JP4116275B2 - Brushless motor drive device - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータに供給する電源電圧をオンオフ制御することにより交流電流を供給して駆動するブラシレスモータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、所謂ブラシレスモータの駆動回路としては、６個の半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ）を所謂三相ブリッジ接続し、永久磁石からなるロータの周囲に配置された３つのホール素子の検出信号に基づいて各半導体スイッチング素子のオンオフをしてモータに交流電力を供給するものが知られている。
【０００３】
このようなブラシレスモータの駆動回路は、例えば特開平１０−２１５５９５号公報で開示されたモータの駆動回路が知られている。このモータの駆動回路は、図１８に示すように、複数のトランジスタのうち、低電位側に接続された低電位側トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのみをＰＷＭ制御する。これにより、低電位側トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬからモータに供給する電力量を制御してモータの回転数を制御する。
【０００４】
このモータの駆動回路は、低電位側トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬとＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力線接続点との間にインダクタＬＵ，ＬＶ，ＬＷをそれぞれ接続し、このインダクタＬＵ，ＬＶ，ＬＷ及び低電位側トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬの各共通接続点と直流正極母線Ｐとの間にフライホイールダイオードＤＵ，ＤＶ，ＤＷをそれぞれ接続し、高電位側トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨの各コレクタ−エミッタ間にコンデンサＣＵ，ＣＶ，ＣＷをそれぞれ接続して構成されている。
【０００５】
このようなモータの駆動回路は、コンデンサＣＵ，ＣＶ，ＣＷ及びインダクタＬＵ，ＬＶ，ＬＷを、ＰＷＭ信号のキャリア成分を除去するリップルフィルターとして作用させる。また、このモータの駆動回路では、インダクタＬＵ，ＬＶ，ＬＷにより、高電位側トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨと低電位側トランジスタＵＬ，ＵＶ，ＵＷとの間に流れる直流短絡電流を阻止する。更に、このモータの駆動回路では、フライホイールダイオードＤＵ，ＤＶ，ＤＷを、インダクタＬＵ，ＵＶ，ＵＷの蓄積エネルギーを直流正極母線Ｐ側に帰還させるために設けている。
【０００６】
また、従来の他のモータの駆動回路では、半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用し、低電位側ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御するものがある。このようなモータの駆動回路では、低電位側ＭＯＳＦＥＴをオフからオンにするタイミングで、直流電源端子（直流正極母線）と接地端子（直流負極母線）との間に発生する信号ノイズを抑制するために、低電位側ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間にセラミックコンデンサを設けていた。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のモータの駆動回路において、半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用し、ゲート端子とドレイン端子との間にセラミックコンデンサを設けた構成としただけでは、低電位側のＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間の寄生容量による信号ノイズを抑制するのに限界があった。
【０００８】
信号ノイズが発生する原因としては、低電位側ＭＯＳＦＥＴがオンとなるタイミングで、ゲート端子に印加される電圧が接地電位に引き込まれてゲート端子に印加される電圧が低下することにより発生する。
【０００９】
これに対し、セラミックコンデンサにより高周波信号成分をバイパスするために、セラミックコンデンサの容量を大きくすると、モータに対する交流電力の入出力特性が変化してしまう。したがって、信号ノイズ低減を目的としてセラミックコンデンサの容量を大きくするとモータ制御ができなくなる恐れがあり、信号ノイズの低減に限界があった。
【００１０】
そこで、本発明は、上述した実情に鑑みて提案されたものであり、スイッチング素子のオンオフタイミングにおいて発生する信号ノイズを抑制するブラシレスモータの駆動回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するために、請求項１に係る発明では、直流電源の正負極端子間に複数のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）をブリッジ接続してなり、正極側ＭＯＳＦＥＴ又は負極側ＭＯＳＦＥＴにパルス幅が調整されたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を供給してブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動装置において、上記ＰＷＭ信号が供給される上記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に設けられた第１コンデンサと、上記ＰＷＭ信号が供給されない上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に設けられた第２コンデンサとを備え、 上記第１コンデンサの容量と上記第２コンデンサの容量とを略同じにしたことを特徴とする。
【００１２】
請求項２に係る発明では、直流電源の正負極端子間に複数のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）をブリッジ接続してなり、正極側ＭＯＳＦＥＴ又は負極側ＭＯＳＦＥＴにパルス幅が調整されたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を供給してブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動装置において、上記ＰＷＭ信号が供給される上記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に設けられた第１コンデンサと、上記ＰＷＭ信号が供給されない上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に設けられた第２コンデンサとを備え、上記負極側ＭＯＳＦＥＴにＰＷＭ信号を供給し、上記負極側ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に第１コンデンサを設けると共に、正極側ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に第２コンデンサを設け、上記第１コンデンサの容量と上記第２コンデンサの容量とを略同じにしたことを特徴とする。
【００１４】
【発明の効果】
請求項１に係る発明によれば、ＰＷＭ信号が供給されるＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に第１コンデンサを設けると共に、ＰＷＭ信号が供給されないＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に第２コンデンサを設ける構成にしたので、第２コンデンサによりＰＷＭ信号が供給されるＭＯＳＦＥＴがオンとなったときにゲート端子に印加される電圧の低下を防止することができ、ＰＷＭ信号が供給されるＭＯＳＦＥＴがオンとなるときに発生するノイズの振幅を小さくすると共に、放射ノイズとなるノイズ成分を低減することができる。また、請求項１に係る発明によれば、第１コンデンサの容量と第２コンデンサの容量とを略同じにすることにより、更に放射ノイズのノイズ成分を低減することができる。
【００１５】
請求項２に係る発明によれば、ＰＷＭ信号が供給されるＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に第１コンデンサを設けると共に、ＰＷＭ信号が供給されないＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に第２コンデンサを設ける構成にしたので、第２コンデンサによりＰＷＭ信号が供給されるＭＯＳＦＥＴがオンとなったときにゲート端子に印加される電圧の低下を防止することができ、ＰＷＭ信号が供給されるＭＯＳＦＥＴがオンとなるときに発生するノイズの振幅を小さくすると共に、放射ノイズとなるノイズ成分を低減することができる。また、請求項２に係る発明によれば、ＭＯＳＦＥＴにＰＷＭ信号を供給し、負極側ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に第１コンデンサを設けると共に、正極側ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に第２コンデンサを設けたので、ＰＷＭ信号が供給される負極側ＭＯＳＦＥＴがオンとなるときに発生するノイズの振幅を小さくすると共に、放射ノイズとなるノイズ成分を低減することができる。更に、請求項２に係る発明によれば、第１コンデンサの容量と第２コンデンサの容量とを略同じにすることにより、更に放射ノイズのノイズ成分を低減することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１８】
本発明は、例えば図１に示すように構成されたブラシレスモータの制御装置に適用される。このブラシレスモータの制御装置は、外部からＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御信号を入力するモータ制御回路１と、このモータ制御回路１からの信号を入力して交流電力をブラシレスモータ１１に供給するモータ駆動回路２とから構成されている。
【００１９】
ブラシレスモータの制御装置により駆動されるブラシレスモータ１１は、駆動磁界を発生させるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻き線２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗと、これらの固定子巻き線２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗにより発生する駆動磁界により回転駆動される永久磁石回転子とを備えて構成されている。ブラシレスモータ１１は、固定子巻き線２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗにモータ駆動回路２からの駆動電流が供給されることで永久磁石回転子を回転させる。
【００２０】
モータ制御回路１は、ブラシレスモータ１１の永久磁石回転子の回転角度を検出するホール素子（図示せず）からの検出信号を入力し、ブラシレスモータ１１の回転状態を検出する。また、モータ制御回路１は、外部からブラシレスモータ１１の回転数を指示する回転数指示信号であるＰＷＭ制御信号を入力する。
【００２１】
モータ制御回路１は、検出したブラシレスモータ１１の回転状態と、入力したＰＷＭ制御信号とを比較して、指示されたブラシレスモータ１１の回転数とするようにＰＷＭ信号を生成してモータ駆動回路２に供給する。このとき、モータ制御回路１は、目標とするブラシレスモータ１１の回転数に応じてパルス幅変調をすることでデューティ比を調整したＰＷＭ信号を生成する。モータ制御回路１により生成されるＰＷＭ信号は、約２０ＭＨｚでＭＯＳＦＥＴをオンオフ動作させる。
【００２２】
これにより、モータ制御回路１は、モータ駆動回路２を構成するハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３及びローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６のオンオフタイミングを制御する。このとき、モータ制御回路１は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３を１２０度の位相角で順次オン制御をすると共に、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４、Ｑ５、Ｑ６を同一相のハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３に対してそれぞれ１８０度の位相差でオン制御をする。更に、モータ制御回路１は、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６のオン期間においてＰＷＭ信号を出力して、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６をＰＷＭ制御する。
【００２３】
なお、本例においてはＰＷＭ信号をローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６に出力する場合について説明するが、モータ制御回路１は、生成したＰＷＭ信号を、後述のモータ駆動回路２を構成するハイサイドＭＯＳＦＥＴ及びローサイドＭＯＳＦＥＴの双方に出力しても良く、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ又はローサイドＭＯＳＦＥＴの片方に出力しても良い。
【００２４】
モータ駆動回路２は、ゲート端子をモータ制御回路１と接続し、ドレイン端子を直流電源供給端子３１と接続し、ソース端子をブラシレスモータ１１の固定子巻き線２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗと接続したハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３を備える。また、モータ駆動回路２は、ゲート端子をモータ制御回路１と接続し、ドレイン端子をハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３と接続し、ソース端子を接地端子３２と接続したローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４，Ｑ５，Ｑ６を備える。ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３及びローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６は、ドレイン端子とソース端子との間に寄生ダイオードを含んで構成されている。ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３はそれぞれローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４，Ｑ５，Ｑ６を介して接地端子３２と接続され、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４，Ｑ５，Ｑ６はそれぞれハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３を介して直流電源供給端子３１と接続されている。
【００２５】
また、このモータ駆動回路２では、ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２，Ｑ３とローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４，Ｑ５，Ｑ６との接続点に、固定子巻き線２１ＵとハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１及びローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４とを接続する交流電流供給線３３Ｕ、固定子巻き線２１ＶとハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ２及びローサイドＭＯＳＦＥＴＱ５とを接続する交流電流供給線３３Ｖ、固定子巻き線２１ＷとハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ３及びローサイドＭＯＳＦＥＴＱ６とを接続する交流電流供給線３３Ｗが設けられている。
【００２６】
更に、モータ駆動回路２は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子とソース端子との間に第１セラミックコンデンサＣ１を設け、ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ２のドレイン端子とソース端子との間に第１セラミックコンデンサＣ２を設け、ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ３のドレイン端子とソース端子との間に第１セラミックコンデンサＣ３を設けている。
【００２７】
更にまた、モータ駆動回路２は、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート端子とドレイン端子との間に第２セラミックコンデンサＣ４を設け、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ５のゲート端子とドレイン端子との間に第２セラミックコンデンサＣ５を設け、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ６のゲート端子とドレイン端子との間に第２セラミックコンデンサＣ６を設けている。
【００２８】
つぎに、図２に示すように、ＰＷＭ制御がなされないハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン端子とソース端子との間に第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３を設けると共に、ＰＷＭ制御がなされるローサイド第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ５のゲート端子とドレイン端子との間に第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６を設けた場合において、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオフからオンするときに直流電源供給端子３１と接地端子３２との間に発生するノイズを図３（ａ）に示し、ノイズに対してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を行った結果得た周波数特性を図３（ｂ）に示す。
【００２９】
図３（ａ）に示すようにローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６のノイズの振幅を小さくすることができ、図３（ｂ）に示すように放射ノイズとなる３０ＭＨｚ以上の周波数域におけるノイズ成分を低減することができる。ここで、放射ノイズとは、ラジオノイズ等の他の機器の動作に影響を与えるような電磁波であって、主としてＦＭ周波数帯の周波数を有する。
【００３０】
以下に比較例を示す。第１比較例は、図４に示すようにハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３についての第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３のみを設けた時のモータ駆動回路であり、図５にローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオンとなった時に発生するノイズ（ａ）、ノイズの周波数特性（ｂ）を示す。
【００３１】
第１比較例では、図３（ａ）に示す場合と比較してノイズの振幅が大きくなり（図５（ａ））、図３（ｂ）に示す場合と比較して３０ＭＨｚ以上の周波数帯での振幅が大きくなっていることが分かる（図５（ｂ））。
【００３２】
第２比較例は、図６に示すようにローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６についての第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６のみを設けた時のモータ駆動回路であり、図７にローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオンとなった時に発生するノイズ（ａ）、ノイズの周波数特性（ｂ）を示す。
【００３３】
第２比較例では、図３（ａ）に示す場合と比較してノイズの振幅が大きくなり（図７（ａ））、図３（ｂ）に示す場合と比較して３０ＭＨｚ以上の周波数帯での振幅が大きくなっていることが分かる（図７（ｂ））。
【００３４】
第３比較例は、図８に示すように第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３及び第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６を設けない時のモータ駆動回路であり、図９にローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオンとなった時に発生するノイズ（ａ）、ノイズの周波数特性（ｂ）を示す。
【００３５】
第３比較例では、図３（ａ）に示す場合と比較してノイズの振幅が更に大きくなり（図７（ａ））、図３（ｂ）に示す場合と比較して３０ＭＨｚ以上の周波数帯での振幅が更に大きくなっていることが分かる（図７（ｂ））。
【００３６】
図３に示した結果、及び第１〜第３比較例の結果から、ＰＷＭ制御がなされないハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３のドレイン端子とソース端子との間に第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３を設けると共に、ＰＷＭ制御がなされるローサイドローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６のゲート端子とドレイン端子との間に第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６を設けることにより、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオンとなるときに発生するノイズの振幅を小さくすると共に、放射ノイズとなる３０ＭＨｚ以上のノイズ成分を低減することができる。
【００３７】
これは、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオンとなる時に、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６のゲート端子に印加される電圧が接地端子３２側に引き込まれてゲート端子に印加される電圧の低下を第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３により緩和することにより、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の効果を促進することができることによる。
【００３８】
更に、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３及び第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６を設けることにより、ハイサイドＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ３の寄生ダイオードの誤動作を防止することができる。
【００３９】
更にまた、このようなモータ駆動回路２によれば、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を大きくしなくてもノイズ成分を抑制することができるので、ブラシレスモータ１１に供給する交流電流に影響を与えることがない。
【００４０】
つぎに、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を変化させたときに、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオフからオンとなるときに発生するノイズと、ノイズ成分の周波数特性について図１０〜図１３を参照して説明する。なお、本例では、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１０００ｐＦとした。
【００４１】
図１０は第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を１０００ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示し、図１１は第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を２２００ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示し、図１２は第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を４２００ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示し、図１３は第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を１００００ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示す。
【００４２】
図１０（ａ）〜図１３（ａ）によれば、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を変化させてもノイズの振幅は余り変化せず、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量には依存しないことが分かる。一方、図１０（ｂ）〜図１３（ｂ）によれば、図１０（ｂ）に示すように第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３と第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６とが同容量であるときには放射ノイズ成分を低減させることができ、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３と第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６との容量差が大きくなるほど放射ノイズ成分が増大することが分かる。
【００４３】
つぎに、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を変化させたときに、ローサイドＭＯＳＦＥＴＱ４〜Ｑ６がオフからオンとなるときに発生するノイズと、ノイズ成分の周波数特性について図１４〜図１７を参照して説明する。なお、本例では、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を４７００ｐＦとした。
【００４４】
図１４は第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を４７０ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示し、図１５は第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１０００ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示し、図１６は第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１５００ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示し、図１７は第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を２２００ｐＦとした場合のノイズとノイズ成分の周波数特性とを示す。
【００４５】
図１４（ａ）〜図１７（ａ）によれば、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を変化させてもノイズの振幅は余り変化せず、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量には依存しないことが分かる。一方、図１４（ｂ）〜図１７（ｂ）によれば、図１７（ｂ）に示すように第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３と第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６との容量が近くなるほど放射ノイズ成分を低減させることができ、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３と第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６との容量差が大きくなるほど放射ノイズ成分が増大することが分かる。
【００４６】
図１０〜図１７に示した結果より、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３と第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６とが略同容量であるときに、ＰＷＭ制御されるＭＯＳＦＥＴにより発生するノイズの振幅を小さくすると共に、放射ノイズ成分を低減することができることが分かる。
【００４７】
また、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３及び第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６は、その容量が１０００ｐＦ〜１００００ｐＦであることが望ましい。これにより、ＰＷＭ制御によりオンオフすることにより発生するノイズのうち、ＦＭ周波数帯のノイズ成分のみを除去することができる。
【００４８】
なお、上述の実施の形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したブラシレスモータの制御装置の構成を示す回路図である。
【図２】本発明を適用したモータ駆動回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明を適用したモータ駆動回路においてローサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなった時のノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図４】第１比較例に係るモータ駆動回路の構成を示す回路図である。
【図５】第１比較例に係るモータ駆動回路においてローサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなった時のノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図６】第２比較例に係るモータ駆動回路の構成を示す回路図である。
【図７】第２比較例に係るモータ駆動回路においてローサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなった時のノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図８】第３比較例に係るモータ駆動回路の構成を示す回路図である。
【図９】第３比較例に係るモータ駆動回路においてローサイドＭＯＳＦＥＴがオンとなった時のノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１０】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を１０００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１０００ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１１】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を２２００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１０００ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１２】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を４０００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１０００ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１３】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を１００００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１０００ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１４】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を４７００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を４７０ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１５】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を４７００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１０００ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１６】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を４７００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を１５００ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１７】本発明を適用したモータ駆動回路において、第１セラミックコンデンサＣ１〜Ｃ３の容量を４７００ｐＦとし、第２セラミックコンデンサＣ４〜Ｃ６の容量を２２００ｐＦとしたときのノイズを（ａ）に示し、ノイズの周波数特性を（ｂ）に示した図である。
【図１８】従来のモータの駆動装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ モータ制御回路
２ モータ駆動回路
１１ ブラシレスモータ
２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ 固定子巻き線
３１ 直流電源供給端子
３２ 接地端子
３３Ｕ，３３Ｖ，３３Ｗ 交流電流供給線
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ 第１セラミックコンデンサ
Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６ 第２セラミックコンデンサ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３ ハイサイドＭＯＳＦＥＴ
Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６ ローサイドＭＯＳＦＥＴ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a brushless motor driving apparatus that supplies and drives an alternating current by controlling on / off of a power supply voltage supplied to the brushless motor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a drive circuit for a so-called brushless motor, six semiconductor switching elements (MOSFETs, bipolar transistors) are connected in a so-called three-phase bridge, and detection signals of three Hall elements arranged around a rotor made of permanent magnets. Based on the above, there is known one that turns on and off each semiconductor switching element to supply AC power to a motor.
[0003]
As such a brushless motor drive circuit, for example, a motor drive circuit disclosed in JP-A-10-215595 is known. As shown in FIG. 18, this motor drive circuit PWM-controls only the low potential side transistors UL, VL, WL connected to the low potential side among the plurality of transistors. As a result, the amount of power supplied to the motor from the low potential side transistors UL, VL, WL is controlled to control the rotational speed of the motor.
[0004]
The motor drive circuit includes inductors LU, LV, LW connected between low-potential side transistors UL, VL, WL and U-phase, V-phase, and W-phase AC output line connection points, respectively. Flywheel diodes DU, DV, DW are respectively connected between the common connection points of LV, LW and low-potential side transistors UL, VL, WL and the DC positive electrode bus P, and the high-potential side transistors UH, VH, WH are connected. Capacitors CU, CV, and CW are connected between the collectors and emitters, respectively.
[0005]
Such a motor drive circuit causes the capacitors CU, CV, and CW and the inductors LU, LV, and LW to act as a ripple filter that removes the carrier component of the PWM signal. In this motor drive circuit, the inductors LU, LV, and LW block the DC short-circuit current that flows between the high potential side transistors UH, VH, and WH and the low potential side transistors UL, UV, and UW. Further, in this motor drive circuit, flywheel diodes DU, DV, DW are provided for returning the stored energy of the inductors LU, UV, UW to the DC positive electrode bus P side.
[0006]
Another conventional motor drive circuit uses a MOSFET as a semiconductor switching element and performs PWM control on the low potential side MOSFET. In such a motor drive circuit, in order to suppress signal noise generated between the DC power supply terminal (DC positive electrode bus) and the ground terminal (DC negative electrode bus) at the timing when the low potential side MOSFET is turned on from off. In addition, a ceramic capacitor is provided between the gate terminal and the drain terminal of the low potential side MOSFET.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in a conventional motor drive circuit, a MOSFET is used as a semiconductor switching element, and a ceramic capacitor is provided between the gate terminal and the drain terminal. There is a limit in suppressing signal noise due to parasitic capacitance between the two.
[0008]
The cause of the signal noise is that the voltage applied to the gate terminal is pulled to the ground potential and the voltage applied to the gate terminal is lowered at the timing when the low potential side MOSFET is turned on.
[0009]
On the other hand, if the capacity of the ceramic capacitor is increased in order to bypass the high-frequency signal component by the ceramic capacitor, the input / output characteristics of the AC power to the motor will change. Therefore, if the capacity of the ceramic capacitor is increased for the purpose of reducing the signal noise, there is a possibility that the motor cannot be controlled, and there is a limit to the reduction of the signal noise.
[0010]
Therefore, the present invention has been proposed in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide a brushless motor drive circuit that suppresses signal noise generated at the on / off timing of a switching element.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, in the invention according to claim 1, a plurality of MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors) are bridge-connected between positive and negative terminals of a DC power source, and a positive-side MOSFET or negative-electrode is connected. In a brushless motor driving apparatus that drives a brushless motor by supplying a PWM (Pulse Width Modulation) signal with a pulse width adjusted to the side MOSFET, between the gate terminal and the drain terminal of the MOSFET to which the PWM signal is supplied a first capacitor provided, and a second capacitor provided between the drain and source terminals of the MOSFET which the PWM signal is not supplied, the capacitance of the capacitor and the second capacitor of the first capacitor Is substantially the same .
[0012]
In the invention according to claim 2, a plurality of MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors) are bridge-connected between the positive and negative terminals of the DC power supply, and the pulse width is adjusted to the positive side MOSFET or the negative side MOSFET. In a brushless motor driving apparatus for supplying a PWM (Pulse Width Modulation) signal to drive a brushless motor, a first capacitor provided between a gate terminal and a drain terminal of the MOSFET to which the PWM signal is supplied; A second capacitor provided between a drain terminal and a source terminal of the MOSFET to which the PWM signal is not supplied; supplies a PWM signal to the negative side MOSFET; and a gate terminal and a drain terminal of the negative side MOSFET, A first capacitor is provided between the drain terminals of the positive side MOSFET and And a second capacitor provided between the source terminal, characterized by being substantially the same and the capacitance of the capacitor and the second capacitor of the first capacitor.
[0014]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, the first capacitor is provided between the gate terminal and the drain terminal of the MOSFET to which the PWM signal is supplied, and between the drain terminal and the source terminal of the MOSFET to which the PWM signal is not supplied. Since the second capacitor is provided, the voltage applied to the gate terminal can be prevented from being lowered when the MOSFET to which the PWM signal is supplied by the second capacitor is turned on, and the PWM signal is supplied. It is possible to reduce the amplitude of noise generated when the MOSFET is turned on and to reduce noise components that become radiation noise. According to the first aspect of the invention, the noise component of the radiation noise can be further reduced by making the capacitance of the first capacitor and the capacitance of the second capacitor substantially the same.
[0015]
According to the second aspect of the invention, the first capacitor is provided between the gate terminal and the drain terminal of the MOSFET to which the PWM signal is supplied, and between the drain terminal and the source terminal of the MOSFET to which the PWM signal is not supplied. Since the second capacitor is provided, the voltage applied to the gate terminal can be prevented from being lowered when the MOSFET to which the PWM signal is supplied by the second capacitor is turned on, and the PWM signal is supplied. It is possible to reduce the amplitude of noise generated when the MOSFET is turned on and to reduce noise components that become radiation noise. Further, according to the invention of claim 2, it supplies a PWM signal to the MOSFET, provided with a first capacitor between the gate terminal and the drain terminal of the negative MOSFET, the drain terminal and the source terminal of the positive side MOSFET Since the second capacitor is provided between the two, the amplitude of noise generated when the negative-side MOSFET to which the PWM signal is supplied is turned on can be reduced, and the noise component that becomes radiation noise can be reduced. Further, according to the invention of claim 2, the noise component of the radiation noise can be further reduced by making the capacitance of the first capacitor and the capacitance of the second capacitor substantially the same.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0018]
The present invention is applied, for example, to a brushless motor control apparatus configured as shown in FIG. The brushless motor control device includes a motor control circuit 1 that inputs a PWM (Pulse Width Modulation) control signal from the outside, and a motor drive that inputs a signal from the motor control circuit 1 and supplies AC power to the brushless motor 11. The circuit 2 is constituted.
[0019]
The brushless motor 11 driven by the brushless motor control device includes U-phase, V-phase, and W-phase stator windings 21U, 21V, and 21W that generate a driving magnetic field, and these stator windings 21U, 21V, and 21W. And a permanent magnet rotor that is rotationally driven by a driving magnetic field generated by the above. The brushless motor 11 rotates the permanent magnet rotor by supplying drive current from the motor drive circuit 2 to the stator windings 21U, 21V, and 21W.
[0020]
The motor control circuit 1 inputs a detection signal from a hall element (not shown) that detects the rotation angle of the permanent magnet rotor of the brushless motor 11 and detects the rotation state of the brushless motor 11. The motor control circuit 1 also receives a PWM control signal that is a rotation speed instruction signal for instructing the rotation speed of the brushless motor 11 from the outside.
[0021]
The motor control circuit 1 compares the detected rotation state of the brushless motor 11 with the input PWM control signal, generates a PWM signal so as to obtain the instructed rotation speed of the brushless motor 11, and generates a motor drive circuit 2 To supply. At this time, the motor control circuit 1 generates a PWM signal in which the duty ratio is adjusted by performing pulse width modulation according to the target rotation speed of the brushless motor 11. The PWM signal generated by the motor control circuit 1 turns on and off the MOSFET at about 20 MHz.
[0022]
Thereby, the motor control circuit 1 controls the on / off timing of the high-side MOSFETs Q1 to Q3 and the low-side MOSFETs Q4 to Q6 constituting the motor drive circuit 2. At this time, the motor control circuit 1 sequentially turns on the high-side MOSFETs Q1, Q2, and Q3 at a phase angle of 120 degrees, and controls the low-side MOSFETs Q4, Q5, and Q6 with respect to the high-side MOSFETs Q1, Q2, and Q3 having the same phase. Each is turned on with a phase difference of 180 degrees. Further, the motor control circuit 1 outputs a PWM signal during the ON period of the low-side MOSFETs Q4 to Q6, and performs PWM control of the low-side MOSFETs Q4 to Q6.
[0023]
In this example, the case where the PWM signal is output to the low-side MOSFETs Q4 to Q6 will be described. However, the motor control circuit 1 uses the generated PWM signal as the high-side MOSFET and the low-side MOSFET constituting the motor drive circuit 2 described later. You may output to both and may output to one of a high side MOSFET or a low side MOSFET.
[0024]
The motor drive circuit 2 has a gate side connected to the motor control circuit 1, a drain terminal connected to the DC power supply terminal 31, and a source terminal connected to the stator windings 21 U, 21 V, and 21 W of the brushless motor 11. MOSFETs Q1, Q2 and Q3 are provided. The motor drive circuit 2 includes low-side MOSFETs Q4, Q5, and Q6 that have a gate terminal connected to the motor control circuit 1, a drain terminal connected to the high-side MOSFETs Q1, Q2, and Q3, and a source terminal connected to the ground terminal 32. . The high-side MOSFETs Q1 to Q3 and the low-side MOSFETs Q4 to Q6 are configured to include a parasitic diode between the drain terminal and the source terminal. The high-side MOSFETs Q1, Q2, and Q3 are connected to the ground terminal 32 through low-side MOSFETs Q4, Q5, and Q6, respectively, and the low-side MOSFETs Q4, Q5, and Q6 are connected to the DC power supply terminal 31 through high-side MOSFETs Q1, Q2, and Q3, respectively. Has been.
[0025]
In the motor drive circuit 2, the AC current supply line 33U that connects the stator winding 21U, the high-side MOSFET Q1, and the low-side MOSFET Q4 to the connection point between the high-side MOSFETs Q1, Q2, and Q3 and the low-side MOSFETs Q4, Q5, and Q6. An AC current supply line 33V for connecting the stator winding 21V to the high side MOSFET Q2 and the low side MOSFET Q5, and an AC current supply line 33W for connecting the stator winding 21W to the high side MOSFET Q3 and the low side MOSFET Q6 are provided.
[0026]
Further, the motor drive circuit 2 includes a first ceramic capacitor C1 between the drain terminal and the source terminal of the high side MOSFET Q1, and a first ceramic capacitor C2 between the drain terminal and the source terminal of the high side MOSFET Q2. A first ceramic capacitor C3 is provided between the drain terminal and the source terminal of the high-side MOSFET Q3.
[0027]
Furthermore, the motor drive circuit 2 is provided with a second ceramic capacitor C4 between the gate terminal and the drain terminal of the low-side MOSFET Q4, and is provided with a second ceramic capacitor C5 between the gate terminal and the drain terminal of the low-side MOSFET Q5. A second ceramic capacitor C6 is provided between the gate terminal and the drain terminal of the MOSFET Q6.
[0028]
Next, as shown in FIG. 2, the first ceramic capacitors C1 to C3 are provided between the drain terminals and the source terminals of the high-side MOSFETs Q1 to Q3 that are not subjected to PWM control, and the low-side second ceramic that is subjected to PWM control. In the case where the second ceramic capacitors C4 to C6 are provided between the gate terminals and the drain terminals of the capacitors C4 to C5, when the low side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on from off, the DC power supply terminal 31 and the ground terminal 32 are connected. FIG. 3A shows noise generated in FIG. 3, and FIG. 3B shows frequency characteristics obtained as a result of performing FFT (Fast Fourier Transform) on the noise.
[0029]
As shown in FIG. 3A, the noise amplitude of the low-side MOSFETs Q4 to Q6 can be reduced, and the noise component in the frequency range of 30 MHz or higher, which is radiation noise, can be reduced as shown in FIG. 3B. it can. Here, the radiated noise is an electromagnetic wave that affects the operation of other devices such as radio noise, and mainly has a frequency in the FM frequency band.
[0030]
A comparative example is shown below. The first comparative example is a motor drive circuit when only the first ceramic capacitors C1 to C3 are provided for the high side MOSFETs Q1 to Q3 as shown in FIG. 4, and the low side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on in FIG. The noise (a) sometimes generated and the frequency characteristic (b) of the noise are shown.
[0031]
In the first comparative example, the amplitude of noise is larger than in the case shown in FIG. 3A (FIG. 5A), and in the frequency band of 30 MHz or more compared to the case shown in FIG. It can be seen that the amplitude of is increased (FIG. 5B).
[0032]
The second comparative example is a motor drive circuit when only the second ceramic capacitors C4 to C6 are provided for the low side MOSFETs Q4 to Q6 as shown in FIG. 6, and when the low side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on in FIG. The generated noise (a) and the frequency characteristic (b) of the noise are shown.
[0033]
In the second comparative example, the amplitude of noise is larger than in the case shown in FIG. 3A (FIG. 7A), and in the frequency band of 30 MHz or more compared to the case shown in FIG. It can be seen that the amplitude of is increased (FIG. 7B).
[0034]
The third comparative example is a motor drive circuit when the first ceramic capacitors C1 to C3 and the second ceramic capacitors C4 to C6 are not provided as shown in FIG. 8, and the low side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on in FIG. The noise (a) sometimes generated and the frequency characteristic (b) of the noise are shown.
[0035]
In the third comparative example, the amplitude of noise is further increased as compared with the case shown in FIG. 3A (FIG. 7A), and the frequency band of 30 MHz or more as compared with the case shown in FIG. It can be seen that the amplitude at is further increased (FIG. 7B).
[0036]
From the results shown in FIG. 3 and the results of the first to third comparative examples, the first ceramic capacitors C1 to C3 are provided between the drain terminals and the source terminals of the high-side MOSFETs Q1 to Q3 that are not subjected to PWM control. By providing the second ceramic capacitors C4 to C6 between the gate terminals and the drain terminals of the low-side low-side MOSFETs Q4 to Q6 that are subjected to PWM control, the amplitude of noise generated when the low-side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on is reduced. At the same time, noise components of 30 MHz or more that become radiation noise can be reduced.
[0037]
This is because when the low-side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on, the voltage applied to the gate terminals of the low-side MOSFETs Q4 to Q6 is drawn to the ground terminal 32 side to reduce the voltage applied to the gate terminals. This is because the effect of the second ceramic capacitors C4 to C6 can be promoted by relaxing by C3.
[0038]
Furthermore, by providing the first ceramic capacitors C1 to C3 and the second ceramic capacitors C4 to C6, it is possible to prevent malfunction of the parasitic diodes of the high side MOSFETs Q1 to Q3.
[0039]
Furthermore, according to such a motor drive circuit 2, since the noise component can be suppressed without increasing the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6, the AC current supplied to the brushless motor 11 is affected. Never give.
[0040]
Next, with reference to FIGS. 10 to 13, the noise generated when the low-side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on from off when the capacitances of the first ceramic capacitors C1 to C3 are changed and the frequency characteristics of the noise components are referred to. I will explain. In this example, the capacity of the second ceramic capacitors C4 to C6 is set to 1000 pF.
[0041]
FIG. 10 shows noise and frequency characteristics of noise components when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 1000 pF, and FIG. 11 shows noise and noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 2200 pF. 12 shows the frequency characteristics of the components, FIG. 12 shows the noise and the frequency characteristics of the noise components when the capacities of the first ceramic capacitors C1 to C3 are 4200 pF, and FIG. 13 shows the capacities of the first ceramic capacitors C1 to C3. The noise and the frequency characteristic of the noise component when set to 10000 pF are shown.
[0042]
According to FIGS. 10A to 13A, the amplitude of noise does not change much even when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is changed, and depends on the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3. I understand that I don't. On the other hand, according to FIGS. 10B to 13B, when the first ceramic capacitors C1 to C3 and the second ceramic capacitors C4 to C6 have the same capacity as shown in FIG. It can be seen that the component can be reduced, and the radiation noise component increases as the capacitance difference between the first ceramic capacitors C1 to C3 and the second ceramic capacitors C4 to C6 increases.
[0043]
Next, referring to FIG. 14 to FIG. 17, the noise generated when the low-side MOSFETs Q4 to Q6 are turned on from off when the capacitances of the second ceramic capacitors C4 to C6 are changed and the frequency characteristics of the noise components are referred to. I will explain. In this example, the capacity of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 4700 pF.
[0044]
FIG. 14 shows the noise and frequency characteristics of the noise component when the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 470 pF, and FIG. 15 shows the noise and noise when the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 1000 pF. 16 shows the frequency characteristics of the components, FIG. 16 shows the noise and frequency characteristics of the noise components when the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 1500 pF, and FIG. 17 shows the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6. The noise in the case of 2200 pF and the frequency characteristic of the noise component are shown.
[0045]
According to FIGS. 14A to 17A, even if the capacitances of the second ceramic capacitors C4 to C6 are changed, the noise amplitude does not change so much and depends on the capacitances of the second ceramic capacitors C4 to C6. I understand that I don't. On the other hand, according to FIGS. 14 (b) to 17 (b), as shown in FIG. 17 (b), the radiation noise component becomes closer as the capacitances of the first ceramic capacitors C1 to C3 and the second ceramic capacitors C4 to C6 become closer. It can be seen that the radiation noise component increases as the capacitance difference between the first ceramic capacitors C1 to C3 and the second ceramic capacitors C4 to C6 increases.
[0046]
From the results shown in FIGS. 10 to 17, when the first ceramic capacitors C1 to C3 and the second ceramic capacitors C4 to C6 have substantially the same capacity, the amplitude of noise generated by the MOSFET that is PWM controlled is reduced. It can also be seen that the radiation noise component can be reduced.
[0047]
Moreover, as for the 1st ceramic capacitors C1-C3 and the 2nd ceramic capacitors C4-C6, it is desirable that the capacity | capacitance is 1000 pF-10000 pF. Thereby, only noise components in the FM frequency band can be removed from noise generated by turning on and off by PWM control.
[0048]
The above-described embodiment is an example of the present invention. For this reason, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made depending on the design and the like as long as the technical idea according to the present invention is not deviated from this embodiment. Of course, it is possible to change.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a brushless motor control apparatus to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a motor drive circuit to which the present invention is applied.
3A is a diagram showing noise when a low-side MOSFET is turned on in a motor drive circuit to which the present invention is applied, and FIG. 3B is a diagram showing frequency characteristics of noise. FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a motor drive circuit according to a first comparative example.
FIG. 5A is a diagram illustrating noise when the low-side MOSFET is turned on in the motor drive circuit according to the first comparative example, and FIG. 5B is a diagram illustrating noise frequency characteristics.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a motor drive circuit according to a second comparative example.
7A is a diagram illustrating noise when a low-side MOSFET is turned on in a motor drive circuit according to a second comparative example, and FIG. 7B is a diagram illustrating noise frequency characteristics.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a motor drive circuit according to a third comparative example.
9A is a diagram illustrating noise when the low-side MOSFET is turned on in the motor drive circuit according to the third comparative example, and FIG. 9B is a diagram illustrating noise frequency characteristics.
FIG. 10A shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 1000 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 1000 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
11A shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 2200 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 1000 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; FIG. It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
FIG. 12A shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 4000 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 1000 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
FIG. 13A shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is set to 10000 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is set to 1000 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
FIG. 14 (a) shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 4700 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 470 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
15A shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 4700 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 1000 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; FIG. It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
FIG. 16A shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 4700 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 1500 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
FIG. 17A shows noise when the capacitance of the first ceramic capacitors C1 to C3 is 4700 pF and the capacitance of the second ceramic capacitors C4 to C6 is 2200 pF in the motor drive circuit to which the present invention is applied; It is the figure which showed the frequency characteristic of noise in (b).
FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional motor driving device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor control circuit 2 Motor drive circuit 11 Brushless motor 21U, 21V, 21W Stator winding 31 DC power supply terminal 32 Grounding terminal 33U, 33V, 33W AC current supply line C1, C2, C3 1st ceramic capacitor C4, C5 C6 Second ceramic capacitor Q1, Q2, Q3 High-side MOSFET
Q4, Q5, Q6 Low-side MOSFET

Claims (2)

直流電源の正負極端子間に複数のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）をブリッジ接続してなり、正極側ＭＯＳＦＥＴ又は負極側ＭＯＳＦＥＴにパルス幅が調整されたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を供給してブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動装置において、
上記ＰＷＭ信号が供給される上記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に設けられた第１コンデンサと、上記ＰＷＭ信号が供給されない上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に設けられた第２コンデンサとを備え、
上記第１コンデンサの容量と上記第２コンデンサの容量とを略同じにしたことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。Multiple MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors) are bridge-connected between the positive and negative terminals of the DC power supply, and a PWM (Pulse Width Modulation) signal with a pulse width adjusted to the positive side MOSFET or negative side MOSFET In a brushless motor driving device for supplying and driving a brushless motor,
A first capacitor provided between the gate terminal and the drain terminal of the MOSFET to which the PWM signal is supplied, and a second capacitor provided between the drain terminal and the source terminal of the MOSFET to which the PWM signal is not supplied. With a capacitor ,
A brushless motor driving apparatus, wherein the first capacitor and the second capacitor have substantially the same capacity . 直流電源の正負極端子間に複数のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）をブリッジ接続してなり、正極側ＭＯＳＦＥＴ又は負極側ＭＯＳＦＥＴにパルス幅が調整されたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を供給してブラシレスモータを駆動するブラシレスモータの駆動装置において、
上記ＰＷＭ信号が供給される上記ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に設けられた第１コンデンサと、上記ＰＷＭ信号が供給されない上記ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に設けられた第２コンデンサとを備え、
上記負極側ＭＯＳＦＥＴにＰＷＭ信号を供給し、上記負極側ＭＯＳＦＥＴのゲート端子とドレイン端子との間に第１コンデンサを設けると共に、正極側ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間に第２コンデンサを設け、
上記第１コンデンサの容量と上記第２コンデンサの容量とを略同じにしたことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。Multiple MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistors) are bridge-connected between the positive and negative terminals of the DC power supply, and a PWM (Pulse Width Modulation) signal with a pulse width adjusted to the positive side MOSFET or negative side MOSFET In a brushless motor driving device for supplying and driving a brushless motor,
A first capacitor provided between the gate terminal and the drain terminal of the MOSFET to which the PWM signal is supplied, and a second capacitor provided between the drain terminal and the source terminal of the MOSFET to which the PWM signal is not supplied. With a capacitor ,
A PWM signal is supplied to the negative side MOSFET, a first capacitor is provided between the gate terminal and the drain terminal of the negative side MOSFET, and a second capacitor is provided between the drain terminal and the source terminal of the positive side MOSFET. ,
A brushless motor driving apparatus, wherein the first capacitor and the second capacitor have substantially the same capacity .

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