JP4150227B2 - 低コストの電圧降下を伴う電流電圧感知回路のための方法および装置 - Google Patents
低コストの電圧降下を伴う電流電圧感知回路のための方法および装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般に電圧電流感知付き回路に関し、より詳細には電圧降下を伴う回路の電流および電圧の感知に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本出願は、２００１年７月２０日出願の、「Ｍｅｔｈｏｄ Ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｆｏｒ Ｌｏｗ Ｃｏｓｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ａｎｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｅｎｓｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｗｉｔｈ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｒｏｐ」という名称の米国仮出願第６０／３０６，７１９号の優先権を主張するものである。
【０００３】
携帯電話、パーソナル・ディジタル・アシスタント（ＰＤＡ）など大抵のバッテリ駆動携帯電子製品には、バッテリを充電するために、定電圧および定電流（ＣＣ／ＣＶ）特性を有する、低電力の交流（ＡＣ）−直流（ＤＣ）変換充電器電源が必要である。これらの充電器のほとんどは、温度に関して指定された電流許容差および電圧許容差を満たすために比較的正確かつ高価な回路を必要とする。
【０００４】
知られている回路では、ＴＬ４３１などの高精度プログラマブル基準ＩＣを用いて電圧が感知されている。ＴＬ４３１は、外部抵抗によって設定されたプログラム値に出力電圧を制御するために光結合素子フィードバック回路を駆動する。充電器と負荷（電子製品）を接続している出力ケーブルによる電圧降下がもたらす負荷端でのより低い精度に合致するためには、充電器回路の出力端の精度は、比較的高レベルの精度でなければならない。出力ケーブルによる電圧降下は、負荷の増加に伴って出力電圧を低下させ、負荷端での総合電圧許容差を劣化させている。充電器の出力端に要求される電圧精度のレベルは、適切なレベルの精度にトリムされたＴＬ４３１ＩＣを選択することによって達成することができる。精度が３％、２％および１％のＴＬ４３１が広く利用されている。ＴＬ４３１電圧基準は、単純なツェナー基準より一般的に高価である。しかし、許容差２％未満のツェナーを得ることは一般に困難であり、また、ツェナーを流れる電流によってツェナー電圧が変動するため、フィードバック・ループの低利得により、ツェナー電流が出力負荷に応じて変動する回路では、負荷変動率が悪くなる。また、ツェナー電圧を利用できる範囲が特定の標準電圧値に限られているため、出力電圧の中心を最適ポイントに置き、最良の許容差を得ることは困難である。
【０００５】
低コストの場合、低電力応用品（例えば５Ｗ未満）における電流感知は、通常、バイポーラ・トランジスタをターン・オンさせるために、電流感知抵抗の両端間の電圧降下を使用して実施される。この回路は、トランジスタのベース−エミッタ電圧ＶBEを基準として使用している。このトランジスタは光結合素子フィードバック回路を駆動し、それにより出力電圧が一定の値で制御される。しかし、このような回路によって設定される定電流制限は、ＶBEの温度係数が大きい（−２ｍＶ／℃）ため、温度によって大きく変動する。この温度変動は、サーミスタをベースとした抵抗網を用いることによって、第１のオーダまで補償することができるが、部品の数が増加し、コストが高くなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は低コストで正確に電流電圧を感知することができる回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
電圧降下を伴う回路の電流および電圧を感知する方法および装置を開示する。本発明の一態様で、感知すべき電流の経路内に直列に結合されたダイオードおよび抵抗を備え、この直列結合の両端間の電圧が、発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するために結合される電流感知回路について説明する。一実施態様では、ＬＥＤは光結合素子の一部であり、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。一実施態様では、ダイオードはＰＮ接合ダイオードである。
【０００８】
本発明の他の態様で、出力部から供給される負荷電流の経路内に直列に結合されたダイオードおよび抵抗を有する電流感知回路を備え、この直列結合の両端間の電圧がＬＥＤを駆動するために結合される、電流および電圧感知回路について説明する。また、電流および電圧感知回路は、出力部に結合された電圧感知回路を備えている。電圧感知回路は、バイポーラ・トランジスタのベースに結合された電圧基準を備えている。バイポーラ・トランジスタは、出力端の電圧が電圧感知回路の感知電圧を超えるとＬＥＤを駆動する。電圧基準はツェナーであり、電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧（ＶBE）の合計である。一実施態様では、ＬＥＤは光結合素子の一部であり、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。一実施態様では、ダイオードはＰＮ接合ダイオードである。
【０００９】
本発明のさらに他の態様で、電圧出力部の両端間に結合された電圧感知回路を備えた電圧降下補償回路について説明する。電圧感知回路は、バイポーラ・トランジスタのベースを駆動するために結合された電圧基準を備え、電圧出力端の電圧が電圧感知回路の感知電流を超えると、バイポーラ・トランジスタのベースが駆動される。補償抵抗は電圧出力部に結合され、実質的に電圧出力部から電圧出力部に結合された負荷に流れる電流を表す電流を流している。補償抵抗の両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧を合計した電圧が、直列に結合された第２の抵抗とダイオードの両端間に印加される。第２の抵抗を流れる電流を使用して、電圧感知回路の感知電圧が変更される。一実施態様では、負荷を流れる電流の増加に伴って感知電圧が増加する。一実施態様では、ダイオードが短絡回路に置換されている。一実施態様では、電圧基準はツェナーであり、電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧（ＶBE）の合計である。また、第２の抵抗を流れる電流は、ツェナーを通って流れている。一実施態様では、電圧感知回路は第３の抵抗をさらに備え、感知電圧は、電圧基準の両端間の電圧、第３の抵抗の両端間の電圧、およびバイポーラ・トランジスタの順方向エミッタ・バイアス電圧の合計である。また、第２の抵抗を流れる電流は、第３の抵抗を通って流れている。一実施態様では、ダイオードはＰＮ接合ダイオードである。一実施態様では、バイポーラ・トランジスタが光結合素子のＬＥＤを駆動し、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。
【００１０】
本発明のさらに他の態様で、電圧出力部の両端間に結合された電圧感知回路を備えた電圧降下補償回路について説明する。電圧感知回路は、ツェナーに結合された第１の抵抗を備えている。ツェナーは、光結合素子のＬＥＤを駆動するために結合され、電圧出力端の電圧が電圧感知回路の感知電圧を超えると、ＬＥＤが駆動される。電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧、光結合素子のＬＥＤの順方向電圧、および第１の抵抗の両端間の電圧の合計である。また、電圧感知回路は、電圧出力部に結合された負荷に引き渡される電流を表す電圧を提供する電流感知回路を備えている。電圧感知回路は、電圧感知回路の第１の抵抗の両端間の電圧を、電流感知回路から提供される電圧に応じて変化させるために結合された電圧補償回路をさらに備えている。一実施態様では、負荷に供給される電流の増加に伴って、第１の抵抗の両端間の電圧が増加する。一実施態様では、電流感知回路は、直列に結合された第２の抵抗およびダイオードを備えている。一実施態様では、電圧補償回路は、バイポーラ・トランジスタのエミッタに結合された第３の抵抗を備え、直列に結合された第３の抵抗およびバイポーラ・トランジスタのベース−エミッタ接合が、トランジスタのコレクタ電流が第２の抵抗の両端間の電圧に比例するように、電流感知回路の両端間に結合されている。一実施態様では、バイポーラ・トランジスタのコレクタは、第１の抵抗の両端間の電圧降下が第２の抵抗の両端間の電圧に応答するように、第１の抵抗に結合されている。一実施態様では、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。本発明のその他の特徴および利点については、以下の詳細説明および添付の図面から、明らかになるであろう。
【００１１】
本発明について、何ら制限するものではなく例を使用して、添付の図面に照らして詳細に説明する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
他にもあるが、例えば電源回路などの回路において、電流感知、電圧感知、および電圧降下補償を提供するための方法および装置の実施形態を開示する。以下の説明では、本発明を完全に理解するための多数の特定の詳細が示されているが、本発明を実践するために特定の詳細を使用する必要がないことは、当分野の技術者には明らかであろう。したがって本発明を明確にするために、良く知られている材料あるいは方法についての詳細説明は、ここでは省略されている。
【００１３】
本明細書の全体を通して参照されている「一実施形態」とは、その実施形態に関連して説明されている特定の特徴、構造、あるいは特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態の中に含まれていることを意味している。したがって、本明細書を通して随所に使用されている「一実施形態では」という表現は、必ずしも同一の実施形態をすべて指しているわけではない。また、特定の特徴、構造、あるいは特性を、任意の適切な方法で、１つまたは複数の実施形態の中で組み合わせることができる。
【００１４】
概説すると、本発明の実施形態により、極めて低コストの、比較的温度に依存しない定電圧感知回路、定電流感知回路が提供される。一実施形態によるケーブル抵抗補償回路により、ケーブルの電圧降下が補償されるため、負荷端における電圧の精度が向上する。また、負荷端における電圧の精度が向上するため、使用すべき電圧感知回路のコストが低減される。また、一実施形態による電流感知回路を使用することにより、監視および保護を目的として、しきい値を交差する感知電流を検出することができる。本発明の一実施形態を使用することにより、比較的精度が高く、かつ、温度補償された定電圧、定電流特性がバッテリ充電器に提供される。
【００１５】
説明する本発明の一実施形態には、コストを低減するために、ツェナーをベースとした電圧感知が使用されている。ツェナー感知を使用することによる精度の低下は、新規な電圧降下補償技法によって補償されている。この技法により、負荷の関数として感知電圧が増加し、ケーブル電圧降下および負荷に起因するツェナー電流の変動によるあらゆるツェナー電圧の変動が補償される。この回路を使用して負荷端で測定した正味有効電圧精度は、より高価なＴＬ４３１をベースとした回路の精度に匹敵している。別法としては、電圧降下補償回路を、ＴＬ４３１ＩＣに基づく回路など、より精度の高い電圧感知回路と組み合わせて使用することにより、負荷と電圧感知ポイントを接続している導体（配線、ケーブル、印刷回路基板トレース等）の抵抗降下を補償し、負荷端における調整精度をさらに改善することもできる。
【００１６】
一実施形態では、電流感知は、発光ダイオード（ＬＥＤ）の順方向電圧を電圧基準として使用して実施されている。直列に結合されたＰＮ接合ダイオードと抵抗によって電流が感知され、この直列結合によって生じる電圧がＬＥＤの両端間に印加される。この回路は、ＬＥＤの順方向電圧の温度係数が、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧の温度係数と同様であり、かつ、その絶対値がＰＮ接合ダイオードの絶対値より約３００ｍＶ大きいこと、すなわちＰＮ接合ダイオードの０．７Ｖに対して、ＬＥＤの順方向電圧が約１Ｖであること利用している。したがって一実施形態では、感知抵抗の両端間の電圧が３００ｍＶであり、相対的に非温度依存性である。この実施形態では、この電流感知回路は、閉ループ・フィードバック回路の光結合素子のＬＥＤを使用して、相対的に非温度依存性の定電流出力を提供している。この回路に付随する利点は、この回路が、出力部の短絡回路までのすべてに定電流を提供することである。これは、出力電圧には無関係に、光結合素子のＬＥＤが常に定電流モードで駆動されることによるものである。
【００１７】
また、他の実施形態では、開示した単純な低コスト電流感知回路を開ループ方式で使用し、過電流すなわち過負荷検出、不足電流すなわち軽負荷検出、過電流遮断等の監視および保護を目的として、しきい値を交差する電流を検出している。これらの応用品では、しきい値を交差する電流は、光結合素子の出力トランジスタをターン・オン（電流がしきい値を超えた場合）させ、あるいはターン・オフ（電流がしきい値未満のとき）させることによって検出することができる。別法としては、独立したＬＥＤを使用して、しきい値を交差する電流を視覚表示させることもできる。例えば電源にＬＥＤを設け、電源が負荷状態であること、あるいは過負荷状態であることを表示するためにライト・アップさせることができる。
【００１８】
したがって、上で説明した電流感知回路の実施形態の場合、相対的に非温度依存性の電流しきい値が、極めて単純かつ低コストの回路で得られる。本明細書においては、スイッチ・モード電源を用いて本発明の実施形態が説明されているが、本発明の他の実施形態が、スイッチ・モード電源あるいはそもそも電源の使用に制限されないことを指摘しておくことについては理解されよう。例えば、本発明の実施形態を使用して、線形電源あるいは遠隔センサを有する計測システムの電圧および電流を感知し、また、設定しきい値を交差する電流および電圧を監視することができる。本発明の実施形態を開ループ・システムに使用し、電圧または電流を調整するための閉ループ・システムの電圧または電流を監視することもできる。
【００１９】
図１は、それぞれ正および負の導線中に抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９を有するケーブル１０５を介して負荷１０３に結合された、ＣＣ／ＣＶ出力を備えたスイッチ・モード交流／直流電源１０１を示したものである。この回路には、本発明の教示による新規な電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路の一実施形態（点線の枠内に示す）が、変圧器Ｔ１ １１１の二次側１２９に使用されている。回路は閉ループで動作し、比較的精度の高い定電流出力、定電圧出力を提供している。
【００２０】
一実施形態では、Ｒ１ １１３は、電源１０１を部品短絡および過負荷から保護するためのヒューズと同様の作用をする可融性抵抗である。ＲＶ１ １１５は金属酸化物バリスタ（ＭＯＶ）であり、電源の損傷を防止するために、交流ラインの過渡現象をクランプしている。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、交流を直流に変換する整流器ブリッジ１１７を形成している。コンデンサＣ１ １１９およびＣ２１２１は直流電圧を平滑化している。また、インダクタＬ１ １２３と結合したコンデンサＣ１ １１９およびＣ２ １２１は、スイッチング電源１０１が発生する高周波雑音に対する電磁干渉（ＥＭＩ）フィルタリングとなり、交流ライン上を伝達する伝導放出を制限している。Ｕ１ １２５は、集積高電圧スイッチを備えたスイッチ・モード電源コントローラである。一実施形態では、Ｕ１ １２５は、Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ州Ｓａｎ ＪｏｓｅにあるＰｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ社製のスイッチ・モード電源ＩＣの多数のＴＩＮＹＳｗｉｔｃｈ ＩＩファミリであるＴＮＹ２６４デバイスである。電源コントローラ１２５は、Ｃ２ １２１の両端間の高電圧直流を、変圧器Ｔ１ １１１の一次巻線１２７の両端間（端子１および４）の高周波交流に変換している。Ｔ１ １１１の二次側１２９端子（８および１０）に引き渡される電力の量は、電源コントローラ１２５のＥＮ／ＵＶピンを介した閉ループで制御されている。光結合素子Ｕ２ １３１は、変圧器１１１の二次側１２９から絶縁されたフィードバックを閉ループ制御に与えている。一実施形態では、エレメントＲ１ １３３、Ｒ２ １３５、Ｄ５ １３７、およびＣ３ １３９は、変圧器Ｔ１ １１１の一次巻線１２７の両端間の漏れインダクタンス・スパイクをクランプしている。Ｃ４ １４１は、電源コントローラ１２５の内部供給ピンのバイパス・コンデンサである。Ｄ６１４３は整流用であり、Ｃ５ １４５は、二次側１２９をフィルタリングし、Ｃ５ １４５の両端間に直流電圧を引き渡している。図１の点線のボックスに囲まれた、変圧器Ｔ１ １１１の二次側１２９の回路は、本発明の教示による電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路１４７の一実施形態であり、分かり易くするために、図２に別に示されている。Ｌ２ １４９およびＣ６ １５１は高周波ポスト・フィルタであり、直流出力端子のスイッチング周波数リプルを小さくしている。
【００２１】
図２は、図１の電源に使用される、本発明の教示による電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路１４７の一実施形態を示したものである。直流入力端子は、図１の変圧器Ｔ１ １１１の二次巻線１２９側のＣ５ １４５の両端間に結合されている。直流出力端子は、高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２ １４９およびＣ６ １５１）、および正および負のレール上にそれぞれ抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９を有するケーブル１０５を介して負荷１０３に結合されている。図１に示す高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２ １４９、Ｃ６ １５１）は、ケーブル１０５へ直接通過する直流電圧および電流に対しては、効果があるとしても極めて小さい。図１のＬ２ １４９が何らかの大きな直列抵抗をもたらす場合、この抵抗は、電圧降下補償用のケーブル抵抗ＲＣ１ １０７と一体にすることができる。したがって以下の考察においては、ポスト・フィルタは、直流電圧および電流を通過させるものと仮定する。
【００２２】
一実施形態では、Ｒ５ １５３、Ｒ６ １５５、Ｄ７ １５７、および光結合素子ＬＥＤ１５９が電流感知回路を構成している。電圧感知回路は、ＰＮＰトランジスタＱ１ １６１、Ｒ８ １６３、Ｒ９ １６５、およびツェナーＤ８ １６７を備えている。一実施形態では、ツェナーＤ８ １６７は、電圧感知回路電圧基準となっている。電圧感知回路に対する電圧降下補償は、Ｒ８ １６３と共にＲ３ １６９、Ｒ４ １７１、およびＤ９ １７３によって実行される。
【００２３】
図に示す一実施形態では、Ｒ６ １５５およびＤ７ １５７は、直流出力部に結合された負のレール上の電流戻り経路内の電流感知部品である。Ｒ６ １５５およびＤ７ １５７を流れる電流は、直流出力部から供給され、直流出力部に結合された負荷１０３を通って流れる負荷１０３電流ＩLに実質的に等しい。Ｒ６１５５およびＤ７ １５７の両端間で降下した電圧は、抵抗Ｒ５ １５３を介して光結合素子１３１のＬＥＤ１５９の両端間に印加され、定電流動作モードの間、ＬＥＤ１５９電流を制限している。また、Ｒ５は、定電圧動作モード時にＲ６ １５５およびＤ７ １５７を流れる電流を制限している。出力電流が、ＬＥＤ１５９の順方向電圧とＰＮ接合ダイオードＤ７ １５７の順方向電圧の差によって設定される電流感知しきい値を超えると、光結合素子１３１のＬＥＤ１５９が導通する。一実施形態では、上記順方向電圧差は約３００ｍＶであり、それがＲ６ １５５の値で分割されることになる。ＬＥＤ１５９が導通すると、電源コントローラ１２５が変圧器１１１に引き渡す電力が減少し、それにより出力電流の調整が電流感知しきい値に維持される。図１に示す実施例では、６００ｍＡの定電流出力に必要なＲ６ １５５の推定値は３００ｍＶ／６００ｍＡであり、０．５オームに相当する。図１に示すＲ６ １５５の０．５１オームという値は、定電流値を仕様限界の範囲内における最適位置に設定するために、一実施形態に対して経験的に決定された値であることを指摘しておく。
【００２４】
一実施形態の定電圧動作モードでは、出力電圧は、ツェナーＤ８ １６７の電圧、約０．７ＶであるＱ１ １６１のベース−エミッタ電圧ＶBE、および電圧降下補償回路によって生成される抵抗Ｒ８ １６３の両端間の電圧降下の合計である感知電圧に調整される。Ｒ９ １６５は、ツェナーＤ８ １６７を介して定バイアス電流を提供し、並列共振インピーダンスを小さくしている。出力が感知電圧を超えると、トランジスタＱ１ １６１が導通して光結合素子１３１のＬＥＤ１５９が駆動され、それにより電源コントローラ１２５が変圧器１１１に引き渡す電力が減少し、出力電圧の調整が感知電圧に維持される。
【００２５】
一実施形態では、Ｒ３ １６９は、負荷１０３電流ＩLに実質的に等しい電流が流れる、直流出力部に結合された正のレール上の補償抵抗である。一実施形態では、ダイオードＤ９ １７３の順方向電圧降下とトランジスタＱ１ １６１のＶBEが実質的に同じで、かつそれらの温度係数が実質的に同じであるため、Ｒ３１６９の両端間に生じる電圧は、温度には無関係に、抵抗Ｒ４ １７１の両端間の電圧に実質的に等しい。これは、ダイオードおよびトランジスタがいずれもＰＮ接合であることによるものである。したがってＲ４ １７１によって生成される電流は負荷電流ＩLに比例し、かつ、Ｒ８ １６３を通って流れる。Ｑ１ １６１のベース電流は、設計では、Ｒ４ １７１を流れる電流と比較した場合、無視することができる。したがってＲ８ １６３の両端間の電圧降下は、負荷１０３電流ＩLに比例している。負荷１０３電流ＩLが増加すると、Ｒ８ １６３の両端間の電圧降下が大きくなり、それにより基準電圧すなわち電源１０１の出力電圧が増加するため、ケーブル１０５の抵抗降下が補償され、負荷１０３電流ＩLに無関係に、実質的に一定の電圧ＶLが負荷１０３端で維持される。
【００２６】
図１に示す実施例では、Ｒ３ １６９の値は、６００ｍＡの全負荷において、ダイオードＤ９ １７３の順方向電圧とＱ１ １６１のＶBEの差のあらゆる部品間変動より実質的に大きい電圧降下をもたらすように選択されている。一実施形態では、ＰＮ接合ダイオードの部品による電圧降下変動は２０ｍＶ程度である。したがって、１０倍大きい電圧降下（例えば２００ｍＶ）を選択する場合、Ｒ３１６９の値は２００ｍＶ／６００ｍＡであり、０．３３オームに相当する。また、この値は、必要な電圧降下補償を全負荷時に提供するだけの十分な値でなければならない。Ｒ４ １７１の１２０オームという値は、Ｑ１ １６１のベース電流よりはるかに大きい、負荷１０３の関数としての電流を提供するように選択されている。全負荷時にＲ４ １７１を流れる電流は２００ｍＶ／１２０オームであり、１．６７ｍＡに相当する。これは、Ｒ４ １７１を流れる電流の範囲が、無負荷時のほぼ０ｍＡから全負荷時の１．６７ｍＡまでであることを意味している。Ｒ８ １６３の値は、直流出力部に結合されているケーブル１０５による抵抗電圧降下を補償するだけの十分な量だけ感知電圧を大きくするために、全負荷時において十分な電圧降下を提供するように選択されている。図１の実施例では、選択されているＲ８ １６３の値は３３０オームであり、それにより、０．５５Ｖに相当する１．６７ｍＡ×３３０オームだけ感知電圧が変化する。この変化により、０．９オームに相当する約０．５５Ｖ／６００ｍＡのケーブル１０５抵抗が補償される。上の計算では、３３０オームと比較すると一般的に内部インピーダンスが小さいため、電流によるツェナーＤ８ １６７の電圧変化は無視されている。いずれの場合においても、回路の第２のオーダの効果を考慮して経験的に実際のＲ８ １６３の値を微調整し、無負荷から全負荷まで、負荷端で測定による実質的に一定の電圧を出力することができる。
【００２７】
図に示す実施例では、Ｑ１ １６１のコレクタ電流は、ＬＥＤ１５９を流れる電流とＲ５ １５３を流れる電流の合計である。Ｑ１ １６１のコレクタ電流は、一実施例では約２５０μＡであり、負荷には無関係に電源コントローラ１２５デバイスを駆動している。Ｒ５ １５３を流れる電流は無負荷時に最大であり、光結合素子１３１のＬＥＤ１５９の順方向降下とＰＮ接合ダイオードＤ７ １５７の順方向降下の電圧差をＲ５ １５３の抵抗値で割ることによって推定することができる。この場合、３００ｍＶ／１００オームであり、３ｍＡに相当している。これは、無負荷時における抵抗Ｒ６ １５５の両端間の降下を無視することができることによるものである。総最大Ｑ１ １６１電流は、一実施形態では３．２５ｍＡである。Ｑ１ １６１のベータを１００と仮定すると、Ｑ１ １６１のベース電流は約３３μＡであり、したがって３３μＡ×３３０オームから、無負荷時におけるＲ８ １６３の両端間の１０ｍＶが得られる。この１０ｍＶは、５．７Ｖの出力電圧と比較すると無視することができる。標準の４．７Ｖツェナー・ダイオードＤ８ １６７は、抵抗Ｒ９ １６５を流れる０．７Ｖ／１８０オームの電流によって５Ｖ近辺にバイアスされる。０．７Ｖ／１８０オームは、３．９ｍＡに相当し、出力電圧の中心を無負荷時における５．７Ｖに相当する、５Ｖ＋ＶR8（０Ｖ）＋ＶBE（０．７Ｖ）に設定している。
【００２８】
他の実施形態では、Ｒ８ １６３の機能を実行するツェナー・ダイオードＤ８１６７の内部インピーダンスを使用することにより、Ｒ８ １６３を除去することができる。この実施形態では、全負荷時における感知電圧を変化させるために、Ｒ４ １７１の値を調整し、ツェナーＤ８ １６７電流における必要な変化を与えることができる。
【００２９】
他の実施形態では、コストを節約するためにＤ９ １７３を除去し、それに対応してより大きな値のＲ４ １７１を使用することもできる。この場合、Ｒ４ １７１の両端間の電圧は、Ｒ３ １６９の両端間の降下にＶBE（室温で約０．７Ｖ）を加えた値に等しくなり、また、室温における所望の電圧補償量を提供するように、Ｒ４ １７１の値を選択することができる。Ｒ４ １７１の両端間の電圧は、ＶBEの温度係数が約−２ｍＶ／℃であるため、温度によって変化する。そのために電圧補償が温度の関数として変化する。この変化は場合によっては許容可能な変化であり、また場合によっては望ましい変化である。
【００３０】
図３は、図１の回路の負荷端におけるＩＶ（電流対電圧）特性３０１の一実施形態を示したものである。点線は、電圧降下補償がない場合に、負荷電圧ＶLがケーブル抵抗により負荷電流の増加と共にどのように降下するかを示している。
【００３１】
図４は、本発明の教示による回路４４７の他の実施形態を示したもので、図２の回路１４７の相補バージョンである。この回路には、図１および２で使用されているＰＮＰトランジスタＱ１ １６１に代わって、ＮＰＮトランジスタＱ１ ４６１が使用されている。そのために、電流感知は、直流出力部に結合されている正のレール上で実施する必要があり、また、電圧降下補償は、負のレール上で実施しなければならない。図４に示す部品番号は、図２に示す等価部品番号と一致している。回路の動作および性能は、図２の回路と同じである。
【００３２】
図５は、本発明の教示による新規な電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路５５７の他の実施形態を示したものである。図５の実施形態では、直流入力端子は、図１の変圧器Ｔ１ １１１の二次巻線１２９側のコンデンサＣ５ １４５の両端間に結合されている。直流出力端子は、高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２１４９およびＣ６ １５１）、正および負のレール上にそれぞれ図１に示す抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９を有するケーブル１０５を介して負荷１０３に結合されている。一実施形態では、Ｒ１ ５７５、Ｒ２ ５７７、Ｄ１ ５７９、および光結合素子ＬＥＤ５８１が電流感知回路を構成している。電圧感知回路は、Ｒ３ ５８３、Ｄ２ ５８５、および光結合素子ＬＥＤ５８１を備えている。電圧補償回路は、Ｑ１ ５８７およびＲ４ ５８９を備えている。電流感知回路の動作は、図１で説明した動作と同じである。
【００３３】
一実施形態の定電圧動作モードでは、出力電圧は、ツェナーＤ２ ５８５の両端間の電圧、光結合素子ＬＥＤ５８１の順方向電圧降下、およびＲ３ ５８３の両端間の電圧の合計から、Ｒ１ ５７５の両端間の電圧およびＤ１ ５７９の順方向電圧降下を差し引いた感知電圧に調整される。Ｒ２ ５７７は、電流感知回路によって駆動されると、光結合素子ＬＥＤ５８１を流れる電流を制限している（定電流モード）。また、Ｒ２ ５７７は、回路が電圧感知モードすなわち定電圧モードにある場合に、ツェナーＤ２ ５８５にバイアス電流を提供している。
【００３４】
電圧降下補償は、出力負荷１０３電流ＩLの増加に応じて、Ｒ３ ５８３を流れる電流を増加させることによって実現される。この機能は、Ｑ１ ５８７のベース−エミッタ接合をＲ４ ５８９に直列に、かつ、Ｒ１ ５７５およびＤ１ ５７９に並列に結合することによって実現される。Ｒ１ ５７５の両端間の電圧降下は、出力負荷１０３の電流ＩLの増加を表している。Ｄ１ ５７９の両端間の電圧降下は、Ｑ１ ５８７のベース−エミッタ降下に実質的に等しく、また、温度係数が同じであり、それにより温度補償を提供している。したがってＲ１ ５７５の両端間の電圧は、温度には無関係にＲ４ ５８９の両端間の電圧に実質的に等しい。したがってＲ４ ５８９の値によって、所与の出力負荷１０３電流ＩLに対するＱ５８７のコレクタ電流が決定され、したがってＲ３ ５８３の両端間の電圧降下と出力負荷１０３電流ＩLの関係が決定される。Ｒ４ ５８９は、Ｒ１ ５７５の両端間の電圧降下と、図１のケーブル１０５の抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９による電圧降下の両方を補償するように選択されている。
【００３５】
他の実施形態では、図５に示す回路の相補バージョンが構築されている。このバージョンは、図２および４に示す同じ回路の相補バージョンと類似している。詳細には、相補回路の実施形態には、ＮＰＮトランジスタＱ１ ５８７に代わってＰＮＰトランジスタが使用され、また、電流感知は、直流出力部に結合された正のレール上で実施されている。電圧感知回路は、光結合素子ＬＥＤを正の出力レールに、負の出力レールに結合されたＤ２ ５８５およびＲ３ ５８３と直列に結合し、Ｒ４ ５８９を正のレールとＰＮＰトランジスタのエミッタの間に結合することになる。動作および選択される部品は、上で説明した図５の回路と同じである。
【００３６】
以上の詳細説明では、本発明の特定の例示的実施形態を参照して本発明の方法および装置を説明したが、本発明の広義の精神および範囲を逸脱することなく、それらに様々な改変および変更を加えることができることは明らかであろう。したがって本明細書および図面は、本発明を制限するものではなく、本発明を説明するためのものとして受け取るべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の教示による、ケーブルを介して負荷に結合された、ＣＣ／ＣＶ出力を備えたスイッチ・モードＡＣ／ＤＣ電源の一実施形態を示す図である。
【図２】本発明の教示による、図１の電源に使用される、本発明の教示による電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の一実施例を示す図である。
【図３】本発明の教示による、負荷端における電流対電圧特性の一実施形態を示す図である。
【図４】本発明の教示による、電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の他の実施例を示す図である。
【図５】本発明の教示による、電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の他の実施例を示す図である。
【符号の説明】
１、４、８、１０ 端子
１０１ 交流／直流電源
１０３ 負荷
１０５ ケーブル
１０７ 抵抗ＲＣ１
１０９ 抵抗ＲＣ２
１１１ 変圧器Ｔ１
１１３ 抵抗Ｒ１
１１５ 金属酸化物バリスタＲＶ１
１１７ 整流器ブリッジ
１１９ コンデンサＣ１
１２１ コンデンサＣ２
１２３ インダクタＬ１
１２５ 電源コントローラＵ１
１２７ 一次巻線
１２９ 二次巻線（二次側）
１３１ 光結合素子Ｕ２
１３３、５７５ エレメントＲ１
１３５、５７７ エレメントＲ２
１３７ エレメントＤ５
１３９ エレメントＣ３
１４１ バイパス・コンデンサＣ４
１４３ ダイオードＤ６
１４５ コンデンサＣ５
１４７、４４７ 電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路
１４９、１５１ 高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２、Ｃ６）
１５３ 抵抗Ｒ５
１５５ 抵抗Ｒ６
１５７ ダイオードＤ７
１５９、５８１ 光結合素子ＬＥＤ
１６１、４６１、５８７ トランジスタＱ１
１６３ 抵抗Ｒ８
１６５ 抵抗Ｒ９
１６７ ツェナー・ダイオードＤ８
１６９、５８３ 抵抗Ｒ３
１７１、５８９ 抵抗Ｒ４
１７３ ダイオードＤ９
３０１ 電流対電圧特性
５５７ 相補回路
５７９ ダイオードＤ１
５８５ ツェナー・ダイオードＤ２
【発明の属する技術分野】
本発明は一般に電圧電流感知付き回路に関し、より詳細には電圧降下を伴う回路の電流および電圧の感知に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本出願は、２００１年７月２０日出願の、「Ｍｅｔｈｏｄ Ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｆｏｒ Ｌｏｗ Ｃｏｓｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ａｎｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｅｎｓｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｗｉｔｈ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｒｏｐ」という名称の米国仮出願第６０／３０６，７１９号の優先権を主張するものである。
【０００３】
携帯電話、パーソナル・ディジタル・アシスタント（ＰＤＡ）など大抵のバッテリ駆動携帯電子製品には、バッテリを充電するために、定電圧および定電流（ＣＣ／ＣＶ）特性を有する、低電力の交流（ＡＣ）−直流（ＤＣ）変換充電器電源が必要である。これらの充電器のほとんどは、温度に関して指定された電流許容差および電圧許容差を満たすために比較的正確かつ高価な回路を必要とする。
【０００４】
知られている回路では、ＴＬ４３１などの高精度プログラマブル基準ＩＣを用いて電圧が感知されている。ＴＬ４３１は、外部抵抗によって設定されたプログラム値に出力電圧を制御するために光結合素子フィードバック回路を駆動する。充電器と負荷（電子製品）を接続している出力ケーブルによる電圧降下がもたらす負荷端でのより低い精度に合致するためには、充電器回路の出力端の精度は、比較的高レベルの精度でなければならない。出力ケーブルによる電圧降下は、負荷の増加に伴って出力電圧を低下させ、負荷端での総合電圧許容差を劣化させている。充電器の出力端に要求される電圧精度のレベルは、適切なレベルの精度にトリムされたＴＬ４３１ＩＣを選択することによって達成することができる。精度が３％、２％および１％のＴＬ４３１が広く利用されている。ＴＬ４３１電圧基準は、単純なツェナー基準より一般的に高価である。しかし、許容差２％未満のツェナーを得ることは一般に困難であり、また、ツェナーを流れる電流によってツェナー電圧が変動するため、フィードバック・ループの低利得により、ツェナー電流が出力負荷に応じて変動する回路では、負荷変動率が悪くなる。また、ツェナー電圧を利用できる範囲が特定の標準電圧値に限られているため、出力電圧の中心を最適ポイントに置き、最良の許容差を得ることは困難である。
【０００５】
低コストの場合、低電力応用品（例えば５Ｗ未満）における電流感知は、通常、バイポーラ・トランジスタをターン・オンさせるために、電流感知抵抗の両端間の電圧降下を使用して実施される。この回路は、トランジスタのベース−エミッタ電圧ＶBEを基準として使用している。このトランジスタは光結合素子フィードバック回路を駆動し、それにより出力電圧が一定の値で制御される。しかし、このような回路によって設定される定電流制限は、ＶBEの温度係数が大きい（−２ｍＶ／℃）ため、温度によって大きく変動する。この温度変動は、サーミスタをベースとした抵抗網を用いることによって、第１のオーダまで補償することができるが、部品の数が増加し、コストが高くなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は低コストで正確に電流電圧を感知することができる回路を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
電圧降下を伴う回路の電流および電圧を感知する方法および装置を開示する。本発明の一態様で、感知すべき電流の経路内に直列に結合されたダイオードおよび抵抗を備え、この直列結合の両端間の電圧が、発光ダイオード（ＬＥＤ）を駆動するために結合される電流感知回路について説明する。一実施態様では、ＬＥＤは光結合素子の一部であり、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。一実施態様では、ダイオードはＰＮ接合ダイオードである。
【０００８】
本発明の他の態様で、出力部から供給される負荷電流の経路内に直列に結合されたダイオードおよび抵抗を有する電流感知回路を備え、この直列結合の両端間の電圧がＬＥＤを駆動するために結合される、電流および電圧感知回路について説明する。また、電流および電圧感知回路は、出力部に結合された電圧感知回路を備えている。電圧感知回路は、バイポーラ・トランジスタのベースに結合された電圧基準を備えている。バイポーラ・トランジスタは、出力端の電圧が電圧感知回路の感知電圧を超えるとＬＥＤを駆動する。電圧基準はツェナーであり、電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧（ＶBE）の合計である。一実施態様では、ＬＥＤは光結合素子の一部であり、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。一実施態様では、ダイオードはＰＮ接合ダイオードである。
【０００９】
本発明のさらに他の態様で、電圧出力部の両端間に結合された電圧感知回路を備えた電圧降下補償回路について説明する。電圧感知回路は、バイポーラ・トランジスタのベースを駆動するために結合された電圧基準を備え、電圧出力端の電圧が電圧感知回路の感知電流を超えると、バイポーラ・トランジスタのベースが駆動される。補償抵抗は電圧出力部に結合され、実質的に電圧出力部から電圧出力部に結合された負荷に流れる電流を表す電流を流している。補償抵抗の両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧を合計した電圧が、直列に結合された第２の抵抗とダイオードの両端間に印加される。第２の抵抗を流れる電流を使用して、電圧感知回路の感知電圧が変更される。一実施態様では、負荷を流れる電流の増加に伴って感知電圧が増加する。一実施態様では、ダイオードが短絡回路に置換されている。一実施態様では、電圧基準はツェナーであり、電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧（ＶBE）の合計である。また、第２の抵抗を流れる電流は、ツェナーを通って流れている。一実施態様では、電圧感知回路は第３の抵抗をさらに備え、感知電圧は、電圧基準の両端間の電圧、第３の抵抗の両端間の電圧、およびバイポーラ・トランジスタの順方向エミッタ・バイアス電圧の合計である。また、第２の抵抗を流れる電流は、第３の抵抗を通って流れている。一実施態様では、ダイオードはＰＮ接合ダイオードである。一実施態様では、バイポーラ・トランジスタが光結合素子のＬＥＤを駆動し、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。
【００１０】
本発明のさらに他の態様で、電圧出力部の両端間に結合された電圧感知回路を備えた電圧降下補償回路について説明する。電圧感知回路は、ツェナーに結合された第１の抵抗を備えている。ツェナーは、光結合素子のＬＥＤを駆動するために結合され、電圧出力端の電圧が電圧感知回路の感知電圧を超えると、ＬＥＤが駆動される。電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧、光結合素子のＬＥＤの順方向電圧、および第１の抵抗の両端間の電圧の合計である。また、電圧感知回路は、電圧出力部に結合された負荷に引き渡される電流を表す電圧を提供する電流感知回路を備えている。電圧感知回路は、電圧感知回路の第１の抵抗の両端間の電圧を、電流感知回路から提供される電圧に応じて変化させるために結合された電圧補償回路をさらに備えている。一実施態様では、負荷に供給される電流の増加に伴って、第１の抵抗の両端間の電圧が増加する。一実施態様では、電流感知回路は、直列に結合された第２の抵抗およびダイオードを備えている。一実施態様では、電圧補償回路は、バイポーラ・トランジスタのエミッタに結合された第３の抵抗を備え、直列に結合された第３の抵抗およびバイポーラ・トランジスタのベース−エミッタ接合が、トランジスタのコレクタ電流が第２の抵抗の両端間の電圧に比例するように、電流感知回路の両端間に結合されている。一実施態様では、バイポーラ・トランジスタのコレクタは、第１の抵抗の両端間の電圧降下が第２の抵抗の両端間の電圧に応答するように、第１の抵抗に結合されている。一実施態様では、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。本発明のその他の特徴および利点については、以下の詳細説明および添付の図面から、明らかになるであろう。
【００１１】
本発明について、何ら制限するものではなく例を使用して、添付の図面に照らして詳細に説明する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
他にもあるが、例えば電源回路などの回路において、電流感知、電圧感知、および電圧降下補償を提供するための方法および装置の実施形態を開示する。以下の説明では、本発明を完全に理解するための多数の特定の詳細が示されているが、本発明を実践するために特定の詳細を使用する必要がないことは、当分野の技術者には明らかであろう。したがって本発明を明確にするために、良く知られている材料あるいは方法についての詳細説明は、ここでは省略されている。
【００１３】
本明細書の全体を通して参照されている「一実施形態」とは、その実施形態に関連して説明されている特定の特徴、構造、あるいは特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態の中に含まれていることを意味している。したがって、本明細書を通して随所に使用されている「一実施形態では」という表現は、必ずしも同一の実施形態をすべて指しているわけではない。また、特定の特徴、構造、あるいは特性を、任意の適切な方法で、１つまたは複数の実施形態の中で組み合わせることができる。
【００１４】
概説すると、本発明の実施形態により、極めて低コストの、比較的温度に依存しない定電圧感知回路、定電流感知回路が提供される。一実施形態によるケーブル抵抗補償回路により、ケーブルの電圧降下が補償されるため、負荷端における電圧の精度が向上する。また、負荷端における電圧の精度が向上するため、使用すべき電圧感知回路のコストが低減される。また、一実施形態による電流感知回路を使用することにより、監視および保護を目的として、しきい値を交差する感知電流を検出することができる。本発明の一実施形態を使用することにより、比較的精度が高く、かつ、温度補償された定電圧、定電流特性がバッテリ充電器に提供される。
【００１５】
説明する本発明の一実施形態には、コストを低減するために、ツェナーをベースとした電圧感知が使用されている。ツェナー感知を使用することによる精度の低下は、新規な電圧降下補償技法によって補償されている。この技法により、負荷の関数として感知電圧が増加し、ケーブル電圧降下および負荷に起因するツェナー電流の変動によるあらゆるツェナー電圧の変動が補償される。この回路を使用して負荷端で測定した正味有効電圧精度は、より高価なＴＬ４３１をベースとした回路の精度に匹敵している。別法としては、電圧降下補償回路を、ＴＬ４３１ＩＣに基づく回路など、より精度の高い電圧感知回路と組み合わせて使用することにより、負荷と電圧感知ポイントを接続している導体（配線、ケーブル、印刷回路基板トレース等）の抵抗降下を補償し、負荷端における調整精度をさらに改善することもできる。
【００１６】
一実施形態では、電流感知は、発光ダイオード（ＬＥＤ）の順方向電圧を電圧基準として使用して実施されている。直列に結合されたＰＮ接合ダイオードと抵抗によって電流が感知され、この直列結合によって生じる電圧がＬＥＤの両端間に印加される。この回路は、ＬＥＤの順方向電圧の温度係数が、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧の温度係数と同様であり、かつ、その絶対値がＰＮ接合ダイオードの絶対値より約３００ｍＶ大きいこと、すなわちＰＮ接合ダイオードの０．７Ｖに対して、ＬＥＤの順方向電圧が約１Ｖであること利用している。したがって一実施形態では、感知抵抗の両端間の電圧が３００ｍＶであり、相対的に非温度依存性である。この実施形態では、この電流感知回路は、閉ループ・フィードバック回路の光結合素子のＬＥＤを使用して、相対的に非温度依存性の定電流出力を提供している。この回路に付随する利点は、この回路が、出力部の短絡回路までのすべてに定電流を提供することである。これは、出力電圧には無関係に、光結合素子のＬＥＤが常に定電流モードで駆動されることによるものである。
【００１７】
また、他の実施形態では、開示した単純な低コスト電流感知回路を開ループ方式で使用し、過電流すなわち過負荷検出、不足電流すなわち軽負荷検出、過電流遮断等の監視および保護を目的として、しきい値を交差する電流を検出している。これらの応用品では、しきい値を交差する電流は、光結合素子の出力トランジスタをターン・オン（電流がしきい値を超えた場合）させ、あるいはターン・オフ（電流がしきい値未満のとき）させることによって検出することができる。別法としては、独立したＬＥＤを使用して、しきい値を交差する電流を視覚表示させることもできる。例えば電源にＬＥＤを設け、電源が負荷状態であること、あるいは過負荷状態であることを表示するためにライト・アップさせることができる。
【００１８】
したがって、上で説明した電流感知回路の実施形態の場合、相対的に非温度依存性の電流しきい値が、極めて単純かつ低コストの回路で得られる。本明細書においては、スイッチ・モード電源を用いて本発明の実施形態が説明されているが、本発明の他の実施形態が、スイッチ・モード電源あるいはそもそも電源の使用に制限されないことを指摘しておくことについては理解されよう。例えば、本発明の実施形態を使用して、線形電源あるいは遠隔センサを有する計測システムの電圧および電流を感知し、また、設定しきい値を交差する電流および電圧を監視することができる。本発明の実施形態を開ループ・システムに使用し、電圧または電流を調整するための閉ループ・システムの電圧または電流を監視することもできる。
【００１９】
図１は、それぞれ正および負の導線中に抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９を有するケーブル１０５を介して負荷１０３に結合された、ＣＣ／ＣＶ出力を備えたスイッチ・モード交流／直流電源１０１を示したものである。この回路には、本発明の教示による新規な電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路の一実施形態（点線の枠内に示す）が、変圧器Ｔ１ １１１の二次側１２９に使用されている。回路は閉ループで動作し、比較的精度の高い定電流出力、定電圧出力を提供している。
【００２０】
一実施形態では、Ｒ１ １１３は、電源１０１を部品短絡および過負荷から保護するためのヒューズと同様の作用をする可融性抵抗である。ＲＶ１ １１５は金属酸化物バリスタ（ＭＯＶ）であり、電源の損傷を防止するために、交流ラインの過渡現象をクランプしている。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、交流を直流に変換する整流器ブリッジ１１７を形成している。コンデンサＣ１ １１９およびＣ２１２１は直流電圧を平滑化している。また、インダクタＬ１ １２３と結合したコンデンサＣ１ １１９およびＣ２ １２１は、スイッチング電源１０１が発生する高周波雑音に対する電磁干渉（ＥＭＩ）フィルタリングとなり、交流ライン上を伝達する伝導放出を制限している。Ｕ１ １２５は、集積高電圧スイッチを備えたスイッチ・モード電源コントローラである。一実施形態では、Ｕ１ １２５は、Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ州Ｓａｎ ＪｏｓｅにあるＰｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ社製のスイッチ・モード電源ＩＣの多数のＴＩＮＹＳｗｉｔｃｈ ＩＩファミリであるＴＮＹ２６４デバイスである。電源コントローラ１２５は、Ｃ２ １２１の両端間の高電圧直流を、変圧器Ｔ１ １１１の一次巻線１２７の両端間（端子１および４）の高周波交流に変換している。Ｔ１ １１１の二次側１２９端子（８および１０）に引き渡される電力の量は、電源コントローラ１２５のＥＮ／ＵＶピンを介した閉ループで制御されている。光結合素子Ｕ２ １３１は、変圧器１１１の二次側１２９から絶縁されたフィードバックを閉ループ制御に与えている。一実施形態では、エレメントＲ１ １３３、Ｒ２ １３５、Ｄ５ １３７、およびＣ３ １３９は、変圧器Ｔ１ １１１の一次巻線１２７の両端間の漏れインダクタンス・スパイクをクランプしている。Ｃ４ １４１は、電源コントローラ１２５の内部供給ピンのバイパス・コンデンサである。Ｄ６１４３は整流用であり、Ｃ５ １４５は、二次側１２９をフィルタリングし、Ｃ５ １４５の両端間に直流電圧を引き渡している。図１の点線のボックスに囲まれた、変圧器Ｔ１ １１１の二次側１２９の回路は、本発明の教示による電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路１４７の一実施形態であり、分かり易くするために、図２に別に示されている。Ｌ２ １４９およびＣ６ １５１は高周波ポスト・フィルタであり、直流出力端子のスイッチング周波数リプルを小さくしている。
【００２１】
図２は、図１の電源に使用される、本発明の教示による電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路１４７の一実施形態を示したものである。直流入力端子は、図１の変圧器Ｔ１ １１１の二次巻線１２９側のＣ５ １４５の両端間に結合されている。直流出力端子は、高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２ １４９およびＣ６ １５１）、および正および負のレール上にそれぞれ抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９を有するケーブル１０５を介して負荷１０３に結合されている。図１に示す高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２ １４９、Ｃ６ １５１）は、ケーブル１０５へ直接通過する直流電圧および電流に対しては、効果があるとしても極めて小さい。図１のＬ２ １４９が何らかの大きな直列抵抗をもたらす場合、この抵抗は、電圧降下補償用のケーブル抵抗ＲＣ１ １０７と一体にすることができる。したがって以下の考察においては、ポスト・フィルタは、直流電圧および電流を通過させるものと仮定する。
【００２２】
一実施形態では、Ｒ５ １５３、Ｒ６ １５５、Ｄ７ １５７、および光結合素子ＬＥＤ１５９が電流感知回路を構成している。電圧感知回路は、ＰＮＰトランジスタＱ１ １６１、Ｒ８ １６３、Ｒ９ １６５、およびツェナーＤ８ １６７を備えている。一実施形態では、ツェナーＤ８ １６７は、電圧感知回路電圧基準となっている。電圧感知回路に対する電圧降下補償は、Ｒ８ １６３と共にＲ３ １６９、Ｒ４ １７１、およびＤ９ １７３によって実行される。
【００２３】
図に示す一実施形態では、Ｒ６ １５５およびＤ７ １５７は、直流出力部に結合された負のレール上の電流戻り経路内の電流感知部品である。Ｒ６ １５５およびＤ７ １５７を流れる電流は、直流出力部から供給され、直流出力部に結合された負荷１０３を通って流れる負荷１０３電流ＩLに実質的に等しい。Ｒ６１５５およびＤ７ １５７の両端間で降下した電圧は、抵抗Ｒ５ １５３を介して光結合素子１３１のＬＥＤ１５９の両端間に印加され、定電流動作モードの間、ＬＥＤ１５９電流を制限している。また、Ｒ５は、定電圧動作モード時にＲ６ １５５およびＤ７ １５７を流れる電流を制限している。出力電流が、ＬＥＤ１５９の順方向電圧とＰＮ接合ダイオードＤ７ １５７の順方向電圧の差によって設定される電流感知しきい値を超えると、光結合素子１３１のＬＥＤ１５９が導通する。一実施形態では、上記順方向電圧差は約３００ｍＶであり、それがＲ６ １５５の値で分割されることになる。ＬＥＤ１５９が導通すると、電源コントローラ１２５が変圧器１１１に引き渡す電力が減少し、それにより出力電流の調整が電流感知しきい値に維持される。図１に示す実施例では、６００ｍＡの定電流出力に必要なＲ６ １５５の推定値は３００ｍＶ／６００ｍＡであり、０．５オームに相当する。図１に示すＲ６ １５５の０．５１オームという値は、定電流値を仕様限界の範囲内における最適位置に設定するために、一実施形態に対して経験的に決定された値であることを指摘しておく。
【００２４】
一実施形態の定電圧動作モードでは、出力電圧は、ツェナーＤ８ １６７の電圧、約０．７ＶであるＱ１ １６１のベース−エミッタ電圧ＶBE、および電圧降下補償回路によって生成される抵抗Ｒ８ １６３の両端間の電圧降下の合計である感知電圧に調整される。Ｒ９ １６５は、ツェナーＤ８ １６７を介して定バイアス電流を提供し、並列共振インピーダンスを小さくしている。出力が感知電圧を超えると、トランジスタＱ１ １６１が導通して光結合素子１３１のＬＥＤ１５９が駆動され、それにより電源コントローラ１２５が変圧器１１１に引き渡す電力が減少し、出力電圧の調整が感知電圧に維持される。
【００２５】
一実施形態では、Ｒ３ １６９は、負荷１０３電流ＩLに実質的に等しい電流が流れる、直流出力部に結合された正のレール上の補償抵抗である。一実施形態では、ダイオードＤ９ １７３の順方向電圧降下とトランジスタＱ１ １６１のＶBEが実質的に同じで、かつそれらの温度係数が実質的に同じであるため、Ｒ３１６９の両端間に生じる電圧は、温度には無関係に、抵抗Ｒ４ １７１の両端間の電圧に実質的に等しい。これは、ダイオードおよびトランジスタがいずれもＰＮ接合であることによるものである。したがってＲ４ １７１によって生成される電流は負荷電流ＩLに比例し、かつ、Ｒ８ １６３を通って流れる。Ｑ１ １６１のベース電流は、設計では、Ｒ４ １７１を流れる電流と比較した場合、無視することができる。したがってＲ８ １６３の両端間の電圧降下は、負荷１０３電流ＩLに比例している。負荷１０３電流ＩLが増加すると、Ｒ８ １６３の両端間の電圧降下が大きくなり、それにより基準電圧すなわち電源１０１の出力電圧が増加するため、ケーブル１０５の抵抗降下が補償され、負荷１０３電流ＩLに無関係に、実質的に一定の電圧ＶLが負荷１０３端で維持される。
【００２６】
図１に示す実施例では、Ｒ３ １６９の値は、６００ｍＡの全負荷において、ダイオードＤ９ １７３の順方向電圧とＱ１ １６１のＶBEの差のあらゆる部品間変動より実質的に大きい電圧降下をもたらすように選択されている。一実施形態では、ＰＮ接合ダイオードの部品による電圧降下変動は２０ｍＶ程度である。したがって、１０倍大きい電圧降下（例えば２００ｍＶ）を選択する場合、Ｒ３１６９の値は２００ｍＶ／６００ｍＡであり、０．３３オームに相当する。また、この値は、必要な電圧降下補償を全負荷時に提供するだけの十分な値でなければならない。Ｒ４ １７１の１２０オームという値は、Ｑ１ １６１のベース電流よりはるかに大きい、負荷１０３の関数としての電流を提供するように選択されている。全負荷時にＲ４ １７１を流れる電流は２００ｍＶ／１２０オームであり、１．６７ｍＡに相当する。これは、Ｒ４ １７１を流れる電流の範囲が、無負荷時のほぼ０ｍＡから全負荷時の１．６７ｍＡまでであることを意味している。Ｒ８ １６３の値は、直流出力部に結合されているケーブル１０５による抵抗電圧降下を補償するだけの十分な量だけ感知電圧を大きくするために、全負荷時において十分な電圧降下を提供するように選択されている。図１の実施例では、選択されているＲ８ １６３の値は３３０オームであり、それにより、０．５５Ｖに相当する１．６７ｍＡ×３３０オームだけ感知電圧が変化する。この変化により、０．９オームに相当する約０．５５Ｖ／６００ｍＡのケーブル１０５抵抗が補償される。上の計算では、３３０オームと比較すると一般的に内部インピーダンスが小さいため、電流によるツェナーＤ８ １６７の電圧変化は無視されている。いずれの場合においても、回路の第２のオーダの効果を考慮して経験的に実際のＲ８ １６３の値を微調整し、無負荷から全負荷まで、負荷端で測定による実質的に一定の電圧を出力することができる。
【００２７】
図に示す実施例では、Ｑ１ １６１のコレクタ電流は、ＬＥＤ１５９を流れる電流とＲ５ １５３を流れる電流の合計である。Ｑ１ １６１のコレクタ電流は、一実施例では約２５０μＡであり、負荷には無関係に電源コントローラ１２５デバイスを駆動している。Ｒ５ １５３を流れる電流は無負荷時に最大であり、光結合素子１３１のＬＥＤ１５９の順方向降下とＰＮ接合ダイオードＤ７ １５７の順方向降下の電圧差をＲ５ １５３の抵抗値で割ることによって推定することができる。この場合、３００ｍＶ／１００オームであり、３ｍＡに相当している。これは、無負荷時における抵抗Ｒ６ １５５の両端間の降下を無視することができることによるものである。総最大Ｑ１ １６１電流は、一実施形態では３．２５ｍＡである。Ｑ１ １６１のベータを１００と仮定すると、Ｑ１ １６１のベース電流は約３３μＡであり、したがって３３μＡ×３３０オームから、無負荷時におけるＲ８ １６３の両端間の１０ｍＶが得られる。この１０ｍＶは、５．７Ｖの出力電圧と比較すると無視することができる。標準の４．７Ｖツェナー・ダイオードＤ８ １６７は、抵抗Ｒ９ １６５を流れる０．７Ｖ／１８０オームの電流によって５Ｖ近辺にバイアスされる。０．７Ｖ／１８０オームは、３．９ｍＡに相当し、出力電圧の中心を無負荷時における５．７Ｖに相当する、５Ｖ＋ＶR8（０Ｖ）＋ＶBE（０．７Ｖ）に設定している。
【００２８】
他の実施形態では、Ｒ８ １６３の機能を実行するツェナー・ダイオードＤ８１６７の内部インピーダンスを使用することにより、Ｒ８ １６３を除去することができる。この実施形態では、全負荷時における感知電圧を変化させるために、Ｒ４ １７１の値を調整し、ツェナーＤ８ １６７電流における必要な変化を与えることができる。
【００２９】
他の実施形態では、コストを節約するためにＤ９ １７３を除去し、それに対応してより大きな値のＲ４ １７１を使用することもできる。この場合、Ｒ４ １７１の両端間の電圧は、Ｒ３ １６９の両端間の降下にＶBE（室温で約０．７Ｖ）を加えた値に等しくなり、また、室温における所望の電圧補償量を提供するように、Ｒ４ １７１の値を選択することができる。Ｒ４ １７１の両端間の電圧は、ＶBEの温度係数が約−２ｍＶ／℃であるため、温度によって変化する。そのために電圧補償が温度の関数として変化する。この変化は場合によっては許容可能な変化であり、また場合によっては望ましい変化である。
【００３０】
図３は、図１の回路の負荷端におけるＩＶ（電流対電圧）特性３０１の一実施形態を示したものである。点線は、電圧降下補償がない場合に、負荷電圧ＶLがケーブル抵抗により負荷電流の増加と共にどのように降下するかを示している。
【００３１】
図４は、本発明の教示による回路４４７の他の実施形態を示したもので、図２の回路１４７の相補バージョンである。この回路には、図１および２で使用されているＰＮＰトランジスタＱ１ １６１に代わって、ＮＰＮトランジスタＱ１ ４６１が使用されている。そのために、電流感知は、直流出力部に結合されている正のレール上で実施する必要があり、また、電圧降下補償は、負のレール上で実施しなければならない。図４に示す部品番号は、図２に示す等価部品番号と一致している。回路の動作および性能は、図２の回路と同じである。
【００３２】
図５は、本発明の教示による新規な電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路５５７の他の実施形態を示したものである。図５の実施形態では、直流入力端子は、図１の変圧器Ｔ１ １１１の二次巻線１２９側のコンデンサＣ５ １４５の両端間に結合されている。直流出力端子は、高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２１４９およびＣ６ １５１）、正および負のレール上にそれぞれ図１に示す抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９を有するケーブル１０５を介して負荷１０３に結合されている。一実施形態では、Ｒ１ ５７５、Ｒ２ ５７７、Ｄ１ ５７９、および光結合素子ＬＥＤ５８１が電流感知回路を構成している。電圧感知回路は、Ｒ３ ５８３、Ｄ２ ５８５、および光結合素子ＬＥＤ５８１を備えている。電圧補償回路は、Ｑ１ ５８７およびＲ４ ５８９を備えている。電流感知回路の動作は、図１で説明した動作と同じである。
【００３３】
一実施形態の定電圧動作モードでは、出力電圧は、ツェナーＤ２ ５８５の両端間の電圧、光結合素子ＬＥＤ５８１の順方向電圧降下、およびＲ３ ５８３の両端間の電圧の合計から、Ｒ１ ５７５の両端間の電圧およびＤ１ ５７９の順方向電圧降下を差し引いた感知電圧に調整される。Ｒ２ ５７７は、電流感知回路によって駆動されると、光結合素子ＬＥＤ５８１を流れる電流を制限している（定電流モード）。また、Ｒ２ ５７７は、回路が電圧感知モードすなわち定電圧モードにある場合に、ツェナーＤ２ ５８５にバイアス電流を提供している。
【００３４】
電圧降下補償は、出力負荷１０３電流ＩLの増加に応じて、Ｒ３ ５８３を流れる電流を増加させることによって実現される。この機能は、Ｑ１ ５８７のベース−エミッタ接合をＲ４ ５８９に直列に、かつ、Ｒ１ ５７５およびＤ１ ５７９に並列に結合することによって実現される。Ｒ１ ５７５の両端間の電圧降下は、出力負荷１０３の電流ＩLの増加を表している。Ｄ１ ５７９の両端間の電圧降下は、Ｑ１ ５８７のベース−エミッタ降下に実質的に等しく、また、温度係数が同じであり、それにより温度補償を提供している。したがってＲ１ ５７５の両端間の電圧は、温度には無関係にＲ４ ５８９の両端間の電圧に実質的に等しい。したがってＲ４ ５８９の値によって、所与の出力負荷１０３電流ＩLに対するＱ５８７のコレクタ電流が決定され、したがってＲ３ ５８３の両端間の電圧降下と出力負荷１０３電流ＩLの関係が決定される。Ｒ４ ５８９は、Ｒ１ ５７５の両端間の電圧降下と、図１のケーブル１０５の抵抗ＲＣ１ １０７およびＲＣ２ １０９による電圧降下の両方を補償するように選択されている。
【００３５】
他の実施形態では、図５に示す回路の相補バージョンが構築されている。このバージョンは、図２および４に示す同じ回路の相補バージョンと類似している。詳細には、相補回路の実施形態には、ＮＰＮトランジスタＱ１ ５８７に代わってＰＮＰトランジスタが使用され、また、電流感知は、直流出力部に結合された正のレール上で実施されている。電圧感知回路は、光結合素子ＬＥＤを正の出力レールに、負の出力レールに結合されたＤ２ ５８５およびＲ３ ５８３と直列に結合し、Ｒ４ ５８９を正のレールとＰＮＰトランジスタのエミッタの間に結合することになる。動作および選択される部品は、上で説明した図５の回路と同じである。
【００３６】
以上の詳細説明では、本発明の特定の例示的実施形態を参照して本発明の方法および装置を説明したが、本発明の広義の精神および範囲を逸脱することなく、それらに様々な改変および変更を加えることができることは明らかであろう。したがって本明細書および図面は、本発明を制限するものではなく、本発明を説明するためのものとして受け取るべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の教示による、ケーブルを介して負荷に結合された、ＣＣ／ＣＶ出力を備えたスイッチ・モードＡＣ／ＤＣ電源の一実施形態を示す図である。
【図２】本発明の教示による、図１の電源に使用される、本発明の教示による電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の一実施例を示す図である。
【図３】本発明の教示による、負荷端における電流対電圧特性の一実施形態を示す図である。
【図４】本発明の教示による、電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の他の実施例を示す図である。
【図５】本発明の教示による、電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の他の実施例を示す図である。
【符号の説明】
１、４、８、１０ 端子
１０１ 交流／直流電源
１０３ 負荷
１０５ ケーブル
１０７ 抵抗ＲＣ１
１０９ 抵抗ＲＣ２
１１１ 変圧器Ｔ１
１１３ 抵抗Ｒ１
１１５ 金属酸化物バリスタＲＶ１
１１７ 整流器ブリッジ
１１９ コンデンサＣ１
１２１ コンデンサＣ２
１２３ インダクタＬ１
１２５ 電源コントローラＵ１
１２７ 一次巻線
１２９ 二次巻線（二次側）
１３１ 光結合素子Ｕ２
１３３、５７５ エレメントＲ１
１３５、５７７ エレメントＲ２
１３７ エレメントＤ５
１３９ エレメントＣ３
１４１ バイパス・コンデンサＣ４
１４３ ダイオードＤ６
１４５ コンデンサＣ５
１４７、４４７ 電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路
１４９、１５１ 高周波ポスト・フィルタ（Ｌ２、Ｃ６）
１５３ 抵抗Ｒ５
１５５ 抵抗Ｒ６
１５７ ダイオードＤ７
１５９、５８１ 光結合素子ＬＥＤ
１６１、４６１、５８７ トランジスタＱ１
１６３ 抵抗Ｒ８
１６５ 抵抗Ｒ９
１６７ ツェナー・ダイオードＤ８
１６９、５８３ 抵抗Ｒ３
１７１、５８９ 抵抗Ｒ４
１７３ ダイオードＤ９
３０１ 電流対電圧特性
５５７ 相補回路
５７９ ダイオードＤ１
５８５ ツェナー・ダイオードＤ２
Claims (3)
- 回路の出力部に結合される電流感知回路であって、
第１のダイオードと、
第１のダイオードに結合された第１の抵抗と、
第１の抵抗および第１のダイオードに結合された第２の抵抗と、
第１の抵抗および第１のダイオードの両端間の電圧降下によって駆動されるように、第１の抵抗、第２の抵抗およびダイオードに結合された発光ダイオード（ＬＥＤ）とを備え、第１の抵抗および第１のダイオードが、出力部から供給される負荷電流が第１のダイオードおよび第１の抵抗を流れるように出力部に結合される電流感知回路と、
出力部および電流感知回路に結合される電圧感知回路であって、
出力部に結合されたツェナー・ダイオードと、
ツェナー・ダイオードに直列に結合された第３の抵抗と、
ツェナー・ダイオードおよび出力部に結合された第４の抵抗と、
ＬＥＤに結合されたバイポーラ・トランジスタとを備え、出力部の両端間の電圧が感知電圧を超えるとＬＥＤを駆動するように、出力部、第３の抵抗およびバイポーラ・トランジスタが結合され、感知電圧が、ツェナー・ダイオードの両端間の電圧降下とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧の合計である電圧感知回路と、
出力部および電圧感知回路に結合される電圧補償回路であって、
出力部から供給される負荷電流を実質的に表す電流が第５の抵抗を流れるように、バイポーラ・トランジスタのエミッタおよび出力部に結合された第５の抵抗と、
第５の抵抗に結合された第６の抵抗と、
第６の抵抗に結合された第２のダイオードとを備え、第５の抵抗を流れる電流に応じて感知電圧が変化するように、第６の抵抗および第２のダイオードが、バイポーラ・トランジスタのベースと第５の抵抗の間に直列に結合された電圧補償回路とを備える回路。 - バイポーラ・トランジスタが、ＰＮＰトランジスタまたはＮＰＮトランジスタのうち１つを含む請求項１に記載の回路。
- 第１のダイオードと、
第１のダイオードに結合された第１の抵抗と、
第１のダイオードおよび第１の抵抗に結合された第２の抵抗と、
第１の抵抗および第１のダイオードの両端間の電圧降下によって駆動されるように、第１の抵抗、第２の抵抗およびダイオードに結合された発光ダイオード（ＬＥＤ）と、
出力部に結合された第３の抵抗と、
第３の抵抗およびＬＥＤに結合されたツェナー・ダイオードと、
コレクタが第３の抵抗およびツェナー・ダイオードに結合され、かつ、ベースが出力部に結合されたバイポーラ・トランジスタと、
バイポーラ・トランジスタのエミッタと第１の抵抗の間に結合された第４の抵抗とを備え、第１の抵抗および第１のダイオードが、出力部から供給される負荷電流が第１のダイオードおよび第１の抵抗を流れるように回路の出力部に結合される回路。
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