JP4130484B2 - ワイヤレス通信システムで使用する加入者ユニットおよび方法 - Google Patents

Description

発明の背景
Ｉ．発明の分野
この発明はワイヤレス通信システムで使用する加入者ユニットおよび方法に関する。
ＩＩ．関連技術の説明
セルラ、衛星および２点間通信システムを含むワイヤレス通信システムは、変調された無線周波数（ＲＦ）信号から構成されるワイヤレスリンクを使用して、２つのシステム間でデータを送信する。ワイヤレスリンクの使用は、有線通信システムと比較して移動性が増加したり、要求されるインフラストラクチャが減少することを含むさまざまな理由のために好ましいものである。ワイヤレスリンクを使用する１つの欠点は、利用可能なＲＦ帯域幅の量が制限されていることから生じる通信容量の制限である。この制限された通信容量は、付加的な有線接続をインストールすることにより付加的な容量を追加することができる有線ベースの通信システムと対照的である。
ＲＦ帯域幅の制限された性質を認識して、効率を増加させるためにさまざまな信号処理技術が開発されており、これによりワイヤレス通信システムは利用可能なＲＦ帯域幅を使用している。このような帯域幅効率のよい信号処理技術の幅広く受け入れられている例の１つは、電気通信工業界（ＴＩＡ）により広められ、セルラ通信システムにおいて主として使用されている、無線インターフェイス標準規格に対するＩＳ−９５と、ＩＳ−９５−ＡやＡＮＳＩ Ｊ−ＳＴＤ−００８のようなその派生規格である（以下集約的にＩＳ−９５標準規格と呼ぶ）。ＩＳ−９５標準規格は符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号変調技術を組み込んで、同じＲＦ帯域幅に対して複数の通信を同時に行う。総合的な電力制御と組み合わせた場合、同じ帯域幅に対して複数の通信を行うと、他のワイヤレス通信技術と比較して特に周波数再利用を増加させることにより、ワイヤレス通信システムにおいて行うことができる通話および他の通信の総量が増加する。多元接続通信システムにおいてＣＤＭＡ技術を使用することは、両者ともに本発明の譲受人に譲受され、ここに参照として組込まれている、“衛星または地上中継器を使用するスペクトル拡散通信システム”と題する米国特許第４，９０１，３０７号および“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおいて信号波形を発生させるためのシステムおよび方法”と題する米国特許第５，１０３，４５９号に開示されている。
図１は、ＩＳ−９５標準規格の使用にしたがって構成されたセルラ電話システムのかなり簡単化した図を提供している。動作中、１組の加入者ユニット１０ａ−ｄは、ＣＤＭＡ変調ＲＦ信号を使用して１つ以上の基地局１２ａ−ｄと１つ以上のＲＦインターフェイスを確立することによりワイヤレス通信を行う。基地局１２と加入者ユニット１０との間の各ＲＦインターフェイスは、基地局１２から送信されるフォワードリンク信号と、加入者ユニットから送信されるリバースリンク信号から構成される。他のユーザとの通信は、一般的に、これらのＲＦインターフェイスを使用して移動体電話交換局（ＭＴＳＯ）１４および公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）１６を通して行われる。付加的なＲＦまたはマイクロ波リンクを使用することも知られているが、基地局１２、ＭＴＳＯ１４およびＰＳＴＮ１６間のリンクは通常有線接続により形成される。
ＩＳ−９５標準規格にしたがうと、各加入者ユニット１０は１組のレートセットのうちどのレートセットが選択されたかに基づいて９．６または１４．４キロビット／秒の最大データレートで単一チャネルの非コヒーレントリバースリンク信号を通してユーザデータを送信する。非コヒーレントリンクは、受信システムにより位相情報が使用されないリンクである。コヒーレントリンクは、受信機が処理中に搬送波信号位相の知識を活用する。位相情報は一般的にパイロット信号の形態をとるが、送信されたデータから推定することもできる。ＩＳ−９５標準規格は１組の６４ウォルシュコードを必要とし、各ウォルシュコードは６４チップから構成され、フォワードリンクに対して使用される。
ＩＳ−９５により指定されているような９．６または１４．４キロビット／秒の最大データレートを有する単一チャネルの非コヒーレントリバースリンク信号の使用は、典型的な通信がデジタル化音声またはファクシミリのようなより低いレートのデジタルデータの送信に関係しているワイヤレスセルラ電話システムによく適している。非コヒーレントリバースリンクが選択されたのは、各１．２２８８ＭＨｚの割り当てられた帯域幅に対して８０までの加入者ユニット１０が基地局１２と通信を行うシステムにおいて、各加入者ユニット１０からの送信に必要なパイロットデータを提供すると、１組の加入者ユニット１０が他の加入者ユニット１０と干渉する度合いを実質的に増加させるからである。また、９．６または１４．４キロビット／秒のデータレートでは、ユーザデータに対する任意のパイロットデータの送信電力の比は大きくなり、したがって加入者ユニット間の干渉も増加する。単一チャネルのリバースリンク信号の使用が選択されたのは、同時にただ１つのタイプの通信と関わっていることが有線電話機の使用や、現在のワイヤレスセルラ通信が基づいているパラダイムと矛盾するものではないからである。また、単一チャネルを処理する複雑さは、複数のチャネルを処理することと関係する複雑さよりも少ない。
デジタル通信が発達すると、インターラクティブファイルブラウジングやテレビ電話会議のようなアプリケーションに対するデータのワイヤレス送信の需要が実質的に増加することが予想される。この増加はワイヤレス通信システムが使用される方法や、関係するＲＦインターフェイスが行われる条件を変える。特に、データはより高い最大レートにおいて、さらにさまざまな可能性あるレートで送信される。また、データ送信におけるエラーの許容度がオーディオ情報の送信におけるエラーよりも少ないことから、またより多くの信頼性ある送信が必要となってくる。さらに、データタイプの数が増加すると、同時に複数のタイプのデータを送信する必要性を生み出す。例えば、オーディオまたはビデオインターフェイスを維持しながらデータファイルを交換することが必要となるかもしれない。また、加入者ユニットからの送信レートが増加すると、より高いデータ送信レートは基地局のデータ処理容量をより少ない加入者ユニット１０の数にすることから、ＲＦ帯域幅の量当たりにおける基地局１２と通信する加入者ユニット１０の数は減少する。いくつかの例では、現在のＩＳ−９５リバースリンクはこれらすべての変化に対して理想的に適していない。したがって、本発明は複数のタイプの通信を実行することができ、より高いデータレートで帯域幅効率がよいＣＤＭＡインターフェイスを提供することに関係している。
発明の要約
１つの観点では、本発明は、ワイヤレス通信システム中で使用する加入者ユニットまたは他の送信機を提供し、この加入者ユニットは、情報データの複数の情報源と、情報データをエンコードするエンコーダと、制御データの複数の制御源と、搬送波信号上での送信のためにエンコードされた情報データをそれぞれ異なる変調コードで変調し、複数の制御源からの制御データを合成し、エンコードされた情報データと合成された制御データを送信のために出力する変調器とを具備する。
他の観点では、本発明は、ワイヤレス通信システム中で使用する基地局または他の受信機を提供し、この基地局は、搬送波信号を受信し、それぞれ異なる変調コードで変調された複数の情報源からのエンコードされた情報データと、相互に合成されている複数の制御源からのエンコードされた制御データとを搬送波信号から取り出す受信機と、それぞれ異なる変調コードからのエンコードされた情報データと制御データとを復調する復調器と、エンコードされた情報データをデコードし、制御データを復調するデコーダとを具備する。
さらに他の観点では、本発明は、ワイヤレス通信システム中で送信する方法を提供し、この方法は、複数の情報データを獲得し、情報データをエンコードし、複数の制御データを獲得し、搬送波信号上での送信のために、エンコードされた情報データをそれぞれ異なる変調コードで変調し、複数の制御源からの制御データを合成し、送信のために、エンコードされた情報データと合成された制御データを出力することを含む。
他の観点では、本発明は、第１の加入者ユニットが１組の加入者ユニットと通信している基地局に対して制御データとパイロットデータを送信し、１組の加入者ユニット中の第１の加入者ユニットから送信するために変調データを発生させる方法を提供し、この方法は、ａ）前記制御データをパイロットデータと合成し、ｂ）前記合成された制御データとパイロットデータを単一のチャネル変調フォーマットにしたがって変調することを含む。
本発明の１実施形態にしたがうと、１組の個々に利得調整された加入者チャネルが、直交波形期間当たり少ない数のＰＮ拡散チップを有する１組の直交サブチャネルコードを使用することにより形成される。送信チャネルの１つを通じて送信されるデータは、サブチャネルコードの１つで変調され、利得調整され、他のサブチャネルコードを使用して変調されたデータと合計される前に、低いコードレートエラー訂正エンコードおよびシーケンス反復さる。結果として得られた合計データはユーザロングコードと疑似ランダム拡散コード（ＰＮコード）を使用して変調され、送信のためにアップコンバートされる。ショート直交コードを使用すると、地上ワイヤレスシステムで普通被るレーリーフェーディングを克服する時間ダイバーシティのために、拡張されたエラー訂正コード化および反復を可能にしつつ、干渉の抑制をもたらす。提供される本発明の例示的な実施形態では、１組のサブチャネルコードは４つのウォルシュコードから構成され、それぞれ１組の残りのものとと直交し、持続期間中の４チップを有する。
本発明の好ましい実施形態では、加入者チャネルの２つが単一のトラフィックチャネルにマルチプレクスされる。より小さいピーク対平均送信電力比を可能にすることから、より少ないトラフィックチャネルの使用が好ましい。異なる数のトラフィックチャネルの使用は本発明と矛盾しない。
本発明の第１の例示的な実施形態では、パイロットデータは送信チャネルの第１のチャネルを通して送信され、電力制御および他のフレーム毎の制御データは第２の送信チャネルを通して送信される。好ましい実施形態では、パイロットチャネルおよび制御加入者チャネル上の情報は、電力制御およびフレーム毎の制御データを含み、１つのトラフィックチャネル上に相互にマルチプレクスされ、連続的な送信を可能にしながらもピーク対平均電力比を減少させる。補聴器やペースメーカのような個人的な電子装置との干渉の可能性を減少させることから、連続的な送信は非常に望ましいことである。パイロットおよび制御データは常に送信されるので、結果として得られた信号も連続的である。他のトラフィックチャネルは一般的にそのトラフィックチャネルタイプのデータがアクティブであるときのみアクティブである。制御データがパイロット加入者チャネル以外の加入者チャネルとマルチプレクスされている場合には、結果として得られたトラフィックチャネル波形は元々のトラフィックチャネルデータがインアクティブの場合に不連続である。他の加入者トラフィックチャネルも単一の送信チャネルにマルチプレクスすることができる。ここでは２つの独立した加入者トラフィックチャネルを使用して、異なるタイプのトラフィックに対して、異なる利得およびフレーム再送信アプローチを可能にしている。残りの２つの送信チャネルを使用して、ユーザデータまたはシグナリングデータあるいはこの両方を含む非指定デジタルデータを送信する。例示的な実施形態では、２つの非指定送信チャネルの１つはＢＰＳＫ変調用に構成され、他のものはＱＰＳＫ変調用に構成される。これはシステムの多用途を例示するためになされている。両チャネルは本発明の代替実施形態ではＢＰＳＫ変調またはＱＰＳＫ変調させることができる。
変調前に、非指定データはエンコードされ、このエンコード処理には、巡回冗長検査（ＣＲＣ）の発生、畳み込みエンコード、インターリーブ、選択的なシーケンスの反復、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫのマップ処理が含まれている。実行される反復量を変化させることにより、そしてシンボルシーケンスの整数に反復量を制限しないことにより、高いデータレートを含む幅広いさまざまな送信レートを達成することができる。さらに、両非指定送信チャネルに対して同時にデータを送信することによって、より高いデータレートも達成することができる。また、各送信チャネル上で実行される利得調整を頻繁に更新することにより、送信システムにより使用される総送信電力は最小に維持することができるので、複数の送信システム間で発生される干渉は最小になり、これにより全体的なシステム容量が増加する。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的、効果は、同じ参照文字が全体を通して対応するものを識別している図面とともに以下に述べられている詳細な説明からさらに明白になるであろう。
図１は、セルラ電話システムのブロック図である。
図２は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された加入者ユニットと基地局のブロック図である。
図３は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネルエンコーダとＱＰＳＫチャネルエンコーダのブロック図である。
図４は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された送信信号処理システムのブロック図である。
図５は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された受信信号処理システムのブロック図である。
図６は、本発明の１つの実施形態にしたがって構成されたフィンガ処理システムのブロック図である。
図７は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネルデコーダとＱＰＳＫチャネルデコーダのブロック図である。
図８は、制御データとパイロットデータが１つのチャネルに合成されている、本発明を具体化した送信システムのブロック図である。
図９は、送信される信号のフィルタ処理を含み、制御データとパイロットデータが１つのチャネルに合成されている、本発明を具体化した送信システムのブロック図である。
図１０は、電力データとパイロットデータが１つのチャネルに合成されている受信データに対して本発明を具体化した受信システムである。
好ましい実施形態の詳細な説明
セルラ通信システムのリバースリンク送信部分の状況において、高レートＣＤＭＡワイヤレス通信用の新規で改良された方法および装置を説明する。本発明をセルラ電話システムの多点から１点へのリバースリンク送信で使用するように適合させてもよいが、本発明はフォワードリンク送信にも等しく適用可能である。さらに、他の多くのワイヤレス通信システムは本発明を組み込むことにより利益を得ることができ、このようなワイヤレス通信システムには、衛星ベースのワイヤレス通信システムや、２点間ワイヤレス通信システムや、同軸または他の広帯域ケーブルを使用することにより無線周波数信号を送信するシステムが含まれる。
図２は、本発明の１つの実施形態にしたがって加入者ユニット１００と基地局１２０として構成された受信および送信システムのブロック図である。第１組のデータ（ＢＰＳＫデータ）はＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３により受け取られ、このＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３はＢＰＳＫ変調を実施するために構成されたコードシンボルストリームを発生し、これは変調器１０４により受け取られる。第２組のデータ（ＱＰＳＫデータ）はＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２により受け取られ、このＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２はＱＰＳＫ変調を実施するために構成されたコードシンボルストリームを発生し、これも変調器１０４により受け取られる。変調器１０４は電力制御データとパイロットデータも受け取り、これらは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術にしたがってＢＰＳＫおよびＱＰＳＫエンコードデータとともに変調され、ＲＦ処理システム１０６により受け取られる１組の変調シンボルが発生させる。ＲＦ処理システム１０６はこの１組の変調シンボルをフィルタ処理し、アンテナ１０８を使用して基地局１２０に送信するために搬送波周波数にアップコンバートする。ただ１つの加入者ユニット１００のみが示されているが、複数の加入者ユニットが基地局１２０と通信してもよい。
基地局１２０内では、ＲＦ処理システム１２２が送信されたＲＦ信号をアンテナ１２１を経由して受信し、バンドパスフィルタ処理を行い、ベースバンドにダウンコンバートし、デジタル化を行う。復調器１２４はデジタル化信号を受け取って、ＣＤＭＡ技術にしたがって復調を実行し、電力制御、ＢＰＳＫおよびＱＰＳＫ軟判定データを生成する。ＢＰＳＫチャネルデコーダ１２８は復調器１２４から受け取ったＢＰＳＫ軟判定データをデコードし、ＢＰＳＫデータの最良の推定値を生成し、ＱＰＳＫチャネルデコーダ１２６は復調器１２４により受け取られたＱＰＳＫ軟判定データをデコードして、ＱＰＳＫデータの最良の推定値を生成する。第１および第２組のデータの最良の推定値は、さらなる処理あるいは次の宛先に送るために利用可能となり、受信された電力制御データは直接的にあるいはデコード処理した後に使用され、加入者ユニット１００にデータを送信するのに使用されるフォワードリンクチャネルの送信電力を調整する。
図３は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された場合のＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３とＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２のブロック図である。ＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３内では、ＢＰＳＫデータがＣＲＣチェックサム発生器１３０により受け取られ、このＣＲＣチェックサム発生器１３０はそれぞれ２０ミリ秒の第１組のデータに対してチェックサムを発生させる。ＣＲＣチェックサムとともにデータフレームはテールビット発生器１３２により受け取られ、テールビット発生器１３２は８つの論理ゼロからなるテールビットを各フレームの最後に追加し、デコードプロセスの最後に既知の状態をもたらす。コードテールビットとＣＲＣチェックサムを含むフレームは次に畳み込みエンコーダ１３４により受け取られ、この畳み込みエンコーダ１３４は束縛長（Ｋ）９、レート（Ｒ）１／４畳み込みエンコードを実行して、これによりエンコーダ入力レート（Ｅ_R）の４倍のレートでコードシンボルを発生させる。代替実施形態では、レート１／２を含む他のエンコードレートが実行されるが、その最適な複雑性対性能特性のためにレート１／４の使用が好ましい。ブロックインターリーバ１３６はコードシンボル上でビットインターリーブを実行して、速いフェーディング環境中でのさらに信頼性のある送信のために時間ダイバーシティを提供する。結果として得られるインターリーブされたシンボルは可変開始点リピータ１３８により受け取られ、この可変開始点リピータ１３８はインターリーブされたシンボルシーケンスを十分な回数Ｎ_R反復して一定レートのシンボルストリームを提供し、これは一定数のシンボルを有する出力フレームに対応する。シンボルシーケンスを反復するとデータの時間ダイバーシティも増加させ、フェーディングを克服する。例示的な実施形態では、一定数のシンボルは各フレームに対して６，１４４シンボルに等しく、シンボルレートを１秒当たり３０７．２キロシンボルにする。また、リピータ１３８は異なる開始点を使用して、各シンボルシーケンスに対して反復を始める。フレーム当たり６，１４４シンボルを発生させるのに必要なＮ_Rの値が整数でない場合には、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部に対してのみ実行される。結果として得られる１組の反復されたシンボルはＢＰＳＫマップ装置１３９により受け取られ、このＢＰＳＫマップ装置１３９はＢＰＳＫ変調を実行するために＋１と−１の値のＢＰＳＫコードシンボルストリーム（ＢＰＳＫ）を発生させる。本発明の代替実施形態では、リピータ１３８がブロックインターリーバ１３６の前に配置され、ブロックインターリーバ１３６が各フレームに対して同じ数のシンボルを受け取る。
ＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２内では、ＱＰＳＫデータがＣＲＣチェックサム発生器１４０により受け取られ、このＣＲＣチェックサム発生器１４０は各２０ミリ秒フレームに対してチェックサムを発生させる。ＣＲＣチェックサムを含むフレームはコードテールビット発生器１４２により受け取られ、このコードテールビット発生器１４２は８つの論理ゼロの１組のテールビットをフレームの最後に追加する。コードテールビットとＣＲＣチェックサムを含むようになったフレームは畳み込みエンコーダ１４４により受け取られ、この畳み込みエンコーダ１４４はＫ＝９、Ｒ＝１／４畳み込みエンコードを実行し、これによりエンコーダ入力レート（Ｅ_R）の４倍のレートでシンボルを発生させる。ブロックインターリーバ１４６はシンボル上でビットインターリーブを実行し、結果として得られたインターリーブされたシンボルは可変開始点リピータ１４８により受け取られる。可変開始点リピータ１４８は、各反復に対してシンボルシーケンス内の異なる開始点を使用してインターリーブされたシンボルシーケンスを十分な回数Ｎ_R反復し、各フレームに対して１２，２８８シンボルを発生させ、コードシンボルレートを１秒当たり６１４．４キロシンボル（ｋｓｐｓ）にする。Ｎ_Rが整数でない場合には、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部に対してのみ実行される。結果として得られた反復シンボルはＱＰＳＫマップ装置１４９により受け取られ、このＱＰＳＫマップ装置１４９はＱＰＳＫ変調を実行するために構成されたＱＰＳＫコードシンボルストリームを発生させ、これは＋１と−１値の同位相ＱＰＳＫコードシンボルストリーム（ＱＰＳＫ_I）と、＋１と−１値の直角位相ＱＰＳＫコードシンボルストリーム（ＱＰＳＫ_Q）とから構成される。本発明の代替実施形態では、リピータ１４８はブロックインターリーバ１４６の前に配置されるので、ブロックインターリーバ１４６は各フレームに対して同じ数のシンボルを受け取る。
図４は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図２の変調器１０４のブロック図である。ＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３からのＢＰＳＫシンボルは、乗算器１５０ｂを使用してウォルシュコードＷ₂でそれぞれ変調され、ＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２からのＱＰＳＫ_IおよびＱＰＳＫ_Qシンボルは、乗算器１５０ｃおよび１５０を使用してウォルシュコードＷ₃でそれぞれ変調される。電力制御データ（ＰＣ）は乗算器１５０ａを使用してウォルシュコードＷ₁により変調される。利得調整装置１５２はパイロットデータ（ＰＩＬＯＴ）を受け取り、利得調整係数Ａ₀にしたがって振幅を調整し、このパイロットデータは本発明の好ましい実施形態では正電圧に関係する論理レベルから構成されている。ＰＩＬＯＴ信号はユーザデータを提供しないが、基地局に対して位相および振幅情報を提供するので、基地局は残りのサブチャネル上で伝えられるデータをコヒーレントに復調し、合成のために軟判定出力値をスケール処理することができる。利得調整装置１５４は利得調整係数Ａ₁にしたがってウォルシュコードＷ₁変調された電力制御データの振幅を調整し、利得調整装置１５６は増幅変数Ａ₂にしたがってウォルシュコードＷ₂変調されたＢＰＳＫチャネルデータの振幅を調整する。利得調整装置１５８ａおよびｂは、利得調整係数Ａ₃にしたがって同位相および直角位相ウォルシュコードＷ₃変調されたＱＰＳＫシンボルの振幅をそれぞれ調整する。本発明の好ましい実施形態において使用される４つのウォルシュコードを表Ｉに示す。

Ｗ₀コードは実際上まったく変調を行わず、これは示されているパイロットデータの処理と矛盾しないことについては当業者に明らかであろう。電力制御データはＷ₁コードで変調され、ＢＰＳＫデータはＷ₂コードで変調され、ＱＰＳＫデータはＷ₃コードで変調される。適切なウォルシュコードでいったん変調されると、以下に説明するように、パイロット、電力制御データ、およびＢＰＳＫデータはＢＰＳＫ技術にしたがって送信され、ＱＰＳＫ（ＱＰＳＫ_IおよびＱＰＳＫ_Q）データはＱＰＳＫ技術にしたがって送信される。すべての直交チャネルが使用される必要はなく、ただ１つのユーザチャネルが提供される場合には４つのウォルシュコードの内の３つだけを本発明の代替実施形態において使用することも理解すべきである。
ショート直交コードの使用は、より長いウォルシュコードの使用を組み込んでいるシステムと比較した場合、シンボル当たりより少ないチップを発生させ、したがってさらに拡張的なコード化および反復が可能となる。このさらに拡張的なコード化および反復は、地上通信システムのおけるエラーの主要源であるレーリーフェーディングに対する保護をもたらす。他のコード数およびコード長の使用は本発明と矛盾しないが、より長い組のより長いウォルシュコードはフェーディングに対するこの強化された保護を減少させる。４チップコードの使用が最適であると考えられる。その理由は、４チャネルはショートコード長も維持しながらも、以下に例示するようなさまざまなタイプのデータの送信に対して実質的な柔軟性をもたらすからである。
合計器１６０は利得調整装置１５２，１５４，１５６および１５８ａからの結果として得られた振幅調整変調シンボルを合計して、合計された変調シンボル１６１を発生させる。ＰＮ拡散コードＰＮ_IおよびＰＮ_Qは乗算器１６２ａおよびｂを使用してロングコード１８０との乗算により拡散される。乗算器１６２ａおよび１６２ｂにより提供される結果として得られた疑似ランダムコードを使用して、乗算器１６４ａ−ｄと合計器１６６ａおよびｂを利用する複素乗算により、合計された変調シンボル１６１と利得調整直角位相シンボルＱＰＳＫ_Q１６３を変調する。結果として得られた同位相項Ｘ_Iと直角位相項Ｘ_Qは、乗算器１６８と同位相および直角位相シヌソイドを使用して、かなり簡単化された形態で示されているＲＦ処理システム１０６内で、その後フィルタ処理され（フィルタ処理は示されていない）、搬送波周波数にアップコンバートされる。オフセットＱＰＳＫアップコンバートは本発明の代替実施形態においても使用することができる。結果として得られた同位相および直角位相アップコンバート信号は合計器１７０を使用して合計され、マスター利得調整Ａ_Mにしたがってマスター増幅器１７２により増幅され、基地局１２０に送信される信号ｓ（ｔ）が発生される。本発明の好ましい実施形態では、信号は拡散され、１．２２８８ＭＨｚ帯域幅にフィルタ処理され、既存のＣＤＭＡチャネルの帯域幅と互換性を残している。
データが送信される複数の直交チャネルを提供するとともに、高い入力データレートに応答して実行される反復量Ｎ_Rを減少させる可変レートリピータを使用することにより、先に説明した送信信号処理の方法およびシステムは、単一の加入者ユニットまたは他の送信システムがさまざまなデータレートでデータを送信できるようにする。特に、図３の可変開始点リピータ１３８または１４８により実行される反復Ｎ_Rのレートを減少させることにより、ますますより高いエンコーダ入力レートＥ_Rを維持することができる。本発明の代替実施形態では、レート１／２畳み込みエンコードは２倍増加された反復Ｎ_Rレートで実行される。さまざまな反復Ｎ_RレートとＢＰＳＫチャネルおよびＱＰＳＫチャネルに対する１／４および１／２に等しいエンコードレートＲとによりサポートされる１組の例示的なエンコーダレートＥ_Rをそれぞれ表ＩＩおよびＩＩＩに示す。

エンコーダ入力レートＥ_Rは、データ送信レート引くＣＲＣ、コードテールビットおよび他の任意のオーバヘッド情報の送信に対して必要な定数に対応していることから、表ＩＩおよびＩＩＩはシーケンス反復数Ｎ_Rを調整することにより、高いデータレートを含む幅広いさまざまなデータレートをサポートすることができることを示している。表ＩＩおよびＩＩＩにも示されているように、ＱＰＳＫ変調を使用してデータ送信レートを増加させてもよい。一般的に使用されると予測されるレートは、“高レート７２”と“高レート３２”のようなラベルを付けて提供されている。本発明の例示的な実施形態では、高レート７２、高レート６４および高レート３２として記されているこれらのレートはそれぞれ７２、６４および３２ｋｂｐｓのトラフィックレートを持ち、それぞれ３．６、５．２および５．２ｋｂｐｓのレートとを有するシグナリングおよび他の制御データにマルチプレクスされる。ＲＳ−１フルレートとＲＳ−２フルレートのレートはＩＳ−９５準拠通信システムで使用されるレートに対応しており、したがって互換性目的のための実質的な使用を許容することも予想される。ヌルレートは単一ビットの送信であり、フレーム消去を示すために使用され、これもＩＳ−９５標準規格の一部である。
反復レートＮ_Rの減少により送信レートを増加することに加えてあるいはこれの代わりに実行される、２つ以上の複数の直交チャネルに対するデータの同時送信により、データ送信レートを増加させてもよい。例えば、（図示されていない）マルチプレクサは単一のデータ源を、複数のデータサブチャネルを通して送信されるべき複数のデータ源に分割することができる。したがって、受信システムの信号処理能力を越え、エラーレートが許容できないものとなるまで、あるいは送信システム電力の最大送信電力に達するまで、より高いレートの特別なチャネルを介する送信により、あるいは複数のチャネルを通して同時に実行される複数の送信により、あるいはこの両方により総送信レートを増加させることができる。
複数のチャネルを提供すると、異なるタイプのデータ送信における柔軟性が向上する。例えば、ＢＰＳＫチャネルを音声情報に対して指定し、ＱＰＳＫチャネルをデジタルデータの送信に対して指定してもよい。この実施形態は、より低いデータレートにおける音声のような時間感応性があるデータの送信に対して１つのチャネルを指定し、デジタルファイルのようなより時間感応性が低いデータの送信に対して他のチャネルを指定することにより、さらに一般化することができる。この実施形態では、さらに時間ダイバーシティを増加させるためにより時間感応性が低いデータに対してより大きなブロックでインターリーブを実行することができる。本発明の他の実施形態において、ＢＰＳＫチャネルはデータの主送信を実行し、ＱＰＳＫチャネルはオーバーフロー送信を実行する。直交ウォルシュコードを使用すると、加入者ユニットから送信される１組のチャネル間の干渉を除去あるいは実質的に減少させ、したがって基地局における受信の成功に必要な送信エネルギを最小にする。
受信システムにおける処理能力を増加させるために、したがって加入者ユニットのより高い送信能力を利用する範囲を増加させるために、直交チャネルの１つ通してパイロットデータも送信される。パイロットデータを使用すると、リバースリンク信号の位相オフセットを決定および除去することにより、コヒーレントな処理を受信システムにおいて実行することができる。またレーク受信機で合成される前に異なる時間遅延で受信されるマルチパス信号を最適に重み付けするためにパイロットデータを使用することができる。いったん位相オフセットを除去して、マルチパス信号を適切に重み付けすると、マルチパス信号を合成することができ、適切な処理のためにリバースリンク信号が受信されなければならない電力を減少させることができる。要求される受信電力におけるこの減少は、より高い送信レートでもうまく処理されるようにし、あるいは逆に、１組のリバースリンク信号間の干渉を減少させることができる。パイロット信号の送信のために何らかの付加的な送信電力が必要であるが、より高い送信レートの状況では、総リバースリンク信号電力に対するパイロットチャネル電力の比は、より低いデータレートのデジタル音声データ送信セルラシステムに関係するものよりも実質的に低い。したがって、高いデータレートのＣＤＭＡシステム内では、コヒーレントなリバースリンクの使用により達成されるＥ_b／Ｎ₀利得は、各加入者ユニットからパイロットデータを送信するのに必要な付加的な電力より影響力がある。
主増幅器１７２とともに利得調整装置１５２−１５８を使用すると、送信システムがさまざまな無線チャネル状態、送信レートおよびデータタイプに適合するようにすることにより、先に説明したシステムの高い送信能力を利用できる範囲をさらに増加させる。特に、適切な受信に必要なチャネルの送信電力は、他の直交チャネルとは無関係な方法で、時間に対してそして状態の変化により変化させてもよい。例えば、リバースリンク信号の最初の獲得中に、基地局における検出および同期化を促進するために、パイロットチャネルの電力を増加させる必要があるかもしれない。しかしながらいったんリバースリンク信号が獲得されると、パイロットチャネルの必要な送信電力は実質的に減少し、加入者ユニットレートの変動を含むさまざまな要因に依存して変化させてもよい。したがって、利得調整係数の値Ａ₀は信号獲得中に増加し、通信の進行中は減少する。他の例では、エラーをさらに許容可能な情報がフォワードリンクを通して送信されている場合、あるいはフォワードリンク送信が生じている環境がフェーディング状態になり易くない場合には、低いエラーレートを持つ電力制御データを送信する必要性が減少するので、利得調整係数Ａ₁を減少させてもよい。本発明の１つの実施形態では、電力制御調整が必要でない場合はいつでも、利得調整係数Ａ₁はゼロに減少される。
本発明の他の実施形態では、フォワードリンク信号を通して送信される電力制御コマンドを使用して、基地局１２０または他の受信システムがチャネルの利得調整あるいはリバースリンク信号全体の利得調整を変えらえるようにすることにより、各直交チャネルまたはリバースリンク信号全体を利得調整する能力をさらに活用することができる。特に、基地局が、特定のチャネルあるいはリバースリンク信号全体の送信電力の調整を要求する電力制御情報を送信してもよい。これは多くの例において利点を持ち、これらの例には、デジタル音声およびデジタルデータのようなエラーに対して異なる感応性を持つ２つのデータタイプがＢＰＳＫおよびＱＰＳＫチャネルを通して送信されている場合が含まれる。このケースの場合、基地局１２０は２つの関連チャネルに対して異なるターゲットエラーレートを確立する。チャネルの実際のエラーレートがターゲットエラーレートを越えた場合、基地局は加入者ユニットに命令して実際のエラーレートがターゲットエラーレートに達するまでそのチャネルの利得調整を減少させる。これは結局１つのチャネルの利得調整係数を他のものに対して増加させるように導く。すなわちさらにエラー感応性が高いデータに関係する利得調整係数は、より感応性が低いデータに関係する利得調整係数に対して増加される。他の例では、リバースリンク全体の送信電力はフェーディング状態または加入者ユニット１００の移動のために調整を必要とするかもしれない。これらの例では、基地局１２０は単一の電力制御コマンドを送信することによりそのようにすることができる。
したがって、相互に関してとともに、４つの直交チャネルの利得を独立的に調整できるようにすることにより、パイロットデータ、電力制御データ、シグナリングデータあるいは異なるタイプのユーザデータに関わらず、リバースリンク信号の総送信電力は各データタイプの送信を成功させるのに必要な最小量に維持することができる。さらに、各データタイプに対して送信の成功を異ならして定義することができる。必要な最小量の電力で送信すると、加入者ユニットの送信電力能力が有限であることを仮定した場合に最大量のデータを基地局に送信することができ、加入者ユニット間の干渉も減少させることができる。このように干渉が減少すると、ＣＤＭＡワイヤレスセルラシステム全体の総通信容量が増加する。
リバースリンク信号において使用される電力制御チャネルは、１秒当たり８００電力制御ビットのレートを含むさまざまなレートで加入者ユニットが電力制御情報を基地局に送信できるようにする。本発明の好ましい実施形態では、電力制御ビットは基地局に命令して、加入者ユニットに情報を送信するのに使用されているフォワードリンクトラフィックチャネルの送信電力を増加または減少させる。ＣＤＭＡシステム内で急速な電力制御を有することは一般的に有用なことであるが、データ送信を含むより高いデータレート通信の状況では特に有用である。その理由はデジタルデータはエラーに対してさらに感応性が高く、高いレートの送信は短時間のフェーディング状態中であっても多量のデータを失わせる。高速リバースリンク送信に高速フォワードリンク送信が付随し易い場合には、リバースリンクに対して急速な電力制御の送信を提供すると、ＣＤＭＡワイヤレス通信システム内での高速通信をさらに促進する。
本発明の他の例示的な実施形態では、特定のＮ_Rにより定義される１組のエンコーダ入力レートＥ_Rを使用して、特定のタイプのデータを送信する。すなわち、応じて調整される関連するＮ_Rとともに、最大エンコーダ入力レートＥ_Rまたは１組のより低いエンコーダ入力レートＥ_Rでデータを送信してもよい。この実施形態の好ましい実施では、最大レートは、表ＩＩおよびＩＩＩと関連してＲＳ１−フルレートおよびＲＳ２−フルレートとして先に言及したＩＳ−９５準拠ワイヤレス通信システムで使用される最大レートに対応し、それぞれのより低いレートは次に高いレートのほぼ半分であり、フルレート、ハーフレート、４分の１レート、８分の１レートから構成される１組のレートを生成する。より低いデータレートは、表ＩＶにおいて提供されているＢＰＳＫチャネル中のレート組１およびレート組２に対してＮ_Rの値を持つシンボル反復レートＮ_Rを増加させることにより発生させることが好ましい。

ＱＰＳＫチャネルに対する反復レートはＢＰＳＫチャネルに対する反復レートの２倍である。
本発明の例示的な実施形態にしたがうと、前のフレームに対してフレームのデータレートが変化した場合、フレームの送信電力は送信レートの変化にしたがって調整される。すなわち、より低いレートのフレームがより高いレートのフレームの後に送信される場合、フレームが送信されている送信チャネルの送信電力は、レートの減少に比例してより低いレートのフレームに対して減少され、この逆も同様である。例えば、フルレートフレーム送信中のチャネルの送信電力が送信電力Ｔである場合、ハーフレートフレームの後続する送信中の送信電力は送信電力Ｔ／２である。フレームの全持続時間に対して送信電力を減少させることにより送信電力の減少を実行することが好ましいが、何らかの冗長情報が“ブランクアウト”されるように送信デューティサイクルを減少させることにより実行してもよい。いずれのケースにおいても、送信電力の調整は閉ループ電力制御メカニズムと組み合わせて生じ、これにより基地局から送信される電力制御データに応答して送信電力がさらに調整される。
図５は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された、図２のＲＦ処理システム１２２と復調器１２４のブロック図である。乗算器１８０ａおよび１８０ｂは同位相シヌソイドおよび直角位相シヌソイドでアンテナ１２１から受信された信号をダウンコンバートして、同位相受信サンプルＲ_Iと直角位相受信サンプルＲ_Qをそれぞれ生成する。ＲＦ処理システム１２２はかなり簡単化された形態で示されており、信号は広く知られた技術にしたがって整合フィルタ処理されてデジタル化される（図示せず）ことを理解すべきである。受信サンプルＲ_IおよびＲ_Qは次に復調器１２４内のフィンガ復調器１８２に加えられる。各フィンガ復調器１８２は、加入者ユニット１００により送信されたリバースリンク信号のインスタンスが利用可能であればこのようなインスタンスを処理する。ここで、リバースリンク信号の各インスタンスはマルチパス現象により発生される。３つのフィンガ復調器が示されているが、単一のフィンガ復調器１８２の使用を含む他の数のフィンガプロセッサを使用することも本発明と矛盾しない。各フィンガ復調器１８２は、電力制御データ、ＢＰＳＫデータ、ＱＰＳＫ_IデータおよびＱＰＳＫ_Qデータからなる１組の軟判定データを生成する。本発明の代替実施形態では合成器１８４内で時間調整を実行することができるが、各組の軟判定データは対応するフィンガ復調器内でも時間調整がなされる。合成器１８４はフィンガ復調器１８２から受け取った軟判定組を合計して、電力制御、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ_IおよびＱＰＳＫ_Q軟判定データの単一インスタンスを生成する。
図６は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図５のフィンガ復調器１８２のブロック図である。Ｒ_IおよびＲ_Q受信サンプルは、処理されているリバースリンク信号の特定インスタンスの送信パスにより導入される遅延量にしたがい、最初にタイミング調整装置１９０を使用し時間調整される。ロングコード２００は、乗算器２０１を使用して疑似ランダム拡散コードＰＮ_IおよびＰＮ_Qと混合され、結果として得られたロングコード変調ＰＮ_IおよびＰＮ_Q拡散コードの複素共役は、乗算器２０２および合計器２０４を使用して、時間調整されたＲ_IおよびＲ_Q受信サンプルと複素乗算されて項Ｘ_IおよびＸ_Qが生成される。項Ｘ_IおよびＸ_Qの３つの独立したインスタンスがそれぞれウォルシュコードＷ₁、Ｗ₂およびＷ₃を使用して復調され、結果として得られたウォルシュ復調データは４−１合計器２１２を使用して４つの復調チップについて合計される。Ｘ_IおよびＸ_Qデータの第４のインスタンスは合計器２０８を使用して４つの復調チップについて合計され、その後パイロットフィルタ２１４を使用してフィルタ処理される。本発明の好ましい実施形態では、パイロットフィルタ２１４は合計器２０８により実行される一連の合計に対して平均化を実行するが、他のフィルタ処理技術も当業者に明らかである。乗算器２１６および加算器２１７を使用する複素共役乗算を通して、ＢＰＳＫ変調データにしたがってＷ₁およびＷ₂ウォルシュコード復調データを位相回転およびスケール処理するために、フィルタ処理された同位相および直角位相パイロット信号を使用し、軟判定電力制御およびＢＰＳＫデータを生成する。Ｗ₃ウォルシュコード変調データは、乗算器２１８および加算器２２０を利用して、ＱＰＳＫ変調データにしたがって同位相および直角位相のフィルタ処理されたパイロット信号を使用して位相回転され、軟判定ＱＰＳＫデータが生成される。軟判定電力制御データは３８４−１合計器２２２により３８４変調シンボルに対して合計され、電力制御軟判定データが生成される。位相回転されたＷ₂ウォルシュコード変調データ、Ｗ₃ウォルシュコード変調データ、および電力制御軟判定データが合成のために利用可能となる。本発明の代替実施形態では、エンコード処理およびデコード処理は同様に電力制御データにおいて実行される。
位相情報を提供することに加えて、受信システム内でパイロット信号を使用して時間追跡を促進してもよい。時間追跡は、前の（早い）１つのサンプル時間および後の（遅い）１つのサンプル時間の受信データ、処理されている現在の受信サンプルを処理することによっても実行される。実際の到着時間に最も近く整合する時間を決定するために、早いサンプル時間と遅いサンプル時間におけるパイロットチャネルの振幅を現在のサンプル時間の振幅と比較して、どれが最も大きいかを決定することができる。隣接サンプル時間の１つにおける信号が現在のサンプル時間における信号よりも大きい場合には、最高の復調結果が得られるようにタイミングを調整することができる。
図７は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネルデコーダ１２８とＱＰＳＫチャネルデコーダ１２６（図２）のブロック図である。合成器１８４（図５）からのＢＰＳＫ軟判定データは累算器２４０により受け取られ、この累算器２４０は受信フレーム中の６，１４４／Ｎ_R復調シンボルの第１のシーケンスを記憶し、フレームに含まれている６，１４４／Ｎ_R復調シンボルの後続の各組を対応する記憶された累算シンボルに加える。ここでＮ_Rは先に説明したようにＢＰＳＫ軟判定データの送信レートに依存する。ブロックデインターリーバ２４２は累算器２４０からの累算軟判定データをデインターリーブし、ビタビデコーダ２４４はデインターリーブされた軟判定データをデコードして、ＣＲＣチェックサム結果とともに硬判定データを生成する。ＱＰＳＫデコード１２６内において、合成器１８４（図５）からのＱＰＳＫ_IおよびＱＰＳＫ_Q軟判定データは、デマルチプレクサ２４６により単一軟判定データストリームにデマルチプレクスされ、単一の軟判定データストリームが累算器２４８により受け取られ、累算器２４８はすべての６，１４４／Ｎ_R復調シンボルを累算し、ここでＮ_RはＱＰＳＫデータの送信レートに依存している。ブロックデインターリーバ２５０は累算器２４８からの軟判定データをデインターリーブし、ビタビデコーダ２５２はデインターリーブされた変調シンボルをデコードして、ＣＲＣチェックサム結果とともに硬判定データを生成する。シンボルの反復がインターリーブの前に実行される図３に関して先に説明した代替実施形態では、累算器２４０および２４８がブロックデインターリーバ２４２および２５０の後に配置される。本発明の実施形態では、レートの組を使用することを組み込み、したがって特定フレームのレートが知られておらず、複数のデコーダが使用されてそれぞれ異なる送信レートで動作し、最も使用されている可能性が高い送信レートに関係するフレームがＣＲＣチェックサム結果に基づいて選択される。他のエラーチェック方法を使用することも本発明の実施と矛盾しない。
次に図８に移ると、リバースリンク送信システムが示されており、このシステムでは制御データとパイロットデータが１つのチャネル上に合成される。本発明はフォワードリンク送信に等しく適用することができるが、遠隔移動局に提供される場合に付加的な利点を提供することに留意すべきである。さらに、制御データは、遠隔移動局により送信される他のチャネル上にマルチプレクスすることができることは当業者に理解されるであろう。しかしながら、好ましい実施形態では、制御データはパイロットチャネル上にマルチプレクスされる。その理由は、基本チャネルおよび補助チャネルと異なり、パイロットチャネルは、遠隔移動局が中央通信局に送信するトラフィックデータを持っているか否かに関わらず常に存在するからである。さらに、本発明はデータをパイロットチャネル上にマルチプレクスすることに関して説明されているが、電力制御データがパイロットチャネルにパンクチャされるケースにも等しく適用可能である。
バイナリ“１”値のストリームのみから成るパイロットデータがマルチプレクサ（ＭＵＸ）３００に供給される。さらに、制御データは例示的な実施形態では基地局に対してその送信電力を増加または減少させる命令を示す＋１と−１値から構成される電力制御データであり、ＭＵＸ３００に供給される。マルチプレクサ３００は制御データをパイロットデータ中の予め定められ位置に供給することにより２つのデータストリームを合成する。マルチプレクスされたデータはその後乗算器３１０および３２８の第１の入力に供給される。
乗算器３１０の第２の入力には＋１および−１値の疑似雑音（ＰＮ）シーケンスが供給される。乗算器３１０および３１２に供給される疑似雑音シーケンスは、ロングコードによりショートＰＮシーケンス（ＰＮ_I）を乗算することによって発生される。ショートＰＮシーケンスおよびロングコードシーケンスの発生は技術的によく知られており、ＩＳ−９５標準規格に詳細に説明されている。乗算器３２８の第２の入力には＋１および−１値の疑似雑音（ＰＮ）シーケンスが供給される。乗算器３１８および３２８に供給される疑似雑音シーケンスは、ロングコードによりショートＰＮシーケンス（ＰＮ_Q）を乗算することによって発生される。
乗算器３１０の出力は減算器３１４の第１の入力に供給される。乗算器３１８の出力は遅延素子３２０に供給され、この遅延素子３２０はチップの半分に等しい時間間隔だけ入力データを遅延させる。遅延素子３２０は遅延信号を減算器３１４の減算入力に供給する。減算器３１４の出力は送信のために（図示されていない）ベースバンドフィルタとパイロット利得素子に供給される。
乗算器３２８の出力は遅延素子３３０に供給され、この遅延素子３３０は遅延素子３２０に関して説明したようにチップサイクルの半分だけ入力データを遅延させる。遅延素子３３０の出力は合計器３２２の第２の合計入力に供給される。合計器３２２の第１の入力は乗算器３１２の出力である。合計器３２２からの合計された出力は送信のために（図示されていない）ベースバンドフィルタとパイロット利得素子に供給される。
補助チャネル上で送信されるトラフィックデータは＋１および−１値から構成されており、乗算器３０２の第１の入力に供給される。乗算器３０２の第２の入力には反復ウォルシュシーケンス（＋１，−１）が供給される。先に説明したように、ウォルシュカバーリングは遠隔移動局から送信されるデータのチャネル間の干渉を減少させるためである。乗算器３０２からの積データシーケンスは利得素子３０４に供給され、この利得素子３０４はパイロット／制御チャネル増幅に対して決定された値に振幅をスケール処理する。利得素子３０４の出力は合計器３１６の第１の入力に供給される。合計器３１６の出力は乗算器３１２および３１８の入力に供給され、先に説明したように処理が継続する。
基本チャネル上で送信されるトラフィックデータは＋１および−１値から構成されており、乗算器３０６の第１の入力に供給される。乗算器３０６の第２の入力には反復ウォルシュシーケンス（＋１，＋１，−１，−１）が供給される。先に説明したように、ウォルシュカバーリングは遠隔移動局から送信されるデータのチャネル間の干渉を減少させるためである。乗算器３０６からの積データシーケンスは利得素子３０８に供給され、この利得素子３０８はパイロット／制御チャネル増幅に対して決定された値に振幅をスケール処理する。利得素子３０８の出力は合計器３１６の第２の入力に供給される。合計器３１６の出力は乗算器３１２および３１８の入力に供給され、先に説明したように処理が継続する。
図９を参照すると、本発明の実施形態が必要なフィルタ処理動作を含むように例示され、パイロットおよび制御データを合成することにより達成される付加的な効果を例示している。それは必要なフィルタ処理回路量の減少である。図８に関して説明したように、パイロットデータと制御チャネルデータはマルチプレクサ（ＭＵＸ）３５０により互いにマルチプレクスされる。マルチプレクスされたデータは＋１および−１値から構成され、乗算器３５２および３５４の第１の入力に供給される。乗算器３５２の第２の入力は、乗算器３９０中でロングコードによりショートＰＮコードＰＮ_Iを乗算することにより供給される。乗算器３５２からの積は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３５６に供給される。例示的な実施形態では、ＦＩＲ３５６は４８タップＦＩＲフィルタであり、その設計は技術的によく知られている。乗算器３５４の第２の入力は、乗算器３９２中でロングコードによりショートＰＮコードＰＮ_Qを乗算することにより供給される。ＦＩＲ３５６の出力は減算器３７４の合計入力に供給される。減算器３７４の出力は送信のために（図示されていない）アップコンバータおよびパイロット利得素子に供給される。
乗算器３５４からの積は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３５８に供給される。例示的な実施形態では、ＦＩＲ３５８は４８タップＦＩＲフィルタであり、その設計は技術的によく知られている。各チャネルが２つのＦＩＲフィルタを必要とすることから、パイロットおよび電力制御データを合成することにより、２つのＦＩＲフィルタが除去されていることに留意すべきである。２つのＦＩＲフィルタの除去は複雑さ、電力消費およびチップ領域を減少させる。ＦＩＲ３５８の出力は遅延素子３６０に供給され、この遅延素子３６０は、合計器３７６の第１の合計入力に信号を供給する前にチップの半分だけ出力を遅延させる。合計器３７６の出力は送信のために（図示されていない）アップコンバータおよびパイロット利得素子に供給される。
補助チャネルのトラフィックデータは＋１および−１値から構成され、乗算器３６２の第１の入力に供給される。乗算器３６２への第２の入力は反復ウォルシュシーケンス（＋１，−１）であり、先に説明しように、これはチャネル間の干渉を減少させる。乗算器３６２の出力は乗算器３６４および３６６の第１の入力に供給される。乗算器３６４の第２の入力は乗算器３９２から供給される疑似雑音シーケンスであり、乗算器３６６への第２の入力は乗算器３９０から供給される疑似雑音シーケンスである。
乗算器３６４からの出力はＦＩＲ／利得素子３６８に供給され、このＦＩＲ／利得素子３６８は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３６８の出力は遅延素子３７２に供給される。遅延素子３７２は、減算器３７４の第１の減算入力に信号を供給する前に１／２チップだけ信号を遅延させる。減算器３７４の出力の処理は先に説明したように進行する。
乗算器３６６からの出力はＦＩＲ／利得素子３７０に供給され、このＦＩＲ／利得素子３７０は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３７０の出力は合計器３７６の第２の入力に供給される。合計器３７６の出力の処理は先に説明したように進行する。
基本チャネルのトラフィックデータは＋１および−１値から構成され、乗算器３８８の第１の入力に供給される。乗算器３８８の第２の入力は反復ウォルシュシーケンス（＋１，＋１，−１，−１）であり、これは先に説明しようにチャネル間の干渉を減少させる。乗算器３８８の出力は乗算器３７８および３８４の第１の入力に供給される。乗算器３７８の第２の入力は乗算器３９２から供給される疑似雑音シーケンスであり、乗算器３８４の第２の入力は乗算器３９０から供給される疑似雑音シーケンスである。
乗算器３７８からの出力はＦＩＲ／利得素子３８０に供給され、このＦＩＲ／利得素子３８０は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３８０の出力は遅延素子３８２に供給される。遅延素子３８２は、減算器３７４の第２の減算入力に信号を供給する前に１／２チップだけ信号を遅延させる。減算器３７４の出力の処理は先に説明したように進行する。
乗算器３８４からの出力はＦＩＲ／利得素子３８６に供給され、このＦＩＲ／利得素子３８６は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３８６の出力は合計器３７６の第３の入力に供給される。合計器３７６の出力の処理は先に説明したように進行する。
図１０を参照すると、データを処理するための受信機が例示されており、制御データがパイロット信号データとマルチプレクスされている。データは（図示されていない）アンテナにより受信され、ダウンコンバートされ、フィルタ処理され、サンプル化させる。フィルタされたデータサンプルは遅延素子４００および４０２に供給される。遅延素子４００および４０２は、乗算器４０４および４０６の第１の入力にデータを供給する前にチップサイクルの半分だけデータを遅延させる。乗算器４０４および４０６の第２の入力には乗算器４５０により供給される疑似雑音シーケンスが供給される。乗算器４５０は、先に説明したようにロングコードによりショートコードＰＮ_Iを乗算することにより疑似雑音シーケンスを発生させる。
フィルタされたサンプルは乗算器４４６および４４８の第１の入力に（遅延無く）直接的にも供給される。乗算器４４６および４４８の第２の入力には乗算器４５２により疑似雑音シーケンスが供給される。乗算器４５２は、ロングコードによりショートＰＮコード（ＰＮ_Q）を乗算することにより疑似雑音を発生させる。乗算器４０４からの出力は合計器４０８の第１の入力に供給され、乗算器４４６からの出力は合計器４０８の第２の入力に供給される。乗算器４０６からの出力は減算器４１０の合計入力に供給され、乗算器４４８からの出力は減算器４１０の減算入力に供給される。
合計器４０８の出力は遅延素子４１２およびパイロットシンボル選択装置４３４に供給される。パイロットシンボル選択装置４３４は、信号をパイロットフィルタ４３６に供給する前に、パイロットデータから制御データをゲートアウトする。パイロットフィルタ４３６は信号をフィルタし、フィルタされたパイロット信号を乗算器４１６および４１８に供給する。同様に、パイロットシンボル選択装置４３８は、信号をパイロットフィルタ４４０に供給する前に、パイロットデータから制御データをゲートアウトする。パイロットフィルタ４４０は信号をフィルタして、フィルタされたパイロット信号を乗算器４４２および４４４に供給する。
遅延素子４１２は、データが乗算器４１６に供給される前に、２つのパスを通るデータを同期化させるために使用される。すなわち、遅延素子４１２は、パイロットシンボル選択装置４３４およびパイロットフィルタ４３６の処理遅延に等しい遅延をもたらし、これはパイロットシンボル選択装置４３８およびパイロットフィルタ４４０の処理遅延に等しい。同様に、遅延素子４１４は乗算器４１８および４４２に供給されるデータを同期化する。
遅延素子４１２の出力は乗算器４１６および４４４の第１の入力に供給される。乗算器４１６への第２の入力はパイロットフィルタ４３６の出力により供給される。乗算器４４４の第２の入力はパイロットフィルタ４４０により供給される。遅延素子４１４の出力は乗算器４１８および４４２の第１の入力に供給される。乗算器４１８への第２の入力はパイロットフィルタ４３６の出力により供給される。乗算器４４２への第２の入力はパイロットフィルタ４４０により供給される。
乗算器４１６の出力は合計器４２０の第１の入力に供給され、合計器４２０への第２の入力は乗算器４４２の出力により供給される。合計器４２０からの合計は制御シンボル選択装置４２４に供給され、この制御シンボル選択装置４２４はパイロットチャネルデータから制御データを分離し、その情報を図示されていない制御プロセッサに供給し、この制御プロセッサはそれに応答して基地局送信電力を調整する。
乗算器４１８からの出力は減算器４２２の合計入力に供給される。乗算器４４４からの出力は減算器４２２の減算入力に供給される。減算器４２２の出力は乗算器４２６の第１の入力に供給される。乗算器４２６の第２の入力には反復ウォルシュシーケンス（＋１，−１）が供給される。乗算器４２６からの積は合計器４２８に供給され、この合計器４２８はウォルシュシーケンス期間に対して入力ビットを合計して、補助チャネルデータを供給する。減算器４２２の出力は乗算器４３０の第１の入力に供給される。乗算器４３０の第２の入力には反復ウォルシュシーケンス（＋１，＋１，−１，−１）が供給される。乗算器４３０からの積は合計器４３２に供給され、この合計器４３２はウォルシュシーケンス期間に対して入力ビットを合計して、基本チャネルデータを供給する。
このように、マルチチャネル、高レート、ＣＤＭＡワイヤレス通信システムを説明した。この説明は当業者が本発明を作りまたは使用することができるように提供されている。これらの実施形態に対するさまざまな修正は当業者に容易に明らかになるであろう。ここに規定されている一般的な原理は発明力を使用することなく他の実施形態に適用することができる。したがって、本発明はここに示されている実施形態に制限されることを意図しているものではなく、ここに開示されている原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲にしたがうべきである。

Claims (34)

1. 加入者ユニットが制御データとパイロットデータとを、１組の加入者ユニットと通信する基地局に送信し、１組の加入者ユニットの中の加入者ユニットから送信するために変調データを発生させる装置において、
   制御データとパイロットデータとを合成して、第１のデータストリームを生成し、前記第１のデータストリームを複素乗算器に提供する手段（１６０，３００，３５０）と、
   複素疑似雑音コードと前記第１のデータストリームを含む１つ以上の提供されたデータストリームとの複素乗算を行う手段とを具備する装置。
2. 前記パイロットデータおよび前記制御データと直交している第１のコードで第１の非特定データを拡散することによって、第２のデータストリームを生成し、前記第２のデータストリームを前記複素乗算を行う手段に提供する手段をさらに具備する請求項１記載の装置。
3. 前記第２のデータストリームを生成する手段は、
   前記パイロットデータ、前記制御データ、および前記第１のコードと直交している第２のコードで第２の非特定データを拡散する手段と、
   前記拡散された第２の非特定データを前記拡散された第１の非特定データに加える手段とをさらに備える請求項２記載の装置。
4. 前記合成する手段は、
   前記パイロットデータと前記制御データとをマルチプレクスする手段を備える請求項１記載の装置。
5. 前記合成する手段は、
   前記制御データを前記パイロットデータ中の予め定められた位置に提供する手段を備える請求項１記載の装置。
6. 前記合成する手段は、
   前記制御データを前記パイロットデータにパンクチャする手段を備える請求項１記載の装置。
7. 前記拡散コードがウォルシュコードである請求項２または請求項３のいずれか１項記載の装置。
8. 前記拡散コードのうちの１つがウォルシュコード＋，−である請求項２または請求項３のいずれか１項記載の装置。
9. 前記拡散コードのうちの１つがウォルシュコード＋，＋，−，−である請求項２または請求項３のいずれか１項記載の装置。
10. 前記複素疑似雑音コードが、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含む請求項２または請求項３のいずれか１項記載の装置。
11. 同位相疑似雑音コード成分および直角位相疑似雑音コード成分がロングコードによって乗算される請求項１０記載の装置。
12. 前記複素乗算を行う手段は、
    同位相疑似雑音コード成分によって、第１のデータストリームを乗算して、第１の乗算されたデータを提供する手段と、
    直角位相疑似雑音コード成分によって、第２のデータストリームを乗算して、第２の乗算されたデータを提供する手段と、
    直角位相疑似雑音コード成分によって、第１のデータストリームを乗算して、第３の乗算されたデータを提供する手段と、
    同位相疑似雑音コード成分によって、第２のデータストリームを乗算して、第４の乗算されたデータを提供する手段と、
    前記第１の乗算されたデータから前記第２の乗算されたデータを減算する手段と、
    前記第３の乗算されたデータを前記第４の乗算されたデータに加算する手段とを備える請求項１０または請求項１１のいずれか１項記載の装置。
13. 前記複素乗算を行う手段は、
    前記第２の乗算されたデータを遅延量だけ遅延させる手段と、
    前記第３の乗算されたデータを前記遅延量だけ遅延させる手段とをさらに備える請求項１２記載の装置。
14. 前記遅延量はチップの１／２に等しい請求項１３記載の装置。
15. 前記第１のデータストリームの利得を調整する手段をさらに具備する請求項１記載の装置。
16. 前記第２のデータストリームの利得を調整する手段をさらに具備する請求項２記載の装置。
17. 前記第２のデータストリームの利得を調整する手段は、
    前記第２のデータストリームの利得を前記第１のデータストリームの利得に対して決定される値に調整する手段を備える請求項２記載の装置。
18. 加入者ユニットが制御データとパイロットデータとを、１組の加入者ユニットと通信する基地局に送信し、１組の加入者ユニットの中の加入者ユニットから送信するために変調データを発生させる方法において、
    前記制御データと前記パイロットデータとを合成して、第１のデータストリームを生成することと、
    前記第１のデータストリームを複素乗算器に提供することと、
    複素疑似雑音コードと前記第１のデータストリームを含む１つ以上の提供されたデータストリームとの複素乗算を行うこととを含む方法。
19. 前記パイロットデータおよび前記制御データと直交している第１のコードで第１の非特定データを拡散することにより第２のデータストリームを生成することと、
    前記第２のデータストリームを前記複素乗算器に提供することとをさらに含む請求項１８記載の方法。
20. 前記第２のデータストリームを生成することは、
    前記パイロットデータ、前記制御データ、および前記第１のコードと直交している第２のコードで第２の非特定データを拡散することと、
    前記拡散された第２の非特定データを前記拡散された第１の非特定データに加えることとをさらに含む請求項１９記載の方法。
21. 前記合成することは、前記パイロットデータと前記制御データとをマルチプレクスすることを含む請求項１８記載の方法。
22. 前記合成することは、前記制御データを前記パイロットデータ中の予め定められた位置に提供することを含む請求項１８記載の方法。
23. 前記合成することは、前記制御データを前記パイロットデータにパンクチャすることを含む請求項１８記載の方法。
24. 前記拡散コードがウォルシュコードである請求項１８または請求項１９のいずれか１項記載の方法。
25. 前記拡散コードのうちの１つがウォルシュコード＋，−である請求項１８または請求項１９のいずれか１項記載の方法。
26. 前記拡散コードのうちの１つがウォルシュコード＋，＋，−，−である請求項１８または請求項１９のいずれか１項記載の方法。
27. 前記複素疑似雑音コードが、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含む請求項１８または請求項１９のいずれか１項記載の方法。
28. 同位相疑似雑音コード成分および直角位相疑似雑音コード成分がロングコードによって乗算される請求項２７記載の方法。
29. 前記複素乗算を行うことは、
    同位相疑似雑音コード成分によって、第１のデータストリームを乗算して、第１の乗算されたデータを提供することと、
    直角位相疑似雑音コード成分によって、第２のデータストリームを乗算して、第２の乗算されたデータを提供することと、
    直角位相疑似雑音コード成分によって、第１のデータストリームを乗算して、第３の乗算されたデータを提供することと、
    同位相疑似雑音コード成分によって、第２のデータストリームを乗算して、第４の乗算されたデータを提供することと、
    前記第１の乗算されたデータから前記第２の乗算されたデータを減算することと、
    前記第３の乗算されたデータを前記第４の乗算されたデータに加算することとを含む請求項２７または請求項２８のいずれか１項記載の方法。
30. 前記複素乗算を行うことは、
    前記第１のデータストリームと前記直角位相疑似雑音コード成分との積を遅延量だけ遅延させることと、
    前記第２のデータストリームと前記直角位相疑似雑音コード成分との積を前記遅延量だけ遅延させることとをさらに含む請求項２９記載の方法。
31. 前記遅延量はチップの１／２に等しい請求項３０記載の方法。
32. 前記第１のデータストリームの利得を調整することをさらに含む請求項１８記載の方法。
33. 前記第２のデータストリームの利得を調整することをさらに含む請求項１９記載の方法。
34. 前記第２のデータストリームの利得を調整することは、
    前記第２のデータストリームの利得を前記第１のデータストリームの利得に対して決定される値に調整することを含む請求項１９記載の方法。

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