JP4150227B2 - 低コストの電圧降下を伴う電流電圧感知回路のための方法および装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は一般に電圧電流感知付き回路に関し、より詳細には電圧降下を伴う回路の電流および電圧の感知に関する。
【0002】
【従来の技術】
本出願は、2001年7月20日出願の、「Method And Apparatus For Low Cost Current And Voltage Sense Circuits With Voltage Drop」という名称の米国仮出願第60/306,719号の優先権を主張するものである。
【0003】
携帯電話、パーソナル・ディジタル・アシスタント(PDA)など大抵のバッテリ駆動携帯電子製品には、バッテリを充電するために、定電圧および定電流(CC/CV)特性を有する、低電力の交流(AC)−直流(DC)変換充電器電源が必要である。これらの充電器のほとんどは、温度に関して指定された電流許容差および電圧許容差を満たすために比較的正確かつ高価な回路を必要とする。
【0004】
知られている回路では、TL431などの高精度プログラマブル基準ICを用いて電圧が感知されている。TL431は、外部抵抗によって設定されたプログラム値に出力電圧を制御するために光結合素子フィードバック回路を駆動する。充電器と負荷(電子製品)を接続している出力ケーブルによる電圧降下がもたらす負荷端でのより低い精度に合致するためには、充電器回路の出力端の精度は、比較的高レベルの精度でなければならない。出力ケーブルによる電圧降下は、負荷の増加に伴って出力電圧を低下させ、負荷端での総合電圧許容差を劣化させている。充電器の出力端に要求される電圧精度のレベルは、適切なレベルの精度にトリムされたTL431ICを選択することによって達成することができる。精度が3%、2%および1%のTL431が広く利用されている。TL431電圧基準は、単純なツェナー基準より一般的に高価である。しかし、許容差2%未満のツェナーを得ることは一般に困難であり、また、ツェナーを流れる電流によってツェナー電圧が変動するため、フィードバック・ループの低利得により、ツェナー電流が出力負荷に応じて変動する回路では、負荷変動率が悪くなる。また、ツェナー電圧を利用できる範囲が特定の標準電圧値に限られているため、出力電圧の中心を最適ポイントに置き、最良の許容差を得ることは困難である。
【0005】
低コストの場合、低電力応用品(例えば5W未満)における電流感知は、通常、バイポーラ・トランジスタをターン・オンさせるために、電流感知抵抗の両端間の電圧降下を使用して実施される。この回路は、トランジスタのベース−エミッタ電圧VBEを基準として使用している。このトランジスタは光結合素子フィードバック回路を駆動し、それにより出力電圧が一定の値で制御される。しかし、このような回路によって設定される定電流制限は、VBEの温度係数が大きい(−2mV/℃)ため、温度によって大きく変動する。この温度変動は、サーミスタをベースとした抵抗網を用いることによって、第1のオーダまで補償することができるが、部品の数が増加し、コストが高くなる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は低コストで正確に電流電圧を感知することができる回路を提供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
電圧降下を伴う回路の電流および電圧を感知する方法および装置を開示する。本発明の一態様で、感知すべき電流の経路内に直列に結合されたダイオードおよび抵抗を備え、この直列結合の両端間の電圧が、発光ダイオード(LED)を駆動するために結合される電流感知回路について説明する。一実施態様では、LEDは光結合素子の一部であり、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。一実施態様では、ダイオードはPN接合ダイオードである。
【0008】
本発明の他の態様で、出力部から供給される負荷電流の経路内に直列に結合されたダイオードおよび抵抗を有する電流感知回路を備え、この直列結合の両端間の電圧がLEDを駆動するために結合される、電流および電圧感知回路について説明する。また、電流および電圧感知回路は、出力部に結合された電圧感知回路を備えている。電圧感知回路は、バイポーラ・トランジスタのベースに結合された電圧基準を備えている。バイポーラ・トランジスタは、出力端の電圧が電圧感知回路の感知電圧を超えるとLEDを駆動する。電圧基準はツェナーであり、電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧(VBE)の合計である。一実施態様では、LEDは光結合素子の一部であり、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。一実施態様では、ダイオードはPN接合ダイオードである。
【0009】
本発明のさらに他の態様で、電圧出力部の両端間に結合された電圧感知回路を備えた電圧降下補償回路について説明する。電圧感知回路は、バイポーラ・トランジスタのベースを駆動するために結合された電圧基準を備え、電圧出力端の電圧が電圧感知回路の感知電流を超えると、バイポーラ・トランジスタのベースが駆動される。補償抵抗は電圧出力部に結合され、実質的に電圧出力部から電圧出力部に結合された負荷に流れる電流を表す電流を流している。補償抵抗の両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧を合計した電圧が、直列に結合された第2の抵抗とダイオードの両端間に印加される。第2の抵抗を流れる電流を使用して、電圧感知回路の感知電圧が変更される。一実施態様では、負荷を流れる電流の増加に伴って感知電圧が増加する。一実施態様では、ダイオードが短絡回路に置換されている。一実施態様では、電圧基準はツェナーであり、電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧(VBE)の合計である。また、第2の抵抗を流れる電流は、ツェナーを通って流れている。一実施態様では、電圧感知回路は第3の抵抗をさらに備え、感知電圧は、電圧基準の両端間の電圧、第3の抵抗の両端間の電圧、およびバイポーラ・トランジスタの順方向エミッタ・バイアス電圧の合計である。また、第2の抵抗を流れる電流は、第3の抵抗を通って流れている。一実施態様では、ダイオードはPN接合ダイオードである。一実施態様では、バイポーラ・トランジスタが光結合素子のLEDを駆動し、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。
【0010】
本発明のさらに他の態様で、電圧出力部の両端間に結合された電圧感知回路を備えた電圧降下補償回路について説明する。電圧感知回路は、ツェナーに結合された第1の抵抗を備えている。ツェナーは、光結合素子のLEDを駆動するために結合され、電圧出力端の電圧が電圧感知回路の感知電圧を超えると、LEDが駆動される。電圧感知回路の感知電圧は、ツェナーの両端間の電圧、光結合素子のLEDの順方向電圧、および第1の抵抗の両端間の電圧の合計である。また、電圧感知回路は、電圧出力部に結合された負荷に引き渡される電流を表す電圧を提供する電流感知回路を備えている。電圧感知回路は、電圧感知回路の第1の抵抗の両端間の電圧を、電流感知回路から提供される電圧に応じて変化させるために結合された電圧補償回路をさらに備えている。一実施態様では、負荷に供給される電流の増加に伴って、第1の抵抗の両端間の電圧が増加する。一実施態様では、電流感知回路は、直列に結合された第2の抵抗およびダイオードを備えている。一実施態様では、電圧補償回路は、バイポーラ・トランジスタのエミッタに結合された第3の抵抗を備え、直列に結合された第3の抵抗およびバイポーラ・トランジスタのベース−エミッタ接合が、トランジスタのコレクタ電流が第2の抵抗の両端間の電圧に比例するように、電流感知回路の両端間に結合されている。一実施態様では、バイポーラ・トランジスタのコレクタは、第1の抵抗の両端間の電圧降下が第2の抵抗の両端間の電圧に応答するように、第1の抵抗に結合されている。一実施態様では、光結合素子は、スイッチ・モード電源のフィードバック回路の一部である。本発明のその他の特徴および利点については、以下の詳細説明および添付の図面から、明らかになるであろう。
【0011】
本発明について、何ら制限するものではなく例を使用して、添付の図面に照らして詳細に説明する。
【0012】
【発明の実施の形態】
他にもあるが、例えば電源回路などの回路において、電流感知、電圧感知、および電圧降下補償を提供するための方法および装置の実施形態を開示する。以下の説明では、本発明を完全に理解するための多数の特定の詳細が示されているが、本発明を実践するために特定の詳細を使用する必要がないことは、当分野の技術者には明らかであろう。したがって本発明を明確にするために、良く知られている材料あるいは方法についての詳細説明は、ここでは省略されている。
【0013】
本明細書の全体を通して参照されている「一実施形態」とは、その実施形態に関連して説明されている特定の特徴、構造、あるいは特性が、本発明の少なくとも1つの実施形態の中に含まれていることを意味している。したがって、本明細書を通して随所に使用されている「一実施形態では」という表現は、必ずしも同一の実施形態をすべて指しているわけではない。また、特定の特徴、構造、あるいは特性を、任意の適切な方法で、1つまたは複数の実施形態の中で組み合わせることができる。
【0014】
概説すると、本発明の実施形態により、極めて低コストの、比較的温度に依存しない定電圧感知回路、定電流感知回路が提供される。一実施形態によるケーブル抵抗補償回路により、ケーブルの電圧降下が補償されるため、負荷端における電圧の精度が向上する。また、負荷端における電圧の精度が向上するため、使用すべき電圧感知回路のコストが低減される。また、一実施形態による電流感知回路を使用することにより、監視および保護を目的として、しきい値を交差する感知電流を検出することができる。本発明の一実施形態を使用することにより、比較的精度が高く、かつ、温度補償された定電圧、定電流特性がバッテリ充電器に提供される。
【0015】
説明する本発明の一実施形態には、コストを低減するために、ツェナーをベースとした電圧感知が使用されている。ツェナー感知を使用することによる精度の低下は、新規な電圧降下補償技法によって補償されている。この技法により、負荷の関数として感知電圧が増加し、ケーブル電圧降下および負荷に起因するツェナー電流の変動によるあらゆるツェナー電圧の変動が補償される。この回路を使用して負荷端で測定した正味有効電圧精度は、より高価なTL431をベースとした回路の精度に匹敵している。別法としては、電圧降下補償回路を、TL431ICに基づく回路など、より精度の高い電圧感知回路と組み合わせて使用することにより、負荷と電圧感知ポイントを接続している導体(配線、ケーブル、印刷回路基板トレース等)の抵抗降下を補償し、負荷端における調整精度をさらに改善することもできる。
【0016】
一実施形態では、電流感知は、発光ダイオード(LED)の順方向電圧を電圧基準として使用して実施されている。直列に結合されたPN接合ダイオードと抵抗によって電流が感知され、この直列結合によって生じる電圧がLEDの両端間に印加される。この回路は、LEDの順方向電圧の温度係数が、PN接合ダイオードの順方向電圧の温度係数と同様であり、かつ、その絶対値がPN接合ダイオードの絶対値より約300mV大きいこと、すなわちPN接合ダイオードの0.7Vに対して、LEDの順方向電圧が約1Vであること利用している。したがって一実施形態では、感知抵抗の両端間の電圧が300mVであり、相対的に非温度依存性である。この実施形態では、この電流感知回路は、閉ループ・フィードバック回路の光結合素子のLEDを使用して、相対的に非温度依存性の定電流出力を提供している。この回路に付随する利点は、この回路が、出力部の短絡回路までのすべてに定電流を提供することである。これは、出力電圧には無関係に、光結合素子のLEDが常に定電流モードで駆動されることによるものである。
【0017】
また、他の実施形態では、開示した単純な低コスト電流感知回路を開ループ方式で使用し、過電流すなわち過負荷検出、不足電流すなわち軽負荷検出、過電流遮断等の監視および保護を目的として、しきい値を交差する電流を検出している。これらの応用品では、しきい値を交差する電流は、光結合素子の出力トランジスタをターン・オン(電流がしきい値を超えた場合)させ、あるいはターン・オフ(電流がしきい値未満のとき)させることによって検出することができる。別法としては、独立したLEDを使用して、しきい値を交差する電流を視覚表示させることもできる。例えば電源にLEDを設け、電源が負荷状態であること、あるいは過負荷状態であることを表示するためにライト・アップさせることができる。
【0018】
したがって、上で説明した電流感知回路の実施形態の場合、相対的に非温度依存性の電流しきい値が、極めて単純かつ低コストの回路で得られる。本明細書においては、スイッチ・モード電源を用いて本発明の実施形態が説明されているが、本発明の他の実施形態が、スイッチ・モード電源あるいはそもそも電源の使用に制限されないことを指摘しておくことについては理解されよう。例えば、本発明の実施形態を使用して、線形電源あるいは遠隔センサを有する計測システムの電圧および電流を感知し、また、設定しきい値を交差する電流および電圧を監視することができる。本発明の実施形態を開ループ・システムに使用し、電圧または電流を調整するための閉ループ・システムの電圧または電流を監視することもできる。
【0019】
図1は、それぞれ正および負の導線中に抵抗RC1 107およびRC2 109を有するケーブル105を介して負荷103に結合された、CC/CV出力を備えたスイッチ・モード交流/直流電源101を示したものである。この回路には、本発明の教示による新規な電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路の一実施形態(点線の枠内に示す)が、変圧器T1 111の二次側129に使用されている。回路は閉ループで動作し、比較的精度の高い定電流出力、定電圧出力を提供している。
【0020】
一実施形態では、R1 113は、電源101を部品短絡および過負荷から保護するためのヒューズと同様の作用をする可融性抵抗である。RV1 115は金属酸化物バリスタ(MOV)であり、電源の損傷を防止するために、交流ラインの過渡現象をクランプしている。ダイオードD1〜D4は、交流を直流に変換する整流器ブリッジ117を形成している。コンデンサC1 119およびC2121は直流電圧を平滑化している。また、インダクタL1 123と結合したコンデンサC1 119およびC2 121は、スイッチング電源101が発生する高周波雑音に対する電磁干渉(EMI)フィルタリングとなり、交流ライン上を伝達する伝導放出を制限している。U1 125は、集積高電圧スイッチを備えたスイッチ・モード電源コントローラである。一実施形態では、U1 125は、California州San JoseにあるPower Integrations社製のスイッチ・モード電源ICの多数のTINYSwitch IIファミリであるTNY264デバイスである。電源コントローラ125は、C2 121の両端間の高電圧直流を、変圧器T1 111の一次巻線127の両端間(端子1および4)の高周波交流に変換している。T1 111の二次側129端子(8および10)に引き渡される電力の量は、電源コントローラ125のEN/UVピンを介した閉ループで制御されている。光結合素子U2 131は、変圧器111の二次側129から絶縁されたフィードバックを閉ループ制御に与えている。一実施形態では、エレメントR1 133、R2 135、D5 137、およびC3 139は、変圧器T1 111の一次巻線127の両端間の漏れインダクタンス・スパイクをクランプしている。C4 141は、電源コントローラ125の内部供給ピンのバイパス・コンデンサである。D6143は整流用であり、C5 145は、二次側129をフィルタリングし、C5 145の両端間に直流電圧を引き渡している。図1の点線のボックスに囲まれた、変圧器T1 111の二次側129の回路は、本発明の教示による電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路147の一実施形態であり、分かり易くするために、図2に別に示されている。L2 149およびC6 151は高周波ポスト・フィルタであり、直流出力端子のスイッチング周波数リプルを小さくしている。
【0021】
図2は、図1の電源に使用される、本発明の教示による電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路147の一実施形態を示したものである。直流入力端子は、図1の変圧器T1 111の二次巻線129側のC5 145の両端間に結合されている。直流出力端子は、高周波ポスト・フィルタ(L2 149およびC6 151)、および正および負のレール上にそれぞれ抵抗RC1 107およびRC2 109を有するケーブル105を介して負荷103に結合されている。図1に示す高周波ポスト・フィルタ(L2 149、C6 151)は、ケーブル105へ直接通過する直流電圧および電流に対しては、効果があるとしても極めて小さい。図1のL2 149が何らかの大きな直列抵抗をもたらす場合、この抵抗は、電圧降下補償用のケーブル抵抗RC1 107と一体にすることができる。したがって以下の考察においては、ポスト・フィルタは、直流電圧および電流を通過させるものと仮定する。
【0022】
一実施形態では、R5 153、R6 155、D7 157、および光結合素子LED159が電流感知回路を構成している。電圧感知回路は、PNPトランジスタQ1 161、R8 163、R9 165、およびツェナーD8 167を備えている。一実施形態では、ツェナーD8 167は、電圧感知回路電圧基準となっている。電圧感知回路に対する電圧降下補償は、R8 163と共にR3 169、R4 171、およびD9 173によって実行される。
【0023】
図に示す一実施形態では、R6 155およびD7 157は、直流出力部に結合された負のレール上の電流戻り経路内の電流感知部品である。R6 155およびD7 157を流れる電流は、直流出力部から供給され、直流出力部に結合された負荷103を通って流れる負荷103電流ILに実質的に等しい。R6155およびD7 157の両端間で降下した電圧は、抵抗R5 153を介して光結合素子131のLED159の両端間に印加され、定電流動作モードの間、LED159電流を制限している。また、R5は、定電圧動作モード時にR6 155およびD7 157を流れる電流を制限している。出力電流が、LED159の順方向電圧とPN接合ダイオードD7 157の順方向電圧の差によって設定される電流感知しきい値を超えると、光結合素子131のLED159が導通する。一実施形態では、上記順方向電圧差は約300mVであり、それがR6 155の値で分割されることになる。LED159が導通すると、電源コントローラ125が変圧器111に引き渡す電力が減少し、それにより出力電流の調整が電流感知しきい値に維持される。図1に示す実施例では、600mAの定電流出力に必要なR6 155の推定値は300mV/600mAであり、0.5オームに相当する。図1に示すR6 155の0.51オームという値は、定電流値を仕様限界の範囲内における最適位置に設定するために、一実施形態に対して経験的に決定された値であることを指摘しておく。
【0024】
一実施形態の定電圧動作モードでは、出力電圧は、ツェナーD8 167の電圧、約0.7VであるQ1 161のベース−エミッタ電圧VBE、および電圧降下補償回路によって生成される抵抗R8 163の両端間の電圧降下の合計である感知電圧に調整される。R9 165は、ツェナーD8 167を介して定バイアス電流を提供し、並列共振インピーダンスを小さくしている。出力が感知電圧を超えると、トランジスタQ1 161が導通して光結合素子131のLED159が駆動され、それにより電源コントローラ125が変圧器111に引き渡す電力が減少し、出力電圧の調整が感知電圧に維持される。
【0025】
一実施形態では、R3 169は、負荷103電流ILに実質的に等しい電流が流れる、直流出力部に結合された正のレール上の補償抵抗である。一実施形態では、ダイオードD9 173の順方向電圧降下とトランジスタQ1 161のVBEが実質的に同じで、かつそれらの温度係数が実質的に同じであるため、R3169の両端間に生じる電圧は、温度には無関係に、抵抗R4 171の両端間の電圧に実質的に等しい。これは、ダイオードおよびトランジスタがいずれもPN接合であることによるものである。したがってR4 171によって生成される電流は負荷電流ILに比例し、かつ、R8 163を通って流れる。Q1 161のベース電流は、設計では、R4 171を流れる電流と比較した場合、無視することができる。したがってR8 163の両端間の電圧降下は、負荷103電流ILに比例している。負荷103電流ILが増加すると、R8 163の両端間の電圧降下が大きくなり、それにより基準電圧すなわち電源101の出力電圧が増加するため、ケーブル105の抵抗降下が補償され、負荷103電流ILに無関係に、実質的に一定の電圧VLが負荷103端で維持される。
【0026】
図1に示す実施例では、R3 169の値は、600mAの全負荷において、ダイオードD9 173の順方向電圧とQ1 161のVBEの差のあらゆる部品間変動より実質的に大きい電圧降下をもたらすように選択されている。一実施形態では、PN接合ダイオードの部品による電圧降下変動は20mV程度である。したがって、10倍大きい電圧降下(例えば200mV)を選択する場合、R3169の値は200mV/600mAであり、0.33オームに相当する。また、この値は、必要な電圧降下補償を全負荷時に提供するだけの十分な値でなければならない。R4 171の120オームという値は、Q1 161のベース電流よりはるかに大きい、負荷103の関数としての電流を提供するように選択されている。全負荷時にR4 171を流れる電流は200mV/120オームであり、1.67mAに相当する。これは、R4 171を流れる電流の範囲が、無負荷時のほぼ0mAから全負荷時の1.67mAまでであることを意味している。R8 163の値は、直流出力部に結合されているケーブル105による抵抗電圧降下を補償するだけの十分な量だけ感知電圧を大きくするために、全負荷時において十分な電圧降下を提供するように選択されている。図1の実施例では、選択されているR8 163の値は330オームであり、それにより、0.55Vに相当する1.67mA×330オームだけ感知電圧が変化する。この変化により、0.9オームに相当する約0.55V/600mAのケーブル105抵抗が補償される。上の計算では、330オームと比較すると一般的に内部インピーダンスが小さいため、電流によるツェナーD8 167の電圧変化は無視されている。いずれの場合においても、回路の第2のオーダの効果を考慮して経験的に実際のR8 163の値を微調整し、無負荷から全負荷まで、負荷端で測定による実質的に一定の電圧を出力することができる。
【0027】
図に示す実施例では、Q1 161のコレクタ電流は、LED159を流れる電流とR5 153を流れる電流の合計である。Q1 161のコレクタ電流は、一実施例では約250μAであり、負荷には無関係に電源コントローラ125デバイスを駆動している。R5 153を流れる電流は無負荷時に最大であり、光結合素子131のLED159の順方向降下とPN接合ダイオードD7 157の順方向降下の電圧差をR5 153の抵抗値で割ることによって推定することができる。この場合、300mV/100オームであり、3mAに相当している。これは、無負荷時における抵抗R6 155の両端間の降下を無視することができることによるものである。総最大Q1 161電流は、一実施形態では3.25mAである。Q1 161のベータを100と仮定すると、Q1 161のベース電流は約33μAであり、したがって33μA×330オームから、無負荷時におけるR8 163の両端間の10mVが得られる。この10mVは、5.7Vの出力電圧と比較すると無視することができる。標準の4.7Vツェナー・ダイオードD8 167は、抵抗R9 165を流れる0.7V/180オームの電流によって5V近辺にバイアスされる。0.7V/180オームは、3.9mAに相当し、出力電圧の中心を無負荷時における5.7Vに相当する、5V+VR8(0V)+VBE(0.7V)に設定している。
【0028】
他の実施形態では、R8 163の機能を実行するツェナー・ダイオードD8167の内部インピーダンスを使用することにより、R8 163を除去することができる。この実施形態では、全負荷時における感知電圧を変化させるために、R4 171の値を調整し、ツェナーD8 167電流における必要な変化を与えることができる。
【0029】
他の実施形態では、コストを節約するためにD9 173を除去し、それに対応してより大きな値のR4 171を使用することもできる。この場合、R4 171の両端間の電圧は、R3 169の両端間の降下にVBE(室温で約0.7V)を加えた値に等しくなり、また、室温における所望の電圧補償量を提供するように、R4 171の値を選択することができる。R4 171の両端間の電圧は、VBEの温度係数が約−2mV/℃であるため、温度によって変化する。そのために電圧補償が温度の関数として変化する。この変化は場合によっては許容可能な変化であり、また場合によっては望ましい変化である。
【0030】
図3は、図1の回路の負荷端におけるIV(電流対電圧)特性301の一実施形態を示したものである。点線は、電圧降下補償がない場合に、負荷電圧VLがケーブル抵抗により負荷電流の増加と共にどのように降下するかを示している。
【0031】
図4は、本発明の教示による回路447の他の実施形態を示したもので、図2の回路147の相補バージョンである。この回路には、図1および2で使用されているPNPトランジスタQ1 161に代わって、NPNトランジスタQ1 461が使用されている。そのために、電流感知は、直流出力部に結合されている正のレール上で実施する必要があり、また、電圧降下補償は、負のレール上で実施しなければならない。図4に示す部品番号は、図2に示す等価部品番号と一致している。回路の動作および性能は、図2の回路と同じである。
【0032】
図5は、本発明の教示による新規な電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路557の他の実施形態を示したものである。図5の実施形態では、直流入力端子は、図1の変圧器T1 111の二次巻線129側のコンデンサC5 145の両端間に結合されている。直流出力端子は、高周波ポスト・フィルタ(L2149およびC6 151)、正および負のレール上にそれぞれ図1に示す抵抗RC1 107およびRC2 109を有するケーブル105を介して負荷103に結合されている。一実施形態では、R1 575、R2 577、D1 579、および光結合素子LED581が電流感知回路を構成している。電圧感知回路は、R3 583、D2 585、および光結合素子LED581を備えている。電圧補償回路は、Q1 587およびR4 589を備えている。電流感知回路の動作は、図1で説明した動作と同じである。
【0033】
一実施形態の定電圧動作モードでは、出力電圧は、ツェナーD2 585の両端間の電圧、光結合素子LED581の順方向電圧降下、およびR3 583の両端間の電圧の合計から、R1 575の両端間の電圧およびD1 579の順方向電圧降下を差し引いた感知電圧に調整される。R2 577は、電流感知回路によって駆動されると、光結合素子LED581を流れる電流を制限している(定電流モード)。また、R2 577は、回路が電圧感知モードすなわち定電圧モードにある場合に、ツェナーD2 585にバイアス電流を提供している。
【0034】
電圧降下補償は、出力負荷103電流ILの増加に応じて、R3 583を流れる電流を増加させることによって実現される。この機能は、Q1 587のベース−エミッタ接合をR4 589に直列に、かつ、R1 575およびD1 579に並列に結合することによって実現される。R1 575の両端間の電圧降下は、出力負荷103の電流ILの増加を表している。D1 579の両端間の電圧降下は、Q1 587のベース−エミッタ降下に実質的に等しく、また、温度係数が同じであり、それにより温度補償を提供している。したがってR1 575の両端間の電圧は、温度には無関係にR4 589の両端間の電圧に実質的に等しい。したがってR4 589の値によって、所与の出力負荷103電流ILに対するQ587のコレクタ電流が決定され、したがってR3 583の両端間の電圧降下と出力負荷103電流ILの関係が決定される。R4 589は、R1 575の両端間の電圧降下と、図1のケーブル105の抵抗RC1 107およびRC2 109による電圧降下の両方を補償するように選択されている。
【0035】
他の実施形態では、図5に示す回路の相補バージョンが構築されている。このバージョンは、図2および4に示す同じ回路の相補バージョンと類似している。詳細には、相補回路の実施形態には、NPNトランジスタQ1 587に代わってPNPトランジスタが使用され、また、電流感知は、直流出力部に結合された正のレール上で実施されている。電圧感知回路は、光結合素子LEDを正の出力レールに、負の出力レールに結合されたD2 585およびR3 583と直列に結合し、R4 589を正のレールとPNPトランジスタのエミッタの間に結合することになる。動作および選択される部品は、上で説明した図5の回路と同じである。
【0036】
以上の詳細説明では、本発明の特定の例示的実施形態を参照して本発明の方法および装置を説明したが、本発明の広義の精神および範囲を逸脱することなく、それらに様々な改変および変更を加えることができることは明らかであろう。したがって本明細書および図面は、本発明を制限するものではなく、本発明を説明するためのものとして受け取るべきである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の教示による、ケーブルを介して負荷に結合された、CC/CV出力を備えたスイッチ・モードAC/DC電源の一実施形態を示す図である。
【図2】本発明の教示による、図1の電源に使用される、本発明の教示による電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の一実施例を示す図である。
【図3】本発明の教示による、負荷端における電流対電圧特性の一実施形態を示す図である。
【図4】本発明の教示による、電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の他の実施例を示す図である。
【図5】本発明の教示による、電圧降下補償を備えた電流および電圧感知回路の他の実施例を示す図である。
【符号の説明】
1、4、8、10 端子
101 交流/直流電源
103 負荷
105 ケーブル
107 抵抗RC1
109 抵抗RC2
111 変圧器T1
113 抵抗R1
115 金属酸化物バリスタRV1
117 整流器ブリッジ
119 コンデンサC1
121 コンデンサC2
123 インダクタL1
125 電源コントローラU1
127 一次巻線
129 二次巻線(二次側)
131 光結合素子U2
133、575 エレメントR1
135、577 エレメントR2
137 エレメントD5
139 エレメントC3
141 バイパス・コンデンサC4
143 ダイオードD6
145 コンデンサC5
147、447 電流感知、電圧感知、および電圧降下補償回路
149、151 高周波ポスト・フィルタ(L2、C6)
153 抵抗R5
155 抵抗R6
157 ダイオードD7
159、581 光結合素子LED
161、461、587 トランジスタQ1
163 抵抗R8
165 抵抗R9
167 ツェナー・ダイオードD8
169、583 抵抗R3
171、589 抵抗R4
173 ダイオードD9
301 電流対電圧特性
557 相補回路
579 ダイオードD1
585 ツェナー・ダイオードD2
Claims (3)
- 回路の出力部に結合される電流感知回路であって、
第1のダイオードと、
第1のダイオードに結合された第1の抵抗と、
第1の抵抗および第1のダイオードに結合された第2の抵抗と、
第1の抵抗および第1のダイオードの両端間の電圧降下によって駆動されるように、第1の抵抗、第2の抵抗およびダイオードに結合された発光ダイオード(LED)とを備え、第1の抵抗および第1のダイオードが、出力部から供給される負荷電流が第1のダイオードおよび第1の抵抗を流れるように出力部に結合される電流感知回路と、
出力部および電流感知回路に結合される電圧感知回路であって、
出力部に結合されたツェナー・ダイオードと、
ツェナー・ダイオードに直列に結合された第3の抵抗と、
ツェナー・ダイオードおよび出力部に結合された第4の抵抗と、
LEDに結合されたバイポーラ・トランジスタとを備え、出力部の両端間の電圧が感知電圧を超えるとLEDを駆動するように、出力部、第3の抵抗およびバイポーラ・トランジスタが結合され、感知電圧が、ツェナー・ダイオードの両端間の電圧降下とバイポーラ・トランジスタの順方向ベース−エミッタ電圧の合計である電圧感知回路と、
出力部および電圧感知回路に結合される電圧補償回路であって、
出力部から供給される負荷電流を実質的に表す電流が第5の抵抗を流れるように、バイポーラ・トランジスタのエミッタおよび出力部に結合された第5の抵抗と、
第5の抵抗に結合された第6の抵抗と、
第6の抵抗に結合された第2のダイオードとを備え、第5の抵抗を流れる電流に応じて感知電圧が変化するように、第6の抵抗および第2のダイオードが、バイポーラ・トランジスタのベースと第5の抵抗の間に直列に結合された電圧補償回路とを備える回路。 - バイポーラ・トランジスタが、PNPトランジスタまたはNPNトランジスタのうち1つを含む請求項1に記載の回路。
- 第1のダイオードと、
第1のダイオードに結合された第1の抵抗と、
第1のダイオードおよび第1の抵抗に結合された第2の抵抗と、
第1の抵抗および第1のダイオードの両端間の電圧降下によって駆動されるように、第1の抵抗、第2の抵抗およびダイオードに結合された発光ダイオード(LED)と、
出力部に結合された第3の抵抗と、
第3の抵抗およびLEDに結合されたツェナー・ダイオードと、
コレクタが第3の抵抗およびツェナー・ダイオードに結合され、かつ、ベースが出力部に結合されたバイポーラ・トランジスタと、
バイポーラ・トランジスタのエミッタと第1の抵抗の間に結合された第4の抵抗とを備え、第1の抵抗および第1のダイオードが、出力部から供給される負荷電流が第1のダイオードおよび第1の抵抗を流れるように回路の出力部に結合される回路。
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