Ｗ、４極の汎用誘導機である。
同図から明らかなように、最大効率制御手段２６を用いた高効率制御により、特に軽負荷時における効率が２０ポイント〜４０ポイント向上することが確認されている。
【００３６】
なお、図１に示したトルク推定手段２５，最大効率制御手段２６等からなる制御部は、請求項２に示すように、主回路として従来のインバータ等の電力変換器を用いる場合にも適用可能であり、その場合の最大効率制御手段２６は、基本的に図３に示した構成を使用することができる。
この場合、インバータ等の電力変換器に与えられる電圧指令はｑ軸（Ｔ軸）電圧指令となり、ｄ軸（Ｍ軸）電圧指令はゼロとなる。従来のインバータに請求項２，３記載の発明を適用して制御装置を構成した場合、従来よりも構成が簡単で低速の制御装置によって高効率制御を実現することができる。
更に、本発明に係る制御装置は、３相以外の多相（例えば６相）誘導機に適用可能である。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載の発明によれば、従来のインバータに代えて交流／交流直接変換器を用いることにより、特に双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子に逆耐圧性能があればダイオードの削減が可能になるため、電力変換器の損失低減が可能になり、誘導機の最大効率制御と相まって従来より高いシステム効率を得ることができる。
また、請求項２に記載したように本発明の高効率制御は交流／交流直接変換器以外の電力変換器にも適用可能であり、汎用性が大きい。
更に、請求項１，２に記載した最大効率制御手段は、従来よりも簡単な制御系で構成できるため、ハードウェアの構成も簡単で済む。その結果、低コストで高効率な誘導機の制御装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の全体的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１における双方向スイッチの構成図である。
【図３】図１における最大効率制御手段の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態による効率測定結果を示す図である。
【図５】従来技術の構成を示すブロック図である。
【図６】誘導機の等価回路図である。
【符号の説明】
１：３相交流電源
３：誘導機
１０：交流／交流直接変換器
１１，１２：レッグ
１３：電流検出手段
１４：電圧検出手段
２１，２２：３相／２相変換手段
２３，２４：乗算手段
２５：トルク推定手段
２６：最大効率制御手段
２６１：逆起電力指令手段
２６２：一次電流の大きさ指令手段
２６３：一次電流の大きさ検出手段
２６４：電流調節手段
２６５：リミッタ
２６６：加算手段
２７：加算手段
２８：ＰＷＭ指令発生手段
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４：双方向スイッチ
Ｓａ，Ｓｂ：半導体スイッチング素子
Ｄａ，Ｄｂ：ダイオード
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は誘導機の制御装置に関し、特に誘導電動機とこれを駆動する電力変換器の高効率制御を可能にした制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は従来の誘導電動機の制御装置を示すブロック図である。まず、図５に示す主回路において、１は３相交流電源、２はインバータ、２ａはダイオード整流器部、２ｂは直流中間コンデンサ、２ｃは半導体スイッチング素子を有するインバータ部、２ｄは電流検出器、３は誘導機（誘導電動機）である。
【０００３】
一方、前記インバータ部２ｃを駆動するための制御部では、電流検出器２ｄにより検出した各相の電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３相／２相変換手段４により直交２軸の固定子座標系の２相電流ｉα，ｉβに変換し、これらの２相電流ｉα，ｉβ及び後述する２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊をトルク推定手段５に入力して出力トルクの推定値τ∧を得る。このトルク推定値τ∧を磁化電流指令発生手段６に入力して磁化電流指令ｉＭ ＊を生成し、トルク電流指令ｉＴ ＊と共にベクトル制御器７に入力して２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を得る。これらの電圧指令ｖα＊，ｖβ＊は前述したトルク推定手段５と共に２相／３相変換手段８に入力され、インバータ部２ｃに対する各相の出力電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊が生成される。
【０００４】
ベクトル制御は広く公知であるので、簡単に述べると、誘導機３の磁束ベクトルに平行な方向（磁束に関係する方向）をＭ軸、直交する方向（トルクに関係する方向）をＴ軸とした直交２軸の回転座標系を定義し、この回転座標上でＭ軸の電流成分（磁化電流ｉＭ）とＴ軸の電流成分（トルク電流ｉＴ）がそれぞれ所望の値になるように制御することにより、磁束及びトルクを制御するものである。図５のベクトル制御器７は、誘導機３の電流がトルク電流指令ｉＴ ＊及び磁化電流指令ｉＴ ＊，ｉＭ ＊に一致するように２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊を出力する。そして、これらの電圧指令ｖα＊，ｖβ＊に基づき２相／３相変換手段８により生成した出力電圧指令ｖｕ ＊，ｖｖ ＊，ｖｗ ＊に従ってインバータ部２ｃの半導体スイッチング素子を駆動することにより誘導機３に交流電圧を印加し、誘導機３を制御している。
【０００５】
次に、誘導機に対する従来の高効率制御方法について説明する。
図６は、鉄損を考慮し、誘導機の二次側の漏れインダクタンスを一次側に換算した場合（換算値をＬσとする）の等価回路を示している。励磁インダクタンスＬｍに流れる電流を磁化電流ｉＭとし、二次抵抗Ｒ２に流れて出力トルクに比例する電流をトルク電流ｉＴとすれば、３相誘導機の全損失ＰＬＯＳＳは数式１によって表される。
【０００６】
【数１】
ただし、Ｒ１：一次抵抗、Ｒ２：二次抵抗、Ｒｃ：鉄損抵抗、Ｌｍ：励磁インダクタンス、ω１：電源角周波数である。
一方、出力トルクτとトルク電流ｉＴとの関係は、二次磁束をφ２とすれば、数式２となる。
【０００８】
【数２】
ここで、数式１におけるω１ ２Ｌｍ ２／Ｒｃ＝Ｒｍとし、数式２を数式１に代入して数式３の如く全損失ＰＬＯＳＳを磁化電流ｉＭで微分し、全損失が最小になるときの磁化電流ｉＭｍｉｎを求めると、数式４となる。
【００１０】
【数３】
【数４】
すなわち、磁化電流ｉＭが数式４になるように制御すれば、誘導機の損失は最小になり、最大効率が得られることになる。
図５に示した制御装置では、上述した高効率制御を行うために、まず、３相／２相変換して得た２相電流ｉα，ｉβと２相電圧指令ｖα＊，ｖβ＊とからトルク推定手段５により出力トルクを推定する。そして、このトルク推定値τ∧を及び一次抵抗Ｒ１等の諸定数を用い、数式４に従って磁化電流指令発生手段６により最小損失を与える磁化電流指令ｉＭ ＊を求め、トルク電流指令ｉＴ ＊と共にベクトル制御器７に入力する。ベクトル制御器７は、磁化電流指令ｉＭ ＊と実際の磁化電流が一致するように制御を行ない、高効率制御を実現している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、従来技術によれば誘導機３の高効率制御が一応可能であるが、誘導機３を駆動するインバータ２内では、ダイオード整流器部２ａ及びインバータ部２ｃにより合計４つのスイッチング素子を電流が通過するため、損失が増加し、システム効率が悪いという問題がある。
また、従来の誘導機の高効率制御方法（磁化電流ｉＭを数式４に従って制御する方法）はベクトル制御を前提としているので、誘導機電流を磁化電流ｉＭとトルク電流ｉＴとに分離したうえで磁化電流ｉＭを制御する必要がある。誘導機電流を磁化電流ｉＭとトルク電流ｉＴとに分離するには固定子座標系に対する磁束ベクトルの角度を推定する必要があり、そのためには制御部における複雑かつ高速な演算が不可欠であるためソフトウェアを含めて制御装置のコストが上昇する。
更に、主回路として例えば三相Ｖ結線チョッパを用いる場合、三相Ｖ結線チョッパでは出力電圧の位相を制御できないため、Ｍ軸成分とＴ軸成分とに分けて出力電圧を制御ですることができず、結果的に高効率制御を行うことができないという問題もある。
【００１４】
そこで本発明は、簡単な電力変換方式により、誘導機のみならず電力変換器自身を高効率化し、全体として高効率制御を容易に実現可能とした低コストの制御装置を提供しようとするものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、多相交流電源に接続されて多相誘導機を駆動する交流／交流直接変換器と、この交流／交流直接変換器を制御する制御部とを備えた誘導機の制御装置において、
前記交流／交流直接変換器は、
１相の交流入力端子と交流出力端子とが直接接続され、前記１相の交流入力端子と他相の交流入力端子との間に、電流を双方向に通流可能な２個の双方向スイッチの直列接続回路からなるレッグがそれぞれ接続され、かつ、各レッグ内の双方向スイッチ同士の接続点が他相の交流出力端子にそれぞれ接続されており、
前記制御部は、
誘導機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記交流／交流直接変換器の出力電圧指令補正量を演算する最大効率制御手段と、
前記出力電圧指令補正量を出力電圧指令に加算して得たデューティ比指令に従って前記双方向スイッチに与えるＰＷＭ指令を演算するＰＷＭ指令発生手段と、を有し、
前記最大効率制御手段は、
前記誘導機の一次電流の大きさを検出する検出手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクの平方根に比例する前記誘導機の最大効率時の逆起電力指令を、前記推定した出力トルクの平方根、電源角周波数及び前記誘導機の定数を用いて演算する逆起電力指令手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクに２乗値が比例する前記誘導機の最大効率時の一次電流の大きさ指令を、前記推定した出力トルク及び前記誘導機の定数を用いて演算する大きさ指令手段と、
前記検出手段により検出した前記誘導機の一次電流の大きさを前記大きさ指令に一致させる電流調節手段と、
この電流調節手段の出力を前記逆起電力指令に加算して前記出力電圧指令補正量を演算する手段と、を有するものである。
【００１６】
請求項２記載の発明は、請求項１のような交流／交流直接変換器を主回路に用いる場合だけでなく、主回路として従来のインバータ等の電力変換器を用いた誘導機の制御装置を考慮したものである。
すなわち、請求項２記載の発明は、少なくとも出力電圧の大きさを制御して誘導機を駆動可能な電力変換器と、この電力変換器を制御する制御部とを備えた誘導機の制御装置において、
前記制御部は、
誘導機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記電力変換器の出力電圧指令補正量を演算する最大効率制御手段と、
前記出力電圧指令補正量を出力電圧指令に加算して得たデューティ比指令に従って前記電力変換器の半導体スイッチング素子に与えるＰＷＭ指令を演算するＰＷＭ指令発生手段と、を有し、
前記最大効率制御手段は、
前記誘導機の一次電流の大きさを検出する検出手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクの平方根に比例する前記誘導機の最大効率時の逆起電力指令を、前記推定した出力トルクの平方根、電源角周波数及び前記誘導機の定数を用いて演算する逆起電力指令手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクに２乗値が比例する前記誘導機の最大効率時の一次電流の大きさ指令を、前記推定した出力トルク及び前記誘導機の定数を用いて演算する大きさ指令手段と、
前記検出手段により検出した前記誘導機の一次電流の大きさを前記大きさ指令に一致させる電流調節手段と、
この電流調節手段の出力を前記逆起電力指令に加算して前記出力電圧指令補正量を演算する手段と、を有するものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１はこの実施形態の全体的な構成を示すブロック図であり、請求項１記載の発明に相当する。
この実施形態では、誘導機３を駆動する電力変換器として、図５に示したようなインバータ２ではなく、交流／交流直接変換器１０を用いている。
【００１９】
すなわち、主回路を構成する交流／交流直接変換器１０は、３相交流電源１に接続された交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間で、例えば交流入力端子Ｓと交流出力端子Ｖとが直接接続され、交流入力端子Ｓと他の相の交流入力端子Ｒ，Ｔとの間に、電流を双方向に通流可能な２個の双方向スイッチＳ１，Ｓ２の直列接続回路からなるレッグ１１と、同じく双方向スイッチＳ３，Ｓ４の直列接続回路からなるレッグ１２とがそれぞれ接続され、かつ、各レッグ１１，１２内の双方向スイッチ同士の接続点が、他の相の交流出力端子Ｕ，Ｗにそれぞれ接続されて構成される。
【００２０】
ここで、前記双方向スイッチＳ１〜Ｓ４は、例えば図２に示すようにＩＧＢＴ等の単方向半導体スイッチング素子Ｓａ，ＳｂとダイオードＤａ，Ｄｂとから構成されるが、スイッチング素子Ｓａ，Ｓｂに逆耐圧性能があれば（逆阻止形のＩＧＢＴ等を使用すれば）、図２のダイオードＤａ，Ｄｂは不要となり、誘導損失を大幅に低減することができる。これにより、交流／交流直接変換器１０の損失低減が可能である。
なお、図１において、１３は各相の出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流検出手段、１４は各相の入力電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴを検出する電圧検出手段である。
【００２１】
一方、交流／交流直接変換器１０の双方向スイッチＳ１〜Ｓ４を駆動するための制御部において、２１は電流検出手段１３により検出した各相の電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直交２軸の固定子座標上の２相電流ｉα，ｉβに変換する３相／２相変換手段、２２は電圧検出手段１４により検出した各相の入力電圧ｖＲ，ｖＳ，ｖＴを２相電圧に変換する３相／２相変換手段、２３，２４は、後述するデューティ比指令Ｖ１ｑ ＊を３相／２相変換手段２２の出力に乗算して交流／交流直接変換器１０の出力電圧の２相成分ｖα，ｖβを求めるための乗算手段、２５は２相電流ｉα，ｉβ及び２相電圧ｖα，ｖβからトルク推定値τ∧を演算するトルク推定手段、２６は２相電流ｉα，ｉβ及びトルク推定値τ∧から誘導機３の効率が最大になるような出力電圧指令補正量Ｖｑｅ ＊を演算する最大効率制御手段、２７は交流／交流直接変換器１０の出力電圧指令Ｖ＊に補正量Ｖｑｅ ＊を加算して出力電圧のデューティ比指令Ｖ１ｑ ＊を求めるための加算手段である。
【００２２】
なお、前記デューティ比指令Ｖ１ｑ ＊は３相／２相変換手段２２の出力との乗算による２相電圧（出力電圧）ｖα，ｖβの演算に用いられるほか、ＰＷＭ指令発生手段２８に入力されて双方向スイッチＳ１〜Ｓ４に与えるＰＷＭ指令の演算に使用されており、デューティ比指令Ｖ１ｑ ＊の大小によって交流／交流直接変換器１０の出力電圧の大きさを制御するようになっている。
【００２３】
次に、図３は図１の最大効率制御手段２６の構成を示すブロック図である。
ここで、最大効率制御手段２６の構成を説明する前に、本発明の原理について説明する。まず、最大効率点での誘導機３の逆起電力ｅ２（＝ω１φ２＝ω１ＬｍｉＭ）は、前述した数式４に基づき数式５のように表すことができる。
【００２４】
【数５】
すなわち、最大効率時の逆起電力ｅ２は、トルクτの平方根（√τ）に比例する。従って、推定したトルクτに応じて逆起電力ｅ２が数式５になるように制御すれば、誘導機３の最大効率を得ることができる。
ここで、数式５は逆起電力を示しているため、この値を交流／交流直接変換器１０の出力電圧指令として与えると、誘導機３の一次抵抗や漏れインダクタンスによる電圧降下が発生して実際の逆起電力が数式５の値より小さくなってしまい、最大効率を得ることができない。そこで、本実施形態では誘導機３の一次電流制御を併用する。
誘導機３の一次電流ｉ１は、鉄損抵抗が十分大きく、鉄損抵抗に流れる電流≪磁化電流とすれば、数式６により得られる。
【００２６】
【数６】
数式４を数式６に代入して、損失が最小になる一次電流の２乗値を求めると、数式７となる。この数式７は、損失が最小になる時の一次電流の２乗値がトルクに比例することを表している。
【００２８】
【数７】
図３の構成では、図１のトルク推定手段２５により推定したトルクτ∧をフィードフォワード手段としての逆起電力指令手段２６１に入力して数式５から最大効率時の逆起電力指令を得ると共に、一次電流の大きさ指令手段２６２では、数式７に基づいて前記トルク推定値τ∧から最大効率時の一次電流の大きさの２乗値を演算する。
一次電流の大きさ検出手段２６３は、２相電流ｉα，ｉβの２乗和により一次電流の大きさの２乗値を演算し、前記指令手段２６２の出力と共に電流調節手段２６４に入力する。この電流調節手段２６４は、一次電流の大きさの２乗値（言い換えれば一次電流自体）の検出値を指令値に一致させるような調節動作を行う。
【００３０】
電流調節手段２６４の出力は、リミッタ２６５を介して加算手段２６６に入力され、加算手段２６６には前記逆起電力指令も入力されている。ここで、リミッタ２６５は電流調節手段２６４の出力が負にならないように制限動作するものであり、次の理由から設けられる。
【００３１】
一次電流をその２次関数である数式７に基づいて制御すると、一次電流の収束点は、ｉＭ＝ｉＭｍｉｎの他にｉＴ＝ｉＭｍｉｎの場合もあり得る。そこで、図３のように電流調節手段２６４の出力側にリミッタ２６５を設け、電流調節手段２６４の出力がゼロ以下にならないように（出力電圧を増加させるように）する。
そして、加算手段２６６から出力される補正量Ｖｑｅ ＊が逆起電力指令手段２６１からの逆起電力指令よりも常に大きくなるようにし、この補正量Ｖｑｅ ＊により出力電圧指令Ｖ＊を補正して出力電圧のデューティ比指令Ｖ１ｑ ＊を得るようにした。
【００３２】
一次電流がｉＴ＝ｉＭｍｉｎに収束した場合の磁化電流はｉＭｍｉｎより小さくなるので、逆起電力はｉＭ＝ｉＭｍｉｎの場合の方が大きくなる。よって、リミッタ２６５を設けることで、数式５による逆起電力より必ず大きな出力電圧を得ることができ、一次電流はｉＭ＝ｉＭｍｉｎに収束する。また、リミッタ２６５は急激な負荷トルク変化が発生したときに、電流調節手段２６４が出力電圧を減少させないように動作することで、ストールを防止する働きもある。
【００３３】
なお、本実施形態では、簡単化のために、電流制御を一次電流の大きさの２乗値を対象として行っているが、その平方根を求めて電流の大きさ自体で制御しても良い。
本実施形態によれば、一次電流の大きさのみを制御するので、従来のように一次電流を実際にＭ軸、Ｔ軸成分に分離する回転座標変換を行う必要がなく、極めて簡単に制御系を構成することができる。この結果、電源電圧位相を検出するＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路が不要となり、極めて簡単な構成で制御を行なうことができる。
【００３４】
また、主回路に図１に示したような交流／交流直接変換器を使用する場合には、入力フィルタを小さくするためにスイッチング周波数が高くなることに加え、転流時に必要な時間が従来のインバータに比べて長いことから、出力電圧誤差が大きくなるおそれがある。しかし、図３に示したような最大効率制御手段では電流制御系を有するため、転流に伴う電圧誤差をフィードフォワード的に補償する手段を持たなくても、この電圧誤差を平均的に補償することができる。
【００３５】
次に、図４は、最大効率制御手段２６として図２の構成を用いた場合の誘導機の効率測定結果（図４における○のプロット）であり、横軸が誘導機出力、縦軸が効率を示している。実験に使用した誘導機は、定格電圧２００Ｖ、同出力７５０Ｗ、４極の汎用誘導機である。
同図から明らかなように、最大効率制御手段２６を用いた高効率制御により、特に軽負荷時における効率が２０ポイント〜４０ポイント向上することが確認されている。
【００３６】
なお、図１に示したトルク推定手段２５，最大効率制御手段２６等からなる制御部は、請求項２に示すように、主回路として従来のインバータ等の電力変換器を用いる場合にも適用可能であり、その場合の最大効率制御手段２６は、基本的に図３に示した構成を使用することができる。
この場合、インバータ等の電力変換器に与えられる電圧指令はｑ軸（Ｔ軸）電圧指令となり、ｄ軸（Ｍ軸）電圧指令はゼロとなる。従来のインバータに請求項２，３記載の発明を適用して制御装置を構成した場合、従来よりも構成が簡単で低速の制御装置によって高効率制御を実現することができる。
更に、本発明に係る制御装置は、３相以外の多相（例えば６相）誘導機に適用可能である。
【００３７】
【発明の効果】
以上のように請求項１記載の発明によれば、従来のインバータに代えて交流／交流直接変換器を用いることにより、特に双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子に逆耐圧性能があればダイオードの削減が可能になるため、電力変換器の損失低減が可能になり、誘導機の最大効率制御と相まって従来より高いシステム効率を得ることができる。
また、請求項２に記載したように本発明の高効率制御は交流／交流直接変換器以外の電力変換器にも適用可能であり、汎用性が大きい。
更に、請求項１，２に記載した最大効率制御手段は、従来よりも簡単な制御系で構成できるため、ハードウェアの構成も簡単で済む。その結果、低コストで高効率な誘導機の制御装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態の全体的な構成を示すブロック図である。
【図２】図１における双方向スイッチの構成図である。
【図３】図１における最大効率制御手段の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の実施形態による効率測定結果を示す図である。
【図５】従来技術の構成を示すブロック図である。
【図６】誘導機の等価回路図である。
【符号の説明】
１：３相交流電源
３：誘導機
１０：交流／交流直接変換器
１１，１２：レッグ
１３：電流検出手段
１４：電圧検出手段
２１，２２：３相／２相変換手段
２３，２４：乗算手段
２５：トルク推定手段
２６：最大効率制御手段
２６１：逆起電力指令手段
２６２：一次電流の大きさ指令手段
２６３：一次電流の大きさ検出手段
２６４：電流調節手段
２６５：リミッタ
２６６：加算手段
２７：加算手段
２８：ＰＷＭ指令発生手段
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４：双方向スイッチ
Ｓａ，Ｓｂ：半導体スイッチング素子
Ｄａ，Ｄｂ：ダイオード
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
Claims (2)
- 多相交流電源に接続されて多相誘導機を駆動する交流／交流直接変換器と、この交流／交流直接変換器を制御する制御部とを備えた誘導機の制御装置において、
前記交流／交流直接変換器は、
１相の交流入力端子と交流出力端子とが直接接続され、前記１相の交流入力端子と他相の交流入力端子との間に、電流を双方向に通流可能な２個の双方向スイッチの直列接続回路からなるレッグがそれぞれ接続され、かつ、各レッグ内の双方向スイッチ同士の接続点が他相の交流出力端子にそれぞれ接続されており、
前記制御部は、
誘導機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記交流／交流直接変換器の出力電圧指令補正量を演算する最大効率制御手段と、
前記出力電圧指令補正量を出力電圧指令に加算して得たデューティ比指令に従って前記双方向スイッチに与えるＰＷＭ指令を演算するＰＷＭ指令発生手段と、を有し、
前記最大効率制御手段は、
前記誘導機の一次電流の大きさを検出する検出手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクの平方根に比例する前記誘導機の最大効率時の逆起電力指令を、前記推定した出力トルクの平方根、電源角周波数及び前記誘導機の定数を用いて演算する逆起電力指令手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクに２乗値が比例する前記誘導機の最大効率時の一次電流の大きさ指令を、前記推定した出力トルク及び前記誘導機の定数を用いて演算する大きさ指令手段と、
前記検出手段により検出した前記誘導機の一次電流の大きさを前記大きさ指令に一致させる電流調節手段と、
この電流調節手段の出力を前記逆起電力指令に加算して前記出力電圧指令補正量を演算する手段と、を有することを特徴とする誘導機の制御装置。 - 少なくとも出力電圧の大きさを制御して誘導機を駆動可能な電力変換器と、この電力変換器を制御する制御部とを備えた誘導機の制御装置において、
前記制御部は、
誘導機の出力トルクを推定するトルク推定手段と、
前記電力変換器の出力電圧指令補正量を演算する最大効率制御手段と、
前記出力電圧指令補正量を出力電圧指令に加算して得たデューティ比指令に従って前記電力変換器の半導体スイッチング素子に与えるＰＷＭ指令を演算するＰＷＭ指令発生手段と、を有し、
前記最大効率制御手段は、
前記誘導機の一次電流の大きさを検出する検出手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクの平方根に比例する前記誘導機の最大効率時の逆起電力指令を、前記推定した出力トルクの平方根、電源角周波数及び前記誘導機の定数を用いて演算する逆起電力指令手段と、
前記トルク推定手段により推定した出力トルクに２乗値が比例する前記誘導機の最大効率時の一次電流の大きさ指令を、前記推定した出力トルク及び前記誘導機の定数を用いて演算する大きさ指令手段と、
前記検出手段により検出した前記誘導機の一次電流の大きさを前記大きさ指令に一致させる電流調節手段と、
この電流調節手段の出力を前記逆起電力指令に加算して前記出力電圧指令補正量を演算する手段と、を有することを特徴とする誘導機の制御装置。
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