JP4119076B2

JP4119076B2 - Reference voltage generation circuit

Info

Publication number: JP4119076B2
Application number: JP2000202339A
Authority: JP
Inventors: 祐一後藤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-07-04
Filing date: 2000-07-04
Publication date: 2008-07-16
Anticipated expiration: 2020-07-04
Also published as: JP2002026259A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、基準電圧発生回路に関するもので、特に電流出力型のバンドギャップ基準電圧源における動作電圧の低電圧化の技術に係る。
【０００２】
【従来の技術】
従来、半導体集積回路において、温度特性を殆ど持たない正確な基準電圧が得られる基準電圧発生回路の１つにバンドギャップ基準電圧源がある。バンドギャップ基準電圧源は、シリコンを用いて形成したバイポーラトランジスタの、ベース・エミッタ間電圧ＶＢＥと熱電圧Ｖtの温度特性の差を利用することにより、一定の基準電圧が得られる回路である。このバンドギャップ基準電圧源には、電圧出力型と電流出力型の基準電圧発生回路とが考案されている。
【０００３】
従来の電圧出力型及び電流出力型の基準電圧発生回路について図４、図５を用いて説明する。図４、図５はそれぞれ電圧出力型及び電流出力型の基準電圧発生回路の回路図である。
【０００４】
図４に示すように、電圧出力型の基準電圧発生回路は、２つの電圧Ｖref１及びＶref２を出力する電圧発生回路１００、電圧Ｖref１とＶref２とを比較する比較回路３００、比較回路３００の出力端子にゲートの接続されたＭＯＳトランジスタ６００、ＭＯＳトランジスタ６００のドレインに電流出力端子の一方が接続され、他方が電圧発生回路１００に接続されたカレントミラー回路４００とを備えている。
【０００５】
電圧発生回路１００は、ゲート及びコレクタが接地電位ＶＳＳに接続され、エミッタが比較回路３００の一方の入力端子に接続された電圧Ｖref１発生用のシリコンバイポーラトランジスタ１１０と、ゲート及びコレクタが接地電位ＶＳＳに接続され、エミッタが抵抗素子１２０を介して比較回路３００の他方の入力端子に接続され、トランジスタ１１０より小さなベース・エミッタ間電圧ＶＢＥを有する電圧Ｖref２発生用のシリコンバイポーラトランジスタ１３０とを備えている。また、バイポーラトランジスタ１１０、１３０と比較回路のそれぞれ入力端子との接続ノードと、カレントミラー回路４００の一方の電流出力端子との間にはそれぞれ抵抗素子１４０、１５０が設けられている。
【０００６】
比較回路３００は、ゲートが電圧発生回路１００のバイポーラトランジスタ１１０のエミッタに接続され、一端が電源電位ＶＤＤに接続された定電流源３１０の他端にソースに接続されたエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ３２０、ゲートが電圧発生回路１００の抵抗素子１２０と抵抗素子１５０との接続ノードに接続され、ソースが定電流源３１０に接続されたエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ３３０、ゲート及びドレインがＭＯＳトランジスタ３２０のドレインに接続され、ドレインが接地電位ＶＳＳに接続されたエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ３４０、ゲートがＭＯＳトランジスタ３４０のゲートに接続され、ドレインがＭＯＳトランジスタ３３０のドレインに接続され、ソースが接地されたエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ３５０を備える差動増幅器である。そして、ＭＯＳトランジスタ３３０のドレインとＭＯＳトランジスタ３５０のドレインとの接続ノードが比較回路３００の出力端子となっている。
【０００７】
上記ＭＯＳトランジスタ３３０のドレインとＭＯＳトランジスタ３５０のドレインとの接続ノードはＭＯＳトランジスタ６００のゲートに接続され、このＭＯＳトランジスタ６００のソースは接地電位ＶＳＳに、ドレインはカレントミラー回路４００の一方の電流出力端子に接続されている。
【０００８】
カレントミラー回路４００は、ゲートを共通にし、且つソースが電源電位ＶＤＤに接続され、ドレインがそれぞれ電流出力端子となるエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ４１０、４２０を有している。ＭＯＳトランジスタ４１０のゲート及びドレインはＭＯＳトランジスタ６００のドレインに接続されており、一方、ＭＯＳトランジスタ４２０のドレインは抵抗素子１４０と抵抗素子１５０の接続ノードに接続されている。
【０００９】
そして、電圧発生回路１００の抵抗素子１４０とカレントミラー回路４００のＭＯＳトランジスタ４２０のドレインとの接続ノードの電圧が、電圧発生型の基準電圧発生回路の出力電圧として取り出される。
【００１０】
上記構成の基準電圧発生回路は、トランジスタ１１０のＶＢＥ（Ｖref１）と、抵抗素子１５０と抵抗素子１２０の接続ノードの電圧（Ｖref２）とを比較回路３００により比較する。そして、その結果をカレントミラー回路４００により電圧発生回路１００に返す。そして、比較回路３００の結果に基づいて抵抗素子１４０での電圧降下量が変動する。具体的には、抵抗素子１４０とＭＯＳトランジスタ４２０のドレインとの接続ノードの電圧、すなわち出力電圧はシリコンのバンドギャップ電圧にほぼ近い約１．２Ｖの一定電圧となる。
【００１１】
しかしながら、上記電圧発生型の基準電圧発生回路は、当然ながら出力は電圧として取り出され、その電圧は比較的大きな１．２Ｖである。そのため、この基準電圧発生回路を１．２Ｖより低い電圧で駆動する回路に用いる場合には、電圧出力を降圧する必要があり、低電圧動作回路に用いるには不向きであった。
【００１２】
そこで近年、電流出力型の基準電圧発生回路が考案されている。電流出力型の基準電圧発生回路について図５の回路図を用いて説明する。
【００１３】
図示するように、回路の基本的な構成は図４の電圧出力型とほぼ同じであるが、電圧発生回路のバイポーラトランジスタ１１０、１３０のベースにはそれぞれ分流用の抵抗素子１６０、１７０が接続されており、比較回路３００は両者の出力電流を比較する構成となっている。またカレントミラー回路４００は、ゲートを共通にするＭＯＳトランジスタ４３０、４４０、４５０を更に備えており、ＭＯＳトランジスタ４３０、４４０のドレインは、トランジスタ１１０のエミッタ、抵抗素子１２０と抵抗素子１７０との接続ノードにそれぞれ接続されている。そして、ＭＯＳトランジスタ４５０に流れる電流が出力電流となり、このＭＯＳトランジスタ４５０のソースと接地電位ＶＳＳ間に接続された抵抗素子５００により電圧として出力される。
【００１４】
上記構成の基準電圧発生回路は、トランジスタ１１０、１３０が流す電流を比較回路３００により比較する。そしてこの比較結果が電流出力として取り出される。そのため、抵抗素子５００の抵抗値を変えることにより所望の値の電圧を取り出せることから、非常に有用な基準電圧源であると言うことが出来る。
【００１５】
しかしながら上記基準電圧発生回路は、比較回路３００の動作バイアスを確保するために電源電位ＶＤＤと接地電位ＶＳＳ間の電圧を、少なくともトランジスタ１１０のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥとＭＯＳトランジスタ３２０のゲート・ソース間電圧ＶＧＳとを加えた電圧以上にしなければならず、必要以上に高い電源電圧を必要とする回路構成になるという問題があった。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように従来のバンドギャップ基準電圧源には、電圧出力型と電流出力型の基準電圧発生回路がある。電圧出力型の基準電圧発生回路は、２つの定電圧発生用トランジスタの出力電圧を比較し、その電位差を基準電圧発生回路の出力電圧として取り出すものである。しかしながら、その出力電圧はシリコンバンドギャップにほぼ等しい約１．２Ｖと比較的大きな値であり、低電圧駆動用の基準電圧発生回路としては不向きであるという問題があった。
【００１７】
一方、電流出力型の基準電圧発生回路は、２つの定電圧発生用トランジスタの出力電流を比較し、その差を所望の値の抵抗素子により電圧に変換して基準電圧発生回路の出力電圧として取り出すものである。そのため電圧出力型と異なり、出力電圧を自在に設定できる。しかしながら従来の回路構成では、電流を比較するための比較回路を動作させるために大きな電源電圧が必要となり、回路自体の低電圧動作が困難であるという問題があった。
【００１８】
この発明は、回路内部に電圧源を設けることにより低電圧駆動を可能としつつ、出力電圧を任意に設定できる基準電圧発生回路を提供する。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
この発明の一態様に係る基準電圧発生回路は、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧を利用して第１、第２の一定電圧を発生する電圧発生回路と、前記第１、第２の電圧を比較する比較回路と、前記比較回路による比較結果に基づく定電流を出力し、該比較結果を前記電圧発生回路にフィードバックするカレントミラー回路と、前記電圧発生回路のバイポーラトランジスタのベース・コレクタ間に一定電圧を与えることにより、前記比較回路への入力電圧である前記第１、第２の電圧の電位をシフトさせ、該比較回路を駆動させるために必要なバイアス電圧を確保するための定電圧源とを具備し、前記電圧発生回路は、コレクタが接地された第１のバイポーラトランジスタと、前記第１のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に設けられた分流用の第１の抵抗素子と、コレクタが接地され、ベースを前記第１のバイポーラトランジスタと共通にし、前記第１のバイポーラトランジスタより小さいベース・エミッタ間電圧を有する第２のバイポーラトランジスタと、前記第２のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に接続された分流用の第２の抵抗素子とを備え、前記比較回路は、前記第１、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電位に比例する電圧を比較し、前記定電圧源は、前記第１、第２のバイポーラトランジスタのベースと接地電位間に設けられている。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施形態を図面を参照して説明する。この説明に際し、全図にわたり、共通する部分には共通する参照符号を付す。
【００２６】
この発明の一実施形態に係る基準電圧発生回路について図１を用いて説明する。図１は本実施形態に係る基準電圧発生回路の概略構成を示すブロック図である。
【００２７】
図示するように、基準電圧発生回路は一定電圧Ｖref１及びＶref２を出力する電圧発生回路１０と、電圧発生回路の出力する基準電圧Ｖref１及びＶref２の電位をシフトさせるための定電圧源２０と、電圧Ｖref１とＶref２とを比較する比較回路３０と、比較回路３０による比較結果に基づく定電流を出力するカレントミラー回路４０とを備えている。
【００２８】
電圧発生回路１０はバイポーラトランジスタを備えておりこのバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧に基づいた一定電圧Ｖref１及びＶref２を発生する。この電圧Ｖref１、Ｖref２を比較回路３０により比較し、その比較結果に基づいてカレントミラー回路４０が電流を出力する。また、カレントミラー回路４０の電流は電圧発生回路１０へ折り返され、電圧Ｖref１とＶref２とが一定になるように制御され、カレントミラー回路４０の出力する電流も一定電流となる。そして、このカレントミラー回路４０の出力に抵抗素子を設けることにより任意の一定電圧が出力される。また、電圧発生回路１０内のバイポーラトランジスタのベースと接地電位間に定電圧源２０が更に設けられており、この定電圧源２０の発生する定電圧分だけ電圧Ｖref１、Ｖref２はシフトされる。
【００２９】
上記のような構成の基準電圧発生回路であると、比較回路への入力電圧は、少なくとも電圧発生回路内のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧に、定電圧源が発生する電圧を加えた電位に設定される。そのため、比較回路３０が駆動するために必要最小限のバイアスを確保できるため、基準電圧発生回路の低電圧動作が可能となる
上記基準電圧発生回路の具体的な回路の一例を図２に示す。図２は電流出力型の基準電圧発生回路の回路図である。
【００３０】
図示するように、電圧発生回路１０は、コレクタが接地電位ＶＥＥに接続され、エミッタが比較回路３０の一方の入力端子に接続され、ベースが抵抗素子１１（第１の抵抗素子）を介してエミッタに接続され、このエミッタ電位を電圧Ｖref１（第１の電圧）として発生するｐｎｐ型のシリコンバイポーラトランジスタ１２（第１のバイポーラトランジスタ）と、コレクタが接地電位ＶＥＥに接続され、エミッタが抵抗素子１３の一端に接続され、ベースが抵抗素子１３の他端と抵抗素子１４（第２の抵抗素子）を介して接続され且つトランジスタ１２のベースに接続され、抵抗素子１３と１４との接続ノードの電位を基準電圧Ｖref２（第２の電圧）として発生するｐｎｐ型のシリコンバイポーラトランジスタ１５（第２のバイポーラトランジスタ）とを備えている。
【００３１】
定電圧源２０は、上記トランジスタ１２、１５のベースの接続ノードと接地電位ＶＥＥ間に接続された抵抗素子２１（第４の抵抗素子）である。
【００３２】
比較回路３０は、ベースが電圧発生回路１０のバイポーラトランジスタ１２のエミッタ（Ｖref１）に接続され、一端が接地電位ＶＥＥに接続された定電流源３１の他端にエミッタに接続されたバイポーラトランジスタ３２と、ベースが電圧発生回路１０の抵抗素子１３と抵抗素子１４との接続ノード（Ｖref２）に接続され、エミッタが定電流源３１に接続されたバイポーラトランジスタ３３と、ベース及びコレクタがトランジスタ３２のコレクタに接続され、エミッタが電源電位ＶＣＣに接続されたバイポーラトランジスタ３４と、ベースがトランジスタ３４のベースに接続され、コレクタがトランジスタ３２のコレクタに接続され、エミッタが電源電位ＶＣＣに接続されたバイポーラトランジスタ３５とを備えた差動増幅器である。そして、トランジスタ３２のコレクタとトランジスタ３２のコレクタとの接続ノードが比較回路３０の出力端子となっている。
【００３３】
カレントミラー回路４０は、ゲートが共通に比較回路３０の出力端子に接続され、エミッタが電源電位ＶＣＣに接続され、コレクタがそれぞれ電流出力端子となるバイポーラトランジスタ４１、４２、４３を有している。トランジスタ４２のコレクタはトランジスタ１２のエミッタに接続されており、トランジスタ４３のコレクタは抵抗素子１３と抵抗素子１４との接続ノードに接続されている。
【００３４】
そして、トランジスタ４１のコレクタがこの基準電圧発生回路の一定電流Ｉconstを出力する電流出力端子となり、ここに任意の抵抗値を有する抵抗素子５０が接続されて、一定の基準電圧Ｖconstが出力される。
【００３５】
上記構成の電流出力型の基準電圧発生回路は、トランジスタ１２、１５が流す電流を比較回路３０により比較している。そしてこの比較結果がカレントミラー回路４０を構成するトランジスタのベース電流となる。このベース電流に応じた出力電流が、それぞれトランジスタ１２、１５に返されるために、基準電圧Ｖref１とＶref２とが等しくなるように制御される。また、基準電圧発生用トランジスタ１２、１５のベースには抵抗素子２１が接続されている。この抵抗素子２１には定電流Ｉが常時流れるため、この抵抗素子２１（抵抗値Ｒ）での電圧降下はＩＲ一定である。そのためこの抵抗素子２１は定電圧源と見なすことが出来る。基準電圧発生用トランジスタ１２のベースにこの定電圧源２０が接続されているため、比較回路３０のＶref１入力端子であるトランジスタ３２のベースには、トランジスタ１２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ＋ＩＲの電位が入力される。すなわち、トランジスタ１２とトランジスタ３２を駆動させるのに必要なベース・エミッタ間電圧ＶＢＥはほぼ同様であり、またトランジスタ３２のベースにはＶＢＥ＋ＩＲの電圧が印加されるため、確実にトランジスタ３２を駆動させることが出来る。また、トランジスタ３２のベース電位は、抵抗素子２１の抵抗値により任意に設定できるため、トランジスタ３２が駆動するためのバイアス電圧を必要最小限且つ確実に確保できるため、基準電圧発生回路の低電圧動作が可能となる。
【００３６】
更に、電流出力型の基準電圧発生回路であるため、抵抗素子５０の抵抗値を変えることにより所望の値の電圧を取り出せることができ、非常に汎用性の高い基準電圧源を構成できる。
【００３７】
次に本実施形態の変形例に係る基準電圧発生回路について図３を用いて説明する。図３は基準電圧発生回路の回路図である。
【００３８】
本変形例に掛かる基準電圧発生回路は、図１で説明した基準電圧発生回路において、定電圧源２０を、トランジスタ１２、１５のベースにドレインを接続され、ゲートが比較回路３０の基準電圧Ｖref１の入力端子に接続されたエンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ２２と、このＭＯＳトランジスタ２２のソースと接地電位ＶＳＳ間に接続された抵抗素子２１（第４の抵抗素子）とにより構成している。
【００３９】
また、比較回路３０は、上記実施形態における比較回路３０のバイポーラトランジスタ３２乃至３５を、エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ３６乃至３９に置き換えた差動増幅器である。
【００４０】
カレントミラー回路４０も、上記実施形態におけるカレントミラー回路のバイポーラトランジスタ４１乃至４３を、エンハンスメント型ＭＯＳトランジスタ４４乃至４６に置き換えたものである。
【００４１】
そして、ＭＯＳトランジスタ４４のドレインが一定電流Ｉconstを出力する電流出力端子となり、ここに任意の抵抗値を有する抵抗素子５０が接続されて、一定の基準電圧Ｖconstが出力される。
【００４２】
上記構成の電流出力型の基準電圧発生回路は、定電圧源を、ドレインがトランジスタ１２、１５のベースに接続され、ゲートが比較回路３０の基準電圧Ｖref１の入力端子に接続されたＭＯＳトランジスタ２２と、このＭＯＳトランジスタ２２のソースと接地電位ＶＳＳ間に接続された抵抗素子２１とにより構成している。まず、抵抗素子２１では、第１の実施形態同様に定電流が流れるためにＩＲ一定の電圧降下が生じる。そのため比較回路３０の基準電圧Ｖref１入力端子に発生する電位を、トランジスタ１２のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥまたは、ＭＯＳトランジスタ２２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳのいずれか高い方にＩＲを加算した電位となる。通常、バイポーラトランジスタのＶＢＥよりもＭＯＳトランジスタのＶＧＳの方が高いことが通常であるため、比較回路３０の基準電圧Ｖref１入力端子に発生する電位は、ＶＧＳ＋ＩＲである。すなわち、比較回路３０をバイポーラトランジスタではなくＭＯＳトランジスタにより構成した場合においても、そのＭＯＳトランジスタを駆動させるためのバイアス電圧を必要最小限且つ確実に確保できるため、基準電圧発生回路の低電圧動作を可能とできる。
【００４３】
また、上記実施形態及びその変形例で説明した基準電圧発生回路及び基準電圧発生回路を構成する各回路の構成は上記構成に限られるものではなく、例えば電圧発生回路をバイポーラトランジスタではなく、同様の効果の得られるダイオード等により構成してもかまわない。
【００４４】
なお、本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、上記実施形態における実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。更に、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出されうる。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出されうる。
【００４５】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、回路内部に電圧源を設けることにより低電圧駆動を可能としつつ、出力電圧を任意に設定できる基準電圧発生回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態に係る基準電圧発生回路のブロック図。
【図２】この発明の一実施形態に係る基準電圧発生回路の回路図。
【図３】この発明の一実施形態の変形例に係る基準電圧発生回路の回路図。
【図４】従来の電圧出力型の基準電圧発生回路の回路図。
【図５】従来の電流出力型の基準電圧発生回路の回路図。
【符号の説明】
１０、１００…電圧発生回路
１１〜１４、２１、５０、１２０、１４０〜１７０、５００…抵抗素子
１２、１５、３２〜３５、４１〜４３、１１０、１３０…バイポーラトランジスタ
２０…電圧源
２２、３６〜３９、４４〜４６、３２０〜３５０、４１０〜４５０、６００…ＭＯＳトランジスタ
３０、３００…比較回路
３１、３１０…定電流源
４０、４００…カレントミラー回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a reference voltage generating circuit, and more particularly to a technique for lowering an operating voltage in a current output type band gap reference voltage source.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a semiconductor integrated circuit, there is a band gap reference voltage source as one of reference voltage generation circuits that can obtain an accurate reference voltage having almost no temperature characteristics. The band gap reference voltage source is a circuit that can obtain a constant reference voltage by utilizing the difference in temperature characteristics between the base-emitter voltage VBE and the thermal voltage Vt of a bipolar transistor formed using silicon. As this band gap reference voltage source, a voltage output type and a current output type reference voltage generation circuit have been devised.
[0003]
A conventional voltage output type and current output type reference voltage generation circuit will be described with reference to FIGS. 4 and 5 are circuit diagrams of a voltage output type and a current output type reference voltage generation circuit, respectively.
[0004]
As shown in FIG. 4, the voltage output type reference voltage generation circuit includes a voltage generation circuit 100 that outputs two voltages Vref1 and Vref2, a comparison circuit 300 that compares the voltages Vref1 and Vref2, and an output terminal of the comparison circuit 300. A MOS transistor 600 having a gate connected thereto, and a current mirror circuit 400 having one of current output terminals connected to the drain of the MOS transistor 600 and the other connected to the voltage generation circuit 100 are provided.
[0005]
The voltage generation circuit 100 includes a silicon bipolar transistor 110 for generating a voltage Vref1 having a gate and a collector connected to the ground potential VSS and an emitter connected to one input terminal of the comparison circuit 300, and a gate and a collector connected to the ground potential VSS. And a silicon bipolar transistor 130 for generating a voltage Vref2 having a base-emitter voltage VBE smaller than that of the transistor 110. The silicon bipolar transistor 130 has an emitter connected to the other input terminal of the comparison circuit 300 via a resistance element 120. Resistance elements 140 and 150 are provided between a connection node between the bipolar transistors 110 and 130 and the input terminals of the comparison circuit and one current output terminal of the current mirror circuit 400, respectively.
[0006]
The comparison circuit 300 includes an enhancement-type MOS transistor 320 having a gate connected to the emitter of the bipolar transistor 110 of the voltage generation circuit 100 and one end connected to the source at the other end of the constant current source 310 connected to the power supply potential VDD. Is connected to the connection node between the resistance element 120 and the resistance element 150 of the voltage generating circuit 100, the enhancement type MOS transistor 330 is connected to the constant current source 310, the gate and the drain are connected to the drain of the MOS transistor 320, An enhancement type MOS transistor 340 having a drain connected to the ground potential VSS, a gate connected to the gate of the MOS transistor 340, a drain connected to the drain of the MOS transistor 330, and a source grounded A differential amplifier with a S transistor 350. A connection node between the drain of the MOS transistor 330 and the drain of the MOS transistor 350 is an output terminal of the comparison circuit 300.
[0007]
The connection node between the drain of the MOS transistor 330 and the drain of the MOS transistor 350 is connected to the gate of the MOS transistor 600, the source of the MOS transistor 600 is at the ground potential VSS, and the drain is one current output terminal of the current mirror circuit 400. It is connected to the.
[0008]
The current mirror circuit 400 includes enhancement type MOS transistors 410 and 420 having a common gate, a source connected to the power supply potential VDD, and drains serving as current output terminals, respectively. The gate and drain of the MOS transistor 410 are connected to the drain of the MOS transistor 600, while the drain of the MOS transistor 420 is connected to the connection node between the resistance element 140 and the resistance element 150.
[0009]
The voltage at the connection node between the resistance element 140 of the voltage generation circuit 100 and the drain of the MOS transistor 420 of the current mirror circuit 400 is taken out as the output voltage of the voltage generation type reference voltage generation circuit.
[0010]
In the reference voltage generation circuit having the above configuration, the comparison circuit 300 compares VBE (Vref1) of the transistor 110 and the voltage (Vref2) of the connection node between the resistance element 150 and the resistance element 120. Then, the result is returned to the voltage generation circuit 100 by the current mirror circuit 400. Based on the result of the comparison circuit 300, the amount of voltage drop at the resistance element 140 varies. Specifically, the voltage at the connection node between the resistance element 140 and the drain of the MOS transistor 420, that is, the output voltage, is a constant voltage of about 1.2 V that is substantially close to the band gap voltage of silicon.
[0011]
However, in the voltage generation type reference voltage generation circuit, the output is naturally taken out as a voltage, and the voltage is a relatively large 1.2V. Therefore, when this reference voltage generation circuit is used for a circuit driven at a voltage lower than 1.2 V, it is necessary to step down the voltage output, which is not suitable for use in a low voltage operation circuit.
[0012]
Therefore, in recent years, a current output type reference voltage generating circuit has been devised. A current output type reference voltage generation circuit will be described with reference to the circuit diagram of FIG.
[0013]
As shown in the figure, the basic configuration of the circuit is almost the same as that of the voltage output type of FIG. 4, but shunt resistance elements 160 and 170 are connected to the bases of the bipolar transistors 110 and 130 of the voltage generation circuit, respectively. The comparison circuit 300 is configured to compare both output currents. The current mirror circuit 400 further includes MOS transistors 430, 440, and 450 having a common gate. The drains of the MOS transistors 430 and 440 are the emitter of the transistor 110 and a connection node between the resistance element 120 and the resistance element 170. Are connected to each. The current flowing through the MOS transistor 450 becomes an output current, and is output as a voltage by the resistance element 500 connected between the source of the MOS transistor 450 and the ground potential VSS.
[0014]
In the reference voltage generation circuit having the above configuration, the current flowing through the transistors 110 and 130 is compared by the comparison circuit 300. The comparison result is taken out as a current output. Therefore, a voltage having a desired value can be taken out by changing the resistance value of the resistance element 500. Therefore, it can be said that this is a very useful reference voltage source.
[0015]
However, the reference voltage generation circuit uses a voltage between the power supply potential VDD and the ground potential VSS to secure an operation bias of the comparison circuit 300, and at least between the base-emitter voltage VBE of the transistor 110 and the gate-source of the MOS transistor 320. There is a problem that the circuit configuration requires a power supply voltage higher than necessary because the voltage VGS must be higher than the sum of the voltages VGS.
[0016]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the conventional band gap reference voltage source includes a voltage output type and a current output type reference voltage generation circuit. The voltage output type reference voltage generation circuit compares the output voltages of two constant voltage generation transistors and takes out the potential difference as the output voltage of the reference voltage generation circuit. However, the output voltage has a relatively large value of about 1.2 V, which is substantially equal to the silicon band gap, and there is a problem that it is not suitable as a reference voltage generating circuit for low voltage driving.
[0017]
On the other hand, the current output type reference voltage generation circuit compares the output currents of two constant voltage generation transistors, converts the difference into a voltage by a resistance element of a desired value, and takes it out as the output voltage of the reference voltage generation circuit. Is. Therefore, unlike the voltage output type, the output voltage can be set freely. However, the conventional circuit configuration has a problem that a large power supply voltage is required to operate the comparison circuit for comparing currents, and it is difficult to operate the circuit itself at a low voltage.
[0018]
The present invention, while enabling low-voltage drive by providing a voltage source to the internal circuitry, that provides a reference voltage generating circuit can be arbitrarily set the output voltage.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
A reference voltage generation circuit according to an aspect of the present invention includes a voltage generation circuit that generates first and second constant voltages using a base-emitter voltage of a bipolar transistor, and the first and second voltages. A constant circuit between a comparison circuit to compare, a current mirror circuit that outputs a constant current based on a comparison result by the comparison circuit, and feeds back the comparison result to the voltage generation circuit, and a base collector of a bipolar transistor of the voltage generation circuit A constant voltage source for shifting the potentials of the first and second voltages, which are input voltages to the comparison circuit, to secure a bias voltage necessary for driving the comparison circuit by applying a voltage; comprising a said voltage generating circuit includes a first bipolar transistor having a collector grounded, the base Emi of the first bipolar transistor A first shunt resistor provided between the first and second collectors, a collector grounded, a base common to the first bipolar transistor, and a second base-emitter voltage smaller than the first bipolar transistor. And a second resistive element for shunting connected between the base and emitter of the second bipolar transistor, and the comparator circuit has an emitter potential of the first and second bipolar transistors. The proportional voltage is compared, and the constant voltage source is provided between the bases of the first and second bipolar transistors and the ground potential.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the description, common parts are denoted by common reference symbols throughout the drawings.
[0026]
A reference voltage generating circuit according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a reference voltage generating circuit according to the present embodiment.
[0027]
As shown in the figure, the reference voltage generating circuit includes a voltage generating circuit 10 that outputs constant voltages Vref1 and Vref2, a constant voltage source 20 for shifting the potentials of the reference voltages Vref1 and Vref2 output from the voltage generating circuit, and a voltage Vref1. And Vref2, and a current mirror circuit 40 that outputs a constant current based on the comparison result of the comparison circuit 30.
[0028]
The voltage generation circuit 10 includes a bipolar transistor, and generates constant voltages Vref1 and Vref2 based on the base-emitter voltage of the bipolar transistor. The voltages Vref1 and Vref2 are compared by the comparison circuit 30, and the current mirror circuit 40 outputs a current based on the comparison result. Further, the current of the current mirror circuit 40 is folded back to the voltage generation circuit 10, and the voltages Vref1 and Vref2 are controlled to be constant, and the current output from the current mirror circuit 40 is also constant. An arbitrary constant voltage is output by providing a resistance element at the output of the current mirror circuit 40. A constant voltage source 20 is further provided between the base of the bipolar transistor in the voltage generation circuit 10 and the ground potential, and the voltages Vref1 and Vref2 are shifted by the constant voltage generated by the constant voltage source 20.
[0029]
In the reference voltage generating circuit configured as described above, the input voltage to the comparison circuit is at least a voltage obtained by adding the voltage generated by the constant voltage source to the base-emitter voltage of the bipolar transistor in the voltage generating circuit. Is set. Therefore, FIG. 2 shows an example of a specific circuit of the reference voltage generation circuit that enables a low-voltage operation of the reference voltage generation circuit because the minimum necessary bias for driving the comparison circuit 30 can be secured. FIG. 2 is a circuit diagram of a current output type reference voltage generating circuit.
[0030]
As shown in the figure, the voltage generation circuit 10 has a collector connected to the ground potential VEE, an emitter connected to one input terminal of the comparison circuit 30, and a base connected to the emitter via the resistance element 11 (first resistance element). Pnp type silicon bipolar transistor 12 (first bipolar transistor) that generates the emitter potential as voltage Vref1 (first voltage), the collector is connected to ground potential VEE, and the emitter is connected to resistor 13 Connected to one end, the base is connected to the other end of the resistance element 13 via the resistance element 14 (second resistance element) and connected to the base of the transistor 12, and the potential of the connection node between the resistance elements 13 and 14 is A pnp-type silicon bipolar transistor 15 (second bipolar transistor) generated as a reference voltage Vref2 (second voltage) It is equipped with a data) and.
[0031]
The constant voltage source 20 is a resistance element 21 (fourth resistance element) connected between the base connection node of the transistors 12 and 15 and the ground potential VEE.
[0032]
The comparison circuit 30 includes a bipolar transistor 32 having a base connected to the emitter (Vref1) of the bipolar transistor 12 of the voltage generation circuit 10 and one end connected to the ground potential VEE and the other end of the constant current source 31 connected to the emitter. The bipolar transistor 33 whose base is connected to the connection node (Vref 2) between the resistance element 13 and the resistance element 14 of the voltage generation circuit 10, the emitter is connected to the constant current source 31, and the base and collector are the collector of the transistor 32. A bipolar transistor 34 having an emitter connected to power supply potential VCC, a base connected to the base of transistor 34, a collector connected to the collector of transistor 32, and a bipolar transistor 35 having an emitter connected to power supply potential VCC Is a differential amplifier. A connection node between the collector of the transistor 32 and the collector of the transistor 32 is an output terminal of the comparison circuit 30.
[0033]
The current mirror circuit 40 has bipolar transistors 41, 42 and 43 whose gates are commonly connected to the output terminal of the comparison circuit 30, whose emitter is connected to the power supply potential VCC, and whose collector is a current output terminal. The collector of the transistor 42 is connected to the emitter of the transistor 12, and the collector of the transistor 43 is connected to a connection node between the resistance element 13 and the resistance element 14.
[0034]
The collector of the transistor 41 serves as a current output terminal for outputting a constant current Iconst of the reference voltage generating circuit. A resistor element 50 having an arbitrary resistance value is connected to the collector 41 to output a constant reference voltage Vconst.
[0035]
In the current output type reference voltage generation circuit having the above-described configuration, the comparison circuit 30 compares the currents flowing through the transistors 12 and 15. The comparison result is the base current of the transistors constituting the current mirror circuit 40. Since output currents corresponding to the base current are returned to the transistors 12 and 15, respectively, the reference voltages Vref1 and Vref2 are controlled to be equal. A resistance element 21 is connected to the bases of the reference voltage generating transistors 12 and 15. Since the constant current I always flows through the resistance element 21, the voltage drop at the resistance element 21 (resistance value R) is constant IR. Therefore, this resistance element 21 can be regarded as a constant voltage source. Since the constant voltage source 20 is connected to the base of the reference voltage generating transistor 12, the potential of the base-emitter voltage VBE + IR of the transistor 12 is input to the base of the transistor 32 which is the Vref1 input terminal of the comparison circuit 30. Is done. That is, the base-emitter voltage VBE required for driving the transistors 12 and 32 is substantially the same, and the voltage of VBE + IR is applied to the base of the transistor 32, so that the transistor 32 is driven reliably. I can do it. Further, since the base potential of the transistor 32 can be arbitrarily set according to the resistance value of the resistance element 21, a bias voltage for driving the transistor 32 can be ensured at a necessary minimum and surely. Is possible.
[0036]
Furthermore, since it is a current output type reference voltage generating circuit, a voltage having a desired value can be taken out by changing the resistance value of the resistance element 50, and a highly versatile reference voltage source can be configured.
[0037]
Next, a reference voltage generation circuit according to a modification of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a circuit diagram of the reference voltage generation circuit.
[0038]
The reference voltage generation circuit according to this modification is the same as the reference voltage generation circuit described with reference to FIG. 1, the constant voltage source 20 is connected to the bases of the transistors 12 and 15, and the gate is the reference voltage Vref 1 of the comparison circuit 30. The enhancement type MOS transistor 22 is connected to the input terminal, and the resistance element 21 (fourth resistance element) is connected between the source of the MOS transistor 22 and the ground potential VSS.
[0039]
The comparison circuit 30 is a differential amplifier in which the bipolar transistors 32 to 35 of the comparison circuit 30 in the above embodiment are replaced with enhancement type MOS transistors 36 to 39.
[0040]
Also in the current mirror circuit 40, the bipolar transistors 41 to 43 of the current mirror circuit in the above embodiment are replaced with enhancement type MOS transistors 44 to 46.
[0041]
The drain of the MOS transistor 44 becomes a current output terminal for outputting a constant current Iconst, and a resistance element 50 having an arbitrary resistance value is connected to the drain, thereby outputting a constant reference voltage Vconst.
[0042]
The current output type reference voltage generating circuit configured as described above includes a constant voltage source, a MOS transistor 22 having a drain connected to the bases of the transistors 12 and 15 and a gate connected to the input terminal of the reference voltage Vref1 of the comparison circuit 30. The resistor element 21 is connected between the source of the MOS transistor 22 and the ground potential VSS. First, in the resistance element 21, since a constant current flows as in the first embodiment, a constant IR voltage drop occurs. Therefore, the potential generated at the input terminal of the reference voltage Vref1 of the comparison circuit 30 becomes a potential obtained by adding IR to the higher one of the base-emitter voltage VBE of the transistor 12 or the gate-source voltage VGS of the MOS transistor 22. . Usually, the VGS of the MOS transistor is usually higher than the VBE of the bipolar transistor, and therefore the potential generated at the input terminal of the reference voltage Vref1 of the comparison circuit 30 is VGS + IR. That is, even when the comparison circuit 30 is configured by a MOS transistor instead of a bipolar transistor, a bias voltage for driving the MOS transistor can be ensured to a minimum and certainty, so that the reference voltage generation circuit can be operated at a low voltage. And can.
[0043]
Further, the configurations of the reference voltage generating circuit and the circuits constituting the reference voltage generating circuit described in the above embodiment and the modifications thereof are not limited to the above configurations. For example, the voltage generating circuit is not a bipolar transistor, but the same You may comprise with the diode etc. from which an effect is acquired.
[0044]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention in the implementation stage of the above-described embodiment. Furthermore, the above embodiments include inventions at various stages, and various inventions can be extracted by appropriately combining a plurality of disclosed constituent elements. For example, even if some constituent requirements are deleted from all the constituent requirements shown in the embodiment, the problem described in the column of the problem to be solved by the invention can be solved, and the effect described in the column of the effect of the invention Can be extracted as an invention.
[0045]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a reference voltage generation circuit capable of arbitrarily setting an output voltage while enabling low voltage driving by providing a voltage source inside the circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a reference voltage generation circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of a reference voltage generation circuit according to one embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a reference voltage generation circuit according to a modification of the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional voltage output type reference voltage generation circuit.
FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional current output type reference voltage generation circuit.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10, 100 ... Voltage generation circuit 11-14, 21, 50, 120, 140-170, 500 ... Resistance element 12, 15, 32-35, 41-43, 110, 130 ... Bipolar transistor 20 ... Voltage source 22, 36 ˜39, 44 to 46, 320 to 350, 410 to 450, 600... MOS transistor 30, 300... Comparison circuit 31, 310.

Claims

バイポーラトランジスタのベース・エミッタ間電圧を利用して第１、第２の一定電圧を発生する電圧発生回路と、
前記第１、第２の電圧を比較する比較回路と、
前記比較回路による比較結果に基づく定電流を出力し、該比較結果を前記電圧発生回路にフィードバックするカレントミラー回路と、
前記電圧発生回路のバイポーラトランジスタのベース・コレクタ間に一定電圧を与えることにより、前記比較回路への入力電圧である前記第１、第２の電圧の電位をシフトさせ、該比較回路を駆動させるために必要なバイアス電圧を確保するための定電圧源と
を具備し、前記電圧発生回路は、コレクタが接地された第１のバイポーラトランジスタと、前記第１のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に設けられた分流用の第１の抵抗素子と、コレクタが接地され、ベースを前記第１のバイポーラトランジスタと共通にし、前記第１のバイポーラトランジスタより小さいベース・エミッタ間電圧を有する第２のバイポーラトランジスタと、前記第２のバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に接続された分流用の第２の抵抗素子とを備え、
前記比較回路は、前記第１、第２のバイポーラトランジスタのエミッタ電位に比例する電圧を比較し、
前記定電圧源は、前記第１、第２のバイポーラトランジスタのベースと接地電位間に設けられていることを特徴とする基準電圧発生回路。A voltage generating circuit for generating first and second constant voltages using a base-emitter voltage of a bipolar transistor;
A comparison circuit for comparing the first and second voltages;
A current mirror circuit that outputs a constant current based on a comparison result by the comparison circuit and feeds back the comparison result to the voltage generation circuit;
In order to drive the comparison circuit by shifting the potentials of the first and second voltages, which are input voltages to the comparison circuit, by applying a constant voltage between the base and collector of the bipolar transistor of the voltage generation circuit. And a constant voltage source for securing a bias voltage necessary for the first and second bipolar transistors, and the voltage generating circuit is provided between a first bipolar transistor whose collector is grounded and a base and an emitter of the first bipolar transistor. A first resistive element for shunting, a second bipolar transistor having a collector grounded, a base in common with the first bipolar transistor, and having a base-emitter voltage smaller than the first bipolar transistor; A second resistive element for shunting connected between the base and emitter of the second bipolar transistor And
The comparison circuit compares a voltage proportional to the emitter potential of the first and second bipolar transistors,
The constant voltage source, the first, provided between the base and the ground potential of the second bipolar transistor reference voltage generating circuit according to claim Rukoto.

前記定電圧源は、前記第１、第２のバイポーラトランジスタのベースと接地電位間に設けられた第３の抵抗素子である
ことを特徴とする請求項１記載の基準電圧発生回路。The constant voltage source, said first reference voltage generating circuit according to claim 1, characterized in that a third resistor provided between the base and the ground potential of the second bipolar transistor.

前記定電圧源は、ドレインが前記第１、第２のバイポーラトランジスタのベースに接続され、ゲートが前記第１のバイポーラトランジスタのエミッタに接続されたＭＯＳトランジスタと、
前記ＭＯＳトランジスタのソースに一端を接続され、他端を接地電位に接続された第４の抵抗素子と
を備えることを特徴とする請求項１記載の基準電圧発生回路。The constant voltage source includes a MOS transistor having a drain connected to a base of each of the first and second bipolar transistors and a gate connected to an emitter of the first bipolar transistor;
Said MOS transistor is connected at one end to the source, the reference voltage generating circuit according to claim 1, characterized in that it comprises a fourth resistor element connected to the ground potential and the other end.