JP4122952B2 - 符号分割多元接続におけるダウンリンク用受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、セルラ通信システムに関し、詳しくはマルチパス伝搬環境における符号分割多元接続信号の受信方法に関する。更に、本発明は、これに限定されるものではないが、例えば第３世代セルラ通信システム等の符号分割多元接続システムにおける携帯電話機又はラップトップコンピュータ等の移動受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多元接続（code division multiple access：以下、ＣＤＭＡという。）信号は、時間的に及び周波数的に重なり合い、例えばウォルシュアダマール（Walsh-Hadamard）符号等の固有の拡散符号によって互いに識別される。原理的には、希望信号を含む受信した合成信号（composite signal）に、その希望信号に固有の拡散符号を乗算することにより、希望信号が再生される。この処理により、希望信号が得られ、他の成分は容易に排除される。この処理では、セル内で使用されている各符号が、そのセル内で基地局が他のユーザのために使用している他の符号に直交することを仮定している。この直交性が維持される完全な環境では、セル内で使用されている他の信号からの干渉を一切受けることなく、希望信号を再生することができる。セル内で使用されている信号には、その信号を他のセルからの信号から区別するための更なる符号もスーパーインポーズされている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、マルチパス伝搬が存在する実際の環境では、受信信号の直交性は、著しく損なわれてしまう。この結果、希望信号には、セル内の他の信号から及び他のセルの信号からの干渉成分が含まれてしまう。このような現象は、多元接続干渉（multiple access interference：以下、ＭＡＩという。）と呼ばれ、ＭＡＩには、セル内ＭＡＩ（セル内で使用されている信号からの干渉）とセル間ＭＡＩ（他のセルで使用されている信号からの干渉）とがある。
【０００４】
Ｒａｋｅ受信機は、希望信号の信号対雑音比を高めるために使用されるが、ＭＡＩを低減するために特別に設計されたものではない。Ｒａｋｅ受信機は、複数の入力端子を備え、入力合成信号（希望信号を含む）の複数のサンプルに希望信号の拡散符号を乗算し、希望信号をより良好に再生する。Ｒａｋｅ受信機の各入力端子は、それぞれ独立したアンテナ素子に接続されており、各アンテナ素子で受信された希望信号のコピーは、他のアンテナ素子で受信された希望信号と相関が有り、一方、異なるアンテナ素子で受信される雑音は相関が無く、これによって、空間ダイバーシチが得られる。これに代えて、又はこれに加えて、Ｒａｋｅ受信機の入力信号は、希望信号のコピーが異なる時刻に受信機に到着するマルチパス環境における通信システムの動作を補償するために、時間的に遅延される。Ｒａｋｅ受信機の出力信号は、可干渉的に（coherently）結合され、これにより、希望信号がより正確に再生される。Ｒａｋｅ受信機の具体例は、例えば、米国特許第５３０５３４９号及び第６０２６１１５号に開示されている。希望信号の信号対雑音比を高めることにより、ビット誤り率はある程度改善されるが、これらの種類のＣＤＭＡ受信機においても、ＭＡＩは、重大な信号劣化要因となっている。
【０００５】
これまで、様々なセル内ＭＡＩ抑圧法が提案されているが、これらの手法は、ＭＡＩの一部を抑圧するものに過ぎず、特に、これらの手法は、セル間ＭＡＩを対象としていない。適応等化に大きく依存するＭＡＩ抑圧法の具体例は、ＩＥＥＥビーキュラテクノロジコンファレンス１９９９（IEEE Vehicular TechnologyConference, 1999）、マーク・ジェイ・ヘイキラ（Markku J. Heikkila）著「適応チャンネル等化によるＣＤＭＡダウンリンクにおける干渉抑圧（InterferenceSuppression in CDMA Downlink through adaptive channel equalization）」、ＩＥＥＥビーキュラテクノロジコンファレンス１９９９（IEEE Vehicular Technology Conference, 1999）、ステファン・ワーナ（Stefan Werner）、ジョルマ・リルベルグ（Jorma Lilleberg）著「ロングコードによるＣＤＭＡシステムにおけるダウンリンクチャンネル逆相関（Downlink channel decorrelation inCDMA systems with long codes）」、ＩＥＥＥビーキュラテクノロジコンファレンス１９９８（IEEE Vehicular Technology Conference, 1998）、イルファン・ガウリ（Irfan Ghauri）、ドリク・ディー・エム・スロック（Dirk T.M. slock）著「拡散シーケンスの直交性を利用したＤＳ−ＣＤＭＡダウンリンク用線形受信機（Linear Receivers for the DS-CDMA Downlink Exploiting Orthogonalityof Spreading Sequences）」、グロベコム’９９（Globecom'99）、フーリ・ケイ（Hooli, K）、ラトバ−アホ・エム（Latva-aho, M）及びジュンチ・エム（Juntti, M）著「ＷＣＤＭＡダウンリンク受信機における線形クリップ等化器による多元接続干渉抑圧（Multiple access interference Suppression with linearclip equalizer in WCDMA downlink receivers）」、ビーキュラーテクノロジグロベコム’９９（Vehicular Technology Globecom'99）、フーリ・ケイ（Hooli, K）、ラトバ−アホ・エム（Latva-aho, M）及びジュンチ・エム（Juntti, M）著「低拡散係数によるＷＣＤＭＡシステムにおけるパス間干渉抑圧（Inter-path Interference Suppression in WCDMA Systems with Low Spreading Factors）」に開示されている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、符号分割多元接続信号用の改善された又は少なくとも代替的な受信装置及び受信方法を提供する。包括的に言えば、本発明は、それぞれ単一の送信機から送信された信号を含む、所定数の空間的及び時間的に整合された合成信号サンプルを再生することを提案する。これにより、マルチパス伝搬環境において複数の基地局のうちの１つの送信機から送信されてきた信号におけるセル内ＭＡＩ及び他の基地局の送信機からの信号に起因するセル間ＭＡＩの両方を低減することができる。合成信号サンプルは、複数の基地局からの合成信号を含む複数の信号サンプルを受信し、各基地局から受信した合成信号成分を分離する数学的処理を適用することにより再生される。各合成信号成分は、空間的及び時間的に整合し、このため、基地局からの希望信号の合成信号成分に希望信号の符号を乗算することにより、希望信号を簡単に求めることができる。
【０００７】
この手法は、セル間ＭＡＩ及びセル内ＭＡＩの両方を低減又は排除できることを含む様々な利点を有する。セル間ＭＡＩは、各基地局からの合成信号を分離することにより取り除かれる。また、分離された合成信号は、単一の基地局からの複数の時間的に整合された又は直交する信号であり、この合成信号を逆拡散することにより、希望信号のみが取り出せるため、セル内ＭＡＩも取り除かれる。
【０００８】
本発明に基づく受信方法により、ソフトハンドオーバ（soft hand over）を行わなくても、セル間ＭＡＩ及びセル内ＭＡＩを抑圧することができる。
【０００９】
本発明の第１の側面である受信方法は、複数の基地局から送信されてくる、符号分割多元接続の希望信号と符号分割多元接続の他の信号とが組み合わされた信号から該符号分割多元接続の希望信号を受信する受信方法において、受信アンテナ配列（receiving antenna arrangement）からの受信信号サンプルの数を判定し、受信信号ベクトルを定義するステップと、基地局と受信アンテナ配列との間のマルチパスフェージングを推定し、チャンネル行列を定義するステップと、受信信号ベクトルに対し、チャンネル行列に基づく行列演算子を乗算し、各基地局からの合成信号を再生するステップと、合成信号の１つから希望信号を検出するステップとを有する。そして、行列演算子は、以下の式に基づいて繰り返し算出されることを特徴とする。
【００１０】
【数３】
【００１１】
受信信号サンプルは、時間ダイバーシチサンプル及び／又は空間ダイバーシチサンプルである。空間ダイバーシチサンプルは、Ｎを送信機の数とし、Ｍ＞Ｎとして、受信アンテナ配列のＭ本の異なるアンテナにより受信される。サンプリングレートは１チップである。
【００１２】
一具体例においては、Ｍ＝Ｎ＋１である。なお、アンテナ素子の本数Ｍが多くなるほど、再生性能も高くなる。
【００１３】
複数の空間的に離間したアンテナ素子に代えて、又はこれに加えて、サンプリングレートを高めて、単一の又はより少ない本数のアンテナ素子を使用してもよい。Ｍ本のアンテナ素子を１本のアンテナ素子に置換するためには、時間ダイバーシチサンプルは、ｔ＝（チップ期間）／Ｍ毎にサンプリングされる。
【００１４】
この具体例では、必要なアンテナ素子の本数を減らすことができ、したがって移動端末装置における受信アンテナ配列のサイズを小型化することができる。この利点は、技術及び市場価値の観点から小型化が重要となるハンドヘルド型の端末装置において特に重要である。
【００１５】
チャンネル行列の推定は、推定器を用いて、周知の手法により実行される。ここでは、既知のパイロットトーンを用いて、送信アンテナと受信アンテナとの間の振幅及び移相伝達関数が推定される。
【００１６】
希望信号の検出は、この信号に対し、例えばウォルシュアダマール符号等の固有の符号を乗算することにより実行される。この処理は、当分野で周知であり、特に逆拡散として知られている。
【００１７】
行列演算子は、好ましくは、チャンネル行列の共役転置行列に、チャンネル行列とチャンネル行列の共役転置行列との積の逆行列を乗算したものとする。
【００１８】
端末装置において必要とされる演算パワーを小さくするために、行列演算子は、好ましくは繰り返し算出される。
【００１９】
本発明の第２の側面である受信装置は、複数の基地局から送信されてくる、符号分割多元接続の希望信号と符号分割多元接続の他の信号とが組み合わされた信号から符号分割多元接続の希望信号を受信する受信装置において、受信アンテナ配列からの受信信号サンプルの数を判定し、受信信号ベクトルを定義する受信信号サンプル数判定手段と、基地局と受信アンテナ配列との間のマルチパスフェージングを推定し、チャンネル行列を定義するマルチパスフェージング推定手段と、受信信号ベクトルに対し、チャンネル行列に基づく行列演算子を乗算し、各基地局からの合成信号を再生する合成信号再生手段と、合成信号の１つから希望信号を検出する検出手段とを備える。そして、行列演算子は、合成信号再生手段により、以下の式に基づいて繰り返し算出されることを特徴とする。
【００２０】
【数４】
【００２１】
【発明の実施の形態】
図１は、マルチパス伝搬環境における基地局１及び移動端末装置７を示している。マルチパス効果は、特に、移動端末装置７が建物や乗り物等の信号拡散オブジェクトによって取り囲まれている都市の中心部やそれに類似する環境において生じやすい。これらの信号拡散オブジェクトを図１では「Ｘ」により示している。これらのパスの特性は、移動端末装置７及びこの移動端末装置７の周囲のオブジェクトが動き回ることにより、時刻毎に変化する。この所謂「フェージング」の影響は、基地局１及び移動端末装置７の一方又は両方に２本以上のアンテナを設けることにより改善される。これにより、少なくとも空間ダイバーシチが実現され、更に、これらのアンテナは、例えば時空間符号化等のより高度な無線通信技術に利用することもできる。
【００２２】
基地局１の送信アンテナＴ１と移動端末装置７の受信アンテナＲ１との間には、２つの信号伝搬パスＰ１１ａ，Ｐ１１ｂが示されている。実際には、一対の送信アンテナと受信アンテナの間には、これより多くのパスが存在することが多い。図１に示すように、信号伝搬パスＰ１１ａは、信号伝搬パスＰ１１ｂより短く、したがって、送信アンテナＴ１から送信された希望信号の２つのコピーが時間的にずれて受信アンテナＲ１で受信される。信号伝搬パスＰ１２ａは、基地局１の送信アンテナＴ１と移動端末装置７の第２の受信アンテナＲ２との間のパスを示している。移動端末装置７の第２のアンテナＲ２は、希望信号の受信信号パワーを更に高めるための受信機空間ダイバーシチを実現している。ここで、上述のような時間的にずれた希望信号のコピーを可干渉的に結合するためには、何らかのメカニズムが必要である。
【００２３】
図２は、移動端末装置７においてＲａｋｅ受信機８を用いた従来の無線通信システムを示している。上述のように、ＣＤＭＡシステムにおいて、セル内の各データチャンネル又は音声チャンネルは、より高い周波数の符号で拡散されており、セル内で使用されている各符号は、互いに直交している。移動端末装置７が備えるＲａｋｅ受信機８は、複数のＲａｋｅフィンガ（Rake finger）を有し、各Ｒａｋｅフィンガは、アンテナＲ１及びアンテナＲ２が受信した入力合成信号に対し、移動端末装置７に対応する希望チャンネル固有の符号を乗算する乗算器９を備えている。更に、各Ｒａｋｅフィンガは、乗算器９における符号の乗算の前に、それぞれ異なる遅延量を与える遅延素子１０を備えている。各遅延は、伝搬環境のマルチパス特性に起因する、希望信号の各コピー間の時間的なずれに対応するように設定される。Ｒａｋｅフィンガの各出力信号は、結合器１１において、希望信号の各コピーの遅延を考慮して可干渉的に結合され、希望信号が生成される。
【００２４】
最終的な信号を生成するために、希望信号の複数のコピー又はサンプルを用いているので、最終的な信号の信号対雑音比は、この手法を用いない場合に比べて向上する。しかしながら、マルチパス伝搬環境においては、基地局１からの希望信号のコピーと他の信号のコピー間ではチップ同期（chip alignment）が維持されないことがある。これにより、他のチャンネルの成分が希望信号のサンプルに重なり、チャンネル間の直交性が完全でなくなる。この結果、図２においてＩｃとして示すセル内多元接続干渉（intra-cell multiple access interference：以下、ＭＡＩという。）が生じる。更に、マルチパス伝搬環境では、時間的にずれた他の基地局１からの信号の複数のコピーが希望信号に重なり、これらの信号間の直交性が損なわれるという現象も生じる。この結果、図２においてＩｂとして示すセル間（inter-cell）ＭＡＩが生じる。セル間ＭＡＩは、セル内ＭＡＩとは異なるマルチパス伝搬によって引き起こされるものであり、Ｒａｋｅ受信機８によって希望信号の信号対雑音比は改善されるが、ＭＡＩの問題は解消されない。
【００２５】
図３は、セル内ＭＡＩを最小化する適応等化（adaptive equalization）を用いる従来の無線通信システムの構成を示している。この無線通信システムは、基地局１’から送信されてくるパイロットトーン３を用いる。パイロットトーン３は、システム内の移動端末装置７にとって既知である。移動端末装置７は、チャンネル推定器６を備え、チャンネル推定器６は、受信したパイロットトーン３を用いて、一対の送信アンテナと受信アンテナ間の合成チャンネル特性（composite channel characteristic）を決定する。合成チャンネル特性は、例えばアンテナＴ１とアンテナＲ１との間の伝搬パスＰ１１ａ，Ｐ１１ｂによって定義される。次に、チャンネル行列Ｈが推定される。チャンネル行列Ｈの要素Ｈｔｒは、送信アンテナ（アンテナＴ１）と受信アンテナ（アンテナＲ１，Ｒ２）との間で伝送される信号の伝達関数を定義する。チャンネル推定器６によってこのチャンネル行列Ｈが推定されると、その逆行列Ｈ−１が決定される。この機能（Ｈ−１）は、等化器１２を用いて、受信アンテナＲ１，Ｒ２で受信された入力信号のサンプルｒ１，ｒ２に逆チャンネル行列Ｈ−１を乗算することにより実行される。この処理により、基地局１’のアンテナＴ１から送信された元の信号（ｓ）が結合され、時間的に整合（time aligned）されたサンプル（ｒ３）が算出される。これにより、チャンネル信号は直交し、図３に示すように合成信号サンプル（ｒ３）に希望チャンネル固有の符号を乗算することにより、希望チャンネル（４）を容易に抽出することができる。この処理により、セル内ＭＡＩ（Ｉｃ）を実質的に低減することができる。しかしながら、ここでは、セル間ＭＡＩ（Ｉｂ）は取り除かれない。セル間ＭＡＩは、全体のＭＡＩの１／３に達することもあり、これが重大な干渉源となってシステムの性能を劣化させることがある。
【００２６】
セルラＣＤＭＡシステムのダウンリンクを図４に示す。この具体例では、端末装置２７は、３つの基地局２０からの信号（ｓ）を強く受信している。端末装置２７は、更に遠く離れた基地局（図示せず）からの信号も受信していることがある。セル間信号（ｓ１〜ｓＮ）は、ＭＡＩの原因となり、このＭＡＩは既知のシステムでは抑圧されない。
【００２７】
図５ａは、本発明に基づくセルラＣＤＭＡシステムを示している。また、図５ｂは、本発明に基づく受信機の具体的構成を示している。端末装置２７は、複数の基地局又は送信機（２０１〜２０Ｎ）からの信号（ｓ１〜ｓＮ）を受信する。各基地局からの信号（ｓ）は、各基地局に固有の疑似ランダム符号によって符号化されている。多くの場合、受信機に強い影響を与える基地局の数は、少なく、通常２〜３個である。基地局が受信機から十分遠ければ、その信号は十分弱く、ＭＡＩに大きな影響を与えることはない。
【００２８】
端末装置２７は、複数の（Ｍ本の）アンテナ素子と、それぞれ基地局（２０１〜２０Ｎ）に対応する複数の（Ｎ個の）チャンネル推定器が組み込まれた信号処理回路２６と、行列算出器２５とを備える。更に、端末装置２７は、希望信号を得るためのデスクランブラ又は逆拡散器を備える。
【００２９】
アンテナ素子（Ｒ１〜ＲＭ）は、空間的に離間して配設されており、これにより入力合成信号（ｓ１＋ｓ２＋・・・＋ｓＮ）の空間ダイバーシチサンプル（ｒ１〜ｒＭ）が得られる。サンプリングレートは１チップ又は拡散符号内の各サンプル分に相当する。アンテナ素子は、搬送波の波長の１／２以上離間して配設する必要がある。アンテナ素子の本数は、ＭＡＩに強い影響を有する送信機２０の数をＮとして、Ｎ＋１以上設けられる。一般的なセルラシステムの場合、アンテナ素子の本数は、例えば４である。
【００３０】
これに代えて、単一のアンテナ（Ｒ）を用い、異なるサンプルを異なる時刻に受信するようにしてもよい。ここでは、空間的に離間して配設された複数のアンテナ素子が受信するサンプルに代えて、時間ダイバーシチサンプルが使用される。ここで、サンプリングレートは、時間ダイバーシチを用いない場合に必要とされるアンテナ素子の本数をＭとして、（１チップ）／Ｍである。また、空間ダイバーシチサンプルと時間ダイバーシチサンプルとを組み合わせて使用してもよい。
【００３１】
複数のチャンネル推定器を備える信号処理回路２６は、チャンネル行列Ｈ’を生成する。チャンネル行列Ｈ’の各要素Ｈ’ｎｍは、それぞれ基地局の送信アンテナ（Ｔ１〜ＴＭ）の１つと、受信アンテナ（Ｒ１〜ＲＭ）の１つとの間の合成チャンネル特性を表している。チャンネル推定の手法は周知であり、ここでは、適切ないかなる手法を用いてもよい。
【００３２】
所望のユーザの受信機のｍ番目のアンテナ素子（Ｒｍ）によって受信される信号は、下記式（１）のように表される。
【００３３】
【数５】
【００３４】
ここで、Ｓｎは、各基地局（２０ｎ）からの合成信号を表す。所望のユーザの受信機のＭ本のアンテナによって受信される信号全体は、下記式（２）のように表される。
【００３５】
【数６】
【００３６】
所望のユーザに送信された信号は、基地局からの合成信号Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳＮのうちの１つの信号に含まれる。一般性を損なうことなく、希望信号が合成信号Ｓ１に含まれるとする。すなわち、合成信号Ｓ２〜ＳＮは、所望のユーザにとってセル間ＭＡＩであり、合成信号Ｓ１内の希望信号以外の部分は、所望のユーザにとってセル内ＭＡＩである。
【００３７】
この具体例におけるＭＡＩ抑圧法の手順は、以下の通りである。
１．全てのアンテナで受信された信号を、式（２）で示すｒとして整理する。
２．それぞれ異なる基地局（セル）からのパイロット信号を用いて、Ｈ１１〜ＨＭＮを推定する。
３．式（２）に示す所望のユーザに対して整理された信号に対して、式（３）に示す行列Ｈ＋を生成する。
【００３８】
【数７】
【００３９】
ここで、（ ）ｈは、共役転置行列を表し、（ ）−１は逆行列を表す。
４．式（４）に示すように、Ｈ＋に対し、式（２）に示す受信信号ｒを右から乗算し、拡散合成信号Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳＮを再生する。
【００４０】
【数８】
【００４１】
ここで，合成信号Ｓ２，・・・，ＳＮを無視し、合成信号Ｓ１のみを抽出する。これにより、セル間ＭＡＩは、完全にキャンセルされる。
５．合成信号Ｓ１を直接デスクランブル及び逆拡散する。合成信号Ｓ１内の全ての全ての信号は互いに直交するため、セル内ＭＡＩは、デスクランブル及び逆拡散の処理によってキャンセルされる。
【００４２】
端末装置のアンテナ（Ｒ１〜ＲＭ）で受信されたサンプル信号（ｒ１〜ｒＭ）には、チャンネル行列演算子Ｈ＋が左からから乗算され、これにより、各基地局又は送信機２０からの個々の、時間的及び空間的に整合された合成信号（ｓ１〜ｓＮ）が再生される。各基地局と端末装置の受信アンテナ（Ｒ）との間の合成チャンネル特性又はフェージングＨｍｎを補正することにより、基地局からの信号は、時間的に整合し、各基地局からの信号の符号の直交性が維持される。
【００４３】
所望の基地局（２０１）からの全ての信号（ｓ１）は直交するため、この合成信号（ｓ１）に単に所定の符号を乗算するのみで、希望信号が算出される。このようにして、希望信号からセル間ＭＡＩ及びセル内ＭＡＩの両方が取り除かれる。
【００４４】
信号処理回路２６におけるチャンネル推定処理及び行列算出器２５における行列の算出は、特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit：ＡＳＩＣ）等のハードウェアにより実行してもよく、端末装置内に設けられたプロセッサによりソフトウェアとして実行してもよい。
【００４５】
行列の演算は、簡単にするために、例えば反復アルゴリズムを用いて実現するとよい。疑似逆チャンネル行列（pseudo-inverse channel matrix）Ｈ＋のための好ましい反復演算は、以下の通りである。
【００４６】
Ｈｎ＝［Ｈｎ−１ｈｎ］をＭ×ｎ行列とする。ここで、Ｍ≧ｎであり、Ｈｎ−１はＨｎの第１のｎ−１行を含む行列であり、ｈｎはＨｎのｎ番目の行であり、ランク（Ｈｎ）はｎである。
【００４７】
【数９】
【００４８】
これらに代えて、受信信号サンプルの行列（ｒ１〜ｒＭ）に作用して、各基地局又は送信機（Ｔ）からの合成信号（ｓ１〜ｓｎ）を算出する他の行列演算子を用いてもよい。すなわち、希望信号を含む合成信号の時間的及び空間的に整合（aligned）されたサンプルは、個別に導出された後、単純に希望信号の符号が乗算され、通常の手法で希望信号が得られる。行列演算子は「高い（tall）」必要があり、すなわち、１つの拡散データ用の非相関サンプルの数をＭとし、送信機の数をＮとして、行数Ｍは列数Ｎより大きな数である必要がある。
【００４９】
図６は、図５に示す受信機における信号対雑音比（Ｅｂ／Ｎ０）に対するビット誤り率（Bit-error-rate：ＢＥＲ）と、Ｒａｋｅ受信機（図２）を用いた従来の受信機におけるそれとを比較して示すグラフである。図６から分かるように、Ｒａｋｅ受信機のＢＥＲは、信号対雑音比が高くなっても余り小さくならないが、図５に示す受信機では、信号対雑音比が高くなると、ＢＥＲは良くなる。これは、図５に示す受信機では、ＭＡＩが排除されるためである。
【００５０】
図５に示すシステムは、上述のように、単に受信機空間ダイバーシチモードで使用してもよく、又は各基地局において複数の送信アンテナＴが同じ信号を送信する送信機ダイバーシチに使用してもよい。更なる変形例として、基地局の各アンテナＴから異なる複素シンボルが送信される時空間符号化技術を用いてもよい。但し、この手法では受信機側で更なるアンテナが必要となり、例えば、送信アンテナの本数を２倍にすると、受信アンテナの本数も２倍にする必要がある。
【００５１】
以上、本発明を好ましい実施の形態を用いて説明した。当業者にとって明かな変形及び修正は、本発明の範囲内にある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 マルチパス伝搬環境において動作する移動通信システムを示す図である。
【図２】 Ｒａｋｅ受信機を組み込んだ従来の受信機の構成を示す図である。
【図３】 適応等化を用いる従来の受信機の構成を示す図である。
【図４】 複数の基地局を備えるセルラＷＣＤＭＡシステムを示す図である。
【図５ａ】 本発明に基づくセルラＷＣＤＭＡシステムを示す図である。
【図５ｂ】 本発明に基づく受信機の構成を示す図である。
【図６】 図５ｂに示す受信機のＢＥＲ対Ｅｂ／Ｎ０を図２に示す受信機のそれと比較して示す図である。
【発明の属する技術分野】
本発明は、セルラ通信システムに関し、詳しくはマルチパス伝搬環境における符号分割多元接続信号の受信方法に関する。更に、本発明は、これに限定されるものではないが、例えば第３世代セルラ通信システム等の符号分割多元接続システムにおける携帯電話機又はラップトップコンピュータ等の移動受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多元接続（code division multiple access：以下、ＣＤＭＡという。）信号は、時間的に及び周波数的に重なり合い、例えばウォルシュアダマール（Walsh-Hadamard）符号等の固有の拡散符号によって互いに識別される。原理的には、希望信号を含む受信した合成信号（composite signal）に、その希望信号に固有の拡散符号を乗算することにより、希望信号が再生される。この処理により、希望信号が得られ、他の成分は容易に排除される。この処理では、セル内で使用されている各符号が、そのセル内で基地局が他のユーザのために使用している他の符号に直交することを仮定している。この直交性が維持される完全な環境では、セル内で使用されている他の信号からの干渉を一切受けることなく、希望信号を再生することができる。セル内で使用されている信号には、その信号を他のセルからの信号から区別するための更なる符号もスーパーインポーズされている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、マルチパス伝搬が存在する実際の環境では、受信信号の直交性は、著しく損なわれてしまう。この結果、希望信号には、セル内の他の信号から及び他のセルの信号からの干渉成分が含まれてしまう。このような現象は、多元接続干渉（multiple access interference：以下、ＭＡＩという。）と呼ばれ、ＭＡＩには、セル内ＭＡＩ（セル内で使用されている信号からの干渉）とセル間ＭＡＩ（他のセルで使用されている信号からの干渉）とがある。
【０００４】
Ｒａｋｅ受信機は、希望信号の信号対雑音比を高めるために使用されるが、ＭＡＩを低減するために特別に設計されたものではない。Ｒａｋｅ受信機は、複数の入力端子を備え、入力合成信号（希望信号を含む）の複数のサンプルに希望信号の拡散符号を乗算し、希望信号をより良好に再生する。Ｒａｋｅ受信機の各入力端子は、それぞれ独立したアンテナ素子に接続されており、各アンテナ素子で受信された希望信号のコピーは、他のアンテナ素子で受信された希望信号と相関が有り、一方、異なるアンテナ素子で受信される雑音は相関が無く、これによって、空間ダイバーシチが得られる。これに代えて、又はこれに加えて、Ｒａｋｅ受信機の入力信号は、希望信号のコピーが異なる時刻に受信機に到着するマルチパス環境における通信システムの動作を補償するために、時間的に遅延される。Ｒａｋｅ受信機の出力信号は、可干渉的に（coherently）結合され、これにより、希望信号がより正確に再生される。Ｒａｋｅ受信機の具体例は、例えば、米国特許第５３０５３４９号及び第６０２６１１５号に開示されている。希望信号の信号対雑音比を高めることにより、ビット誤り率はある程度改善されるが、これらの種類のＣＤＭＡ受信機においても、ＭＡＩは、重大な信号劣化要因となっている。
【０００５】
これまで、様々なセル内ＭＡＩ抑圧法が提案されているが、これらの手法は、ＭＡＩの一部を抑圧するものに過ぎず、特に、これらの手法は、セル間ＭＡＩを対象としていない。適応等化に大きく依存するＭＡＩ抑圧法の具体例は、ＩＥＥＥビーキュラテクノロジコンファレンス１９９９（IEEE Vehicular TechnologyConference, 1999）、マーク・ジェイ・ヘイキラ（Markku J. Heikkila）著「適応チャンネル等化によるＣＤＭＡダウンリンクにおける干渉抑圧（InterferenceSuppression in CDMA Downlink through adaptive channel equalization）」、ＩＥＥＥビーキュラテクノロジコンファレンス１９９９（IEEE Vehicular Technology Conference, 1999）、ステファン・ワーナ（Stefan Werner）、ジョルマ・リルベルグ（Jorma Lilleberg）著「ロングコードによるＣＤＭＡシステムにおけるダウンリンクチャンネル逆相関（Downlink channel decorrelation inCDMA systems with long codes）」、ＩＥＥＥビーキュラテクノロジコンファレンス１９９８（IEEE Vehicular Technology Conference, 1998）、イルファン・ガウリ（Irfan Ghauri）、ドリク・ディー・エム・スロック（Dirk T.M. slock）著「拡散シーケンスの直交性を利用したＤＳ−ＣＤＭＡダウンリンク用線形受信機（Linear Receivers for the DS-CDMA Downlink Exploiting Orthogonalityof Spreading Sequences）」、グロベコム’９９（Globecom'99）、フーリ・ケイ（Hooli, K）、ラトバ−アホ・エム（Latva-aho, M）及びジュンチ・エム（Juntti, M）著「ＷＣＤＭＡダウンリンク受信機における線形クリップ等化器による多元接続干渉抑圧（Multiple access interference Suppression with linearclip equalizer in WCDMA downlink receivers）」、ビーキュラーテクノロジグロベコム’９９（Vehicular Technology Globecom'99）、フーリ・ケイ（Hooli, K）、ラトバ−アホ・エム（Latva-aho, M）及びジュンチ・エム（Juntti, M）著「低拡散係数によるＷＣＤＭＡシステムにおけるパス間干渉抑圧（Inter-path Interference Suppression in WCDMA Systems with Low Spreading Factors）」に開示されている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、符号分割多元接続信号用の改善された又は少なくとも代替的な受信装置及び受信方法を提供する。包括的に言えば、本発明は、それぞれ単一の送信機から送信された信号を含む、所定数の空間的及び時間的に整合された合成信号サンプルを再生することを提案する。これにより、マルチパス伝搬環境において複数の基地局のうちの１つの送信機から送信されてきた信号におけるセル内ＭＡＩ及び他の基地局の送信機からの信号に起因するセル間ＭＡＩの両方を低減することができる。合成信号サンプルは、複数の基地局からの合成信号を含む複数の信号サンプルを受信し、各基地局から受信した合成信号成分を分離する数学的処理を適用することにより再生される。各合成信号成分は、空間的及び時間的に整合し、このため、基地局からの希望信号の合成信号成分に希望信号の符号を乗算することにより、希望信号を簡単に求めることができる。
【０００７】
この手法は、セル間ＭＡＩ及びセル内ＭＡＩの両方を低減又は排除できることを含む様々な利点を有する。セル間ＭＡＩは、各基地局からの合成信号を分離することにより取り除かれる。また、分離された合成信号は、単一の基地局からの複数の時間的に整合された又は直交する信号であり、この合成信号を逆拡散することにより、希望信号のみが取り出せるため、セル内ＭＡＩも取り除かれる。
【０００８】
本発明に基づく受信方法により、ソフトハンドオーバ（soft hand over）を行わなくても、セル間ＭＡＩ及びセル内ＭＡＩを抑圧することができる。
【０００９】
本発明の第１の側面である受信方法は、複数の基地局から送信されてくる、符号分割多元接続の希望信号と符号分割多元接続の他の信号とが組み合わされた信号から該符号分割多元接続の希望信号を受信する受信方法において、受信アンテナ配列（receiving antenna arrangement）からの受信信号サンプルの数を判定し、受信信号ベクトルを定義するステップと、基地局と受信アンテナ配列との間のマルチパスフェージングを推定し、チャンネル行列を定義するステップと、受信信号ベクトルに対し、チャンネル行列に基づく行列演算子を乗算し、各基地局からの合成信号を再生するステップと、合成信号の１つから希望信号を検出するステップとを有する。そして、行列演算子は、以下の式に基づいて繰り返し算出されることを特徴とする。
【００１０】
【数３】
受信信号サンプルは、時間ダイバーシチサンプル及び／又は空間ダイバーシチサンプルである。空間ダイバーシチサンプルは、Ｎを送信機の数とし、Ｍ＞Ｎとして、受信アンテナ配列のＭ本の異なるアンテナにより受信される。サンプリングレートは１チップである。
【００１２】
一具体例においては、Ｍ＝Ｎ＋１である。なお、アンテナ素子の本数Ｍが多くなるほど、再生性能も高くなる。
【００１３】
複数の空間的に離間したアンテナ素子に代えて、又はこれに加えて、サンプリングレートを高めて、単一の又はより少ない本数のアンテナ素子を使用してもよい。Ｍ本のアンテナ素子を１本のアンテナ素子に置換するためには、時間ダイバーシチサンプルは、ｔ＝（チップ期間）／Ｍ毎にサンプリングされる。
【００１４】
この具体例では、必要なアンテナ素子の本数を減らすことができ、したがって移動端末装置における受信アンテナ配列のサイズを小型化することができる。この利点は、技術及び市場価値の観点から小型化が重要となるハンドヘルド型の端末装置において特に重要である。
【００１５】
チャンネル行列の推定は、推定器を用いて、周知の手法により実行される。ここでは、既知のパイロットトーンを用いて、送信アンテナと受信アンテナとの間の振幅及び移相伝達関数が推定される。
【００１６】
希望信号の検出は、この信号に対し、例えばウォルシュアダマール符号等の固有の符号を乗算することにより実行される。この処理は、当分野で周知であり、特に逆拡散として知られている。
【００１７】
行列演算子は、好ましくは、チャンネル行列の共役転置行列に、チャンネル行列とチャンネル行列の共役転置行列との積の逆行列を乗算したものとする。
【００１８】
端末装置において必要とされる演算パワーを小さくするために、行列演算子は、好ましくは繰り返し算出される。
【００１９】
本発明の第２の側面である受信装置は、複数の基地局から送信されてくる、符号分割多元接続の希望信号と符号分割多元接続の他の信号とが組み合わされた信号から符号分割多元接続の希望信号を受信する受信装置において、受信アンテナ配列からの受信信号サンプルの数を判定し、受信信号ベクトルを定義する受信信号サンプル数判定手段と、基地局と受信アンテナ配列との間のマルチパスフェージングを推定し、チャンネル行列を定義するマルチパスフェージング推定手段と、受信信号ベクトルに対し、チャンネル行列に基づく行列演算子を乗算し、各基地局からの合成信号を再生する合成信号再生手段と、合成信号の１つから希望信号を検出する検出手段とを備える。そして、行列演算子は、合成信号再生手段により、以下の式に基づいて繰り返し算出されることを特徴とする。
【００２０】
【数４】
【発明の実施の形態】
図１は、マルチパス伝搬環境における基地局１及び移動端末装置７を示している。マルチパス効果は、特に、移動端末装置７が建物や乗り物等の信号拡散オブジェクトによって取り囲まれている都市の中心部やそれに類似する環境において生じやすい。これらの信号拡散オブジェクトを図１では「Ｘ」により示している。これらのパスの特性は、移動端末装置７及びこの移動端末装置７の周囲のオブジェクトが動き回ることにより、時刻毎に変化する。この所謂「フェージング」の影響は、基地局１及び移動端末装置７の一方又は両方に２本以上のアンテナを設けることにより改善される。これにより、少なくとも空間ダイバーシチが実現され、更に、これらのアンテナは、例えば時空間符号化等のより高度な無線通信技術に利用することもできる。
【００２２】
基地局１の送信アンテナＴ１と移動端末装置７の受信アンテナＲ１との間には、２つの信号伝搬パスＰ１１ａ，Ｐ１１ｂが示されている。実際には、一対の送信アンテナと受信アンテナの間には、これより多くのパスが存在することが多い。図１に示すように、信号伝搬パスＰ１１ａは、信号伝搬パスＰ１１ｂより短く、したがって、送信アンテナＴ１から送信された希望信号の２つのコピーが時間的にずれて受信アンテナＲ１で受信される。信号伝搬パスＰ１２ａは、基地局１の送信アンテナＴ１と移動端末装置７の第２の受信アンテナＲ２との間のパスを示している。移動端末装置７の第２のアンテナＲ２は、希望信号の受信信号パワーを更に高めるための受信機空間ダイバーシチを実現している。ここで、上述のような時間的にずれた希望信号のコピーを可干渉的に結合するためには、何らかのメカニズムが必要である。
【００２３】
図２は、移動端末装置７においてＲａｋｅ受信機８を用いた従来の無線通信システムを示している。上述のように、ＣＤＭＡシステムにおいて、セル内の各データチャンネル又は音声チャンネルは、より高い周波数の符号で拡散されており、セル内で使用されている各符号は、互いに直交している。移動端末装置７が備えるＲａｋｅ受信機８は、複数のＲａｋｅフィンガ（Rake finger）を有し、各Ｒａｋｅフィンガは、アンテナＲ１及びアンテナＲ２が受信した入力合成信号に対し、移動端末装置７に対応する希望チャンネル固有の符号を乗算する乗算器９を備えている。更に、各Ｒａｋｅフィンガは、乗算器９における符号の乗算の前に、それぞれ異なる遅延量を与える遅延素子１０を備えている。各遅延は、伝搬環境のマルチパス特性に起因する、希望信号の各コピー間の時間的なずれに対応するように設定される。Ｒａｋｅフィンガの各出力信号は、結合器１１において、希望信号の各コピーの遅延を考慮して可干渉的に結合され、希望信号が生成される。
【００２４】
最終的な信号を生成するために、希望信号の複数のコピー又はサンプルを用いているので、最終的な信号の信号対雑音比は、この手法を用いない場合に比べて向上する。しかしながら、マルチパス伝搬環境においては、基地局１からの希望信号のコピーと他の信号のコピー間ではチップ同期（chip alignment）が維持されないことがある。これにより、他のチャンネルの成分が希望信号のサンプルに重なり、チャンネル間の直交性が完全でなくなる。この結果、図２においてＩｃとして示すセル内多元接続干渉（intra-cell multiple access interference：以下、ＭＡＩという。）が生じる。更に、マルチパス伝搬環境では、時間的にずれた他の基地局１からの信号の複数のコピーが希望信号に重なり、これらの信号間の直交性が損なわれるという現象も生じる。この結果、図２においてＩｂとして示すセル間（inter-cell）ＭＡＩが生じる。セル間ＭＡＩは、セル内ＭＡＩとは異なるマルチパス伝搬によって引き起こされるものであり、Ｒａｋｅ受信機８によって希望信号の信号対雑音比は改善されるが、ＭＡＩの問題は解消されない。
【００２５】
図３は、セル内ＭＡＩを最小化する適応等化（adaptive equalization）を用いる従来の無線通信システムの構成を示している。この無線通信システムは、基地局１’から送信されてくるパイロットトーン３を用いる。パイロットトーン３は、システム内の移動端末装置７にとって既知である。移動端末装置７は、チャンネル推定器６を備え、チャンネル推定器６は、受信したパイロットトーン３を用いて、一対の送信アンテナと受信アンテナ間の合成チャンネル特性（composite channel characteristic）を決定する。合成チャンネル特性は、例えばアンテナＴ１とアンテナＲ１との間の伝搬パスＰ１１ａ，Ｐ１１ｂによって定義される。次に、チャンネル行列Ｈが推定される。チャンネル行列Ｈの要素Ｈｔｒは、送信アンテナ（アンテナＴ１）と受信アンテナ（アンテナＲ１，Ｒ２）との間で伝送される信号の伝達関数を定義する。チャンネル推定器６によってこのチャンネル行列Ｈが推定されると、その逆行列Ｈ−１が決定される。この機能（Ｈ−１）は、等化器１２を用いて、受信アンテナＲ１，Ｒ２で受信された入力信号のサンプルｒ１，ｒ２に逆チャンネル行列Ｈ−１を乗算することにより実行される。この処理により、基地局１’のアンテナＴ１から送信された元の信号（ｓ）が結合され、時間的に整合（time aligned）されたサンプル（ｒ３）が算出される。これにより、チャンネル信号は直交し、図３に示すように合成信号サンプル（ｒ３）に希望チャンネル固有の符号を乗算することにより、希望チャンネル（４）を容易に抽出することができる。この処理により、セル内ＭＡＩ（Ｉｃ）を実質的に低減することができる。しかしながら、ここでは、セル間ＭＡＩ（Ｉｂ）は取り除かれない。セル間ＭＡＩは、全体のＭＡＩの１／３に達することもあり、これが重大な干渉源となってシステムの性能を劣化させることがある。
【００２６】
セルラＣＤＭＡシステムのダウンリンクを図４に示す。この具体例では、端末装置２７は、３つの基地局２０からの信号（ｓ）を強く受信している。端末装置２７は、更に遠く離れた基地局（図示せず）からの信号も受信していることがある。セル間信号（ｓ１〜ｓＮ）は、ＭＡＩの原因となり、このＭＡＩは既知のシステムでは抑圧されない。
【００２７】
図５ａは、本発明に基づくセルラＣＤＭＡシステムを示している。また、図５ｂは、本発明に基づく受信機の具体的構成を示している。端末装置２７は、複数の基地局又は送信機（２０１〜２０Ｎ）からの信号（ｓ１〜ｓＮ）を受信する。各基地局からの信号（ｓ）は、各基地局に固有の疑似ランダム符号によって符号化されている。多くの場合、受信機に強い影響を与える基地局の数は、少なく、通常２〜３個である。基地局が受信機から十分遠ければ、その信号は十分弱く、ＭＡＩに大きな影響を与えることはない。
【００２８】
端末装置２７は、複数の（Ｍ本の）アンテナ素子と、それぞれ基地局（２０１〜２０Ｎ）に対応する複数の（Ｎ個の）チャンネル推定器が組み込まれた信号処理回路２６と、行列算出器２５とを備える。更に、端末装置２７は、希望信号を得るためのデスクランブラ又は逆拡散器を備える。
【００２９】
アンテナ素子（Ｒ１〜ＲＭ）は、空間的に離間して配設されており、これにより入力合成信号（ｓ１＋ｓ２＋・・・＋ｓＮ）の空間ダイバーシチサンプル（ｒ１〜ｒＭ）が得られる。サンプリングレートは１チップ又は拡散符号内の各サンプル分に相当する。アンテナ素子は、搬送波の波長の１／２以上離間して配設する必要がある。アンテナ素子の本数は、ＭＡＩに強い影響を有する送信機２０の数をＮとして、Ｎ＋１以上設けられる。一般的なセルラシステムの場合、アンテナ素子の本数は、例えば４である。
【００３０】
これに代えて、単一のアンテナ（Ｒ）を用い、異なるサンプルを異なる時刻に受信するようにしてもよい。ここでは、空間的に離間して配設された複数のアンテナ素子が受信するサンプルに代えて、時間ダイバーシチサンプルが使用される。ここで、サンプリングレートは、時間ダイバーシチを用いない場合に必要とされるアンテナ素子の本数をＭとして、（１チップ）／Ｍである。また、空間ダイバーシチサンプルと時間ダイバーシチサンプルとを組み合わせて使用してもよい。
【００３１】
複数のチャンネル推定器を備える信号処理回路２６は、チャンネル行列Ｈ’を生成する。チャンネル行列Ｈ’の各要素Ｈ’ｎｍは、それぞれ基地局の送信アンテナ（Ｔ１〜ＴＭ）の１つと、受信アンテナ（Ｒ１〜ＲＭ）の１つとの間の合成チャンネル特性を表している。チャンネル推定の手法は周知であり、ここでは、適切ないかなる手法を用いてもよい。
【００３２】
所望のユーザの受信機のｍ番目のアンテナ素子（Ｒｍ）によって受信される信号は、下記式（１）のように表される。
【００３３】
【数５】
ここで、Ｓｎは、各基地局（２０ｎ）からの合成信号を表す。所望のユーザの受信機のＭ本のアンテナによって受信される信号全体は、下記式（２）のように表される。
【００３５】
【数６】
所望のユーザに送信された信号は、基地局からの合成信号Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳＮのうちの１つの信号に含まれる。一般性を損なうことなく、希望信号が合成信号Ｓ１に含まれるとする。すなわち、合成信号Ｓ２〜ＳＮは、所望のユーザにとってセル間ＭＡＩであり、合成信号Ｓ１内の希望信号以外の部分は、所望のユーザにとってセル内ＭＡＩである。
【００３７】
この具体例におけるＭＡＩ抑圧法の手順は、以下の通りである。
１．全てのアンテナで受信された信号を、式（２）で示すｒとして整理する。
２．それぞれ異なる基地局（セル）からのパイロット信号を用いて、Ｈ１１〜ＨＭＮを推定する。
３．式（２）に示す所望のユーザに対して整理された信号に対して、式（３）に示す行列Ｈ＋を生成する。
【００３８】
【数７】
ここで、（ ）ｈは、共役転置行列を表し、（ ）−１は逆行列を表す。
４．式（４）に示すように、Ｈ＋に対し、式（２）に示す受信信号ｒを右から乗算し、拡散合成信号Ｓ１，Ｓ２，・・・，ＳＮを再生する。
【００４０】
【数８】
ここで，合成信号Ｓ２，・・・，ＳＮを無視し、合成信号Ｓ１のみを抽出する。これにより、セル間ＭＡＩは、完全にキャンセルされる。
５．合成信号Ｓ１を直接デスクランブル及び逆拡散する。合成信号Ｓ１内の全ての全ての信号は互いに直交するため、セル内ＭＡＩは、デスクランブル及び逆拡散の処理によってキャンセルされる。
【００４２】
端末装置のアンテナ（Ｒ１〜ＲＭ）で受信されたサンプル信号（ｒ１〜ｒＭ）には、チャンネル行列演算子Ｈ＋が左からから乗算され、これにより、各基地局又は送信機２０からの個々の、時間的及び空間的に整合された合成信号（ｓ１〜ｓＮ）が再生される。各基地局と端末装置の受信アンテナ（Ｒ）との間の合成チャンネル特性又はフェージングＨｍｎを補正することにより、基地局からの信号は、時間的に整合し、各基地局からの信号の符号の直交性が維持される。
【００４３】
所望の基地局（２０１）からの全ての信号（ｓ１）は直交するため、この合成信号（ｓ１）に単に所定の符号を乗算するのみで、希望信号が算出される。このようにして、希望信号からセル間ＭＡＩ及びセル内ＭＡＩの両方が取り除かれる。
【００４４】
信号処理回路２６におけるチャンネル推定処理及び行列算出器２５における行列の算出は、特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit：ＡＳＩＣ）等のハードウェアにより実行してもよく、端末装置内に設けられたプロセッサによりソフトウェアとして実行してもよい。
【００４５】
行列の演算は、簡単にするために、例えば反復アルゴリズムを用いて実現するとよい。疑似逆チャンネル行列（pseudo-inverse channel matrix）Ｈ＋のための好ましい反復演算は、以下の通りである。
【００４６】
Ｈｎ＝［Ｈｎ−１ｈｎ］をＭ×ｎ行列とする。ここで、Ｍ≧ｎであり、Ｈｎ−１はＨｎの第１のｎ−１行を含む行列であり、ｈｎはＨｎのｎ番目の行であり、ランク（Ｈｎ）はｎである。
【００４７】
【数９】
これらに代えて、受信信号サンプルの行列（ｒ１〜ｒＭ）に作用して、各基地局又は送信機（Ｔ）からの合成信号（ｓ１〜ｓｎ）を算出する他の行列演算子を用いてもよい。すなわち、希望信号を含む合成信号の時間的及び空間的に整合（aligned）されたサンプルは、個別に導出された後、単純に希望信号の符号が乗算され、通常の手法で希望信号が得られる。行列演算子は「高い（tall）」必要があり、すなわち、１つの拡散データ用の非相関サンプルの数をＭとし、送信機の数をＮとして、行数Ｍは列数Ｎより大きな数である必要がある。
【００４９】
図６は、図５に示す受信機における信号対雑音比（Ｅｂ／Ｎ０）に対するビット誤り率（Bit-error-rate：ＢＥＲ）と、Ｒａｋｅ受信機（図２）を用いた従来の受信機におけるそれとを比較して示すグラフである。図６から分かるように、Ｒａｋｅ受信機のＢＥＲは、信号対雑音比が高くなっても余り小さくならないが、図５に示す受信機では、信号対雑音比が高くなると、ＢＥＲは良くなる。これは、図５に示す受信機では、ＭＡＩが排除されるためである。
【００５０】
図５に示すシステムは、上述のように、単に受信機空間ダイバーシチモードで使用してもよく、又は各基地局において複数の送信アンテナＴが同じ信号を送信する送信機ダイバーシチに使用してもよい。更なる変形例として、基地局の各アンテナＴから異なる複素シンボルが送信される時空間符号化技術を用いてもよい。但し、この手法では受信機側で更なるアンテナが必要となり、例えば、送信アンテナの本数を２倍にすると、受信アンテナの本数も２倍にする必要がある。
【００５１】
以上、本発明を好ましい実施の形態を用いて説明した。当業者にとって明かな変形及び修正は、本発明の範囲内にある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 マルチパス伝搬環境において動作する移動通信システムを示す図である。
【図２】 Ｒａｋｅ受信機を組み込んだ従来の受信機の構成を示す図である。
【図３】 適応等化を用いる従来の受信機の構成を示す図である。
【図４】 複数の基地局を備えるセルラＷＣＤＭＡシステムを示す図である。
【図５ａ】 本発明に基づくセルラＷＣＤＭＡシステムを示す図である。
【図５ｂ】 本発明に基づく受信機の構成を示す図である。
【図６】 図５ｂに示す受信機のＢＥＲ対Ｅｂ／Ｎ０を図２に示す受信機のそれと比較して示す図である。
Claims (6)
- 複数の基地局から送信されてくる、符号分割多元接続の希望信号と符号分割多元接続の他の信号とが組み合わされた信号から該符号分割多元接続の希望信号を受信する受信方法において、
受信アンテナ配列からの受信信号サンプルの数を判定し、受信信号ベクトルを定義するステップと、
上記基地局と上記受信アンテナ配列との間のマルチパスフェージングを推定し、チャンネル行列を定義するステップと、
上記受信信号ベクトルに対し、上記チャンネル行列に基づく行列演算子を乗算し、上記各基地局からの合成信号を再生するステップと、
上記合成信号の１つから希望信号を検出するステップとを有し、
上記行列演算子は、以下の式に基づいて繰り返し算出されることを特徴とする受信方法。
- 上記受信信号サンプルは、時間ダイバーシチサンプル及び／又は空間ダイバーシチサンプルであることを特徴とする請求項１記載の受信方法。
- 上記空間ダイバーシチサンプルは、Ｎを送信機の数とし、Ｍ＞Ｎとして、上記受信アンテナ配列のＭ本の異なるアンテナにより受信されることを特徴とする請求項２記載の受信方法。
- 上記時間ダイバーシチサンプルは、Ｎを送信機の数とし、Ｍ＞Ｎとして、ｔ＝（チップ期間）／Ｍ毎にサンプリングされることを特徴とする請求項２又は３記載の受信方法。
- 上記行列演算子は、上記チャンネル行列の共役転置行列に、チャンネル行列とチャンネル行列の共役転置行列との積の逆行列を乗算したものであることを特徴とする請求項１乃至４いずれか１項記載の受信方法。
- 複数の基地局から送信されてくる、符号分割多元接続の希望信号と符号分割多元接続の他の信号とが組み合わされた信号から該符号分割多元接続の希望信号を受信する受信装置において、
受信アンテナ配列からの受信信号サンプルの数を判定し、受信信号ベクトルを定義する受信信号サンプル数判定手段と、
上記基地局と上記受信アンテナ配列との間のマルチパスフェージングを推定し、チャンネル行列を定義するマルチパスフェージング推定手段と、
上記受信信号ベクトルに対し、上記チャンネル行列に基づく行列演算子を乗算し、上記各基地局からの合成信号を再生する合成信号再生手段と、
上記合成信号の１つから希望信号を検出する検出手段とを備え、
上記行列演算子は、上記合成信号再生手段により、以下の式に基づいて繰り返し算出されることを特徴とする受信装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SG200107488A SG122753A1 (en) | 2001-11-30 | 2001-11-30 | Advanced receiver for CDMA downlink |
| SG200107488-9 | 2001-11-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003218836A JP2003218836A (ja) | 2003-07-31 |
| JP4122952B2 true JP4122952B2 (ja) | 2008-07-23 |
Family
ID=27656673
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002350321A Expired - Fee Related JP4122952B2 (ja) | 2001-11-30 | 2002-12-02 | 符号分割多元接続におけるダウンリンク用受信装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4122952B2 (ja) |
| SG (1) | SG122753A1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4129014B2 (ja) | 2005-08-10 | 2008-07-30 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動通信端末 |
| KR100801459B1 (ko) | 2005-08-10 | 2008-02-11 | 가부시키가이샤 엔티티 도코모 | 이동 통신 단말 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5692006A (en) * | 1995-07-31 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Adaptive despreader |
| JP3095065B2 (ja) * | 1997-09-11 | 2000-10-03 | 日本電気株式会社 | スペクトル拡散信号のレイク受信方法およびレイク受信装置 |
| US6658047B1 (en) * | 1999-03-10 | 2003-12-02 | Nokia Corporation | Adaptive channel equalizer |
-
2001
- 2001-11-30 SG SG200107488A patent/SG122753A1/en unknown
-
2002
- 2002-12-02 JP JP2002350321A patent/JP4122952B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SG122753A1 (en) | 2006-06-29 |
| JP2003218836A (ja) | 2003-07-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A821 Effective date: 20040618 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 Effective date: 20040618 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20051114 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080214 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080226 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080324 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080408 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080421 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110516 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120516 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130516 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |